JPH02227803A - イコライザー回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、映像信号をイコライズするイコライザー回路
に関するものである。

［従来の技術］ 従来、ＶＴＲ等の映像信号の磁気記録再生装置において
は、一般的に映像信号にはＳ／Ｎを改善のためにプリエ
ンファシスが施こされた後ＦＭ変調され、磁気記録媒体
に記録される。

そして、上述の様に、磁気記録媒体に記録された映像信
号を該磁気記録媒体から再生するときには、電磁変換特
性により、再生される映像信号の高域周波数成分が減衰
し、再生映像信号のうち、ベースバンド信号において黒
レベルから白レベルへの急激な立上りに相当する部分で
はＦＭ変調された映像信号の振幅レベルが小さくなり、
さらにはゼロクロス部が欠落してしまう、このような再
生映像信号をＦＭ復調器でＦＭ復調すると、本来、ベー
スバンド信号において白レベルであるべぎところが黒レ
ベルとなる、いわゆる反転現象が発生してしまう。

そこで従来は、再生時に再生映像信号の高域周波数成分
を強調するイコライザ回路を設けているが、例えば、共
振型のピーキング回路をイコライザー回路として用いた
場合、該ピーキング回路の群遅延特性が共振周波数付近
にピークをもつので、ＦＭ復調後の信号波形に歪が生じ
てしまう。

そこで、群遅延特性が平坦で高域周波数成分を強調する
コサインイコライザー回路が考えられている。以下、コ
サインイコライザー回路の構成を第３図に示しその動作
について説明する。

第３図において、３１は入力端子、３２および３３は同
一の遅延時間τをもつ遅延器、３４は加算器、３５は減
衰率になる減衰器、３６は減算器、３７は出力端子であ
る。入力端子３１より人力された信号Ａは遅延器３２お
よび加算器３４に人力される。遅延器３２の出力信号Ｂ
は遅延器３３および減算器３６に人力される。また、遅
延器３３の出力信号Ｃは加算器３４において、入力端子
３１より入力されている信号Ａと加算された後、減衰器
３５を経て減算器３６に人力される（図中の信号Ｄ）。

減算器３６より出力される信号Ｅ　（Ｅ−Ｂ−Ｄ）は、
適宜増幅されて出力端子３７より出力される。

尚、人力信号Ａを、 Ａ＝＝ａｅ’“１ と表現すると、信号Ｂ及び信号Ｃは Ｂ　＝　ａｅｊｔａ）（ｔ＊ＺＩ ＣヤａｅＪｗｌｔ◆２で） と表わされまた、信号りは ｐ　＝＝　ａｅｊＷｔｔ　＋　ａｅ１１４１（ｔ’″５
）＝　　ａ　ｅＪｕＪ（ｔ◆しｌ　（ｅ　−ｊｗ　　＋
　ｅ　ｊｗｃ　　）：　　ａ　ｅ　Ｊｗｌｔｌて’　　
　Ｘ　　２　　　Ｃ０５（ｔｌｆとなり、例えば入力信
号Ａが平坦な周波数特性をもつとき、信号りは第４図（
ａ）に示すような振幅特性を示す、尚、第４図（ａ）に
おいて位相は人力信号Ａに対しｅで示した周波数では同
相、ｅで示した周波数帯域では逆相となっている。

したがって、出力信号Ｅは Ｅ　＝　ａ　ｅ　Ｊｗ（ｔ＊し’　　（１−２ｋｃｏｓ
　　ω　−ｒ　　）となり、群遅延特性は平坦のままで
、第４図（ｂ）に示す様な振幅特性かえられる。

［発明が解決しようとする課題］ ところで、上述の様なコサインイコライザーを使用して
、再生時に電磁変換特性の補償を行ない、反転現象の発
生を防止しようとす乞と、図中の周波数ｆ０を中心とす
るシーソー型の周波数特性のため低域の下側帯波のレベ
ルが不必要に低下してしまう、この現象を第５図を用い
て説明する。

イコライザー回路に実際に人力される信号は第５図（ａ
）に示すように、高域周波数成分が極端に減衰しており
、この場合、第４図（ａ）に信号のレベルは、第５図（
ｂ）に示す様にｆＯの低域周波数側で大きく、高域周波
数側では小さい、その結果、反・転現象の発生を防止す
るよう第３図におけるに、τを設定すると、第５図（Ｃ
）に示す様に図中のデビエーションΔの高域周波数側で
の利得はある程度得られるが、低域周波数側での利得が
必要以上に減衰してしまう。

そのため、Ｃ／Ｎの良い低域周波数帯域に位置する映像
信号の下側波の利用率が減り、ＦＭ復調後の周波数特性
の劣化を招いていた。

本発明の目的は、以上のような問題を解消し、周波数特
性の優れたイコライザー回路を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明のイコライザー回路はコサインイコライザーと該
コサインイコライザーより出力される信号の高域周波数
成分を強調する高域周波数成分強調手段とを具えたもの
である。

［作　用］ 上述の構成によれば、例えばコサインイコライザーの出
力信号に対して高域周波数成分強調手段によって高域周
波数成分を強調し、コサインイコライザーの出力におい
て振幅の大きな低域周波数成分の振幅レベルを小さくす
る事によってイコライザー回路全体での低域周波数成分
の減衰量を抑えると、同時に高域周波数成分の増幅度を
増すことができる。

［実施例］ 以下、本発明を本発明の実施例に基づき説明する。

第１図に本発明による第１の実施例としてのイコライザ
ー回路を示す。第１図において、１１は入力端子、　１
２および１３は同一の遅延時間τをもつ遅延器、　１４
は加算器、１５は減衰率がに１なる減衰器で、１２〜１
５の素子により第１のコサインイコライザーを構成して
いる。また、１６は遅延時間がでなる遅延器、　１７は
減算器、　１８は出力端子である。

１００は第２のコサインイコライザーであって、１０１
および１０２は遅延器１６と同一の遅延時間τをもつ遅
延器、１０３は加算器、１０４はに２なる減衰率をもつ
減衰器、１０５は減算器である。

入力端子１１に人力される信号は電磁変換特性によって
高域周波数成分が減衰した第２図（ａ）に示すような特
性を有するものとする。この入力端子ＩＩに入力された
信号は、第１の遅延器１２に人力されると共に加算器１
４へ供給される。第１の遅延器１２の出力は第２の遅延
器１３に供給されると共に第３の遅延器１６へ供給され
る。第２の遅延器１３より出力される信号は、加算器１
４のもう一方の入力端子に供給される。そして、加算器
１４より出力される信号は、減衰器１５によって適当な
大きさに減衰される。減衰器１５より出力される１３号
の出力波形（ｄ）の振幅は第２図（ｄ）に示すとと＜　
ｆｎｕＨで示す周波数より低域周波数側で大きく、高域
周波数側では極端に小さい、ただし、ｆｎｕｌｌで示す
周波数より高域周波数側では第１図（ｂ）点（第１の遅
延器１２の出力）の位相に対し、逆相となっている。

次にこの減衰器１５より出力される信号（ｄ）を、第２
のコサインイコライザー１００に人力する。第６図は第
２のコサインイコライザー１００の周波数特性を示した
図である。ここで遅延時間τ　をτ＝τ　としても、−
膜性を失うことはない。尚第２のコサインイコライザー
１００の動作についての詳細な説明は省略するが、該第
２のコサインライザー１００の出力信号（ｅ）は第２の
コサインライザー１００が第６図に示す様な特性を有す
る事により、ｆｎｕｌｌ　＝　１／４τ′の周波数より
高域周波数側では増幅され、ｆｎｕｌｌの周波数より低
域側では抑圧された第２図（ｅ）に示すような特性とな
る。

一方、遅延器１６に人力された信号は、遅延器１６によ
り第２のコサインイコライザー１００より出力される信
号との時間合わせを行なう為、遅延された後、減算器１
７の一方入力端子に人力される。また、減算器１７のも
う一方の入力端子には第２のコサインイコライザー１０
０の出力信号（ｅ）が入力され、その結果、出力端子１
８には、第２図（ｆ）に示すように、ｆｎｕｌｌの周波
数より低域周波数側は従来より抑圧度が小さくなったイ
コライズ出力が得られる。

したがって従来のように、再生映像信号の下側波成分が
極端に抑圧されることがなくなるため、下側波の利用率
が増え、ＦＭ復調後の周波数特性の劣化を抑える事がで
きる。尚、第２のイコライザー１００と減衰器１５との
接続順序は逆であってもよい。

次に本発明の第２および第３の実施例について説明する
。

第７図に本発明の第２の実施例としてのイコライザー回
路を示す。

前記第１の実施例において、遅延時間τ　をて冨τ′と
したとき、第３の遅延器１６の出力と、第２の遅延器１
３の出力とは、人力信号（ａ）に対して同一の遅延時間
となっている。したがって、第７図に示すように減算器
１７の人力信号として第１図に示した第３の遅延器１６
の出力信号の代わりに、第２の遅延器１３の出力信号を
減算器１７に供給することができ、遅延器が４個ですみ
回路構成を簡略化することができる。尚、第７図におい
て第１図と同一のものには同じ符番を付し詳細な説明は
省略する。

第８図に本発明の第３の実施例としてのイコライザー回
路を示す、第８図に示すように第１図に示した２個の減
算器１０５．１７を３人力の減算器１９１個とすること
で、さらに回路構成を簡略化することができる。

次に本発明の第４の実施例について説明する。

前記第１の実施例においては減衰器１５より出力される
信号（ｄ）の補正に群遅延特性の平坦な第２のコサイン
イコライザー１００をもちいたが本節４の実施例では、
第９図に示すように、第１図の第２のコサインイコライ
ザ１０Ｇ−の代わりに高域周波数成分強調回路２００を
用いると共に、遅延器１２の出力を高域周波数成分強調
回路２００と同一の群遅延特性を有する位相補正器２０
１を介して、減算器１７に人力するように構成し、高域
周波数成分強調回路２００の出力より減算するようにし
たものである。尚、第９図において第１図と同一のもの
には同じ符番を付し、詳細な説明は省略する。

この高域周波数成分強調回路２００は例えば第１Ｏ図に
示す回路構成により実現できる。尚、第１Ｏ図に示した
高域周波数成分強調回路２００は画像記録再生装置にお
いて使用されているリニアエンファシス回路と同等のも
のである。この高域周波数成分強調回路２００の振幅−
周波数特性および群遅延−周波数特性を第１１図（ａ）
および（ｂ）に示す。

この第１１図（ａ）に示す様に、振幅−周波数特性は高
域周波数成分が強調され、低域周波数成分が抑圧される
様な特性を有しており、また、第１１図（ｂ）に示す様
に群遅延特性もほぼフラットな特性であるので前記第１
〜第３の実施例中の第２のコサインイコライザーと同等
の結果を得ることができる。ただし、遅延器１２の出力
に対し、高域周波数成分強調回路２００の出力は高域周
波数成分強調回路２００の平均群遅延時間で。たけ遅れ
るため、高域周波数成分強調回路２００と同一の群遅延
特性を有する位相補正回路２０１にて遅延器１２の出力
を補正したのち減算器１７に入力される。

その結果、群遅延特性は、完全に平坦ではなくなるが前
記第１〜第３の実施例と同様の効果を得ることができ、
かつ簡単な回路構成にて実現することができる。さらに
第４の実施例においでは、前記第１〜第３の実施例にお
ける第２のコサインイコライザー回路の代わりにリニア
エンファシス回路と、該リニアエンファシス回路と同一
の群遅延特性を有する位相補正器との組合わせとして説
明したが、これに限るものではなく、ＦＭ復調後の信号
波形に大きな歪が発生しない程度のものであれば、例え
ば位相補正器２０１を単に高域周波数成分強調回路２０
０の平均群遅延時間τ。たけ遅延する遅延器としてもよ
く、また、高域周波数成分強調回路は単にバイパスフィ
ルタで構成してもよい。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、周波数特性の優れ
たイコライザー回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例としてのイコライザー回
路のブロック図、 第２図は第１図に示した実施例の各部における信号のス
ペクトルを示す図、 第３図は従来のコサインイコライザー回路のブロック図
、 第４図は第３図に示した回路の動作を説明する為の特性
図、 第５図は第３図に示した回路の各部における信号スペク
トルを示す図、 第６図は第１図に示した本発明の第１の実施例における
第２のコサインイコライザー回路の特性を示す図、 第７図は本発明の第２の実施例としてのイコライザー回
路のブロック図、 第８図は本発明の第３の実施例としてのイコライザー回
路のブロック図、 第９図は本発明の第４の実施例としてのイコライザー回
路のブロック図、 第１θ図は第９図に示した回路における高域周波数成分
強調回路の一構成例を示す回路図、第１１図は第９図に
示した高域周波数成分強調回路の特性を示す図である。 ｆ（覇ブ叡） 第２図 第６図 第９図 第１０図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）コサインイコライザーと、該コサインイコライザー
   より出力される信号の高域周波数成分を強調する高域周
   波数成分強調手段とを具えたことを特徴とするイコライ
   ザー回路。 ２）特許請求の範囲第１項において、前記高域周波数成
   分強調手段は別のコサインイコライザー回路からなるこ
   とを特徴とするイコライザー回路。 ３）特許請求の範囲第１項において、前記高域周波数成
   分強調手段はリニアエンファシス回路からなることを特
   徴とするイコライザー回路。 ４）特許請求の範囲第１項において、前記高域周波数成
   分強調手段はハイパスフィルタからなることを特徴とす
   るイコライザー回路。