JPS60140161A - 伝送線路中の信号反射点の位置及び／又は性質決定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、伝送線路に結合回路により結合された送信路
と受信路を具え、伝送線路の伝搬時間の２倍に少なとも
等しい同一持続時間ＮＴの２進パルス（ビット）列（こ
こでＮは整数、Ｔは１ビツトの持続時間）から成る基準
信号から導出した送信信号を伝送線路に伝送し、該送信
信号に応答して伝送線路中の反射点で発生した反響の通
路のインパルス応答を記録することにより伝送線路中の
反射点の位置及び／又は性質を決定する装置に関するも
のである。

この装置は伝送線路中の障害の位置決定及び障害の性質
の決定に使用することができる。伝送線路のある点にお
いて、電気パラメータに不規則変化を生ずるような障害
が発生ずると、その点における特性インピーダンスの値
が変化すると共に入射波がその点で反射されて“反響°
°と呼ばれ−ζいる反射波を生ずることが知られている
。伝送線路の入力端において、入射波を送出してかり反
射波が戻ってくるまでの時間を測定することにより測定
点と障害の位置との間の距離を決定することができる（
伝搬速度が既知であるため）、更に、反射波の位相及び
振幅特性により障害の性質並びに障害の強さを決定する
ことができる。

伝送線路中の障害の位置及び性質の決定に反響測定を使
用する装置には、送信パルスに応答して受信された反響
信号を表示スクリーン上に表示しこれをオペレータが観
察して障害の位置及び性質を決定する比較的初歩的な現
場用装置が既知である。　′ このタイプの装置では結合回路の平衡インピーダンスの
手動調整を必要とすると共に測定が線路雑音により著し
く妨害される可能性がある。更に、このタイプの装置で
は、例えば電話交換機に接続された全加入者線路のメイ
ンテナンスを自動化することができない。このためには
、頭書に記載の装置のように、全ての反響測定結果を次
のコンピュータ処理のために自動的にメモリにディジタ
ル形態で記録する必要がある。

米国特許第４０４１３８１号明細書にも伝送線路中の障
害の位置及び性質を決定し得る装置が開示されている。

この装置では、同一のパルス列の系列を伝送線路に沿っ
て伝送し、これらパルス列の自己相関関数はインパルス
関数とする。受信信ηと、一定時間づつ遅れて順次伝送
されるパルス列との間の相関計算を、計算された信号に
送信信号と受信信号との相関を表わすピークが見出され
るまで行なう。この処理は反響路のインパルス応答のデ
ィジタル記録を与え得るが、相当大量の計算とイ目当大
きなメモリ容量を必要とすると共に、伝送線路上の雑音
に敏感であって検出し得る最大距離が制限される欠点を
有する。

本発明の目的は上述した既知の装置の欠点を除去Ｌ、伝
送線路の自動メインテナンスシステム、を容易に実現し
得るようにした装置を堤供せんとするにある。

本発明は伝送線路中の信号反射点の位置及び／又は性質
を決定する装置において、基準信号の２進パルス列は１
に等しい（或は交互に１及び−Ｉに等しい）＠でない値
のエビソトのみを含むものとし、受信側においては、Ｎ
個の係数Ｃ１（ｉは０からＮ−１までの整数）をストア
するメモリを設け、これら係数Ｃｉを逐次的に反復して
修正するために瞬時ｎＴ　＝　（ＫＮ＋ｊ）Ｔにおいて
周期的に読出しくここでｎは一■から→−閃までの整数
であり、Ｋは一ψから＋■までの整数であって各続出サ
イクルを表わし、ｊは０からＮ−１までの整数であって
続出サイクル内の各読出瞬時を表わす）、更に、各瞬時
ｎＴにおいて受信信号と、アナログ信号に変換した各続
出し係数とめ差ｅ　（ｎ）又はｅ　（ｎ）の符号Ｓｇｎ
　（ｅ（ｎ））を形成する比較手段を設けると共に、各
係数Ｃｉを１続出サイクルにつき１回、ｊ＝１の瞬時に
Ｊ−ｅ（ｎ）又はα・Ｓｇｎ　（ｅ（ｎ））に等しい加
法修正項（ここでαはｌより小さい係数）により修正す
る手段を設け、各修正後に読出し係数を前記メモリに書
込め、メモリに書込まれた係数Ｃｉが十分な回数の修正
終了後に反響路のインパルス応答の瞬時ｉＴにおける値
を構成するように構成したことを特徴とする。

受信される反響を変形し得る歪みを生ずる伝送線路をテ
ストする場合には、本発明装置においては送信゛信号を
、テストすべき伝送線路により発生される歪みを少くと
も略々補償する所定のフィルタ関数でろ波した基準信号
とし、このフィルタ関数に対応するインパルス応答は基
準信号を構成する２進パルス列の持続時間ＮＴに亘って
延在するようにするのが有利である。

修正された係数Ｃｉに影響を与え得る雑音及び低周波ジ
・７タを除去するために、本発明装置においては、所定
の瞬時から所定回数の反復修正中、修正された係数Ｃｉ
の各々の和を形成する累算回路を設け、形成された和か
ら修正された係数Ｃｉの平均値を導出し、これら平均値
を反響路のインパルス応答の値として使用するようにす
るのが有利である。

図面につき本発明を説明する。

第１図は本発明装置の一例のブロック図を示す。

この装置の目的は伝送線路１中の信号反射点の位置及び
／又は性質を決定することにある。信号反射点は例えば
伝送線路中の障害により発生される。

この装置は伝送線路１に結合回路４によりそれぞれ送信
ボート５及び受信ボート６を介して結合された送信１ｓ
２と受信路３を具えている。結合回路４　（これ自体は
公知）には平衡インピーダンス７が設けられており、こ
れを適切に調整するごとにより送信信号の殆んど全てを
線路１に供給し、この信号が受信路３に直接供給される
のを阻止することができる。この状態において信号が結
合回路４のボート６に受信される場合、この信号は実際
上線路ｌに伝送された信号に応答して線路中に特に障害
により発生した反響のみとすることができる。

本発明装置の目的は反響路のインパルス応答のディジタ
ル記録を該反響を発生した障害の距離及び性質の決定の
ために得るごとにある。

このインパルス応答の観察時間はテストすべき最長伝送
線路においてパルスの伝送瞬時から反射パルスが完全に
受信されるまで延在させる必要がある。例えば、最長１
０１ｎ＋の電話線路をテストする場合、伝搬速度が２０
０ｍ　／μＳであれば観察時間は１００μｓ程度が好適
である。同一の条件において、反射点の位置決定に１０
０川の精度が必要とされる場合には、反響の戻り瞬時の
測定値をｌμｓの精度で行なう必要があることになる。

送信路２は基準信月発生器８を含む。基準信号は、同一
持続時間（周期）　ＮＴの２進パルス列で構成する（こ
こでＮは整数、Ｔは１ビツトの持続時間）。この一つの
２進パルス列の持続時間ＮＴハ最大長の伝送線路の信号
伝搬時間２の２倍に少くとモ等しくして２進パルス列の
長さ中に反響とこの反響を生じた送信信号とを同時に観
察し得るようにする。最大線路長が１０ｋｍで、伝搬速
度が２００ｍ／μＳの所定の例では各２進パルス列の持
続時間ＮＴは少くとも１００μｓにする必要があり、１
００ｍの位置決定精度を得るためには各ビットの持続時
間′■゛を１μｓにして各２進パルス列は少くともＮ＝
１（１０ビツトを含むものとする必要がある。発生器８
は例えばＮ個のアドレスに２進パルス列を形成するビッ
トをストアするメモリとするごとができる。

ごのメモリを指令信号発生器９により供給されるアドレ
ス信号へ〇と続出信号Ｒ０により読出してこのメモリの
出力端子にヒツトパルスが１／Ｔのレートで現われると
共にパルス列が１／ＮＴのレートで現われるようにする
。このようにして形成された基準信号は瞬時ｎＴにおい
て値Ｘ　（ｎ）を取る。

信号Ｘ’（ｎ）はディジタル−アナログ変換器１０に供
給され、得られたアナログ信号は増幅器１１で増幅され
た後に、結合回路４により伝送線路１に沿って伝送され
る。

受信路５はその入力部にローパスフィルタ１２とバイパ
スフィルタ１３から成るフィルタ回路を含み、受信信号
から伝送線路Ｉの有効帯域外に位置する周波数成分を除
去する。

上述の米国特許第１１０４１３８１号明細書に開示され
ている既知の装置においては、信号列Ｘ（ｎ）はインパ
ルス応答を与える自己相関関数を有し、受信信号と順次
一定時間づつ遅れ°ζ伝送される信号列との相関関数を
１算する。受信信号と伝送信号との間に相関が検出され
る場合には反響路のインパルス応答が導出される。この
ようにして行なわれる相関計算は大量の計算と大容量の
メモリを必要とし、また伝送線路の雑音に対する装置の
感度を低減する効果は何も得られない。

本発明ではこれらの欠点をアダプティブエコーキャンセ
ラに使用されている技術の巧みな適用により解消する。

本発明装置の構成及び動作を説明する前に、アダプティ
ブエコーキャンセラの一般原理について説明するのが有
効である。

瞬時ｎＴにおいて値χ（ｎ）を取る信号が送信路２にお
いて伝送線路１の方向に発生された４）のと仮定する。

この伝送線路において反響が発生ずると、受信路３上に
瞬時ｘＴに受信される信号ｙ（ｎＨＪと書くことができ
る。この式の右辺の第１項は受信反響信号であり、ｈｌ
ば瞬ｉＴにおいてザ：／プルされた反響路のインパルス
を表わし、Ｖ（ｎ）は線路に存在する雑音を表わす。

古典的なエコーキャンセラは、Ｎ個の係数Ｃ１（ｉ・０
．・・・、Ｎ−１）を有し、合成反響信号ｙ（ｎ）；を
供給するよう調整されたディジタルフィルタを具える。

フィルタ係数の数ＮはＮＴが反響発生送信信号に対する
その反響の遅れに少くとも等しくなるようにする（即ち
ＮＴ≧２２）必要である。

係数Ｃｉはエコーキャンセラにおいて受信信号ｙ　（ｎ
）と合成反響信号ｙ　（ｎ）との差信号ｅ　（ｎ）を形
成することにより調整される。

ｅ（ｎ）　＝　Ｙ　（ｎ）　Ｖ　（ｎ）上記の式（１）
及び（２）を用いると、が得られる。

係数Ｃｉはエラー信号： が最小になるように逐次的に反復して計算される。

十分な反復計算回数後に、エコーキャンセラは収れんし
てε（ｎ）郊０、即ちｈ　ｔ　３　Ｃｒが得られ、ディ
ジタルフィルタの係数Ｃ３は反９路のインパルス応答ｈ
ｉの近似値を構成するようになる。

一般に、係数を調整するのに傾斜アルゴリズムを使用す
ることが行なわれており、これは係数Ｃｉを調整するた
めに古典的な反復式Ｃ漸化式）二Ｃｉ　（ｎ＋１）　−
ｃｔ　（ｎ）＋　αＸ（ｎ−１）　・ｅ（ｎ）　（５１
使用するものである。この式においてＣ１（ｎ）は瞬時
ｎＴにおける係数Ｃｉであって修正項αＸ（ｎ−ｉ）ｅ
（ｎ）により修正されて瞬時（ｎ＋１）Ｔにおいて使用
される修正された係数Ｃｉ　（ｎ＋１）を形成する必要
があるものである。αは制御ループの利得を決定するｌ
より小さい係数である。

多くの場合、このアルゴリズＪ・の実行を簡単にするた
めに、反復式（５）のｅ（ｎ）をｅ（ｎ）の符号、即ち
Ｓｇｎ　（ｅ（ｎ））と置き換える。更に、２−”の形
の係数αを一般に使用する。この場合、反復式（５）は
・Ｃｊ（ｎ−１）＝Ｃｉ（ｎ）＋２−”Ｘ（ｎ−ｉ）・
Ｓｇｎ（ｅ（ｎ））　＋６１になる。

ごの弐（６）によれば、基準信号Ｘ　（ｎ）が２進信号
の場合にはｎＴのような各瞬時における係数の修正処理
は基本２進数２−″づつ増加又は減少させる簡単な処理
となる。数ｍが大きいほど制御ループの利得が小さくな
ると共にエコーキャンセラの線路雑音Ｖ　（ｎ）に対す
る感度が低下するが、収れんが遅くなると共に係数の表
示に必要とされるビット数が多くなる。

」二連のタイプのエコーキャンセラは、周期的に反復す
る擬（１７ランダム２進パルス列から成る基準信号Ｘ　
（ｎ）を使用ｊると共にフィルタが基準信号のヒツトを
スＩ・アする持続時間ＮＴをフィルタが基準信号の１つ
の２進パルス列以上をストアしないようにしである場合
に収れんし得ることが既知である。

次に、このエコー消去技術をどのようにして本発明装置
に使用して極めて簡単な実施例を実現すると共に、ｌｌ
ｉ音゛に対する感度を最適に低減するかについて説明す
る。

本発明の一例においては、ＪＳ　ｉ％信号Ｘ　（ｎ）を
形成する周期的に反復する２進パルス列ＧＪｌに等しい
値の単一の零でない元素（ビット）を含むだりとする。

第２図の２８はこのように形成した信号Ｘ（ｎ）を示す
。斯るパルス列は内部的に周期性を示さないためアダプ
ティブエコーキャンセラの収れんを保証する擬似ランダ
ム特性を有する。このパルス列の持続時間はフィルタ記
憶の持続時間ＮＴに等しく選択する。

断る基準信号によれば、合成反響信号の各リンプルｙ　
（ｎ）を得るために行なう必要のある言１￥１．を与え
る」二記の式（２）は、エコーキャンセラのディジタル
フィルタのメモリにストアされている基準信号のＮ個の
サンプル×（ｎ−ｉ）のうち一つのサンプルのみが零で
なくて１に等しいために極めて簡屯になる。サンプルリ
ング瞬時ｎＴをｎＴ−ＫＮＴ＋ｊＴの形で表わすと（こ
こでＫは−■から＋■までの整数で、持続時間ＮＴの各
周期を表わし、ｊは０からＮ、−１までの整数で各周期
ＮＴ内のザンブリング瞬時を表わす）、式（２）はｊ−
１のような瞬時ｎＴに対し−ｙ−（ｎ）　＝Ｃｉ になる。

換ゴずれば、持続晴間ＮＴ中の反響路のインパルス応答
のＮ個の近傍サンプルｙ　（ｎ）をメモリにストアされ
ているＮ個の係数Ｃｉを読出すことにより簡単に得るこ
とができる。任意の周期内の瞬時ｊ〒０，１　・・・Ｎ
−１におけるこれらＮ個のサンプルはそれぞれ係数Ｃ６
＋ＣＩ　・・・ＣＩ＋−１になる。

これら係数Ｃｉの調整は前述の反復式（漸化式）（５）
又は（６）により実行し得る傾斜アルゴリズムに従って
行なう。上述の基準信号の場合には、Ｎ個の係数Ｃｉは
周ｇＮ７の間に修正され、各係数Ｃ４は１周期につき１
回ｊ＝ｉの瞬時ｎＴにおいて修正するだけである。反復
式（６）は例えば、 Ｃｉ　（Ｋ＋１）＝Ｃｉ　（Ｋ）＋　２−ＩＩ′・Ｓｇ
ｎ　［ｅ（ｎ））　ｆ８１と書くことができる。この式
において、Ｃｉ　（Ｋ）は周期１（においてｊ＝ｉの瞬
時に修正のた。めに読出された係数Ｃ１であり、Ｃ１（
Ｋ＋１）は次の周期に＋１においてｊ＝ｉ　の瞬時に読
出されるべき修正された同一の係数である。

この反復式（８）におい°ζ、エラー信号ｅ（ｎ）は極
めて簡単な形ｅ（ｎ）＝ｙ（ｎ）−Ｃｉ（ｎ）を存し、
これは各係数は他の係数と無関係に修正されることを意
味する。

このように、係数の修正は計ｑの誤りやＮ−１個の他の
係数に影響を与える雑音により影響されない。

結局、本発明装置において工ｍｌ−キャンセラを第２図
の２８に示す上述の如き基準信号とともに使用すること
により、所望の反響路のインパルス応答をメモリに式（
８）に従って逐次的に反復し′（修正した係数を読込む
ことによって極めて而単に得ることができる。この装置
は各係数の修正が他の係数に寄与しないために特に線路
島“１ｆ音に対し不感応である。

第２図の２８に示す上述の基準信号の代りに、持続時間
がＮＴで零ではない元素（ヒツト）が交互に値＋１及び
−ｌを取る順−次のパルス列から成る化２図の２ｂに示
すような基準信号を用いることもできる。この基準信号
２ｂは連続成分を含まない特徴−を示し、これは時によ
り有用である。この場合には、ｙ　（ｎ）を与える上式
（２）はｊ＝１の瞬時ｎＴに対しｙ（ｎ）＝±Ｃｉ になる。

換言すれば、持続時間ＮＴ中の反響路のインパルス応答
のＮ個のサンプルｙ　（ｎ）は、メモリ内のＮ個の係数
Ｃｉを読出し、これら係数の符号を周期ＮＴのパリティ
に従って変化させたり変化させないごとにより得ること
ができる。

Ｎ個の係数Ｃ４は第２図の２ａに示すタイプの基準信号
の場合について述べたと同様に修正するが、周）ＬＪＩ
ＮＴのパリティに応じて修正すべき係数の符号の変化を
与えたり与えないことが必要である。

上述の方法による本発明装置は第１図につき説明するよ
うに実現し動作さ−１ることができる。最初に基準信号
Ｘ　（ｎ）が第２図の２８に示す形態を有する場合につ
いて考察する。各２進パルス列のビット数は例えばＮｍ
１２８で、各ピントの持続時間はＴ＝　１　ｕｓである
ものとする。

基準信号×（ｎ）は、２進パルス列のＮビットをストア
するメモリ８から前述したようにアドレス信号へヨ及び
読出信号Ｒ３により読出されてその出力端子に出力され
る。この基準信号Ｘ（ｎ）はディジタル−アナログ変換
器１０及び増幅器１１を経て結合回路４の送信ボート５
に供給される。

本発明装置は受信側にメモリ１４を具え、このメモリに
はＮ個の係数Ｃｉをアドレス信号＾２により決まるＮ個
のアドレスｉに書込信号に２により書込むことができる
。これらアドレスに書込まれたＮ個の係数は次いで続出
信号Ｒ１及びアドレス信号Ａ３によりこれらアドレスか
ら読出すことができる。これらの指令信号Ａ２．Ｌ及び
Ａ、、　Ｒ３は指令信号発生器９で発生される。これら
信号は周期的である。

読出及び書込信号Ｒ３及び−２は１パの周波数を有し、
アドレス信号へ２及び八。は１／Ｎ１’の周波数を有す
る。

続出用のアドレス信号へ、は例えば周期Ｔだけ予めシフ
トさ丑た書込用アドレス＾２とするのが簡単である。

メモリ１４内の個々のアドレスに、ｉ−ｊ　の瞬時ｎＴ
に読込まれた各係数Ｃ１（ｎ）は、上述したように、逐
次反復法による十分な回数の修正後には反響路のインパ
ルス応答の近似値ｙ　（ｎ）を構成する。係数を反復式
（８）に従って修正するために、（ｍ４１）ビット（例
えばｍ＋１＝１６）から成る各係数Ｃ１（ｎ’）をディ
ジタル−アナログ変換器１５に供給する。この変換器は
４個の最上位ビット、例えば＃　ｍ１２のみを使用する
。反響路のインパルス応答の近似値ｙ　（ｎ）の各アナ
ログサンプルは比較器１６の負入力端子に（Ｊｊ給する
。この比較器の正入力端子には、伝送線路ｌから受信さ
れフィルタ１２及び１３によりろ波された瞬時ｎＴにお
いてｙ　（ｎ）を取る信号が供給される。

これがため、この比較器は各瞬時ｎＴにおいてｙ　（ｎ
）ｙ（ｎ）、即ち式（８）の表示法によれば３ｇ口（ｅ
（ｎ））の信号を出力する。

この信号は遅延Ｔを生ずるパルス整形フリップフロップ
１７に供給して所定の瞬時ｎＴにおいてこのフリップフ
ロップ１７の出力端子に、その前の瞬時（ｎ−１）Ｔに
おいて形成された信号、即らＳｇｎ　（ｅ（ｎ−１））
が発生するようにする。この信号Ｓｇｎ　（ｅ（ｎ−１
））は２−″を乗算する乗算回路１日に供給して修正項
Ｓｇｎ　（ｅ（ｎ−１））　・２−″を形成する。

瞬時ｎＴにおいてメモリ１４から読出された各係数Ｃｉ
　（ｎ）は遅延Ｔを生ずる回路１９にも供給してこの続
出瞬時においてこの回路１９の出力端子に瞬時（ｎ−１
）Ｔ　において先に読出された係数Ｃ＋’−＋（Ｒ４）
が現れるようにする。これは修正項Ｓｇｎ　（ｅ（ｎ−
１））・２−Ｉｌにより修正すべき係数である。加算器
２０はこの修正項と係数Ｃｔ−＋（ｎ−１）との和を形
成する。このように修正された係数Ｃ１−１がメモリ１
４内に、アドレス信号へ２によりアドレスｉ−１に、書
込信号−２により書込まれる。

十分な反復修正回数後に、２進パルス列の周）υＪＮＴ
中の反響路のインパルス応答のザンブＪＬ／　ｌＪ実際
」−メモリ１４に記録された係数Ｃ４の形態で得られる
。（、れら係数は次いで例えばコンビ−Ｌ−・夕で処理
するために読出すことができる。断る処理により２進パ
ルス列の開始時に対する反響の遅延を決定して反射点の
位置を決定すると共に反響の形状及び振幅を決定して伝
送線路の障害の性質を決定することができる。

所望のインパルス応答への係数の収れん時間を短縮する
と共に装置の良ｋｆな安定性を保つためには、工こ１−
キャンセラに使用されている既知の技術に従って、収れ
ん中係数の修正係数α−２′−″を変更することができ
る。例えば３つの値のαを使用し、開始時に高い値を使
用し、終了時に係数の所要の精度に対応する低い値を使
用するようにすることができる。

第２ｂ図に示す基準信号を使用する場合には、第１図の
装置に極めて簡単な変更を加えるたりでよい。

例えば送信路２内に破線で示す乗算器２Ｉを押入し、こ
れによりメモリ８から続出される２進パルス列に１パル
ス列置きに−１を乗算するようにする。この目的のため
に乗算器２１は指令信号発生器８がらｌ／２ＮＴのＩ’
４１波数で交互に＋Ｉ及び−１の値を有する信号Ｓを受
信する。受信側では、比較器６に供給する合成反響信号
ｙ（ｎ）（式（９）に示す）を形成するために、変換器
１５に至る係数ｃｉの通路中に、上記の信号Ｓを受信す
る乗算器２２を挿入する。

上述した本発明装置は１．！Ｘ：　ｆｊ＠信号２ａ又は
２ｂを漏波したものを送信路２に供給することにより改
善することができる。この予備補正フィルタ処理は存用
周波数帯域における線路の振幅及び伝搬時間歪みを補償
して受信反響のパルス特性を保持するため及び伝送信号
のエネルギーを所要周波数帯域内に集中させるためであ
り、最長伝送線路のテストに有用である。

このタイプのフィルタを実現するためにはそのインパル
ス応答を少なくとも２進パルス列の持続時間ＮＴに亘っ
て延在させてこの漏波した信号が周期Ｎ１’の周期性を
維持するようにする必要があるだし１である。

実際には、斯る送信信号の予（ｊ＃　）ｔｌｉ正フィル
タ処理は第１図につき述べた装置を複雑にすることなく
実現するこ七ができる。これにはメモリ８に所望のフィ
ルタのインパルス応答を表わすビットセットをストアし
、このメモリを指令信号＾＋、ｌｉｔによりあＬ出ず、
Ｆうにすれば十分である。受信側に番、Ｌ何の変更も！
シ・要ない。

この予備補正フィルタシステムＬＪ本発明装置の測定レ
ンジを最長線路まで増大するが、最短線路に対しては装
置を予備補正フィルタなしに戻すのが好適である。メモ
リ８に供給する指令信号Ｍにより、テストずべき伝送線
路に応じてろ波してない信号又はろ波した信号（ＩｉＴ
Ｉ々のフィルタ関数でろ波したものとすることができる
）を読出すことができる。上述した本発明装置には別の
改善を加えることができ、これは各係数Ｃｉを“平滑化
”し、係数の収れんが十分に進んだ瞬時から十分長い積
分期間に亘って各係数の時間平均値を計算することにあ
る。例えば係数Ｃｔの平均値の計算は２貫２回の係数の
修正の反復後に開始することができ、反復の時間隔ＮＴ
が１２８μｓに等しい−ｈ述の所定の例では約５００ｍ
５後に開始することができる。係数の積分期間は５００
ｍ５に等しくすることができる。反響測定用にこのよう
に平滑化した係数を使用すると、修正された係数に影響
を与え得る雑音及び低周波シック、特に線路に誘起され
る工業周波数の電流から発生し得るジッタを除去するこ
とができる。

係数の平ｌｉｔ化を実現するために、第１図の装置は一
方の入力端子に加算器２０の出力端子に得られる修正さ
れた係数Ｃ１−１を受信すると共に他方の入力端子にメ
モリ２４から読出信号Ｒ，ｌ及びアドレス信号へ２によ
り読出された係数の和ΣＣ８−５を受信する加算器２３
から成る累算システムを具えている。力１１３り器２３
の出力端子に形成された新しい和はメモリ２４に書込信
号り及びア）ルス信号＾３により書込まれる。加算器髄
に供給された修正された係数６８−１がｌビットを有し
ていて累算器がＬ個の修正された係数を有する場合には
メモリ２４から読出される和ΣＣ１−１は（１＋１ｏｇ
２Ｌ）ビットを有する。この場合、平均値Ｃト＋＝ｌ／
ＬΣＣ，−３は、Ｌが２の累乗（例えばＬ−２′２）の
場合には、加勢器２３の出力端子に得られる和からｌ　
ｏｇ２Ｌヒント（１２ビット）を省略することにより出
力端子２５に容易に得ることができる。

このように周期ＮＴ中に加算器２３の出力端子２５に現
れるｌビットの“平滑”された係ｔｃ＋−１は装；ηの
収れんに必要な時間後に使用する（とができ、また図示
してないメモリにストアし″（おくことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明装置の一例のブ１：Ｉ、り図、第２図の
２・及び２ｂは采発明装置に使用する’Ａ　’ｌ”　ｉ
ｔｓ号の２つの可能な例の波形を示す図である。 ｌ・・・伝送線路　２・・・送信路 ３・・・受信路　４・・・結合回路 ５・・・送信ボート　６・・・受信ボート７・・・平衡
インピーダンス ８・・・基準信号発生器（メモ１月 ９・・・指令信号発生器 ｌＯ・・・ディジタル／アナログ変換器１１・・・増’
［器１２・・・ローパスフィルタ１３・・・バイパスフ
ィルタ　１４・・・メモリ１５・・・ディジタル−アナ
ログ変換器１６・・・比較器 １７・・・遅延用パルス整形フリップフロップ１８・・
・乗算器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、　伝送線路に結合回路により結合された送信路と受
   信路を具え、伝送線路の信号伝搬時間の２倍に少なくと
   も等しい同一持続時間ＮＴの順次の２進パルス列（ここ
   でＮは整数、Ｔはｌビットの持続時間）から成る基準信
   号から導出した送信信号を伝送線路に沿って伝送し、該
   送信信号に応答して伝送線路中の反射点で発生した反響
   の通路のインパルス応答を記録することにより伝送線路
   中の反射点の位置及び／又は性質を決定する装置におい
   て、前記基準信号の順次の２進パルス列は１に等しい（
   或は交互に１及び−１に等しい）零でない値の１ピッ１
   −のみを含むものとし、受信側においては、Ｎ個の係数
   Ｃｉ（＋は０からＮ−１までの整数）をストアするメモ
   リを設け、これら係数Ｃｉを逐次的に反復して修正する
   ために瞬時ｎＴ　＝　（ＫＮ＋ｊ　）Ｔにおいて周期的
   に続出しくここでｎは−ωから＋■までの整数であり、
   Ｋは−（３）から＋■までの整数であって各続出サイク
   ルを表わし、ｊはＯからＮ−１までの整数であって続出
   サイクル内、の各続出瞬時を表わす）、更に、各瞬時ｎ
   Ｔにおいて受信信号と、アナログ信号に変換した各続出
   し係数との差ｅ（ｎ）又はｅ　（ｎ）の符号Ｓｇｎ　（
   ｅ（ｎ））を形成する比較手段を設けると共に、各係数
   Ｃｉを１読出。 サイクルにつき１回、ｊねｉの瞬時にｊ−ｅ（ｎ）又は
   α・Ｓｇｎ　（ｅ（ｎ））に等しい加法修正項（ここで
   αは１より小さい係数）により修正する手段を設け、各
   修正後に読出し係数を前記メモリに書法み、メモリに書
   込まれた係数Ｃ＋が十分な回数の修正終了後に反響路の
   インパルス応答の瞬時ｉＴにおける値を構成するように
   構成したことを特徴とする伝送線路中の反射点の位置及
   び／又は性質決定装置。 ２、前記係数αは２−１１の形（ここでｍは整数）にし
   たことを特徴とする特許請求の範囲１記載の装置。 ３．　前記送信信号は前記基準信号をテスト中の伝送線
   路により発生される歪みを少なくとも略々補償する所定
   のフィルタ関数でろ波したものとし、このフィルタ関数
   に対応するインパルス応答は多くとも基準信号を構成す
   る２進ビット列の持続時間ＮＴに亘って延在するように
   したことを特徴とする特許請求の範囲１又は２記載の装
   置。 ４、　前記基準信号をろ波して成る送信信号は、前記フ
   ィルタ関数に対応するインパルス応答を記録したメモリ
   の周期的読出しにより得るようにしたことを特徴とする
   特許請求の範囲３記載の装置。 ５、　所定時間から所定の反復修正回数の間、前記修正
   された係数Ｃｉの各々の和を形成する累算回路を具え、
   形成された各係数Ｃｉの和から各係数Ｃｉの平均値を取
   り出してこれら平均値を反響路のインパルス応答の値と
   して使用するようにしたことを特徴とする特許請求の範
   囲１〜４の何れかに記載の装置。