JPH0648832B2 - 双方向通話装置 - Google Patents
双方向通話装置Info
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- JPH0648832B2 JPH0648832B2 JP10634788A JP10634788A JPH0648832B2 JP H0648832 B2 JPH0648832 B2 JP H0648832B2 JP 10634788 A JP10634788 A JP 10634788A JP 10634788 A JP10634788 A JP 10634788A JP H0648832 B2 JPH0648832 B2 JP H0648832B2
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- transmission
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、テレコンファレンスシステムや拡声電話機等
におけるハウリングや反響を制御し、双方向同時通話を
行うための双方向通話装置に関するものである。
におけるハウリングや反響を制御し、双方向同時通話を
行うための双方向通話装置に関するものである。
従来の技術 近年、テレコンファレンスシステムや拡声電話機におい
て、双方向同時通話が行える明瞭で自然な音声伝達が望
まれている。テレコンファレンスシステムや拡声電話機
ではスピーカとマイクロホン間の音響結合、回線の２線
−４線変換による回線エコー径路があるためループを形
成してしまう。このため、エコーが戻って来るため、明
瞭度が劣化したり、拡声利得をあげるとハウリングを生
じ通話ができなくなる。現在、エコーやハウリングを抑
圧するのに、音声スイッチやエコーキャンセラ、また、
南、川崎（昭和60年電子通信学会総合全国大会2304）の
ように両者を組み合わせた装置を用いている。
て、双方向同時通話が行える明瞭で自然な音声伝達が望
まれている。テレコンファレンスシステムや拡声電話機
ではスピーカとマイクロホン間の音響結合、回線の２線
−４線変換による回線エコー径路があるためループを形
成してしまう。このため、エコーが戻って来るため、明
瞭度が劣化したり、拡声利得をあげるとハウリングを生
じ通話ができなくなる。現在、エコーやハウリングを抑
圧するのに、音声スイッチやエコーキャンセラ、また、
南、川崎（昭和60年電子通信学会総合全国大会2304）の
ように両者を組み合わせた装置を用いている。
以下図面を参照しながら、上述したような従来の双方向
通話装置について説明する。
通話装置について説明する。
第６図は従来の双方向通話装置の構成を示すものであ
る。第６図において、91は受信側入力端子、92はスピー
カ、93はマイクロホン、94は送出側出力端子、95はスピ
ーカ２からマイクロホン３に回り込んでくる音響エコー
を消去するエコーキャンセラ、100は受信側線路に挿入
された受信損失手段、101は送信側線路に挿入された送
信損失手段、102は受信損失手段100を受信側線路に挿入
するかしないかを選択する受信スイッチ、103は送信損
失手段101を送信側線路に挿入するかしないかを選択す
る送信スイッチ、200は受信入力信号と送信入力信号を
比較して送受判定を行う送受判定手段、300は受信入力
信号と送信出力信号を周波数分析しエコーキャンセラ95
を含む音響エコー径路の利得の最大値を推定する音響エ
コー径路利得推定手段である。
る。第６図において、91は受信側入力端子、92はスピー
カ、93はマイクロホン、94は送出側出力端子、95はスピ
ーカ２からマイクロホン３に回り込んでくる音響エコー
を消去するエコーキャンセラ、100は受信側線路に挿入
された受信損失手段、101は送信側線路に挿入された送
信損失手段、102は受信損失手段100を受信側線路に挿入
するかしないかを選択する受信スイッチ、103は送信損
失手段101を送信側線路に挿入するかしないかを選択す
る送信スイッチ、200は受信入力信号と送信入力信号を
比較して送受判定を行う送受判定手段、300は受信入力
信号と送信出力信号を周波数分析しエコーキャンセラ95
を含む音響エコー径路の利得の最大値を推定する音響エ
コー径路利得推定手段である。
以上のように構成された反響消去装置について、以下そ
の動作について説明する。
の動作について説明する。
まず、遠端話者だけが話している受話状態であるとす
る。受話状態では受信スイッチ102はａ側に倒れており
受信入力信号ＲＩは損失を受けずに受信出力信号ＲＯと
なる。送話スイッチ103もａ側に倒れておりエコーキャ
ンセラ95の出力信号ＳI1は送信損失101で減衰され送信
出力信号ＳＯとなり送信出力端子94から回線へ出力され
る。受話出力信号ＲＯはスピーカ２で拡声されるととも
にエコーキャンセラ95に供給される。信号ＲＯは音響空
間を経て、送信側入力端子93に送信入力ＳI2として入
る。エコーキャンセラ95では出力信号ＳI1（消去残信号
とも呼ぶ）が零になるように受信出力ＲＯの系列とエコ
ーキャンセラ95の出力ＳI1から疑似反響路を作る。エコ
ーキャンセラ95の適応が進につれて第８図に示すように
エコーは消去されて行くが高域周波数において適応速度
が遅いため消去量が少なくなっている。受話状態では音
響バス利得周波数特性推定手段300は下記の動作を行
う。以下第７図を用いて説明を行う。受信信号周波数分
析手段301で受信入力信の振幅周波数特性を算出する。
第１の平均化手段303では受信信号周波数分析手段301の
結果を時間平均する。同様に、送信信号周波数分析手段
302で送信入力信の振幅周波数特性を算出し、第２の平
均化手段304では送信信号周波数分析手段302の結果を時
間平均する。但し、第１及び第２の平均化手段303、304
は送受判定手段200が受信状態であると判定したときに
平均化の演算を行う。送信損失決定手段305は第１の平
均化手段と第２の平均化手段の比の最大値から音響エコ
ーキャンセラ５、及び挿入損失ＬOSSを含む音響パス利
得の最大値を算出し、予め決められた利得になるように
挿入損失ＬOSSを決定する。このようにして全周波数に
わたり音響パス利得を一定にしながらエコーキャンセラ
95を用いることができる。
る。受話状態では受信スイッチ102はａ側に倒れており
受信入力信号ＲＩは損失を受けずに受信出力信号ＲＯと
なる。送話スイッチ103もａ側に倒れておりエコーキャ
ンセラ95の出力信号ＳI1は送信損失101で減衰され送信
出力信号ＳＯとなり送信出力端子94から回線へ出力され
る。受話出力信号ＲＯはスピーカ２で拡声されるととも
にエコーキャンセラ95に供給される。信号ＲＯは音響空
間を経て、送信側入力端子93に送信入力ＳI2として入
る。エコーキャンセラ95では出力信号ＳI1（消去残信号
とも呼ぶ）が零になるように受信出力ＲＯの系列とエコ
ーキャンセラ95の出力ＳI1から疑似反響路を作る。エコ
ーキャンセラ95の適応が進につれて第８図に示すように
エコーは消去されて行くが高域周波数において適応速度
が遅いため消去量が少なくなっている。受話状態では音
響バス利得周波数特性推定手段300は下記の動作を行
う。以下第７図を用いて説明を行う。受信信号周波数分
析手段301で受信入力信の振幅周波数特性を算出する。
第１の平均化手段303では受信信号周波数分析手段301の
結果を時間平均する。同様に、送信信号周波数分析手段
302で送信入力信の振幅周波数特性を算出し、第２の平
均化手段304では送信信号周波数分析手段302の結果を時
間平均する。但し、第１及び第２の平均化手段303、304
は送受判定手段200が受信状態であると判定したときに
平均化の演算を行う。送信損失決定手段305は第１の平
均化手段と第２の平均化手段の比の最大値から音響エコ
ーキャンセラ５、及び挿入損失ＬOSSを含む音響パス利
得の最大値を算出し、予め決められた利得になるように
挿入損失ＬOSSを決定する。このようにして全周波数に
わたり音響パス利得を一定にしながらエコーキャンセラ
95を用いることができる。
送話状態では、送話スイッチ103はｂ側に倒れており送
信入力信号ＳI2はエコーキャンセラ95を通過した後損失
を受けずに送信出力信号ＳＯとなる。受信スイッチ102
もｂ側に倒れており受話入力信号ＲＩは受信損失100で
減衰され受信出力信号ＲＯとなりスピーカ92から拡声さ
れる。この時、エコーキャンセラ95はスピーカ92からマ
イクロホン93までの音響パスの特性の同定は行っていな
いし、音響パス利得周波数特性推定手段300も第１及び
第２の平均化手段303、304の動作を停止している。
信入力信号ＳI2はエコーキャンセラ95を通過した後損失
を受けずに送信出力信号ＳＯとなる。受信スイッチ102
もｂ側に倒れており受話入力信号ＲＩは受信損失100で
減衰され受信出力信号ＲＯとなりスピーカ92から拡声さ
れる。この時、エコーキャンセラ95はスピーカ92からマ
イクロホン93までの音響パスの特性の同定は行っていな
いし、音響パス利得周波数特性推定手段300も第１及び
第２の平均化手段303、304の動作を停止している。
一般的に通話は受話状態と送話状態が交互に繰り返され
ている。通話が始まって間もなくはエコーキャンセラ95
はエコー径路の特性を同定していないので、エコーは消
去されておらず、受信損失手段100、送信損失手段101に
は大きな損失量が与えられている。その後、受話状態が
あると、エコーキャンセラ95が適応しエコーを消去し、
上述の受話状態の動作を行い挿入損失ＬOSSが徐々に小
さくなってゆき、同時通話性が良くなっていく。
ている。通話が始まって間もなくはエコーキャンセラ95
はエコー径路の特性を同定していないので、エコーは消
去されておらず、受信損失手段100、送信損失手段101に
は大きな損失量が与えられている。その後、受話状態が
あると、エコーキャンセラ95が適応しエコーを消去し、
上述の受話状態の動作を行い挿入損失ＬOSSが徐々に小
さくなってゆき、同時通話性が良くなっていく。
発明が解決しようとする課題 しかしながら上記のような構成では、エコーキャンセラ
95の全帯域にわたる適応時間が１分程度と長くなり、そ
の間大きな挿入損失ＬOSSが回線に挿入され同時通話性
を損なってしまう。また、音響パス利得周波数特性推定
手段300では、受信信号周波数分析手段301と送信信号周
波数分析手段302で２度の周波数分析を行わねばならな
いので演算量が多くなりハードウェアが大きくなった
り、高価になったりするという欠点を有していた。
95の全帯域にわたる適応時間が１分程度と長くなり、そ
の間大きな挿入損失ＬOSSが回線に挿入され同時通話性
を損なってしまう。また、音響パス利得周波数特性推定
手段300では、受信信号周波数分析手段301と送信信号周
波数分析手段302で２度の周波数分析を行わねばならな
いので演算量が多くなりハードウェアが大きくなった
り、高価になったりするという欠点を有していた。
本発明は上記課題に鑑み、エコーキャンセラを全体域に
わたって高速に音声で適応させ、周波数分析をすること
なく挿入損失を素早く小さくする事ができる双方向通話
装置を提供するものである。
わたって高速に音声で適応させ、周波数分析をすること
なく挿入損失を素早く小さくする事ができる双方向通話
装置を提供するものである。
課題を解決するための手段 この目的を達成するために本発明の双方向通話装置は、
話者の音声を収音するマイクロホンと、受信出力信号を
拡声するスピーカと、マイクロホンの出力信号の高域周
波数成分を強調する送信プリエンファシスフィルタと、
送信プリエンファシスフィルタの逆特性を有し回線へ送
信出力信号を送る送信ディエンファシスフィルタと、受
信入力信号の高域周波数成分を強調する受信プリエンフ
ァシスフィルタと、受信プリエンファシスフィルタと逆
特性を有しスピーカの前に設けられた受信ディエンファ
シスフィルタと、受信ディエンファシスフィルタからス
ピーカ、音響空間、マイクロホン、送信プリエンファシ
スフィルタを通る音響エコー径路の特性を受信音声によ
り適応的に同定し音響エコーを消去する音響エコーキャ
ンセラと、送信ディエンファシスフィルタからハイブリ
ッドトランス等の２線−４線変換器、受信プリエンファ
シスフィルタを通る回線エコーを消去する回線エコーキ
ャンセラと、音響エコーキャンセラと回線エコーキャン
セラの間に設けられ、音響エコーキャンセラを含む音響
エコー径路の利得及び、回線エコーキャンセラを含む回
線エコー径路の利得からハウリングを生じさせない挿入
損失を決定し、受信状態か送信状態かを判定し、受信状
態の時には挿入損失を送信側に、送信状態の時には受信
側に挿入する適応型ボイススイッチとから構成されてい
る。
話者の音声を収音するマイクロホンと、受信出力信号を
拡声するスピーカと、マイクロホンの出力信号の高域周
波数成分を強調する送信プリエンファシスフィルタと、
送信プリエンファシスフィルタの逆特性を有し回線へ送
信出力信号を送る送信ディエンファシスフィルタと、受
信入力信号の高域周波数成分を強調する受信プリエンフ
ァシスフィルタと、受信プリエンファシスフィルタと逆
特性を有しスピーカの前に設けられた受信ディエンファ
シスフィルタと、受信ディエンファシスフィルタからス
ピーカ、音響空間、マイクロホン、送信プリエンファシ
スフィルタを通る音響エコー径路の特性を受信音声によ
り適応的に同定し音響エコーを消去する音響エコーキャ
ンセラと、送信ディエンファシスフィルタからハイブリ
ッドトランス等の２線−４線変換器、受信プリエンファ
シスフィルタを通る回線エコーを消去する回線エコーキ
ャンセラと、音響エコーキャンセラと回線エコーキャン
セラの間に設けられ、音響エコーキャンセラを含む音響
エコー径路の利得及び、回線エコーキャンセラを含む回
線エコー径路の利得からハウリングを生じさせない挿入
損失を決定し、受信状態か送信状態かを判定し、受信状
態の時には挿入損失を送信側に、送信状態の時には受信
側に挿入する適応型ボイススイッチとから構成されてい
る。
作用 この構成によって、受信入力信号は受信プリエンファシ
スフィルタにより高域周波数成分が強調され、送信入力
信号は送信プリエンファシスフィルタにより高域周波数
成分が強調されることにより、音響エコーキャンセラと
回線エコーキャンセラの受信入力信号のスペクトルを平
坦化し、音響エコーキャンセラ、回線エコーキャンセラ
のエコー消去速度を全帯域にわたってする一様に高速化
することができ、通話が始まってから適応型ボイススイ
ッチの挿入損失が小さくなるまでの時間が短くなり、双
方向同時通話性が優れ、かつエコー径路の利得の周波数
分析等の大規模な演算を必要としない双方向通話装置と
することが出来る。
スフィルタにより高域周波数成分が強調され、送信入力
信号は送信プリエンファシスフィルタにより高域周波数
成分が強調されることにより、音響エコーキャンセラと
回線エコーキャンセラの受信入力信号のスペクトルを平
坦化し、音響エコーキャンセラ、回線エコーキャンセラ
のエコー消去速度を全帯域にわたってする一様に高速化
することができ、通話が始まってから適応型ボイススイ
ッチの挿入損失が小さくなるまでの時間が短くなり、双
方向同時通話性が優れ、かつエコー径路の利得の周波数
分析等の大規模な演算を必要としない双方向通話装置と
することが出来る。
実施例 以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。
明する。
第１図は本発明の一実施例における双方向通話装置の構
成を示すものである。第１図において、10は受信出力信
号ＡROを拡声するスピーカ、11は送話者の音声を収音す
るマイクロホン、20は回線から送られて来るアナログの
受信入力信号ＡRIをディジタル信号に変換するアナログ
−ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ）、21
はディジタルの受信出力信号ＲO2をアナログ信号に変換
するディジタル−アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器
と呼ぶ）、22はマイクロホン11の出力をディジタル信号
に変換するためのアナログ−ディジタル変換器、23はデ
ィジタルの送信出力信号ＳO2をアナログ信号に変換する
ディジタル−アナログ変換器、30はＡ／Ｄ変換器20の出
力信号ＲI3の高域周波数成分を強調する受信プリエンフ
ァシスフィルタで第３図に示す伝達特性を持っている。
31は第３図に示すように受信プリエンファシスフィルタ
30の逆特性を有する受信ディエンファシスフィルタ、32
はＡ／Ｄ変換器22の出力信号ＳI3の高域周波数成分を強
調する送信プリエンファシスフィルタで受信プリエンフ
ァシスフィルタ30と同じ特性を有している。33は送信プ
リエンファシスフィルタ32の逆特性を有する送信ディエ
ンファシスフィルタで受信ディエンファシスフィルタ31
と同じ特性を有している。40は受信ディエンファシスフ
ィルタ31からＤ／Ａ変換器21、スピーカ10、マイクロホ
ン11、Ａ／Ｄ変換器22および送信プリエンファシスフィ
ルタ32を通って戻って来る音響エコーを消去する音響エ
コーキャンセラ、41は送信ディエンファシスフィルタ33
からＤ／Ａ変換器23、ハイブリッドトランス60、Ａ／Ｄ
変換器20および受信プリエンファシスフィルタ30を通っ
て戻って来る回線エコーを消去する回線エコーキャンセ
ラ、60は２線−４線変換を行うハイブリッドトランスで
ある。
成を示すものである。第１図において、10は受信出力信
号ＡROを拡声するスピーカ、11は送話者の音声を収音す
るマイクロホン、20は回線から送られて来るアナログの
受信入力信号ＡRIをディジタル信号に変換するアナログ
−ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と呼ぶ）、21
はディジタルの受信出力信号ＲO2をアナログ信号に変換
するディジタル−アナログ変換器（以下、Ｄ／Ａ変換器
と呼ぶ）、22はマイクロホン11の出力をディジタル信号
に変換するためのアナログ−ディジタル変換器、23はデ
ィジタルの送信出力信号ＳO2をアナログ信号に変換する
ディジタル−アナログ変換器、30はＡ／Ｄ変換器20の出
力信号ＲI3の高域周波数成分を強調する受信プリエンフ
ァシスフィルタで第３図に示す伝達特性を持っている。
31は第３図に示すように受信プリエンファシスフィルタ
30の逆特性を有する受信ディエンファシスフィルタ、32
はＡ／Ｄ変換器22の出力信号ＳI3の高域周波数成分を強
調する送信プリエンファシスフィルタで受信プリエンフ
ァシスフィルタ30と同じ特性を有している。33は送信プ
リエンファシスフィルタ32の逆特性を有する送信ディエ
ンファシスフィルタで受信ディエンファシスフィルタ31
と同じ特性を有している。40は受信ディエンファシスフ
ィルタ31からＤ／Ａ変換器21、スピーカ10、マイクロホ
ン11、Ａ／Ｄ変換器22および送信プリエンファシスフィ
ルタ32を通って戻って来る音響エコーを消去する音響エ
コーキャンセラ、41は送信ディエンファシスフィルタ33
からＤ／Ａ変換器23、ハイブリッドトランス60、Ａ／Ｄ
変換器20および受信プリエンファシスフィルタ30を通っ
て戻って来る回線エコーを消去する回線エコーキャンセ
ラ、60は２線−４線変換を行うハイブリッドトランスで
ある。
第２図は第１図の中の適応型ボイススイッチの詳細を示
す図で、500は受信線路側に設けられた受信損失手段、5
01は送信線路側に設けられた送信損失手段、502は送受
判定手段507が送話状態と判定した時に受話線路に損失
を挿入するようａ側に倒れ、受話状態と判定したときに
は受話線路に損失を挿入しないようにｂ側に倒れる受信
スイッチ、503は送受判定手段507が受話状態と判定した
時に送話線路に損失を挿入するようｂ側に倒れ、送話状
態と判定したときには送話線路に損失を挿入しないよう
にａ側に倒れる送信スイッチ、504は受信入力信号ＲI1
の信号レベルを検出する受信入力信号レベル検出手段、
505は受信出力信号ＲO1の信号レベルを検出する受信出
力信号レベル検出手段、506は送信入力信号ＳI1の信号
レベルを検出する送信入力信号レベル検出手段、507は
送信出力信号ＳO1の信号レベルを検出する送信信号レベ
ル検出手段、508は送受判定手段511が受話状態と判定し
たとき受信出力信号レベルＬRO1と送信入力信号レベル
ＬSI1の比の長時間平均から音響エコー径路の利得を推
定する音響パス利得推定手段、509は送受判定手段507が
送話状態と判定したとき送信出力信号レベルＬSO1と受
信入力信号レベルＬRI1の比の長時間平均から回線エコ
ー径路の利得を推定する回線パス利得推定手段、510は
音響パス利得推定手段508の推定した音響エコー径路の
利得αと回線パス利得推定手段509の推定した回線エコ
ー径路の利得βから挿入損失量ＬOSSを算出する挿入損
失決定手段、511は受信入出力信号レベルＬRI1，ＬRO1
と送信入出力信号レベルＬSI1，ＬSO1と、音響エコー径
路の利得αと回線エコー径路の利得βと、挿入損失Ｌ
OSSから送話状態か受話状態かを判定する送受判定手段
である。
す図で、500は受信線路側に設けられた受信損失手段、5
01は送信線路側に設けられた送信損失手段、502は送受
判定手段507が送話状態と判定した時に受話線路に損失
を挿入するようａ側に倒れ、受話状態と判定したときに
は受話線路に損失を挿入しないようにｂ側に倒れる受信
スイッチ、503は送受判定手段507が受話状態と判定した
時に送話線路に損失を挿入するようｂ側に倒れ、送話状
態と判定したときには送話線路に損失を挿入しないよう
にａ側に倒れる送信スイッチ、504は受信入力信号ＲI1
の信号レベルを検出する受信入力信号レベル検出手段、
505は受信出力信号ＲO1の信号レベルを検出する受信出
力信号レベル検出手段、506は送信入力信号ＳI1の信号
レベルを検出する送信入力信号レベル検出手段、507は
送信出力信号ＳO1の信号レベルを検出する送信信号レベ
ル検出手段、508は送受判定手段511が受話状態と判定し
たとき受信出力信号レベルＬRO1と送信入力信号レベル
ＬSI1の比の長時間平均から音響エコー径路の利得を推
定する音響パス利得推定手段、509は送受判定手段507が
送話状態と判定したとき送信出力信号レベルＬSO1と受
信入力信号レベルＬRI1の比の長時間平均から回線エコ
ー径路の利得を推定する回線パス利得推定手段、510は
音響パス利得推定手段508の推定した音響エコー径路の
利得αと回線パス利得推定手段509の推定した回線エコ
ー径路の利得βから挿入損失量ＬOSSを算出する挿入損
失決定手段、511は受信入出力信号レベルＬRI1，ＬRO1
と送信入出力信号レベルＬSI1，ＬSO1と、音響エコー径
路の利得αと回線エコー径路の利得βと、挿入損失Ｌ
OSSから送話状態か受話状態かを判定する送受判定手段
である。
以上の様に構成された反響消去装置について、以下その
動作を説明する。
動作を説明する。
まず、遠端話者だけが話している受話状態であるとす
る。遠端話者の音声信号はハイブリッドトランス60で受
信入力信号ＡRIに変換される。受信入力信号ＡRIはＡ／
Ｄ変換器20でアナログ信号からディジタル信号ＲI3に変
換され、受信プリエンファシスフィルタ30で高域周波数
成分が強調される。受話状態なので受信プリエンファシ
スフィルタ30の出力ＲI2は適応型ボイススイッチ50では
損失を受けずに音響エコーキャンセラ40の受信入力とし
て加えられると共に受信ディエンファシスフィルタ31に
入力される。受信出力信号ＲO1は受信ディエンファシス
フィルタ31で受信プリエンファシスフィルタ30の影響が
相殺されるように高域周波数成分が減衰され、Ｄ／Ａ変
換器21でアナログ信号に変換された後スピーカ10で拡声
される。拡声された遠端話者音声は近端話者に届くだけ
でなくマイクロホン11で収音されＡ／Ｄ変換器22でディ
ジタル信号ＳI3に変換され、送信プリエンファシスフィ
ルタ32で再び高域周波数成分が強調され、音響エコーキ
ャンセラ40の送信入力に入力される。音響エコーキャン
セラ40では出力信号ＳI1が零になるように受信出力ＲO1
の系列とエコーキャンセラ40の出力ＳI1から疑似反響路
を作る。エコーキャンセラ40の適応が進につれて第５図
に示すようにエコーは消去されて行く。この時音響エコ
ーキャンセラ40の音声入力信号ＲO1は受信プリエンファ
シスフィルタ30で高域周波数成分が強調されているの
で、第４図(a)，(b)の２秒間の音声入出力信号のスペク
トル例に示すように受信プリエンファシスフィルタ30の
出力スペクトルはほぼ平坦になる。音響エコーキャンセ
ラ40の受信入力信号ＲO1のスペクトルがほぼ平坦になっ
ているので、第５図に示すように打ち消し量も全周波数
帯域に渡ってほぼ一様に、しかも高速に大きくなってい
き、約10秒でエコー径路の同定が完了している。
る。遠端話者の音声信号はハイブリッドトランス60で受
信入力信号ＡRIに変換される。受信入力信号ＡRIはＡ／
Ｄ変換器20でアナログ信号からディジタル信号ＲI3に変
換され、受信プリエンファシスフィルタ30で高域周波数
成分が強調される。受話状態なので受信プリエンファシ
スフィルタ30の出力ＲI2は適応型ボイススイッチ50では
損失を受けずに音響エコーキャンセラ40の受信入力とし
て加えられると共に受信ディエンファシスフィルタ31に
入力される。受信出力信号ＲO1は受信ディエンファシス
フィルタ31で受信プリエンファシスフィルタ30の影響が
相殺されるように高域周波数成分が減衰され、Ｄ／Ａ変
換器21でアナログ信号に変換された後スピーカ10で拡声
される。拡声された遠端話者音声は近端話者に届くだけ
でなくマイクロホン11で収音されＡ／Ｄ変換器22でディ
ジタル信号ＳI3に変換され、送信プリエンファシスフィ
ルタ32で再び高域周波数成分が強調され、音響エコーキ
ャンセラ40の送信入力に入力される。音響エコーキャン
セラ40では出力信号ＳI1が零になるように受信出力ＲO1
の系列とエコーキャンセラ40の出力ＳI1から疑似反響路
を作る。エコーキャンセラ40の適応が進につれて第５図
に示すようにエコーは消去されて行く。この時音響エコ
ーキャンセラ40の音声入力信号ＲO1は受信プリエンファ
シスフィルタ30で高域周波数成分が強調されているの
で、第４図(a)，(b)の２秒間の音声入出力信号のスペク
トル例に示すように受信プリエンファシスフィルタ30の
出力スペクトルはほぼ平坦になる。音響エコーキャンセ
ラ40の受信入力信号ＲO1のスペクトルがほぼ平坦になっ
ているので、第５図に示すように打ち消し量も全周波数
帯域に渡ってほぼ一様に、しかも高速に大きくなってい
き、約10秒でエコー径路の同定が完了している。
以上の音響エコーキャンセラ40の適応にともなって、適
応型ボイススイッチは以下の動作を行う。受話状態にお
いては、受信スイッチ500、送信スイッチ501はｂ側に倒
れている。音響パス利得推定手段508では受信出力信号
レベル検出手段505で検出された受信出力信号レベルＬ
RO1と送信入力信号検出手段506で検出された送信入力信
号レベルＬSI1の比；ＬSI1／ＬRO1の長時間平均を算出
し音響エコー径路の利得αを出力する。この音響エコー
径路の利得αは音響エコーキャンセラのエコー打ち消し
量の増加にともなって小さくなっていく。今、受話状態
であるので回線パス利得推定手段509は以前の回線エコ
ー径路の利得βを保持している。通話開始時は音響パス
利得推定手段508および回線パス利得推定手段509は使用
上の最大値を有している。挿入損失決定手段510は受信
損失手段500および送信損失手段501の損失量ＬOSSを、
音響エコー径路の利得αと回線エコー径路の利得βの積
にハウリング余裕を見込んで決定している。
応型ボイススイッチは以下の動作を行う。受話状態にお
いては、受信スイッチ500、送信スイッチ501はｂ側に倒
れている。音響パス利得推定手段508では受信出力信号
レベル検出手段505で検出された受信出力信号レベルＬ
RO1と送信入力信号検出手段506で検出された送信入力信
号レベルＬSI1の比；ＬSI1／ＬRO1の長時間平均を算出
し音響エコー径路の利得αを出力する。この音響エコー
径路の利得αは音響エコーキャンセラのエコー打ち消し
量の増加にともなって小さくなっていく。今、受話状態
であるので回線パス利得推定手段509は以前の回線エコ
ー径路の利得βを保持している。通話開始時は音響パス
利得推定手段508および回線パス利得推定手段509は使用
上の最大値を有している。挿入損失決定手段510は受信
損失手段500および送信損失手段501の損失量ＬOSSを、
音響エコー径路の利得αと回線エコー径路の利得βの積
にハウリング余裕を見込んで決定している。
近端話者だけが発声している送話状態の場合もほぼ同様
で、音響エコーキャンセラ40は音響エコー径路の特性の
同定を停止し、回線エコーキャンセラが回線エコー径路
の特性の同定を行っている。音響エコーキャンセラ40と
同様に回線エコーキャンセラ41も第５図に示すように全
帯域に渡ってほぼ一様に、しかも高速に回線エコーを消
去していく。適応型ボイススイッチ50は受話状態の時と
は逆に受信スイッチ502および送信スイッチ503をｂ側に
倒し、回線パス利得手段509が受信入力信号レベルＬRI1
と送信出力信号レベルＬSO1の比；ＬRI1／ＬSO1の長時
間平均から回線エコー径路の利得βを推定しており音響
パス利得推定手段508は以前の値を保持している。挿入
損失ＬOSSは受話状態で説明したのと同様に決定されて
いる。
で、音響エコーキャンセラ40は音響エコー径路の特性の
同定を停止し、回線エコーキャンセラが回線エコー径路
の特性の同定を行っている。音響エコーキャンセラ40と
同様に回線エコーキャンセラ41も第５図に示すように全
帯域に渡ってほぼ一様に、しかも高速に回線エコーを消
去していく。適応型ボイススイッチ50は受話状態の時と
は逆に受信スイッチ502および送信スイッチ503をｂ側に
倒し、回線パス利得手段509が受信入力信号レベルＬRI1
と送信出力信号レベルＬSO1の比；ＬRI1／ＬSO1の長時
間平均から回線エコー径路の利得βを推定しており音響
パス利得推定手段508は以前の値を保持している。挿入
損失ＬOSSは受話状態で説明したのと同様に決定されて
いる。
以上の受話状態、送話状態を数回繰り返すことにより音
響エコーキャンセラ40および回線エコーキャンセラ41が
エコー径路の特性を音声により同定しエコーを消去して
いく。これにともない、適応型ボイススイッチ50の推定
した音響エコー径路の利得α、回線エコー径路の利得β
も徐々に小さくなり挿入損失も少なくなり同時通話が行
えるようになる。
響エコーキャンセラ40および回線エコーキャンセラ41が
エコー径路の特性を音声により同定しエコーを消去して
いく。これにともない、適応型ボイススイッチ50の推定
した音響エコー径路の利得α、回線エコー径路の利得β
も徐々に小さくなり挿入損失も少なくなり同時通話が行
えるようになる。
以上のように本実施例によれば、受信入力信号ＲI3は受
信プリエンファシスフィルタ30により高域周波数成分が
強調され、送信入力信号ＳI3は送信プリエンファシスフ
ィルタ32により高域周波数成分が強調されることによ
り、音響エコーキャンセラ40と回線エコーキャンセラ41
の受信入力信号ＲO1，ＳO1のスペクトルを平坦化し、音
響エコーキャンセラ40、回線エコーキャンセラ41のエコ
ー消去速度を全帯域に渡ってする一様に高速化すること
ができ、通話が始まってから適応型ボイススイッチ50の
挿入損失ＬOSSが小さくなるまでの時間が短くなり、双
方向同時通話性の優れた双方向通話装置とすることが出
来る。
信プリエンファシスフィルタ30により高域周波数成分が
強調され、送信入力信号ＳI3は送信プリエンファシスフ
ィルタ32により高域周波数成分が強調されることによ
り、音響エコーキャンセラ40と回線エコーキャンセラ41
の受信入力信号ＲO1，ＳO1のスペクトルを平坦化し、音
響エコーキャンセラ40、回線エコーキャンセラ41のエコ
ー消去速度を全帯域に渡ってする一様に高速化すること
ができ、通話が始まってから適応型ボイススイッチ50の
挿入損失ＬOSSが小さくなるまでの時間が短くなり、双
方向同時通話性の優れた双方向通話装置とすることが出
来る。
また音響パス利得推定手段508は、受信出力信号レベル
ＬRO1と送信入力信号レベルＬSI1の比の長時間平均、回
線パス利得推定手段509は、送信出力信号レベルＬSO1と
受信入力信号レベルＬRI1の比の長時間平均から算出さ
れるので、エコー径路の利得の周波数分析等の大規模な
演算を必要としないためハードウェアが小さくなり、価
格も安くなるという点でも有利である。
ＬRO1と送信入力信号レベルＬSI1の比の長時間平均、回
線パス利得推定手段509は、送信出力信号レベルＬSO1と
受信入力信号レベルＬRI1の比の長時間平均から算出さ
れるので、エコー径路の利得の周波数分析等の大規模な
演算を必要としないためハードウェアが小さくなり、価
格も安くなるという点でも有利である。
なお、本実施例では受信、送信プリエンファシスフィル
タおよび受信、送信ディエンファシスフィルタをディジ
タルで構成したがアナログで構成してもよい。
タおよび受信、送信ディエンファシスフィルタをディジ
タルで構成したがアナログで構成してもよい。
発明の効果 以上のように本発明は、話者の音声を収音するマイクロ
ホンと、受信出力信号を拡声するスピーカと、マイクロ
ホンの出力信号の高域周波数成分を強調する送信プリエ
ンファシスフィルタと、送信プリエンファシスフィルタ
の逆特性を有し回線へ送信出力信号を送る送信ディエン
ファシスフィルタと、受信入力信号の高域周波数成分を
強調する受信プリエンファシスフィルタと、受信プリエ
ンファシスフィルタと逆特性を有しスピーカの前に設け
られた受信デイエンファシスフィルタと、受信ディエン
ファシスフィルタからスピーカ、音響空間、マイクロホ
ン、送信プリエンファシスフィルタを通る音響エコー径
路の特性を受信音声により適応的に同定し音響エコーを
消去する音響エコーキャンセラと、送信ディエンファシ
スフィルタからハイブリッドトランス等の２線−４線変
換器、受信プリエンファシスフィルタを通る回線エコー
を消去する回線エコーキャンセラと、音響エコーキャン
セラと回線エコーキャンセラの間に設けられ、音響エコ
ーキャンセラを含む音響エコー径路の利得及び、回線エ
コーキャンセラを含む回線エコー径路の利得からハウリ
ングを生じさせない挿入損失を決定し、受信状態か送信
状態かを判定し、受信状態の時には挿入損失を送信側
に、送信状態の時には受信側に挿入する適応型ボイスス
イッチを設けることにより、受信入力信号は受信プリエ
ンファシスフィルタにより高域周波数成分が強調され、
送信入力信号は送信プリエンファシスフィルタにより高
域周波数成分が強調されることにより、音響エコーキャ
ンセラと回線エコーキャンセラの受信入力信号のスペク
トルを平坦化し、音響エコーキャンセラ、回線エコーキ
ャンセラのエコー消去速度を全帯域にわたってする一様
に高速化することができ、通話が始まってから適応型ボ
イススイッチの挿入損失が小さくなるまでの時間が短く
なり、双方向同時通話性が優れ、かつエコー径路の利得
の周波数分析等の大規模な演算を必要としない双方向通
話装置とすることができ、その実用的効果は大なるもの
である。
ホンと、受信出力信号を拡声するスピーカと、マイクロ
ホンの出力信号の高域周波数成分を強調する送信プリエ
ンファシスフィルタと、送信プリエンファシスフィルタ
の逆特性を有し回線へ送信出力信号を送る送信ディエン
ファシスフィルタと、受信入力信号の高域周波数成分を
強調する受信プリエンファシスフィルタと、受信プリエ
ンファシスフィルタと逆特性を有しスピーカの前に設け
られた受信デイエンファシスフィルタと、受信ディエン
ファシスフィルタからスピーカ、音響空間、マイクロホ
ン、送信プリエンファシスフィルタを通る音響エコー径
路の特性を受信音声により適応的に同定し音響エコーを
消去する音響エコーキャンセラと、送信ディエンファシ
スフィルタからハイブリッドトランス等の２線−４線変
換器、受信プリエンファシスフィルタを通る回線エコー
を消去する回線エコーキャンセラと、音響エコーキャン
セラと回線エコーキャンセラの間に設けられ、音響エコ
ーキャンセラを含む音響エコー径路の利得及び、回線エ
コーキャンセラを含む回線エコー径路の利得からハウリ
ングを生じさせない挿入損失を決定し、受信状態か送信
状態かを判定し、受信状態の時には挿入損失を送信側
に、送信状態の時には受信側に挿入する適応型ボイスス
イッチを設けることにより、受信入力信号は受信プリエ
ンファシスフィルタにより高域周波数成分が強調され、
送信入力信号は送信プリエンファシスフィルタにより高
域周波数成分が強調されることにより、音響エコーキャ
ンセラと回線エコーキャンセラの受信入力信号のスペク
トルを平坦化し、音響エコーキャンセラ、回線エコーキ
ャンセラのエコー消去速度を全帯域にわたってする一様
に高速化することができ、通話が始まってから適応型ボ
イススイッチの挿入損失が小さくなるまでの時間が短く
なり、双方向同時通話性が優れ、かつエコー径路の利得
の周波数分析等の大規模な演算を必要としない双方向通
話装置とすることができ、その実用的効果は大なるもの
である。
第１図は本発明の一実施例における双方向通話装置の構
成図、第２図は本発明の一実施例における適応型ボイス
スイッチの構成図、第３図は本発明の実施例における送
受信プリエンファシスフィルタおよびディエンファシス
フィルタの振幅周波数特性図、第４図(a)，(b)は受信プ
リエンファシスフィルタの入出力音声信号のスペクトル
図、第５図は本発明の実施例におけるエコーキャンセラ
のエコー消去周波数特性図、第６図は従来の双方向通話
装置の構成図、第７図は従来の双方向通話装置の音響パ
ス利得周波数特性推定手段の構成図、第８図は従来の双
方向通話装置におけるエコーキャンセラのエコー打ち消
し周波数特性図である。 10……スピーカ、11……マイクロホン、20，22……Ａ／
Ｄ変換器、21，23……Ｄ／Ａ変換器、30……受信プリエ
ンファシスフィルタ、31……受信ディエンファシスフィ
ルタ、32……送信プリエンファシスフィルタ、33……送
信ディエンファシスフィルタ、40……音響エコーキャン
セラ、41……回線エコーキャンセラ、50……適応型ボイ
ススイッチ、60……ハイブリッドトランス、500……受
信損失手段、501……送信損失手段、502……受信スイッ
チ、503……送信スイッチ、504……受信出力信号レベル
検出手段、505……送信入力信号レベル検出手段、506…
…受信入力信号レベル検出手段、507……送信出力信号
レベル検出手段、508……音響パス利得推定手段、509…
…回線パス利得推定手段、510……挿入損失決定手段、5
11……送受判定手段。
成図、第２図は本発明の一実施例における適応型ボイス
スイッチの構成図、第３図は本発明の実施例における送
受信プリエンファシスフィルタおよびディエンファシス
フィルタの振幅周波数特性図、第４図(a)，(b)は受信プ
リエンファシスフィルタの入出力音声信号のスペクトル
図、第５図は本発明の実施例におけるエコーキャンセラ
のエコー消去周波数特性図、第６図は従来の双方向通話
装置の構成図、第７図は従来の双方向通話装置の音響パ
ス利得周波数特性推定手段の構成図、第８図は従来の双
方向通話装置におけるエコーキャンセラのエコー打ち消
し周波数特性図である。 10……スピーカ、11……マイクロホン、20，22……Ａ／
Ｄ変換器、21，23……Ｄ／Ａ変換器、30……受信プリエ
ンファシスフィルタ、31……受信ディエンファシスフィ
ルタ、32……送信プリエンファシスフィルタ、33……送
信ディエンファシスフィルタ、40……音響エコーキャン
セラ、41……回線エコーキャンセラ、50……適応型ボイ
ススイッチ、60……ハイブリッドトランス、500……受
信損失手段、501……送信損失手段、502……受信スイッ
チ、503……送信スイッチ、504……受信出力信号レベル
検出手段、505……送信入力信号レベル検出手段、506…
…受信入力信号レベル検出手段、507……送信出力信号
レベル検出手段、508……音響パス利得推定手段、509…
…回線パス利得推定手段、510……挿入損失決定手段、5
11……送受判定手段。
Claims (2)
- 【請求項１】話者の音声を収音するマイクロホンと、受
信出力信号を拡声するスピーカと、前記マイクロホンの
出力信号の高域周波数成分を強調する送信プリエンファ
シスフィルタと、前記送信プリエンファシスフィルタの
逆特性を有し、高域強調された信号を元の信号に戻して
送信出力する送信ディエンファシスフィルタと、受信入
力信号の高域周波数成分を強調する受信プリエンファシ
スフィルタと、前記受信プリエンファシスフィルタの逆
特性を有し高域強調された受信信号を元の信号に戻して
前記スピーカに出力する受信ディエンファシスフィルタ
と、前記受信ディエンファシスフィルタから前記スピー
カ、音響空間、前記マイクロホンを経て前記送信プリエ
ンファシスフィルタに至る音響エコー経路の特性を受信
音声により適応的に同定し、音響エコーを消去する音響
エコーキャンセラと、前記送信ディエンファシスフィル
タから２線４線変換器を経て、前記受信プリエンファシ
スフィルタに至る回線エコー経路の特性を送信音声によ
り適応的に同定し、回線エコーを消去する回線エコーキ
ャンセラと、前記音響エコーキャンセラと前記回線エコ
ーキャンセラの間に設けられ前記受信ディエンファシス
フィルタ、前記スピーカ、音響空間、前記マイクロホ
ン、前記送信プリエンファシスフィルタおよび前記音響
エコーキャンセラを通した音響エコー経路の利得と、前
記送信ディエンファシスフィルタから２線４線変換器、
前記受信プリエンファシスフィルタ、前記回線エコーキ
ャンセラを通した回線エコー経路の利得を推定し、ハウ
リングが生じないよう挿入損失を決定し、送話か受話か
を判定し、受話状態の時には挿入損失を送話側に、送話
状態の時には受話側に挿入する適応型ボイススイッチと
を備えたことを特徴とする双方向通話装置。 - 【請求項２】受信プリエンファシスフィルタおよび送信
プリエンファシスフィルタが、音声の標準的な周波数ス
ペクトルの逆の振幅特性を有し、音声の周波数スペクト
ルを平坦化するよう働くことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の双方向通話装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10634788A JPH0648832B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | 双方向通話装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10634788A JPH0648832B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | 双方向通話装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01276947A JPH01276947A (ja) | 1989-11-07 |
| JPH0648832B2 true JPH0648832B2 (ja) | 1994-06-22 |
Family
ID=14431271
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10634788A Expired - Fee Related JPH0648832B2 (ja) | 1988-04-28 | 1988-04-28 | 双方向通話装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0648832B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0832494A (ja) * | 1994-07-13 | 1996-02-02 | Mitsubishi Electric Corp | ハンズフリー通話装置 |
| US5659581A (en) * | 1994-12-13 | 1997-08-19 | Paradyne Corporation | Modem receiver pre-emphasis |
| JP2007150459A (ja) * | 2005-11-24 | 2007-06-14 | Matsushita Electric Works Ltd | エコーキャンセラ |
| JP2007318274A (ja) * | 2006-05-24 | 2007-12-06 | Yamaha Corp | 放収音装置 |
-
1988
- 1988-04-28 JP JP10634788A patent/JPH0648832B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01276947A (ja) | 1989-11-07 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |