JPH019271Y2

JPH019271Y2 -

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Publication number: JPH019271Y2
Application number: JP12668083U
Authority: JP
Priority date: 1983-08-16
Filing date: 1983-08-16
Publication date: 1989-03-14
Also published as: JPS6034779U

Description

【考案の詳細な説明】〔考案の技術分野〕この考案は、スイツチング方式による定電圧電
源回路として好適するパルス幅制御形DC／DCコ
ンバータに係り、特に起動を確実にするための改
良に関する。

〔考案の技術的背景とその問題点〕

近時、スイツチング方式による定電圧電源回路
にあつては、一般にパルス幅制御形DC／DCコン
バータが用いられている。このパルス幅制御形
DC／DCコンバータは、出力電圧を一定にするた
めの制御素子をスイツチとして動作させ、そのオ
ン・オフ制御のデユーテイをパルス幅変調（以下
PWMと記す）することによつて変化させて、出
力電圧を一定に制御するようにしたものである。

第１図は上記パルス幅制御形DC／DCコンバー
タを示すものである。すなわち、１１は非安定直
流電圧が供給される非安定入力端子、１２は安定
化された直流電圧を出力する安定出力端子であ
る。１３は上記非安定直流電圧から基準電圧を生
成するツエナーダイオード、１４は上記基準電圧
に対する安定化直流電圧の誤差電圧を検出する差
動増幅器、１５は鋸歯状波電圧信号及びこの鋸歯
状波電圧信号の周期と同一周期のクロツクパルス
信号を発振出力する発振器、１６は上記鋸歯状波
電圧信号と誤差電圧とをレベル比較してPWM信
号を生成するレベル比較器である。１７はＴ形フ
リツプフロツプ、１８，１９はノアゲート回路、
２０，２１はバツフア用トランジスタで、これら
は上記クロツクパルス信号及びPWM信号からパ
ルス制御信号を生成するものである。以上１３〜
２１の回路部分は集積回路化が可能で、一般に１
チツプで納められている。

さらに、２２はドライブトランジスタ、２３は
ドライブトランスで、ドライブトランジスタ２２
はドライブトランス２３の１次巻線を駆動するも
のである。２４はスイツチングトランジスタで、
上記ドライブトランス２３の２次巻線に発生する
電圧によつてスイツチングするものである。２５
はチヨークコイル、２６はフライホイールダイオ
ード、２７は出力コンデンサで、上記スイツチン
グトランジスタ２４がスイツチングされることに
よりチヨークコイル２５の出力端に発生するパル
ス電圧をフライホイールダイオード２６及び出力
コンデンサ２７によつて平滑し、出力コンデンサ
２７の両端に安定化出力電圧を得るようになされ
ている。尚、２８はこのDC／DCコンバータの負
荷を示し、２９は上記安定化出力電圧のレベル調
整を行なうための可変抵抗器である。

ここで、上記発振器１５は第２図に示すように
構成されている。すなわち、１５１は電源入力
端、１５２は鋸歯状波電圧信号出力端、１５３は
クロツクパルス出力端である。この発振器１５の
発振周波数は抵抗R_T及びコンデンサC_Tによるタ
イミング時定数で決まるものである。つまり、抵
抗R_Tはカレントミラー回路１５４を介してコン
デンサC_Tに定電流を供給してこのコンデンサC_T
を充電し、トランジスタQ₁のベース電位を直線
的に上昇させる。すると、このトランジスタQ₁
はそのベース電位がトランジスタQ₂のベース電
位より高くなると導通し、カレントミラー回路１
５５を介してトランジスタQ₃，Q₄にそれぞれ駆
動電流を供給するようになる。このため、トラン
ジスタQ₃はオン状態となつてトランジスタQ₂の
ベース電位を下げるようになり、またトランジス
タQ₄もオン状態となつて出力端１５３にＨレベ
ル（Highレベル）の信号を出力するようになる。
この出力端１５３にＨレベルの信号が供給される
とトランジスタQ₅，Q₆がオン状態となるので、
コンデンサC_Tは放電してトランジスタQ₁のベー
ス電位を下げる。このトランジスタQ₁はそのベ
ース電位がトランジスタQ₂のベース電位よりも
低くなるとオフ状態となり、上記トランジスタ
Q₄の出力をＬレベル（Lowレベル）に設定する。
すなわち、この発振器１５は以上のような動作を
繰返して発振を継続し、第３図ａ，ｂに示すよう
な鋸歯状波電圧信号ａ及びクロツクパルス信号ｂ
を出力端１５２，１５３からそれぞれ出力するよ
うになされている。

上記のように構成されたDC／DCコンバータに
おいて、以下起電時における動作について説明す
る。

すなわち、上記非安定入力端子１１に非安定直
流電圧が供給された直後、つまり安定化出力端子
１２にまだ電圧が発生していない状態を考える
と、差動増幅器１４の比較電圧出力端（−）の電
位は基準電圧入力端（＋）の電位よりも低く、差
動増幅器１４の出力電圧V₁₄のレベルは最大とな
つている。この電圧レベルV₁₄は第３図ａに示す
ように上記発振器１５から出力される鋸歯状波電
圧信号ａより高く、これによつてレベル比較器１
６の出力は常にＬレベルに保つことになるので、
ノアゲート回路１８，１９の論理はそれぞれＴ形
フリツプフロツプ１７のＱ，端子出力ｃ，ｄ
と、発振器１５から出力されるクロツクパルスｂ
とで決定される。この場合、上記Ｔ形フリツプフ
ロツプ１７のＱ，端子の各出力ｃ，ｄは第３図
ｃ，ｄに示すようになつているので、上記ノアゲ
ート回路１８，１９の各出力ｅ，ｆは第３図ｅ，
ｆに示すようになる。このとき、バツフア用トラ
ンジスタ２０，２１の共通コレクタ電圧（パルス
制御信号）ｇは第３図ｇに示すように変化するの
で、ドライブトランジスタ２２は上記共通コレク
タ電圧ｇがＨレベルでオン状態となつて導通す
る。このため、上記ドライブトランジスタ２２
は、コレクタ電圧ｈが第３図ｈに示すように変化
してドライブトランス２３の一次巻線を駆動する
ようになる。これに伴なつて上記ドライブトラン
ス２３の二次巻線端子間には第３図ｉに示すよう
な端子間電圧ｉが発生する。そして、スイツチン
グトランジスタ２４のベース電流ｊは第３図ｊに
示すようになり、結局スイツチングトランジスタ
２４は上記端子間電圧ｉが正の期間のみオン状態
となつて導通するようになる。したがつて、チヨ
ークコイル２５の出力端に上記スイツチングトラ
ンジスタ２４のスイツチングに対応してパルス電
圧が生成されるようになり、フライホイールダイ
オード２６及び出力コンデンサ２７によつて上記
パルス電圧を平滑にして安定化直流電圧が生成さ
れるようになる。

ところで、起動時において注意を要する点は、
スイツチングトランジスタ２４のオーバードライ
ブ条件である。つまり、第３図ｇに示すようにド
ライブトランジスタ２２のオン期間は、とりもな
おさず発振器１５から出力されるクロツクパルス
ｂがＨレベルとなつた期間であり、これは起動時
には一般に非常に狭いため、結局スイツチングト
ランジスタ２４を駆動するデユーテイレシオ（オ
ン期間／周期×100〔％〕）が非常に大きくなり、
以下の理由でスイツチング動作が不能となる場合
がある。

第１には、第３図ｉで示されるようにドライブ
トランス２３２次側の端子間電圧ｉの極性がデユ
ーテイレシオに応じて振り分けられることで、ス
イツチングトランジスタ２４のベース電流ｊを供
給するための正の電圧が、スイツチングトランジ
スタ２４のベース・エミツタ間電圧降下V_BF以上
必要であるのに対し、デユーテイレシオが極端に
大きくなるとこのレベルを割つてしまうことであ
る。

さらには、ドライブトランス２３の１次側およ
び２次側の直流抵抗成分により、端子間電圧ｉの
正の電圧とスイツチングトランジスタ２４のベー
ス電流ｊはオン期間の前半から後半にかけて指数
関数的に減少していき、この結果として十分にス
イツチングトランジスタ２４をドライブできない
ことがある。

このように、ひとたびドライブ不足をまねいて
スイツチングトランジスタ２４が所定のデユーテ
イレシオでスイツチング動作を行なわなければ、
安定化出力端子１２には十分な出力電圧が供給さ
れず、また差動増幅器１４の比較入力端（−）の
レベルが基準入力端（＋）のレベルよりも常に低
くなつてしまい、永久に起動しない状態に落ち入
る。

このようなことを防止するために、すでに次の
ような対応策が考えられている。

まず第１の案として、発振器１５から出力され
るクロツクパルスｂのパルス幅（以下デツドタイ
ムと記す）を十分に広くするように、上記発振器
１５の出力端１５３に、再び第２図に示すように
パルス幅拡張回路１５６を付加することである。
ここで、このパルス幅拡張回路１５６の動作を簡
単に説明する。すなわち、出力端子１５３にパル
スを発生するとコンデンサC_B及び抵抗R_Bを介し
てトランジスタQ₇にベース電流が供給され、こ
のトランジスタQ₇がオン状態に設定される。こ
のとき、上記トランジスタQ₇によりトランジス
タQ₈にもベース電流が供給されるため、このト
ランジスタQ₈もオン状態となる。これにより、
トランジスタQ₈がオン状態となつている間、前
記トランジスタQ₅，Q₆はオン状態を維持するの
で、前記コンデンサC_Tの充電は行なわれなくな
る。また、上記トランジスタQ₇のベース回路の
時定数C_B，R_BによりトランジスタQ₇がオフ状態
となると、上記トランジスタQ₈，Q₅，Q₆が共に
オフ状態となつてコンデンサC_Tの充電が開始さ
れるようになる。したがつて、上記クロツクパル
スｂのデツドタイムはコンデンサC_B及び抵抗R_B
によつて決まる時定数で設定されるようになり、
パルス幅が拡張されるものである。

このようにパルス幅を拡張することによつて上
記デユーテイレシオを小さくすることができるよ
うになるが、このパルス幅拡張回路１５６を付加
する方法は、トランジスタが２個よけいに必要に
なることや、時定撰のばらつきやトランジスタの
h_FEなどによる動作点のばらつきによつてデツト
タイムが狂いやすく、またPWM動作レンジが狭
くなること等の問題が生じる。

第２の案としては、差動増幅器１４の出力端に
第４図に示すようにダイオードD₁、コンデンサ
C₁及び抵抗R₁でなるソフトスタート回路３０を
付加することである。ここで、このソフトスター
ト回路３０の動作について簡単に説明すると、ま
ず非安定入力端子１１に非安定直流電圧が供給さ
れた直後では、コンデンサC₁は充電されておら
ず、このコンデンサC₁の両端電圧は０〔Ｖ〕であ
る。このため、差動増幅器１４の出力電圧V₁₄は
ダイオードD₁の順方向電圧降下V_Fでクランプさ
れ、第５図ａに示すように前記鋸歯状波電圧信号
ａをスライスするようになる。これにより、レベ
ル比較器１６の出力には第５図ｂに示すように幅
の広いパルスが得られる。また、コンデンサC₁
は抵抗R₁によつて除々に充電されて上記レベル
比較器１６の入力端のレベルを除々に持ち上げる
ようになる。このため、第５図ｂに示したレベル
比較器１６出力のパルス幅は除々に狭くなる。

したがつて、上記ソフトスタート回路３０を付
加した場合、起動時の第３図に示した各回路部の
出力ａ〜ｊは第６図ａ〜ｊのようになる。この第
６図ａ〜ｊから明らかなように、上記のようなソ
フトスタート回路３０を付加すれば、非安定直流
電圧が投入されたとき、スイツチングトランジス
タ２４のオン期間は十分狭い点から動作を始める
ようになり、ドライブ不足は解消できるものであ
る。

しかしながら、上記ソフトスタート回路３０を
付加する方法は、供給される非安定直流電圧の立
ち上がり時間が極端に遅い場合、ソフトスタート
回路３０のコンデンサC₁の充電時間がこれに追
従してしまい、結局十分な効果が得られず、逆に
充電時間を速く設定してしまうと、非安定直流電
圧の入力が遮断されたときのコンデンサC₁の放
電時間が長くなり、再スタートさせるまでに多少
の待ち時間が必要になる。このことは、特に供給
される非安定直流電圧が瞬断した場合には再起動
できなくなるという致命的な欠点となる。

〔考案の目的〕

この考案は上記のような問題を改善するために
なされたもので、簡易な構成で非安定直流電圧が
供給されてから所定の出力電圧を得るまでの間の
パルス制御信号に十分なデユーテイレシオが得ら
れるようにしてスイツチング制御を確実に施すこ
とができるパルス幅制御形DC／DCコンバータを
提供することを目的としている。

〔考案の概要〕

すなわち、この考案によるパルス幅制御形
DC／DCコンバータは、スイツチング駆動するこ
とによつて非安定化直流電圧を安定化して出力す
る安定化回路と、この安定化回路をスイツチング
駆動するためのパルス制御信号を生成するパルス
制御信号生成回路と、前記安定化回路の出力電圧
と基準電圧との差電圧を取り出す差動増幅器と、
この差動増幅器の出力電圧に対応して前記パルス
制御信号をパルス幅変調する手段とを有するもの
で、前記差動増幅器の出力端に接続され、その出
力電圧を所定の電圧レベルにクランプする非線形
素子と、この非線形素子に並列に接続され前記差
動増幅器のゲインを補償する抵抗とを具備してな
ることを特徴とするものである。

〔考案の実施例〕

以下、第７図〜第１０図を参照してこの考案の
一実施例を説明する。但し、第７図及び第８図に
おいて第１図と同一部分には同一符号を付して示
し、ここでは異なる部分について説明する。

第６図はこの考案に係るパルス幅制御形DC／
DCコンバータを示すもので、第１図に示した従
来のパルス幅制御形DC／DCコンバータと異なる
点は、第７図にも取出して示すように、差動増幅
器１４の出力端にツエナーダイオードD₂及び抵
抗R₂，R₃からなる非線形回路３１を付加したと
ころにある。

ここで、上記差動増幅器１４のはトランスコン
ダクタンスタイプのもので、その具体的な回路構
成は、第８図に示すようになされている。すなわ
ち、１４１は基準電圧入力端（＋）、１４２は比
較電圧入力端（−）であり、また端子１４３には
基準電圧が供給され、端子１４４にはバイアス電
圧が供給されるようになされている。そして、上
記基準電圧入力端１４１はトランジスタQ₉のベ
ースに接続され、比較電圧入力端１４２はトラン
ジスタQ₁₀のベースに接続されている。このトラ
ンジスタQ₉及びQ₁₀は差動増幅回路１４５を構成
し、その出力端ＡはトランジスタQ₁₁，Q₁₂，Q₁₃
でなるカレントミラー回路１４６を介して出力端
１４７に接続されている。尚、トランジスタ
Q₁₄，Q₁₅及びR₄，R₅は定電流源として設けられ
たものである。

上記のような構成において、以下その動作につ
いて説明する。まず、上記差動増幅器１４の動作
について説明する。今、上記トランジスタQ₉の
コレクタ電流をI_Cとすると、カレントミラー回路
１４６によつてトランジスタQ₁₃のコレクタにも
同等の電流I_Cが流れる。このトランジスタQ₁₃は
トランジスタQ₁₅の定電流源で駆動されるので、
出力端１４７の出力インピーダンスR_OUTは非常に
大きい（数ＭΩ）ものとなる。この出力端１４７
のアース間インピーダンスをR_Lとすると、この
差動増幅器１４のゲインA_Vは次式のように表わ
せる。

A_V＝gm・Ｒ＝Ｒ・I_C／２・ｑ／KT （ただし、Ｒ＝R_OUT・R_L／R_OUT＋R_L，Ｋ：ポルツマン定数，Ｔ：絶対温度ｑ：電子電荷）したがつて、上記差動増幅器１４の実際のゲイ
ンは、出力端１４７及びアース間に設けられる抵
抗で決定されることになる。この差動増幅器１４
のゲインは、DC／DCコンバータのフイードバツ
クループゲインに大きく影響を与え、負荷変動に
対する追従性等の点からある程度可変できたほう
が好ましく、このため上記のようなトランスコン
ダクタンスタイプの増幅器が用いられている。

すなわち、上記非線形回路３１は、抵抗R₂，
R₃によつて通常動作時にゲイン補償用として作
用している。この場合、後述するがツエナーダイ
オードD₂がカツトオフしているため、上記差動
増幅器１４の出力端及びアース間の抵抗値R_Lは
（R₂＋R₃）の値である。

ここで、上記非線形回路３１の出力電圧V₃₁−
電流I₃₁時性は第９図に示すようになつている。
すなわち、差動増幅器１４の出力電圧V₁₄が低い
ときはツエナーダイオードD₂がカツトオフして
おり、抵抗値（R₂＋R₃）のみでその出力電圧V₃₁
（＝（R₂＋R₃）・I₃₁）の特性が決定され、また差動
増幅器１４の出力電圧V₁₄が高いときは、ツエナ
ーダイオードD₂に電流I_Zが流れ、これによつてツ
エナー電圧V_Zが発生し、その出力電圧V₃₁（＝V_Z
＋R₂・I₃₁）の特性が決定される。つまり、上記
差動増幅器１４の出力電圧V₁₄が非線形回路３１
によつて電圧V₃₁の値にクランプされることにな
る。

また、上記電流I₃₁は抵抗R₂に流れる電流であ
るが、この電流I₃は差動増幅器１４のカレントミ
ラー回路１４６から供給されるものである。すな
わち、この電流I₃₁は、差動増幅器１４のトラン
ジスタQ₉のコレクタ電流I_Cの最大値、つまりトラ
ンジスタQ₁₄による定電流源で設定される電流値
以上にはならないものである。

以上のような条件の元における起動時の動作に
ついて説明する。この起動とは、前述したように
非安定入力端子１１に非安定直流電圧が供給され
ると、確実にスイツチングトランジスタ２４がス
イツチング動作し、出力端子１２の出力電圧が確
実に設定値まで上昇する動作である。このように
非安定直流電圧が供給される形体には、前述した
ようにランプ関数的に除々に上昇していく場合
と、ステツプ関数的に急激に供給される場合とが
ある。いずれの場合も起動直後は出力端子１２の
出力電圧値は０〔Ｖ〕であり、差動増幅器１４の
出力電圧V₁₄は発振器１５から出力される鋸歯状
波電圧信号ａよりも高いレベルにあり、また差動
増幅器１４のトランジスタQ₉のコレクタ電流I_Cは
非常に小さいものである。

まず、非安定直流電圧が除々に高くなるように
供給された場合、第１０図中Ａに示すように基準
電圧が除々に高くなつてある時点ｔで所定値に達
する。この基準電圧は第８図に示したように差動
増幅器１４の端子１４３に供給され、この差動増
幅器１４の電源電圧として使用されている。この
ため、差動増幅器１４の出力電圧V₁₄も第１０図
中Ｂに示すように上昇していくことになる。しか
しながら、実際には非線形回路３１によつて第９
図に示した特性を満足するように動作するため、
結局上記差動増幅器１４の出力電圧V₁₄は第１０
図Ｃに示すようになる。これは、差動増幅器１４
のトランジスタQ₉がオフ状態に近く、カレント
ミラー回路１４６から十分な電流が出力されない
ためである。このように、上記差動増幅器１４の
出力電圧V₁₄が低く設定されることにより、前述
したようにレベル比較器１６の出力パルス幅を広
く設定することができ、スイツチングトランジス
タ２４のドライブ条件を満足し得るようになる。

したがつて、非安定直流電圧がある値以上高く
なつてドライブトランス２３の１次巻線へ供給す
る電圧が十分得られるレベルになると、スイツチ
ングトランジスタ２４が確実にスイツチング動作
し、出力端子１２の出力電圧が上昇していく。た
だし、非安定直流電圧が通常使用する電圧値より
もまだ低い状態にあると、スイツチングトランジ
スタ２４のデユーテイレシオを大きくしようとし
て差動増幅器１４の出力電圧V₁₄はなお高い電圧
のままとなつている。ところが、この出力電圧
V₁₄が第９図で示す通前使用する電圧領域よりも
高くなろうとすると非線形回路３１のツエナーダ
イオードD₂の効果により、急激に電圧レベルが
押さえられ、また差動増幅器１４の出力可能な電
流値が前述したように定まつてくるため、おおむ
ね通常使用する領域内に納めることができる。こ
こでいう通常使用する領域とは、レベル比較器１
６の出力パルス幅が十分に広くとることができ、
スイツチングトランジスタ２４のデユーテイレシ
オが極端に大きくならない範囲を意味している。

また、非安定直流電圧が急激に供給される場合
でも、第９図に示した基準電圧が所定の電圧レベ
ルに達するまでの基間が短かくなるのみで、その
動作は上記の場合と同様であり、安定した動作を
得ることができるものである。

したがつて、上記のようなパルス幅制形DC／
DCコンバータは、起動時のスイツチング制御を
確実に行なうことができるので、非安定直流電圧
が十分高くなり、通常使用する領域に達すれば、
PWM動作を行なつて出力電圧レベルを一定に保
つようになり、安定化直流電圧を得ることができ
るものである。

尚、上記非線形回路３１の抵抗R₂は、ツエナ
ーダイオードD₂のツエナー電圧V_Zのばらつきを
吸収する作用を有している。つまり、抵抗R₂が
ない場合、差動増幅器１４の比較電圧入力端
（−）の電圧レベルが十分低く、その出力電圧
V₁₄が高くなるとき、この出力電圧V₁₄はツエナ
ー電圧V_Zでクランプされ、前述した通常使用す
る領域がツエナー電圧V_Zで定まつてしまうので、
ツエナー電圧V_Zの選択が厳密になる。これに対
し、抵抗R₂を付加すると、この抵抗R₂の電圧降
下分だけ領域を広く取ることができるので、抵抗
R₂の抵抗値を調整すればツエナーダイオードD₂
に多少のばらつきがあつても簡単に対処し得るよ
うになる。

〔考案の効果〕

以上のようにこの考案によれば、簡易な構成で
起動時の差動増幅器の出力電圧レベルを低く設定
することができ、これによつて非安定直流電圧が
供給されてから所定の出力電圧を得るまでの間の
パルス制御信号に十分なデユーテイレシオが得ら
れ、スイツチング制御を確実に施すことができ
る、極めて良好なパルス幅制御形DC／DCコンバ
ータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のパルス幅制御形DC／DCコンバ
ータを示すブロツク回路図、第２図は上記DC／
DCコンバータに使用される発振器を示す回路図、
第３図ａ〜ｊはそれぞれ上記DC／DCコンバータ
の主要部の各出力特性を示す波形図、第４図は上
記DC／DCコンバータに付加されるソフトスター
ト回路を示すブロツク回路図、第５図ａ，ｂはそ
れぞれ上記ソフトスタート回路による動作を説明
するための波形図、第６図ａ〜ｊは上記ソフトス
タート回路を用いたDC／DCコンバータの主要部
の各出力特性を示す波形図、第７図はこの考案に
係るパルス幅制御形DC／DCコンバータの一実施
例を示すブロツク回路図、第８図は上記実施例に
おける差動増幅器の構成を示す回路図、第９図は
上記実施例における非線形回路の出力電圧−電流
特性を示す特性図、第１０図は上記実施例におけ
る差動増幅器の出力電圧を説明するための特性図
である。１１……非安定入力端子、１２……安定出力端
子、１３……ツエナーダイオード、１４……差動
増幅器、１４１……基準電圧入力端、１４２……
比較電圧入力端、１４５……差動増幅回路、１４
６……カレントミラー回路、１４７……出力端、
１５……発振器、１５２……鋸歯状波電圧信号出
力端、１５３……クロツクパルス出力端、１５６
……パルス幅拡張回路、１６……レベル比較器、
１７……Ｔ形フリツプフロツプ、１８，１９……
ノアゲート回路、２０，２１……バツフア用トラ
ンジスタ、２２……ドライブトランジスタ、２３
……ドライブトランス、２４……スイツチングト
ランジスタ、２５……チヨークコイル、２６……
フライホイールダイオード、２７……出力コンデ
ンサ、２８……負荷、２９……可変抵抗器、３０
……ソフトスタート回路、３１……非線形回路、
D₂……ツエナーダイオード、R₂……抵抗、R₃…
…抵抗。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

スイツチング駆動することによつて非安定化直
流電圧を安定化して出力するする安定化回路と、
この安定化回路をスイツチング駆動するためのパ
ルス制御信号を生成するパルス制御信号生成回路
と、前記安定化回路の出力電圧と基準電圧との差
電圧を取出す差動増幅器と、この差動増幅器の出
力電圧に対応して前記パルス制御信号をパルス幅
変調する手段とを有するパルス幅制御形DC／DC
コンバータにおいて、前記差動増幅器の出力端に
接続されその出力電圧を所定の電圧レベルにクラ
ンプする非線形素子と、この非線形素子に並列に
接続され前記差動増幅器のゲインを補償する抵抗
とを具備してなることを特徴とするパルス幅制御
形DC／DCコンバータ。