JPH02137518A - Ｖｃｏ制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

「産業上の利用分野」 本発明は、高速な周波数切替動作が要求される周波数シ
ンセサイザに用いて好適なＶＣＯ（電圧制御発振器）制
御回路に関するものである。 「従来の技術」 近年、無線通信の分野では、マルチチャネルアクセス方
式等の通信方式の採用とともに、無線装置の局部発振回
路として使用する周波数シンセサイザの高性能化の要求
が高まっている。この高性能化の一つとして、周波数切
替の高速化が要求される。以下、従来の周波数シンセサ
イザにおける周波数切替について述べる。 通常、周波数シンセサイザは、ＰＬＬ（位相同期ループ
）を使用したＰＬＬ周波数シンセサイザと、Ｄ／Ａ（デ
ジタル／アナログ）変換回路等を使用した直接型周波数
シンセサイザに大別される。 ＰＬＬ周波数シンセサイザでは、ＰＬＬにおけるＶＣＯ
の出力信号と基準発振回路の信号との位相同期が行われ
る。このため、基準発振回路に周波数安定度の高いもの
を使用すれば、定常時において極めて周波数の安定した
出力を得ることができる。また、周波数切替はＰＬＬ内
部の分周回路に設定する分周数を変更することにより行
われる。 このようなＰＬＬ周波数シンセサイザの周波数切替時間
は、基準周波数、位相比較回路の位相比較感度等に依存
するループ帯域幅により決まる。特に出力周波数間隔を
細かく設定するような場合には、基準周波数を高くでき
ない等の制約から、ループ帯域幅を大幅に広げることは
困難であり、周波数切替時間を大幅に短縮できない。 一方、直接型周波数シンセサイザは、Ｄ／Ａ変換回路の
出力を直接ＶＣＯに接続する構成である。 この直接型周波数シンセサイザにおいて、周波数切替は
Ｄ／Ａ変換回路に与える周波数制御電圧データを変更す
ることにより行われる。このため、周波数切替時間は、
Ｄ／Δ変換回路の電圧セットリング時間のみで決まり、
高速の周波数切替が可能である。 「発明が解決しようとする課題」 ところで、上述した直接型周波数シンセサイザは、定常
時における雑音特性が著しく劣化する恐れがあるので、
これを防ぐためＤ／Ａ変換回路とＶＣＯとの間にローパ
スフィルタが挿入される。 しかし、このようにローパスフィルタを挿入することに
より、切替速度が低下してしまう。以下、この点につい
て詳述する。 第７図は従来の■ＣＯ制御回路を用いた直接型周波数シ
ンセサイザの構成を示すブロック図である。第７図（ａ
）において、■ＣＯ制御回路は、ＲＯＭ回路１、Ｄ／Ａ
変換回路２によって構成されている。そして、Ｄ／Ａ変
換回路２の出力電圧がＶＣＯ３に直接加えられるように
なっている。この周波数シンセサイザにおいて、ＲＯＭ
回路回路外部より希望周波数データが入力され、希望周
波数に対応した周波数制御電圧データがＤ／Ａ変換回路
２に与えられる。これにより希望周波数に対応した周波
数制御電圧がＶＣＯ３に加えられる。 周波数切替時間は、Ｄ／Ａ変換回路２の電圧セットリン
グ時間に等しくなり、現状技術のＤ／Ａ変換回路を使用
することによりマイクロ秒オーダにすることができる。 しかし、Ｄ／Ａ変換回路２の出力に含まれている雑音に
よってＶＣＯ３の出力が周波数変調されることになり、
ＶＣＯ３の出力の位相雑音特性が劣化する恐れがある。 ここで、Ｄ／Ａ変換回路２の出力の雑音成分として、ホ
ワイト雑音が支配的であるため、従来は、第７図（ｂ）
に示すように、Ｄ／Ａ変換回路２の出力にローパスフィ
ルタ４を接続していた。このローパスフィルタ４を接続
することにより、通常帯域外における位相雑音は抑圧さ
れることになる。しかし周波数切替時間は長くなってし
まう。第８図は第７図のＶＣＯ制御回路の周波数切替時
の過渡応答性であり、周波数をｆａから「ｂに切替えた
場合を示したものである。電圧■ａ、！：ｖｂは各々周
波数ｆ’ａ、！：　ｆｂに対応した周波数制御電圧であ
る。第８図には、周波数切替の例として、時刻ｔ０にＤ
／Ａ変換回路２の出力電圧をＶａからｖｂにステップ的
に変化させた場合が示されている。この図に示すように
、ローパスフィルタ４を挿入すると、Ｄ／Ａ変換回路２
の出力電圧の急峻な変化に対して周波数制御電圧か緩や
かに変化することとなるので、周波数切替時間が長くな
ってしまう。 以上の説明のように、従来のＶＣＯ制御回路は、位相雑
音抑圧のためにＶＣＯの前段にローパスフィルタを挿入
すると、周波数切替特性の劣化が生ずるという問題があ
った。 この発明は上述した事情に鑑みてなされたものであり、
ＶＣＯの前段にローパスフィルタを挿入した場合におい
ても、周波数切替時間を短くすることができる■ＣＯ制
御回路を提供することを目的とする。 「課題を解決するための手段」 この発明は、ＶＣＯに周波数制御電圧を供給し、該ＶＣ
Ｏの発振周波数を制御するＶＣＯ制御回路において、 希望周波数データが入力され、該希望周波数デ−タと対
応する周波数制御電圧データを出力するＲＯＭ回路と、 前記希望周波数データが切り替えられた場合に、該希望
周波数データの変動を検出し、該データ変動に応じた加
算電圧波形に対応する時系列の加算情報を算出する加算
情報生成手段と、 前記周波数制御電圧データが入力されると共に、前記時
系列の加算情報が順次入力され、該周波数制御電圧デー
タに対応する電圧と該加算情報に対応する電圧との和に
相当する電圧を出力する加算電圧発生手段と、 前記加算電圧発生手段の出力電圧波形を帯域制限し、前
記周波数制御電圧として出力するローパスフィルタと を具備することを特徴としている。 「作用」 上記構成によれば、希望周波数データが切り替えられた
場合、加算情報生成手段によって、この希望周波数デー
タの変動が検出され、変動分に応じた加算電圧波形に対
応する時系列の加算情報が生成される。そして、加算電
圧発生手段によって、ＲＯＭ回路から出力される周波数
制御電圧データに対応する電圧と、時系列の加算情報に
対応する電圧との和に相当する電圧が発生され、ローパ
スフィルタに入力される。このようにすることで、ロー
パスフィルタの出力電圧を短時間で目的電圧に到達させ
ることができる。従って、ＶＣＯの出力周波数を高速に
切り替えることができる。 「実施例」 以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

【実施例１】 第１図はこの発明の第１の実施例による■ＣＯ制御回路
の構成を示すブロック図である。このＶＣＯ制御回路は
、ＲＯＭ回路１１．加算データ回路１２、デジタル加算
回路１３、Ｄ／Ａ変換回路１４からなる。そして、Ｄ／
Ａ変換回路Ｉ４の出力がローパスフィルタＩ５を介して
ＶＣＯＩ　６に供給されるようになっている。 第２図は、この■ＣＯ制御回路において、時刻ｔｏに、
周波数ｆａからｆｂへの周波数切替動作が開始された場
合の、Ｄ／Ａ変換回路１４の出力電圧波形およびＶＣＯ
１６の出力周波数の変化が示されている。ここで、電圧
Ｖａとｖｂは、各々周波数ｆａとｒｂに対応したＶＣＯ
制御電圧を示す。この図に示すように、本ＶＣＯ制御回
路によれば、ローパスフィルタ１５の入力電圧（Ｄ／Ａ
変換回路１４の出力電圧）は、初期電圧Ｖａから電圧Ｖ
　、、Ｖ　、を経て目的電圧ｖｂに変化する。このよう
にローパスフィルタ１５の入力電圧が複数の電圧を経て
目的電圧に至るように制御することにより、周波数切替
時間を短縮できることができる。本実施例において、こ
の複数の電圧Ｖ、、Ｖ、に相当する加算データは、第１
図における加算データ回路１２によって演算される。そ
して、加算データ回路１２によって演算された加算デー
タは、ディジタル加算回路１３に順次送られる。このよ
うな動作により、Ｄ／Ａ変換回路１４の出力電圧は、第
２図に示すように、複数の電圧Ｖｌ、Ｖ２を経て初期値
Ｖａから目的値ｖｂに変化するように制御される。 以下、加算データ回路１３における加算データの演算方
法を説明する。周波数切替時間を短縮する方法として、
最適制御理論より、状態空間法を用いる方法がある。以
下の説明では、この方法の一般形として、ｎ次のローパ
スフィルタを想定して説明を行い、次いで、最も簡単な
例として、１次フィルタの場合を例に加算データの演算
方法を説明する。 一般に、１次フィルタ（ｎは整数）の状態方程式と出力
方程式は、次のように表せる。 交（１）・Ａ−ｘ（ｔ）＋Ｂ−Ｔｌｌ（ｔ）・・・・・
・（１）ｙ（ｔ）＝Ｄ　−ｘ（ｔ）＋Ｅ−Ｔｎ　（ｔ）
−−（２）ここで、各記号は以下のものを示す。 ｘ（ｔ）：状態ベクトル（ｎ個の状態変数からなる列ベ
クトル） 受（ｔ）　：ｘ（ｔ）の時間微分 Ａニジステム行列（ｎ行×ｎ列） ＴＯ（ｔ）：入力ベクトル（ρ個の入力変数からなる列
ベクトル） Ｂ；制御行列（Ｑ行×ｎ列） ｙ（ｔ）：出力ベクトル（ｐ個の出力変数からなる列ベ
クトル） Ｄ：出力行列（ｎ行×ｐ列） Ｅ：直結行列（ａ行×ｐ列） 上式（１）、（２）において、入力ベクトルと出力ベク
トルは、フィルタの場合、単一の変数となる。 従って、入力ベクトル■はフィルタの入力電圧νｉに相
当するので、 ■−シｉ　　・・・・・（３） と表すことができる。 また、出力ベクトルｙは出力電圧ν。に相当するので、 ｙ−ν。　　　　・・・・・・　（４）と表すことがで
きる。式（１）、（２）は時間領域の表現であるが、こ
れをラプラス演算子（ｓ　）を用いたＳ関数で表すと、 ｓ　Ｘ　（ｓ）＝Ａ　−Ｘ　（ｓ）＋Ｂ−Ｖ　１（ｓ）
−・・（５）■ｏ（ｓ）＝Ｄ　−Ｘ　（ｓ）十Ｅ　−ｖ
　１（ｓ）・・・・・・（６）となる。ただし、Ｘ　（
ｓ）　、　Ｖ　ｏ　（ｓ）　、　Ｖ　ｉ　（ｓ）はそれ
ぞれＸ、ν。、νｉのＳ領域の表現である。 以上に示した状態方程式によれば、サンプリング時間間
隔をＴとした時の状態推移方程式は、ｘ（（ｋ＋１）Ｔ
）＝Φ（Ｔ）ｘ（ｋＴ）＋１１’　（Ｔ）ｖ　　ｉ　（
ｋＴ）−−（７）ｋ　＝０．１，２，３．４・・・・・ となる。ただし、式（７）におけるΦとＷは次のように
求められる。 Φ＝Ｌ−’（ｓε−Ａ）−’　　　　　−（８）Ｌｌ：
演算子（ラプラス逆変換） ε゛単位行列 Ｗ＝、／、”０（Ｔ−ｒ）・Ｂｄｖ　　　　　　（９）
次に、フィルタの出力電圧を最短時間で最終目標電圧ｖ
ｂに到達させるための、入力電圧νｉは、以下のように
求められる。 ν１（ｋＴ）＝Ｐ　、”　・（（Ｉｌ　（Ｔ）−”　−
Ｖ　ｂ　−ｘ（ｋＴ））−（１０）ｋ＝　０．１，２，
３．４・・・・・ ただし、上式（１０）で、ＰｏＴは次のように求められ
る。 Φ（Ｔ）−”Ｉ’（Ｔ）＝ｒ。 Φ（Ｔ）−’　　１１’（Ｔ）＝　ｒ Φ（Ｔ）−’　　１１’　（Ｔ）・ｒ。 Ｏ（Ｔ）−ｒｌ−１ｖ（Ｔ）＝　ｒｌｙ−＋［・・ ｒｌ ′　ａ−ｆｌ ・］・Ｒ ル 従って、最短時間でフィルタの出力電圧を最終目標電圧
ｖｂに到達させるためには、式（ｌＯ）に従って、入力
電圧νｉを変化させればよい。本実施例における第１図
の加算データ回路１２は、周波数切替時に式（７）、（
ｔ　Ｏ）に従って、νｉに相当する加算データを求める
。また、ディジタル加算回路Ｉ３は周波数切替時に、こ
の加算データとＲＯＭ回路１１から出力される周波数制
御電圧データとの加算を行い、加算結果を、Ｄ／Ａ変換
回路１４に送る。これによりＤ／Ａ変換回路Ｉ４にはν
ｉに相当する電圧が発生する。その結果、ローパスフィ
ルタ１５の出力電圧は最短時間で電圧ｖｂに達するので
、ローパスフィルタ１５が挿入されていても、ＶＣ０１
６の周波数切替を高速に行うことができる。 次に、第１図のローパスフィルタＩ５として、１次のロ
ーパスフィルタを用いた場合について述べる。第３図は
、抵抗２１とコンデンサ２２からなる１次のローパスフ
ィルタを示したものである。 このフィルタにおいて入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖ。 の関係を表ず伝達関数Ｇは、 Ｇ　＝　Ｖ　ｏ／　Ｖ　ｉ＝　　　　’　　　　−−（
１１）１＋ｓ　　τ となる。ここで、τは抵抗２１の抵抗値Ｒとコンデンサ
２２のキャパシタンスＣとで決まる時定数（ＯＲ）を表
す。この伝達関数Ｇは１次であるから、状態変数は一つ
でよい。そこで状態変数ＸをＸ＝■ｏとする。従って、
式（５）、（６）に相当する状態方程式、出力方程式は
、 ｓ　Ｘ−（１／ｒ　）Ｘ　＋（１／τ）Ｖ　ｉ・・−・
−・（１２）Ｖ、＝Ｘ　　　　　　　　　　　・・・・
・・（１３）となり、さらにこれを時間領域で表すと灸
＝−（１＃）ｘ＋（１＃）ν　ｉ　　　　・・・・・・
（１４）ν。・Ｘ　　　　　　　　　・・・・・・（１
５）となる。以上の状態方程式、出力方程式および式（
７）から、状態推移式は、 ｘ（（ｋ＋１）Ｔ）□ｅｘｐ（−Ｔ／　Ｔ　）ｘ（ｋＴ
）＋（１−ｅｘｐ（づ＃））νｉｋ　＝０．１．２，３
．４・・・・・ ・・・・・・（ｌ　６） となる。また、最短時間で最終目標電圧ｖｂに達するよ
うにするための入力電圧νｉは、式（！０）より、 ｋ　　＝０．ｌ　、２，３．４　　・　・　・　・　・
・・・・・・（ｌ　７） となる。 次に式（１６）および（１７）に具体的数値を代入した
例を示す。Ｄ／Ａ変換回路１４の出力雑音によるＶＣｏ
　１６の出力における位相雑音を、オフセット周波数１
２．５ｋｌ（ｚで２０ｄＢ低くすることを想定する。こ
のとき、第３図に示したローパスフィルタを使用した場
合、時定数τ−ＣＸＲは約０　、１　ｍ５ｅｃにしなけ
ればならない。このようなローパスフィルタをＤ／Ａ変
換回路１４とｖＣ０１６の間に挿入すると第４図（ａ　
）のような応答特性となる。この図は切替前のローパス
フィルタ１５の出力電圧Ｖａを０　（Ｖ）、切替後の最
終出力電圧ｖｂを５（■）とした場合であり、縦軸はロ
ーパスフィルタ１５の出力電圧の最終電圧ｖｂに対する
誤差電圧を表している。この図に示すように従来例では
、時定数τを０．１ｍ５ｅｃとしたことで１　ｍ５ｅｃ
以上の切替時間を必要としているが、式（１６）　、　
（１７）にしたがって、サンプリング時間間隔Ｔ　＝　
１　ｍ５ｅｃとし、ローパスフィルタの入力電圧を変化
させると１サンプリング時間（０゜１　ｍ５ｅｃ）以内
にｖｂに達することができる。ここで、ローパスフィル
タ１５の入力に加えられた電圧、つまりＤ／Ａ変換回路
１４の出力電圧は第４図（ｂ　）のようになっている。 以上の説明のように切替の直後に一時的に高い電圧をロ
ーパスフィルタ入力に加えることにより応答時間を早く
することができる。 さて、第４図において、定常時におけるローパスフィル
タ１５の入力電圧は５　（ｖ）であり、切替直後の電圧
が８　（■）となる場合を示した。本実施例におけるＶ
ＣＯ制御回路において、周波数切替時間をさらに短くす
るためには、式（＋　６）　。 （１７）に示すサンプリング時間間隔Ｔをさらに小さく
すればよい。しかしＴを短くすると切替直後の電圧はさ
らに高くなり、実際の構成においてこのような高い電圧
を設定することは困難となることがある。そして、仮に
設定不可能な電圧が式（１７）によって算出された場合
、式（１６）のνｉに誤差を生じることになり、状態が
正しく予測されない。この結果、応答時間が長くなって
しまう。そこで、本実施例では、第１図の例においてＤ
／Ａ変換回路１４の出力可能な最高電圧（飽和電圧）を
６　（ｖ）としている。そして、式（１７）により求め
たνｉが６（ｖ）を越える場合は、６　（Ｖ）を設定す
ることとし、このνｉを式（１６）式に与えるようにし
ている。このようにした時の応答特性を第５図（ａ　）
　、　（ｂ　）に示す。Ｄ／Ａ変換回路１４の出力、す
なわちローパスフィルタ１５の入力電圧は、同図（ｂ　
）のように６　（Ｖ）で抑えられているが、応答時間は
、同図（ａ　）のように２サンプリング時間（０、２ｍ
５ｅｃ）以内にすることができる。

【実施例２】 第６図はこの発明の第２の実施例の構成を示したもので
ある。本実施例では、ＲＯＭ回路１１の出力データをＤ
／Ａ変換回路１８でＤ／Ａ変換し、その出力電圧がアナ
ログ加算回路１９に入力される。また、アナログ加算回
路！９のもう一方の人力？こは加算電圧発生回路１７の
出力電圧が供給される。この加算電圧発生回路Ｉ７はＲ
ＯＭ回路１１に入力される希望周波数データが切り替え
られた場合に、そのデータ変動分に応じた波形の加算電
圧を出力する。ここで、この加算電圧の波形は前述の第
１の実施例と同様の演算によって求められる。そして、
この加算電圧がアナログ加算回路１９によってＤ／Ａ変
換回路１８から出力される希望周波数と対応する電圧と
加算され、ローパスフィルタ１５に与えられる。このよ
うな構成においても、第１の実施例と同様の効果が得ら
れる。 「発明の効果」 以上説明したように、本発明によれば、Ｄ／Ａ変換回路
出力の雑音を抑圧するために、ローパスフィルタを挿入
しても、高速に周波数を切り替えることが可能となる。 従って、本発明による■ＣＯ制御回路を用いることによ
り、低雑音でしかも高速周波数切替の可能な周波数シン
セサイザを実現することができる。そして、このような
周波数シンセサイザをマルチチャネルアクセス方式の移
動無線装置用局部発振回路に適用すると、隣接チャネル
干渉が低減されるのでチャネル周波数間隔の狭小化が可
能となり、さらに通話中の周波数ホッピングが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１の実施例によるＶＣＯ制御回路
の構成を示すブロック図、第２図は同実施例におけるＤ
／Ａ変換回路Ｉ４の出力電圧と周波数切替特性を示す図
、第３図は１次のローパスフィルタの構成を示す回路図
、第４図は１次のローパスフィルタを使用した場合にお
ける同実施例の過渡応答特性を示す図、第５図は同実施
例においてＤ／Ａ変換回路１４の出力が飽和する場合に
おける過渡応答特性を示す図、第６図はこの発明の第２
の実施例による■ＣＯ制御回路の構成を示すブロック図
、第７図は従来の■ＣＯ制御回路の構成を示すブロック
図、第８図は第７図の回路の１９＝ 周波数切替特性を示す図である。 １１・・・ＲＯＭ回路、１４．１８・・・Ｄ／Ａ変換回
路、１６・・・ＶＣＯ１１５・・・ローパスフィルタ、
１２・・・加算データ回路、１３・・・デジタル加算回
路、Ｉ７・・・加算電圧発生回路、１９・・・アナログ
加算回路。 〔△：ｌＷ＆４’ＪＶ／Ｇ し△η′」 Ｍ蟲醤憐 ’Ｍ′Ｉｋα市ｖ１０ 辱ｉｎｒ　ＩＩ♀雷Ｏつ△ 〔八〕可畠■寅Ｖ／ＣＩ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＶＣＯに周波数制御電圧を供給し、該ＶＣＯの発振周波
   数を制御するＶＣＯ制御回路において、希望周波数デー
   タが入力され、該希望周波数データと対応する周波数制
   御電圧データを出力するＲＯＭ回路と、 前記希望周波数データが切り替えられた場合に、該希望
   周波数データの変動を検出し、該データ変動に応じた加
   算電圧波形に対応する時系列の加算情報を算出する加算
   情報生成手段と、 前記周波数制御電圧データが入力されると共に、前記時
   系列の加算情報が順次入力され、該周波数制御電圧デー
   タに対応する電圧と該加算情報に対応する電圧との和に
   相当する電圧を出力する加算電圧発生手段と、 前記加算電圧発生手段の出力電圧波形を帯域制限し、前
   記周波数制御電圧として出力するローパスフィルタと を具備することを特徴とするＶＣＯ制御回路。