JPH02271785A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、デジタル化された音声信号を含むテレビジ
ョン信号の中間周波数信号検波回路の通過帯域幅を制御
する回路に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、デジタル化された音声信号を含むテレビジ
ョン信号の中間周波数信号検波回路の通過帯域幅を制御
する回路において、ノイズによるデジタル音声信号の欠
落に従って発生される誤り信号出力に基づいて中間周波
数信号検波回路の通過帯域幅を自動的に制御するように
構成することにより、テレビジョン信号のキャリア対ノ
イズ比が低下した状態においても、良好な画像及び音声
を得ることができるようにしたものである。

〔従来の技術〕

デジタル化された音声信号を含むテレビジョン信号を送
受するものとして、例えば現在行なわれている衛星放送
がある。

これは、地上局から、ビデオ信号や音声信号等をＦＭ変
調した放送波を放送衛星に伝送し、放送衛星はこれを、
例えば一般家庭用の受信装置に伝送するもので、高画質
で高音質の放送を一般家庭で受信できるものである。

〔発明が解決しようとする課題］ ところで、デジタル化された音声信号を含むテレビジョ
ン信号を送受する、例えば衛星放送の信号伝送において
は、例えば一般家庭用の受信装置の受信波のＣ／Ｎ比（
キャリア対ノイズ比）が著しく低下すると、いわゆるメ
ダカノイズと呼ばれるイグニッションノイズのようなノ
イズや三角波ノイズが増加し、画質が低下してしまう。

そこで、従来、受信機におけるループフィルタの中間周
波帯域幅を変化させて調整し、ノイズを除去する方法が
ある。これは、例えば特開昭６３−３９２９１号公報に
記載されているように、ビデオ信号の水平同期期間に発
生するスパークリングノイズを検出し、検出したノイズ
に応じてループフィルタの中間周波帯域幅を変化させ、
ノイズを除去するようにしたものである。

しかし、従来においては、画面上のノイズと同期させて
、自動的に中間周波帯域幅を変化させて最適なものとす
ることは困難であった。

〔課題を解決するための手段〕

そこで、この発明は、デジタル音声信号にノイズによる
欠落が生じると、これを示す誤り信号出力が得られるこ
とに着目し、この誤り信号出力を積分して、積分した誤
り信号出力に基づいて、中間周波数信号検波回路の通過
帯域幅を自動的に制御するようにしたものである。

〔作用］ テレビジョン信号のＣ／Ｎ比が低下した状態においても
自動的に良好な画像及び音声を得ることができる。

［実施例］ 第１図はこの発明の一実施例のブロック図であり、衛星
放送受信機（１）に通用した場合の例である。

図において、放送衛星からの例えば１２ＧＨｚの信号が
ＢＳアンテナ（２）によって受信されると、受信された
信号はＢＳコンバータ（３）によって、例えば約１／１
０の周波数に変換される。そして、この周波数変換され
た信号は選局回路（４）に供給され、この選局回路（４
）によって、希望するチャンネルが選局されて、例えば
１３４．２６ＭＨｚ又は４０２．７８Ｍ１（ｚの中間周
波数信号に変換される。そして、この中間周波数信号は
アンプ（５）を介して、中間周波数信号検波回路（６）
に供給され、この検波回路（６）によって、中間周波数
信号から映像信号と音声ＰＣＭ副搬送波信号が取り出さ
れる。そして、検波回路（６）からの出力信号はデイエ
ンファシス回路（７）を介して映像信号処理回路に供給
されるとともに１、検波回路（６）からの出力信号はバ
ンドパスフィルタ（８）及びＰＳＫ復調回路（９）を介
してＰＣＭデコーダ（１０）に供給される。すると、こ
のＰＣＭデコーダ（１０）において、ビット誤りの訂正
、補間等が行なわれ°ζ、デジタル音声信号が取り出さ
れる。そして、このデジタル音声信号はＰＣＭデコーダ
（１０）からＤ／Ａ変換回路（１１）に供給されアナロ
グ音声信号が得られる。そして、ＰＣＭデコーダ（１０
）からデジタル音声信号の欠落によるエラーを判別した
エラーフラグ信号ＥＦが積分回路（１２）に供給される
。すると、ＰＣＭデコーダ（１０）からのエラーフラグ
信号ＥＦが積分回路（１２）によって一定期間積分され
る。そして、この積分された信号は積分回路（１２）か
らレベル調整回路（１３）に供給されて、レベル調整が
行なわれた後、スイッチ回路（１４）を介して中間周波
数信号検波回路（６）に帯域制御信号ＣＮとして供給さ
れる。そして、この帯域制御信号ＣＮに従って、検波回
路（６）の中間周波帯域幅が制御される。例えば、検波
回路（６）がＰＬＬ復調方式のものであれば、周波数応
答特性が制御信号ＣＮに従って調整され、中間周波帯域
幅が制御される。したがって、Ｃ／Ｎ比が低下してノイ
ズが増加すると、ＰＣＭデコーダ（１０）からのエラー
フラグ信号ＥＦも増加し、これに従って検波回路（６）
の中間周波帯域幅が狭いものとなり、ノイズが除去され
る。なお、スイッチ回路（１４）は、例えばエラーフラ
グが所定の数基上になったときに、オン信号によりオン
とされるものであり、エラーフラグが所定数未満の場合
には、オフとして、検波回路（６）の中間周波帯域幅の
制御は行なわないようにするためのものである。

第２図は、この発明の実施例の具体的な回路図である。

図において、（２１）はＰＣＭデコーダ（１０）からの
エラーフラグ信号ＥＦが供給される端子であり、この端
子（２１）はナンド回路（２５）の一方の入力端子に接
続されるとともに、集積回路（２２）の入力端子（２２
，）に接続される。また、ナンド回路（２５）の他方の
入力端子はナンド回路（３２）の出力端子に接続される
。そして、ナンド回路（２５）の出力端子はナンド回路
（２６）を介して、エラーフラグを１０２４までカウン
トし得るカウンタ（３１）のクロック端子Ｃに接続され
る。

また、（２０）は垂直同期パルス信号ＶＰが供給される
端子であり、この端子（２０）は集積回路（２４）の入
力端子（２４２）を介して、ナンド回路（２４６）の−
方の入力端子に接続される。そして、このナンド回路（
２４６）の他方の入力端子は、接地される入力端子（２
４，）とインバータ（２４５）を介して接続される。ま
た、ナンド回路（２４＆）の出力端子はカウンタ（２４
ｔ）のクロック端子に接続され、このカウンタ（２４ｔ
）のリセット端子は、入力端子（２４３）及びコンデン
サ（２８）を介して接地される。そして、カウンタ（２
４，）の４つの出力端子は、集積回路（２４）の４つの
出力端子（２４１１）〜（２４□）のそれぞれに接続さ
れ、この出力端子（２４８）〜（２４Ｉ＋）のうちの端
子（２４＋、）は抵抗（２９）を介して、カウンタ（３
１）のリセット端子Ｒに接続され、抵抗（２９）とリセ
ット端子Ｒとの接続中点はコンデンサ（３０）を介して
接地される。また、抵抗（２９）と出力端子（２４，、
）との接続中点は、抵抗（２７）を介して、端子（２４
３）とコンデンサ（２８）との接続中点に接続されると
ともに、集積回路（２２）の入力端子Ｃ２２３）　、ナ
ンド回路（３３）及びナンド回路（３６）に接続される
。

そして、（２３）は電圧Ｖｃｃが供給される端子であり
、この端子（２３）は集積回路（２２）の電源端子（２
２，Ｌ入力端子（２２２）、カウンタ（３１）の電源端
子Ｖに接続される。

また、集積回路（２２）の端子（２２、”）はインバー
タ（２２％）を介してナンド回路（２２１，）の一方の
入力端子に接続され、このナンド回路（２２，）の他方
の入力端子は端子（２２□）に接続される。そして、ナ
ンド回路（２２，）の出力端子はカウンタ（２２ｓ）の
クロック端子に接続される。また、端子（２２，）はカ
ウンタ（２２８）のリセット端子に接続される。そして
、カウンタ（２２［ｌ）の４つの出力端子は集積回路（
２２）の４つの出力端子（２２，）〜（２２１□）に接
続され、この出力端子（２２，）〜（２２１□）のうち
の端子（２２１υは集積回路（４７）の入力端子（４７
ｓ）に接続される。また、集積回路（２２）の入力端子
（２２，ｉ）はナンド回路（３３）及び抵抗（３４）を
介してナンド回路（３６）に接続される。そして、抵抗
（３４）とナンド回路（３６）との接続中点はコンデン
サ（３５）を介して接地される。

そして、ナンド回路（３６）の出力端子はナンド回路（
３７）を介してＤ／Ａ変換回路（３８）の複数の入力端
子に接続される。

また、カウンタ（３１）の複数の出力端子（３１，）〜
（３１，。）のそれぞれはＤ／Ａ変換回路（３８）に接
続されるとともに、ナンド回路（３２）の入力端子に接
続される。そして、Ｄ／Ａ変換回路（３８）の電源端子
（３８，）は電源端子（２３）に接続され、このＤ／Ａ
変換回路（３８）の出力端子（３８□）はトランジスタ
（４０）のベースに接続される。

また、このトランジスタ（４０）のコレクタは接地され
、エミッタは抵抗（３９）を介して電源端子（２３）に
接続される。また、電源端子（２３）は抵抗（４１）及
び動作状態であることを表示するための発光ダイオード
（４２）を介して、ダイオード接続されたトランジスタ
（４３）のコレクタに接続され、このトランジスタ（４
３）のエミッタは接地される。また、電源端子（２３）
は集積回路（４７）の端子（４７，）　、　（４７，）
　、　（４７，）に接続されるとともに、抵抗（４５）
及び端子（４７□）を介して、フリップフロップ回路（
４７８）に接続される。そして、抵抗（４５）と端子（
４７□）との接続中点はコンデンサ（４６）及び端子（
４７，）を介してフリップフロップ回路（４７，）と接
続され、コンデンサ（４６）と端子（４７，）との接続
中点は接地される。また、端子（４７４）はオア回路（
４７６）の反転される一方の入力端子に接続され、端子
（４７５）はオア回路（４７，）の他方の入力端子に接
続される。そして、このオア回路（４７，）の出力端子
はフリップフロッブ回路（４７，）に接続される。また
端子（４７９）はフリップフロップ回路（４７Ｂ）の端
子Ｃ９に接続される。そして、このフリップフロップ回
路＜４７８＞の一方の出力Ｑは端子（４７□）を介して
トランジスタ（４３）のベースに接続される。また、フ
リップフロップ回路（４７ｅ）の他方の出力Ｑは端子（
４７１□）を介して、ダイオード接続されたトランジス
タ（４４）のベースに接続される。

そして、このトランジスタ（４４）のエミッタは接地さ
れ、コレクタはｌ・ランリスタ（４０）と抵抗（３９）
との接続中点に接続されるとともに、抵抗（４８）。

インバータ（５０）、インバータ（５１）を介してトラ
ンジスタ（５２）のベースに接続される。そして、この
トランジスタ（５２）のエミッタは抵抗（５３）を介し
て接地され、コレクタは電圧Ｖａが供給される端子（４
９）に接続される。この端子（４９）はインバータ（５
０）に接続されており、また、抵抗（６０）を介してト
ランジスタ（５９）のエミッタにも接続される。そして
、トランジスタ（５２）のエミッタと抵抗（５３）との
接続中点は抵抗（５４）　、ダイオード（５６）を介し
てトランジスタ（５９）のベースに接続される。また、
このトランジスタ（５９）のコレクタは接地される。そ
して、抵抗（５４）とダイオード（５６）との接続中点
はコンデンサ（５５）を介して接地される。また、ダイ
オード（５６）とトランジスタ（５９）のベースとは、
コンデンサ（５７）を介して接地されるとともに、抵抗
（５８）を介しても接地される。そして、トランジスタ
（５９）のエミッタと抵抗（６０）との接続中点は抵抗
（６１）及び抵抗（６２）を介して中間周波数信号検波
回路（６）に接続される。

そして、コンデンサ（５５）及び（５７）により信号が
積分された後、抵抗（６２）により、そのレベルが調整
された制御信号ＣＮが検波回路（６）に供給される。

また、集積回路（２２）はオン・オフ信号を出力して、
例えばエラーフラグが４以上のときに集積回路（４７）
をオンとするものである。そして、この・集積回路（４
７）の動作のオン・オフの時定数は例えば１〜２秒とな
っている。

また、カウンタ（３１）の出力端子（３１１）〜（３１
，。）のうち、どの出力端子からの信号をＤ／Ａ変換回
路（３８）に供給するかを選択できるようにすれば、制
御の深さを調整することができる。

なお、図示した例は、衛星放送受信機の場合の例である
が、この発明は衛星放送受信機のみならず、−Ｃのデジ
タル化された音声信号を含むテレビジョン信号を処理す
るものにも適用することができる。

ある。

（６）は中間周波数信号検波回路、（８）はバンドパス
フィルタ、（９）はＰＳＫ復調回路、（１ｏ）はＰＣＭ
デコーダ、（１１）はＤ／Ａ変換回路、（１２）は積分
回路、（１３）はレベル調整回路、（１４）はスイッチ
回路テする。

［発明の効果］ こうして、この発明によれば、ノイズによるデジタル音
声信号の欠落に伴なって、ＰＣＭデコーダから出力され
るエラーフラグ信号を積分し、その積分した信号に基づ
いて、中間周波数信号検波回路の通過帯域幅を自動的に
制御して、ノイズを除去するようにしたので、テレビジ
ョン信号のＣＺＮ比が低下した状態においても、良好な
画像及び音声を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 デジタル化された音声信号を含むテレビジョン信号の中
   間周波数信号を検波する検波手段と、上記検波手段の出
   力信号のうち上記デジタル化された音声信号をデコード
   するデコード手段とを備え、 上記音声信号から誤り信号を検知し、この検知された誤
   り信号に基づいて上記検波手段の中心周波数帯域幅を制
   御するようにした自動中間周波帯域幅可変回路。