JPH0157541B2 - - Google Patents
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- JPH0157541B2 JPH0157541B2 JP55152408A JP15240880A JPH0157541B2 JP H0157541 B2 JPH0157541 B2 JP H0157541B2 JP 55152408 A JP55152408 A JP 55152408A JP 15240880 A JP15240880 A JP 15240880A JP H0157541 B2 JPH0157541 B2 JP H0157541B2
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- circuit
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- signal
- coupled
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2071—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states in which the data are represented by the carrier phase, e.g. systems with differential coding
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
本発明は、2Nの位相状態、但しＮは１より大で
ある時の位相変化を有する２進式変調方式に関す
る。又これは同時に、この変調方式を得るために
使用される変調装置にも関する。 ２個（21）の状態の位相変位による２進式変調
方式は、MDP２の名称の下によく知られている。
この変調方式においては、搬送波の位相の２個の
状態を使用し、これらの位相状態はπだけ相違し
ており、送信すべき数字メツセージに２値状態を
用いた。差動位相変調を利用するために、２進シ
ンボル“１”はπの位相跳躍（シフト）によつて
伝達され、かつ２進シンボル“０”は零の位相跳
躍（何もないこと）によつて伝達される。Ｔを２
進シンボルの持続時間であるとすれば、１／Ｔ
は、シンボルレートであり、変調された搬送波
MDP２は次のようなスペクトルを有する。 SMPP2(f)＝Ｔ〔sin（πfT）／πfT〕2 (1) MDP２信号が伝達されるとき、一般にその信
号は搬送波周波数の周りに、ある値１／Ｔ（１＋α） の周波数バンドに制限される。但しαは０から
0.3の値を有する。 MDP２信号の包絡線は、フイルタの前では一
定であるが、フイルタを通つた後は大きく変動す
る。特に、πの位相の各々の跳躍は、包絡線の０
を通る時に表われる。フイルタを通つた信号にお
けるこの特殊性は、通信路中の非直線性に対し感
度が高くなる。この通信路中の非直線性は、本質
的に、例えば空間連絡を行なう進行波管のような
非直線性増巾装置中に現われるものである。 然しながら、MDP２変調方式は極めて魅力の
あることを認めざるを得ない、何故ならばこの方
式は極めて簡単な復調装置によつて実現される差
動位相復調方式を可能にするからである。 本発明の目的とする処は、通信路中の非直線性
における感度をより弱くし、差動位相復調方式に
おける同一の理論的性能と差動位相復調装置の実
現と同様の容易さを保持せしめる２進シンボル変
調方式を得んとするにある。 本発明の１つの特徴によれば、π／２の差のあ
る４個の状態の位相の変位を有する２進式変調方
式が提供される。この方式において２進シンボル
“１”は＋π／２の位相跳躍によつて伝達され、
かつ２進シンボル“０”は−π／２の位相跳躍に
よつて伝達されるものである。以下にこの変調方
式をMDP２―４として示す。 又本発明の他の特徴によれば、π／４の差を有
する８個の状態の位相の変位を持つ２進式変調方
式が提供される。この方式において２進シンボル
“１”は、＋π／４の２個の逐次跳躍によつて伝達
され、かつ２進シンボル“０”は−π／４の２個
の逐次跳躍によつて伝達される。＋又は−π／４
の逐次跳躍は２進式変調信号のシンボルレートの
２倍のタイミングで実行される。以下にこの変調
方式をMDP２―８として説明する。 上記に記述した本発明の特徴は、実施例により
説明することにより一層明瞭になると考えられる
が故に、以下図面を参照して説明する。 本発明による変調方式を発生する変調装置の実
施例を記述する前に、この変調装置を企画するに
必要とする論理回路を規定する。 第１ａ図においてAND回路を示す。第１ｂ図
はOR回路である。第１ｃ図は通常の排他的OR
回路。第１ｄ図は排他的OR回路であるがその出
力部は第１ｃ図のものに関し反転されており、こ
れは第１ｄ図の回路の出力線の根元に小さい丸印
を以て示してある。第１ｅ図は、OR回路であ
り、第１ｂ図中の回路に類似した通常出力部を有
するが、この出力部には電線の根元に丸印はな
く、この外に反転出力部を有し、これに対応する
電線の根元部に丸印を以て示している。第１ｆ図
は、通常入力部を有するAND回路であり、その
対応する電線の端部に丸印がない、かつ又反転入
力部をも有し、これは対応する電線の端部に丸印
を有している。第１ｇ図は１個の入力部と２個の
出力部Ｑ及びを有するＤフリツプ／フロツプで
あり、矢印を以て示されているクロツク入力部が
ある。第１ｈ図は1/2分周器であり、第１ｉ図は
遅延回路を示し、この遅延はブロツクの内部に示
してある値移相する。 第２図は従来の差動位相復調装置を示すが、こ
れには入力部１を有し、それに復調されるべき信
号を印加し、その一方は乗算器２の一方の入力部
に連結され、他方は遅延回路３の入力部に連結さ
れている。この遅延回路は遅延時間Ｔを有し、そ
の出力部はΔφ移相する移相回路４に連結せられ、
この移相回路の出力部は乗算器２の他方の入力部
に連結されている。乗算器２の出力部はサンプリ
ング及び判定をするための従来の回路５の入力部
に連結されている。MDP２変調が使用される時、
移相Δφは０に等しいものと考えられたい。第２
図の差動位相復帰装置は通常のものであり、その
詳細は記述を省略する。 第３図において、曲線３ａはMDP２変調の場
合の変調された搬送波のスペクトルを示してお
り、このスペクトルは式(1)に対応する。曲線３ｂ
（第３図の点線で示したｂ曲線を曲線３ｂという。
以下第４図と第７図についても同様）は、バンド
幅1.2fr（fr＝１／Ｔ）のバンドフイルタを通つた
MDP２信号のスペクトルを示す。曲線３ｃ（波
線）は、フイルタを通つたMDP２信号が飽和す
る増巾器を通つた後のスペクトルを示す。ここで
曲線３ｃは曲線３ａ（実線）に極めて接近するよ
うに見え、これは、MDP２信号が通信路上の非
直線性に対し影響を受けやすいことを示してい
る。 本発明によれば、各々の伝達される２進シンボ
ルに対し、π／２の位相差のある搬送波の位相を
有する変調方式を提供でき、“１”は＋π／２の
位相の跳躍により伝達され、かつ“０”は−π／
２の位相の跳躍により伝達される。このMDP２
―４信号のスペクトルはMDP２信号のそれと全
く同じである。実際的には、 SMDP2-4(f)＝SMDP2(f)＝Ｔ〔sin（πfT）／πfT〕2(2
) 下表は、同じ送信されるべき２進メツセージ
に対し、変調方式MDP２及びMDP２―４の搬送
波の位相を比較したものである。
ある時の位相変化を有する２進式変調方式に関す
る。又これは同時に、この変調方式を得るために
使用される変調装置にも関する。 ２個（21）の状態の位相変位による２進式変調
方式は、MDP２の名称の下によく知られている。
この変調方式においては、搬送波の位相の２個の
状態を使用し、これらの位相状態はπだけ相違し
ており、送信すべき数字メツセージに２値状態を
用いた。差動位相変調を利用するために、２進シ
ンボル“１”はπの位相跳躍（シフト）によつて
伝達され、かつ２進シンボル“０”は零の位相跳
躍（何もないこと）によつて伝達される。Ｔを２
進シンボルの持続時間であるとすれば、１／Ｔ
は、シンボルレートであり、変調された搬送波
MDP２は次のようなスペクトルを有する。 SMPP2(f)＝Ｔ〔sin（πfT）／πfT〕2 (1) MDP２信号が伝達されるとき、一般にその信
号は搬送波周波数の周りに、ある値１／Ｔ（１＋α） の周波数バンドに制限される。但しαは０から
0.3の値を有する。 MDP２信号の包絡線は、フイルタの前では一
定であるが、フイルタを通つた後は大きく変動す
る。特に、πの位相の各々の跳躍は、包絡線の０
を通る時に表われる。フイルタを通つた信号にお
けるこの特殊性は、通信路中の非直線性に対し感
度が高くなる。この通信路中の非直線性は、本質
的に、例えば空間連絡を行なう進行波管のような
非直線性増巾装置中に現われるものである。 然しながら、MDP２変調方式は極めて魅力の
あることを認めざるを得ない、何故ならばこの方
式は極めて簡単な復調装置によつて実現される差
動位相復調方式を可能にするからである。 本発明の目的とする処は、通信路中の非直線性
における感度をより弱くし、差動位相復調方式に
おける同一の理論的性能と差動位相復調装置の実
現と同様の容易さを保持せしめる２進シンボル変
調方式を得んとするにある。 本発明の１つの特徴によれば、π／２の差のあ
る４個の状態の位相の変位を有する２進式変調方
式が提供される。この方式において２進シンボル
“１”は＋π／２の位相跳躍によつて伝達され、
かつ２進シンボル“０”は−π／２の位相跳躍に
よつて伝達されるものである。以下にこの変調方
式をMDP２―４として示す。 又本発明の他の特徴によれば、π／４の差を有
する８個の状態の位相の変位を持つ２進式変調方
式が提供される。この方式において２進シンボル
“１”は、＋π／４の２個の逐次跳躍によつて伝達
され、かつ２進シンボル“０”は−π／４の２個
の逐次跳躍によつて伝達される。＋又は−π／４
の逐次跳躍は２進式変調信号のシンボルレートの
２倍のタイミングで実行される。以下にこの変調
方式をMDP２―８として説明する。 上記に記述した本発明の特徴は、実施例により
説明することにより一層明瞭になると考えられる
が故に、以下図面を参照して説明する。 本発明による変調方式を発生する変調装置の実
施例を記述する前に、この変調装置を企画するに
必要とする論理回路を規定する。 第１ａ図においてAND回路を示す。第１ｂ図
はOR回路である。第１ｃ図は通常の排他的OR
回路。第１ｄ図は排他的OR回路であるがその出
力部は第１ｃ図のものに関し反転されており、こ
れは第１ｄ図の回路の出力線の根元に小さい丸印
を以て示してある。第１ｅ図は、OR回路であ
り、第１ｂ図中の回路に類似した通常出力部を有
するが、この出力部には電線の根元に丸印はな
く、この外に反転出力部を有し、これに対応する
電線の根元部に丸印を以て示している。第１ｆ図
は、通常入力部を有するAND回路であり、その
対応する電線の端部に丸印がない、かつ又反転入
力部をも有し、これは対応する電線の端部に丸印
を有している。第１ｇ図は１個の入力部と２個の
出力部Ｑ及びを有するＤフリツプ／フロツプで
あり、矢印を以て示されているクロツク入力部が
ある。第１ｈ図は1/2分周器であり、第１ｉ図は
遅延回路を示し、この遅延はブロツクの内部に示
してある値移相する。 第２図は従来の差動位相復調装置を示すが、こ
れには入力部１を有し、それに復調されるべき信
号を印加し、その一方は乗算器２の一方の入力部
に連結され、他方は遅延回路３の入力部に連結さ
れている。この遅延回路は遅延時間Ｔを有し、そ
の出力部はΔφ移相する移相回路４に連結せられ、
この移相回路の出力部は乗算器２の他方の入力部
に連結されている。乗算器２の出力部はサンプリ
ング及び判定をするための従来の回路５の入力部
に連結されている。MDP２変調が使用される時、
移相Δφは０に等しいものと考えられたい。第２
図の差動位相復帰装置は通常のものであり、その
詳細は記述を省略する。 第３図において、曲線３ａはMDP２変調の場
合の変調された搬送波のスペクトルを示してお
り、このスペクトルは式(1)に対応する。曲線３ｂ
（第３図の点線で示したｂ曲線を曲線３ｂという。
以下第４図と第７図についても同様）は、バンド
幅1.2fr（fr＝１／Ｔ）のバンドフイルタを通つた
MDP２信号のスペクトルを示す。曲線３ｃ（波
線）は、フイルタを通つたMDP２信号が飽和す
る増巾器を通つた後のスペクトルを示す。ここで
曲線３ｃは曲線３ａ（実線）に極めて接近するよ
うに見え、これは、MDP２信号が通信路上の非
直線性に対し影響を受けやすいことを示してい
る。 本発明によれば、各々の伝達される２進シンボ
ルに対し、π／２の位相差のある搬送波の位相を
有する変調方式を提供でき、“１”は＋π／２の
位相の跳躍により伝達され、かつ“０”は−π／
２の位相の跳躍により伝達される。このMDP２
―４信号のスペクトルはMDP２信号のそれと全
く同じである。実際的には、 SMDP2-4(f)＝SMDP2(f)＝Ｔ〔sin（πfT）／πfT〕2(2
) 下表は、同じ送信されるべき２進メツセージ
に対し、変調方式MDP２及びMDP２―４の搬送
波の位相を比較したものである。
【表】
２
２ ２ ２
ここで再び、第２図の復調装置を考えると、こ
の差動位相復調装置はMDP２―４変調装置と共
に動作することもでき、このときの移相回路４は
−π／２の移相として提供される。 尚又、第４図中の曲線４ａは、フイルタを通る
前のMDP２―４信号のスペクトルを示し、かつ
このスペクトルは、第２図により曲線３ａのそれ
と全く同じである。曲線４ｂはフイルタを通つた
信号のスペクトルを示し、これは曲線３ｂと同じ
である。曲線４ｃはフイルタを通つたMDP２―
４信号のスペクトルであるが、飽和増巾器を通過
した後のもの示している。ここで曲線３ｃと４ｃ
とを比較すれば、後者において、横手方向のアー
チのみならず、又主要アーチにおいてもそのスペ
クトルの拡大現象が大きく減少していることがわ
かる。この有利な特性は、πの位相の跳躍がもは
や存在しない、即ち送信された信号の包絡線が０
を通過しないという事実から起こる。 第５図の変調装置は、送信されるべき２進要素
の列が印加される入力部ａ１と、ａ１に印加され
る列のタイミングでクロツク信号を伝える入力部
ｂ１を有する。 入力部ａ１は排他的OR回路６の一方の入力部
と連結され、この回路６の出力部は排他的OR回
路７の一方の入力部と連結され、この回路７の出
力部はＤフリツプ／フロツプ８の入力部と連結さ
れている。Ｄフリツプ／フロツプ８の出力部Ｑは
排他的OR回路６の第２の入力部と連結されてい
る。入力部ｂ１は1/2分周器９の入力部と連結さ
れ、この1/2分周器の反転出力部は排他的OR回
路７の第２の入力部と連結される。1/2分周器９
の直接出力部はAND回路１０の一方の入力部に
連結され、この回路１０の第２の入力部は＋π／
２の遅延を引き起す遅延回路１１の出力部と連結
せられ、この回路１１の入力部は変調されるべき
搬送波を構成する方形信号が印加される入力部
OL１と連結されている。入力部OL１は又AND
回路１２の一方の入力部と連結され、この回路１
２の第２の入力部は1/2分周器９の反転出力部と
連結されている。AND回路１０及び１２の出力
部は夫夫通常出力部と反転出力部を持つOR回路
１３の２個の入力部と連結され、この回路１３の
通常出力部はAND回路１４の一方の入力部と、
かつその反転出力部はAND回路１５の一方の入
力部と結合されている。AND回路１４の第２の
入力部はＤフリツプ／フロツプ８の出力部と連
結され、AND回路１５の第２の入力部は同じＤ
フリツプ／フロツプの出力部Ｑと連結されてい
る。AND回路１４及び１５の出力部は夫々OR回
路１６の２個の入力部と連結され、この回路１６
の出力部は変調された信号ｓ１を発生する。 第１０図には、第５図の回路中の各々の異なつ
た点における信号の波形例を示す。 ここにｃ１は1/2分周器９の直接出力部の信号
であり、ｅ１は回路６の出力部の信号、ｆ１は回
路７の出力部の信号であり、またｄ１はＤフリツ
プ／フロツプ８の出力部Ｑの出力信号である。 第１０図より、第５図中に描写されている２進
信号ｃ１乃至ｆ１の値を直ちに推論することがで
きる。例えば、変調２進信号ａ１の最初の値
“０”のとき、信号ｃ１及びｄ１が図の如く“１”
及び“０”であるとする。このとき信号ｅ１は信
号ａ１と信号ｄ１の排他的論理和（ｅ１＝ａ１
ｄ１）であるので“０”となり、又、信号ｆ１は
信号ｅ１と信号ｃ１の反転信号１の排他的論理
和ｆ１＝（ｅ１１）であるので“０”となる。 次の信号ａ１の値“１”のとき、信号ｄ１はク
ロツク信号ｂ１が“０”から“１”に立上る時刻
で信号ｆ１の値“０”を次のクロツク信号ｂ１の
立上る時刻まで保持する。信号ｄ１が“０”、信
号ａ１が“１”であるので信号ｅ１は“１”とな
り、信号ｃ１が“０”、すなわち信号１が“１”
であるので信号ｆ１は“０”となる。以下、同様
である。又、第１０図より明らかなように、信号
ｄ１は信号ｆ１を１クロツク周期遅延した信号で
あることがわかる。 第６図の波形はまた第５図の回路の機能を描写
している。即ち第６ａ図は、入力部OL１に印加
される方形信号の波形を示しているが、これは変
調されていない搬送波である。第６ｂ図は、ｃ１
＝０及びｄ１＝０の状態の時の出力部ｓ１の信号
を示す。第６ｃ図は、ｃ１＝１及びｄ１＝０の状
態の時の出力部ｓ１の信号を示す。第６ｄ図は、
ｃ１＝０及びｄ１＝１の状態の時の出力部ｓ１の
信号を示し、かつ第６ｅ図は、ｃ１＝１及びｄ１
＝１の時の状態の時の出力部ｓ１の信号を示して
いる。第６ｂ図から第６ｅ図の波形を調査すれ
ば、その各々から遅延即ち＋π／２の移相により
以前の如き推論を得られると考えられる。このよ
うな状態の各々及び第５図の回路を理解すると
き、これらの波形を確認することは容易である。 又、このことから、第１０図に示してある変調
２進信号ａ１の列を選んだ時、第１０図に示して
ある出力部ｓ１の位相を推論することができる。
例えば、信号ａ１の最初の値が“０”の状態のと
き、ｃ１＝１、d1＝０であるので、ｓ１の位相
は第６図よりπ／２であり、次の信号ａ１の値が
“１”の状態のとき、ｃ１＝０、ｄ１＝０である
ので、ｓ１の位相は第６図より０である。それ故
に、これから、第１０図に示された位相跳躍の列
が推論される。 ２進の“１”が＋π／２の位相跳躍により伝達
され、かつ２進の“０”が−π／２の位相の跳躍
により伝達されることがよく判る。ｓ１中で得ら
れる変調された信号は、位相の変位により変調さ
れた正弦波ではなく、位相の変位により変調され
た方形波である。この２個の信号の差は、２番目
の場合において、周波数3p，5p，7p…の高調
波が存在することである。但しpは搬送周波数を
表わしている。ここでｓ１の出力部の後方にフイ
ルタを装着することを得る。実際的に、放射中に
使用されるフイルタは常に、搬送周波数の周りの
スペクトルを制限し、かつ同じ理由によつて、高
調波を消去し、それ故に伝達された信号は実際的
に通常の信号となり、即ち位相変位により変調さ
れた正弦波となる。 本発明の他の実施例として、１個の“１”が＋
π／４の２個の逐次跳躍により伝達され、かつ１
個の“０”が−π／４の２個の逐次跳躍により伝
達されて、搬送波中の位相が伝達される２進シン
ボル中の各々に対しπ／２ずらされる変調方式が
得られる。このMDP２―８の信号のスペクトル
は次式を満足する。 SMDP2-8(f)＝Ｔ／８〔３sin（3πfT／２）／3πfT／
２ ＋（21/2−１）sin（πfT／２）／πfT／２〕2 第７図に画かれている７ａ曲線の如く、これは
第３図に対応するスペクトルを示すものである
が、このスペクトルの中央部の弧は、MDP２信
号のスペクトルに相対応する曲線３ａのそれにく
らべより巾が狭くなり、かつ横方向の弧は高さが
低くなつている。このことから、このスペクトル
の存在する信号をフイルタリングすることが容易
に実施できるという結果が得られる。ここで再び
注意すべきは、逐次跳躍による変調方式はMSK
（minimum shift keying）変調方式を近似した
ものであるが、このMSK変調方式においては、＋
π／２と−π／２の位相の跳躍が連続して起こ
り、即ち位相の跳躍は瞬間的でなく、１個のシン
ボルの間持続するのである。曲線７ｂはフイルタ
を通つたMDP２―８信号のスペクトルを示し、
かつ曲線７ｃは、飽和増巾装置中を通過した後
の、フイルタを通つたMDP２―８信号のスペク
トルを示す。ここで曲線７ｃを曲線３ｃと、又同
時に曲線４ｃと比較すれば、スペクトルの拡大現
象が実際的に全体的に消失していることがわか
る。この特性は、πの位相跳躍がなく、かつ
MSK変調と近似しているという事実から得られ
る。 下記の表は、同じ送信された２進メツセージ
に対し、MDP２及びMDP２―８変調方式の搬送
波の位相を比較したものである。
２ ２ ２
ここで再び、第２図の復調装置を考えると、こ
の差動位相復調装置はMDP２―４変調装置と共
に動作することもでき、このときの移相回路４は
−π／２の移相として提供される。 尚又、第４図中の曲線４ａは、フイルタを通る
前のMDP２―４信号のスペクトルを示し、かつ
このスペクトルは、第２図により曲線３ａのそれ
と全く同じである。曲線４ｂはフイルタを通つた
信号のスペクトルを示し、これは曲線３ｂと同じ
である。曲線４ｃはフイルタを通つたMDP２―
４信号のスペクトルであるが、飽和増巾器を通過
した後のもの示している。ここで曲線３ｃと４ｃ
とを比較すれば、後者において、横手方向のアー
チのみならず、又主要アーチにおいてもそのスペ
クトルの拡大現象が大きく減少していることがわ
かる。この有利な特性は、πの位相の跳躍がもは
や存在しない、即ち送信された信号の包絡線が０
を通過しないという事実から起こる。 第５図の変調装置は、送信されるべき２進要素
の列が印加される入力部ａ１と、ａ１に印加され
る列のタイミングでクロツク信号を伝える入力部
ｂ１を有する。 入力部ａ１は排他的OR回路６の一方の入力部
と連結され、この回路６の出力部は排他的OR回
路７の一方の入力部と連結され、この回路７の出
力部はＤフリツプ／フロツプ８の入力部と連結さ
れている。Ｄフリツプ／フロツプ８の出力部Ｑは
排他的OR回路６の第２の入力部と連結されてい
る。入力部ｂ１は1/2分周器９の入力部と連結さ
れ、この1/2分周器の反転出力部は排他的OR回
路７の第２の入力部と連結される。1/2分周器９
の直接出力部はAND回路１０の一方の入力部に
連結され、この回路１０の第２の入力部は＋π／
２の遅延を引き起す遅延回路１１の出力部と連結
せられ、この回路１１の入力部は変調されるべき
搬送波を構成する方形信号が印加される入力部
OL１と連結されている。入力部OL１は又AND
回路１２の一方の入力部と連結され、この回路１
２の第２の入力部は1/2分周器９の反転出力部と
連結されている。AND回路１０及び１２の出力
部は夫夫通常出力部と反転出力部を持つOR回路
１３の２個の入力部と連結され、この回路１３の
通常出力部はAND回路１４の一方の入力部と、
かつその反転出力部はAND回路１５の一方の入
力部と結合されている。AND回路１４の第２の
入力部はＤフリツプ／フロツプ８の出力部と連
結され、AND回路１５の第２の入力部は同じＤ
フリツプ／フロツプの出力部Ｑと連結されてい
る。AND回路１４及び１５の出力部は夫々OR回
路１６の２個の入力部と連結され、この回路１６
の出力部は変調された信号ｓ１を発生する。 第１０図には、第５図の回路中の各々の異なつ
た点における信号の波形例を示す。 ここにｃ１は1/2分周器９の直接出力部の信号
であり、ｅ１は回路６の出力部の信号、ｆ１は回
路７の出力部の信号であり、またｄ１はＤフリツ
プ／フロツプ８の出力部Ｑの出力信号である。 第１０図より、第５図中に描写されている２進
信号ｃ１乃至ｆ１の値を直ちに推論することがで
きる。例えば、変調２進信号ａ１の最初の値
“０”のとき、信号ｃ１及びｄ１が図の如く“１”
及び“０”であるとする。このとき信号ｅ１は信
号ａ１と信号ｄ１の排他的論理和（ｅ１＝ａ１
ｄ１）であるので“０”となり、又、信号ｆ１は
信号ｅ１と信号ｃ１の反転信号１の排他的論理
和ｆ１＝（ｅ１１）であるので“０”となる。 次の信号ａ１の値“１”のとき、信号ｄ１はク
ロツク信号ｂ１が“０”から“１”に立上る時刻
で信号ｆ１の値“０”を次のクロツク信号ｂ１の
立上る時刻まで保持する。信号ｄ１が“０”、信
号ａ１が“１”であるので信号ｅ１は“１”とな
り、信号ｃ１が“０”、すなわち信号１が“１”
であるので信号ｆ１は“０”となる。以下、同様
である。又、第１０図より明らかなように、信号
ｄ１は信号ｆ１を１クロツク周期遅延した信号で
あることがわかる。 第６図の波形はまた第５図の回路の機能を描写
している。即ち第６ａ図は、入力部OL１に印加
される方形信号の波形を示しているが、これは変
調されていない搬送波である。第６ｂ図は、ｃ１
＝０及びｄ１＝０の状態の時の出力部ｓ１の信号
を示す。第６ｃ図は、ｃ１＝１及びｄ１＝０の状
態の時の出力部ｓ１の信号を示す。第６ｄ図は、
ｃ１＝０及びｄ１＝１の状態の時の出力部ｓ１の
信号を示し、かつ第６ｅ図は、ｃ１＝１及びｄ１
＝１の時の状態の時の出力部ｓ１の信号を示して
いる。第６ｂ図から第６ｅ図の波形を調査すれ
ば、その各々から遅延即ち＋π／２の移相により
以前の如き推論を得られると考えられる。このよ
うな状態の各々及び第５図の回路を理解すると
き、これらの波形を確認することは容易である。 又、このことから、第１０図に示してある変調
２進信号ａ１の列を選んだ時、第１０図に示して
ある出力部ｓ１の位相を推論することができる。
例えば、信号ａ１の最初の値が“０”の状態のと
き、ｃ１＝１、d1＝０であるので、ｓ１の位相
は第６図よりπ／２であり、次の信号ａ１の値が
“１”の状態のとき、ｃ１＝０、ｄ１＝０である
ので、ｓ１の位相は第６図より０である。それ故
に、これから、第１０図に示された位相跳躍の列
が推論される。 ２進の“１”が＋π／２の位相跳躍により伝達
され、かつ２進の“０”が−π／２の位相の跳躍
により伝達されることがよく判る。ｓ１中で得ら
れる変調された信号は、位相の変位により変調さ
れた正弦波ではなく、位相の変位により変調され
た方形波である。この２個の信号の差は、２番目
の場合において、周波数3p，5p，7p…の高調
波が存在することである。但しpは搬送周波数を
表わしている。ここでｓ１の出力部の後方にフイ
ルタを装着することを得る。実際的に、放射中に
使用されるフイルタは常に、搬送周波数の周りの
スペクトルを制限し、かつ同じ理由によつて、高
調波を消去し、それ故に伝達された信号は実際的
に通常の信号となり、即ち位相変位により変調さ
れた正弦波となる。 本発明の他の実施例として、１個の“１”が＋
π／４の２個の逐次跳躍により伝達され、かつ１
個の“０”が−π／４の２個の逐次跳躍により伝
達されて、搬送波中の位相が伝達される２進シン
ボル中の各々に対しπ／２ずらされる変調方式が
得られる。このMDP２―８の信号のスペクトル
は次式を満足する。 SMDP2-8(f)＝Ｔ／８〔３sin（3πfT／２）／3πfT／
２ ＋（21/2−１）sin（πfT／２）／πfT／２〕2 第７図に画かれている７ａ曲線の如く、これは
第３図に対応するスペクトルを示すものである
が、このスペクトルの中央部の弧は、MDP２信
号のスペクトルに相対応する曲線３ａのそれにく
らべより巾が狭くなり、かつ横方向の弧は高さが
低くなつている。このことから、このスペクトル
の存在する信号をフイルタリングすることが容易
に実施できるという結果が得られる。ここで再び
注意すべきは、逐次跳躍による変調方式はMSK
（minimum shift keying）変調方式を近似した
ものであるが、このMSK変調方式においては、＋
π／２と−π／２の位相の跳躍が連続して起こ
り、即ち位相の跳躍は瞬間的でなく、１個のシン
ボルの間持続するのである。曲線７ｂはフイルタ
を通つたMDP２―８信号のスペクトルを示し、
かつ曲線７ｃは、飽和増巾装置中を通過した後
の、フイルタを通つたMDP２―８信号のスペク
トルを示す。ここで曲線７ｃを曲線３ｃと、又同
時に曲線４ｃと比較すれば、スペクトルの拡大現
象が実際的に全体的に消失していることがわか
る。この特性は、πの位相跳躍がなく、かつ
MSK変調と近似しているという事実から得られ
る。 下記の表は、同じ送信された２進メツセージ
に対し、MDP２及びMDP２―８変調方式の搬送
波の位相を比較したものである。
【表】
４ ４ ４
４ ４ ４ ４
π
π π π
φ０ φ０〓
４ ４ ４ ４
π
π π π
φ０ φ０〓
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ ４つの位相シフトされた状態の位相変位によ
つて変調する２進式変調装置であつて、π／２異
なつた４つの位相シフトされた状態を提供し、２
進シンボル“１”を＋π／２の位相シフトにより
伝達し、２進シンボル“０”を−π／２の位相シ
フトにより伝達する２進式変調装置に於いて、 第１の排他的OR回路を有し、その第１の入力
部は変調２進信号を受信し、その出力部は第２の
排他的OR回路の第１の入力部に連結され、該第
２の排他的OR回路の出力部はＤフリツプ／フロ
ツプの入力部に連結され、該Ｄフリツプ／フロツ
プの出力部Ｑは上記第１の排他的OR回路の第２
の入力部と連結され、入力部に上記変調２進信号
列のタイミングでクロツク信号が印加される1/2
分周器を有し、該1/2分周器の反転出力部は上記
第２の排他的OR回路の第２の入力部に連結さ
れ、上記1/2分周器の直接及び反転出力部は夫々
第１及び第２のAND回路の第１の入力部に連結
され、上記Ｄフリツプ／フロツプの出力部Ｑ及び
Ｑは夫々第３及び第４のAND回路の第１の入力
部に連結され、入力部に搬送波周波数の信号が印
加されるπ／２の遅延回路を有し、上記搬送波周
波数の信号は上記第２のAND回路の第２の入力
部に連結され、上記第１及び第２のAND回路の
出力部は夫々第１のOR回路の入力部に連結さ
れ、該第１のOR回路はその反転出力部が上記第
３のAND回路の第２の入力部と連結され、かつ
その直接出力部が上記第４のAND回路の第２の
入力部と連結され、上記第３及び第４のAND回
路の出力部は夫々第２のOR回路の入力部に連結
され、該第２のOR回路の出力部は変調された信
号を発生することを特徴とする位相を変位させる
２進式変調装置。 ２ ８つの位相シフトされた状態の位相シフトさ
れた変位によつて変調する２進式変調装置であつ
て、π／４異なつた８つの位相シフトされた状態
を有し、２進シンボル“１”を＋π／４の２つの
連続する位相シフトにより伝達し、２進シンボル
“０”を−π／４の２つの連続する位相シフトに
より伝達し、連続する＋π／４又は−π／４の位
相シフトを、変調２進信号のシンボルレートの二
倍のクロツクレートで実行する２進式変調装置に
於いて、 第１の排他的OR回路を有し、その第１の入力
部は変調２進信号を受信し、その出力部は反転出
力部を有する第２の排他的OR回路の第１の入力
部に連結され、該第２の排他的OR回路の反転出
力部は第１のＤフリツプ／フロツプの入力部に連
結され、該第１のＤフリツプ／フロツプの出力部
Ｑは第２のＤフリツプ／フロツプの入力部に連結
され、上記第１のＤフリツプ／フロツプの出力部
Ｑは、その一部が上記第１の排他的OR回路の第
２の入力部に連結され、他の部分が第１のAND
回路の第１の入力部に連結され、かつ第３の排他
的OR回路の第１の入力部に連結され、上記第２
のＤフリツプ／フロツプの出力部Ｑは、その一部
が第２のAND回路の通常入力部に連結され、他
の部分が上記第３の排他的OR回路の第２の入力
部に連結され、通常及び反転出力部を持つ第１の
OR回路を有し、その入力部は上記変調２進信号
のタイミングでクロツク信号を受信し、上記第１
のOR回路の通常出力部は、その一部が上記第１
のＤフリツプ／フロツプのクロツク入力部と連結
され、他の部分が1/2分周器の入力部に連結され、
該1/2分周器の出力部は、その一部が上記第２の
排他的OR回路の第２の入力部と連結され、他の
部分が第３のAND回路の第１の入力部と連結さ
れ、該第３のAND回路の第２の入力部は上記第
１のOR回路の反転出力部に連結され、該第１の
OR回路の反転出力部は、更にその一部が上記第
２のＤフリツプ／フロツプのクロツク入力部と連
結され、かつその他の部分が第４のAND回路の
第１の入力部と連結され、上記第１のOR回路の
直接出力部は更に第５のAND回路の第１の入力
部と連結され、上記第４のAND回路の第２の入
力部には、変調されない搬送波を構成する方形信
号が印加され、かつこの方形信号はπ／４移相す
る第１の遅延回路の入力部に印加され、上記第１
の遅延回路の出力部は上記第５のAND回路の第
２の入力部に連結され、上記第４及び第５の
AND回路の出力部は夫々第２のOR回路の入力部
と連結され、上記第１及び第２のAND回路の出
力部は夫々直接及び反転出力部を有する第３の
OR回路の入力部に連結され、上記第３のAND回
路及び上記第３の排他的OR回路の出力部は夫々
直接及び反転出力部を有する第４のOR回路の入
力部に連結され、上記第２のOR回路の出力部
は、その一部が出力部が第６のAND回路の第１
の入力部と連結されたπ／２移相する第２の遅延
回路の入力部と連結され、かつその他の部分が第
７のAND回路の第１の入力部と連結され、上記
第６のAND回路の第２の入力部は上記第４のOR
回路の直接出力部と連結され、上記第７のAND
回路の第２の入力部は上記第４のOR回路の反転
出力部に連結され、上記第６及び第７のAND回
路の出力部は夫々直接及び反転出力部を有する第
５のOR回路の入力部と連結され、該第５のOR
回路の反転出力部は第８のAND回路の第１の入
力部と、又直接出力部は第９のAND回路の第１
の入力部と連結され、上記第８及び第９のAND
回路の第２の入力部は夫々上記第３のOR回路の
直接及び反転出力部と連結され、上記第８及び第
９のAND回路の出力部は夫々第６のOR回路の入
力部に連結され、該第６のOR回路の出力部は変
調された信号を発生することを特徴とする位相を
変位させる２進式変調装置。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR7927519A FR2469063B1 (fr) | 1979-10-31 | 1979-10-31 | Modulations binaires a deplacement de phase et modulateurs |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5675753A JPS5675753A (en) | 1981-06-23 |
| JPH0157541B2 true JPH0157541B2 (ja) | 1989-12-06 |
Family
ID=9231414
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP15240880A Granted JPS5675753A (en) | 1979-10-31 | 1980-10-31 | Binary modulator for displacing phase |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0032325B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5675753A (ja) |
| DE (1) | DE3070864D1 (ja) |
| FR (1) | FR2469063B1 (ja) |
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- 1979-10-31 FR FR7927519A patent/FR2469063B1/fr not_active Expired
-
1980
- 1980-10-24 US US06/200,471 patent/US4417219A/en not_active Expired - Lifetime
- 1980-10-27 EP EP80401520A patent/EP0032325B1/fr not_active Expired
- 1980-10-27 DE DE8080401520T patent/DE3070864D1/de not_active Expired
- 1980-10-31 JP JP15240880A patent/JPS5675753A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5345911A (en) * | 1976-10-07 | 1978-04-25 | Nec Corp | Timing signal extraction circuit |
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