JPH0136746B2 - - Google Patents
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- JPH0136746B2 JPH0136746B2 JP13318881A JP13318881A JPH0136746B2 JP H0136746 B2 JPH0136746 B2 JP H0136746B2 JP 13318881 A JP13318881 A JP 13318881A JP 13318881 A JP13318881 A JP 13318881A JP H0136746 B2 JPH0136746 B2 JP H0136746B2
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 6
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 2
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 2
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2003—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation
- H04L27/2007—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained
- H04L27/2014—Modulator circuits; Transmitter circuits for continuous phase modulation in which the phase change within each symbol period is constrained in which the phase changes in a piecewise linear manner during each symbol period, e.g. minimum shift keying, fast frequency shift keying
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
本発明はデイジタル変調信号の中心周波数の安
定化を図つた連続位相変調方式のデイジタル変調
器に関する。 デイジタル情報を無線電送する域の変調方式と
して、２相或いは４相のPSK（フエーズ・シフ
ト・キーイング）変調技術が確立されている。し
かし、このPSK変調信号は、その帯域制限等に
よつて包絡線変動を生じ易いと云う欠点を有して
いる。そこで近年、このような欠点を解消するも
のとしてCPFSK（連続位相FSK）変調やMSK
（ミニマム・シフト・キーイング）変調等の連続
位相変調方式が開発されるに至つている。これら
の連続位相変調方式によれば、情報源がデイジタ
ル信号であるにも拘らず変調信号の位相が連続的
に変化し、その包絡線が一定でしかも占有帯域が
狭く保たれる等の特徴を有している。これ故、上
述したPSK変調に比較して変調器に対する直線
性の要求を低く抑えることができる上、フエージ
ングの影響も受け難く、衛星通信や移動通信にお
ける有用な変調方式として注目されている。 さて、上記MSK変調については例えば下記の
文献等に詳しく述べられている。 H.Robert Mothwitch et al. “The effect of Tandem Band and
Amplitude Limiting on the Eb／No
Performance of Minimum（Frequency）Shift
Keying（MSK）” IEEE Trans.Commun Vol.COM−22，No.10
Oct.1974 そこでここでは第１図ａ〜ｅに示す信号特性図
を参照して上記MSK変調につき簡単に説明する。
第１図ａは“１”“０”の２進数系列によつて示
されるデイジタル情報データの一例を示してお
り、この情報データを連続位相変調してなる
MSK信号の位相は第１図ｂに示すように、１タ
イムユニツトＴにおいて上記データの値“１”
“０”に応じて＋π/2（rad）あるいは−π/2
（rad）位相偏移したものとなつている。またこ
の位相偏移は第１図ｃに示すMSK変調信号の周
波数変化としても示される。この周波数変化は、
変調信号の中心周波数をω0としたとき、情報デ
ータの値“１”“０”に対応して＋π／2T（rad／ sec）あるいは−π／2T（rad／sec）の周波数変移 として示されるものである。しかして、この
MSK信号の搬送波の同相成分と直交成分の大き
さは、第１図ｄ，ｅにそれぞれ示すように変化す
る。従つて、このMSK信号の直交部分の大きさ
（量）を各タイムユニツトＴの終点（境界点）で
検波抽出すれば、理論的には原情報データを再生
することが可能となる。 ところで、上記文献等では、直交する搬送波を
情報データの値“１”“０”に応じて第１図ｃ，
ｄに示すようにそれぞれ振幅変調し、その変調信
号を合成可算することによつて上記したような
MSK信号を発生させることが基本的技術として
開示される。この方式は、非常に安定なMSK信
号を得るものとして有用なものであるが、搬送波
抑圧型振幅変調を実行する２組の装置が必要であ
る上、両装置の特性を揃えてその直線性を確保す
ることが非常に困難であり、実用性に乏しいと云
う問題を有している。 そこで最近では、電圧制御型発振器（VCO）
を周波数変調器として用い、情報データの値
“１”“０”に応じて第１図ｃに示す信号を生成し
てMSK信号を得ることが、簡易で実用性の高い
技術手段として種々研究されている。然し乍ら、
この電圧制御型発振器は、温度変化等の影響を受
けてその中心周波数（自由発振周波数）や感度
（電圧・周波数変換係数）の変動を生じ易いと云
う欠点を有している。これは、電圧制御型発振器
の構成そのものに起因するものであり、その動作
特性の安定化を図ることが望まれるが、所要温度
範囲においてその実現が非常に困難である。従つ
て、このような特性変動について何らかの対策を
講じることが必要となる。仮りに、上記中心周波
数や感度の変調が生じたままでMSK信号を生成
した場合、例えばMSK信号の周波数偏移がωbか
ら（ωb＋Δωb）に変化すると ωbＴ＋ΔωbＴ＝π／２＋ΔωbＴ なる位相偏移として示されるように、１タイムユ
ニツトＴにおける位相偏移がπ/2からΔωbＴだけ
ずれてしまう。この位相誤差は累積的に悪影響を
与え、結局原情報データの再現を不能とし、情報
伝達を不可能とする等の不具合を招く。 本発明はこのような事情を考慮してなされたも
ので、その目的とするところは、デイジタル情報
の値“１”“０”に応じて信号周波数を偏移させ、
これによつて連続的に位相偏移させた変調信号を
得る周波数変調器の中心周波数を常に安定に一定
化制御して良好な連続位相変調信号を得ることの
できる簡易で実用性の高いデイジタル変調器を提
供することにある。 即ち本発明は、水晶発振器の如き周波数および
位相安定化された基準発振器を用い、この基準発
振器の出力信号を基準として電圧制御型発振器か
らなる周波数変調器の信号出力の周波数および位
相を安定化して上述した目的を効果的に達成した
ものである。 先ず本発明による周波数変調器出力信号の周波
数安定化制御の原理につき説明する。今、MSK
信号を例にとると、MSK信号の位相ベクトルは
第２図に示すように情報データの値“１”“０”
の変化に応じてπ/2（rad）の位相偏移を呈し、
各タイムユニツト境界点においては０、π/2、
π、3/2π（rad）なる位相値を示す。そこで、こ
れらの各位相点に、“00”、“01”、“10”、“11”な
る４つの４値数Q2Q1を与えると、これらの４つ
の位相点は回転群を為し、また上記４つの数はこ
れに対応して法・４の加法群をなすことになる。
そして、MSK信号の位相ベクトルは、原情報デ
ータの値“１”に対応して正方向に＋π/2（rad）
回転し、また値“０”に対応して負方向に−π/2
（rad）回転することになる。そこで、中心周波
数変動によつて位相誤差が生じるものとすると、
その極性符号は各位相点においてそれぞれ変化
し、次表にまとめられる関係となる。
定化を図つた連続位相変調方式のデイジタル変調
器に関する。 デイジタル情報を無線電送する域の変調方式と
して、２相或いは４相のPSK（フエーズ・シフ
ト・キーイング）変調技術が確立されている。し
かし、このPSK変調信号は、その帯域制限等に
よつて包絡線変動を生じ易いと云う欠点を有して
いる。そこで近年、このような欠点を解消するも
のとしてCPFSK（連続位相FSK）変調やMSK
（ミニマム・シフト・キーイング）変調等の連続
位相変調方式が開発されるに至つている。これら
の連続位相変調方式によれば、情報源がデイジタ
ル信号であるにも拘らず変調信号の位相が連続的
に変化し、その包絡線が一定でしかも占有帯域が
狭く保たれる等の特徴を有している。これ故、上
述したPSK変調に比較して変調器に対する直線
性の要求を低く抑えることができる上、フエージ
ングの影響も受け難く、衛星通信や移動通信にお
ける有用な変調方式として注目されている。 さて、上記MSK変調については例えば下記の
文献等に詳しく述べられている。 H.Robert Mothwitch et al. “The effect of Tandem Band and
Amplitude Limiting on the Eb／No
Performance of Minimum（Frequency）Shift
Keying（MSK）” IEEE Trans.Commun Vol.COM−22，No.10
Oct.1974 そこでここでは第１図ａ〜ｅに示す信号特性図
を参照して上記MSK変調につき簡単に説明する。
第１図ａは“１”“０”の２進数系列によつて示
されるデイジタル情報データの一例を示してお
り、この情報データを連続位相変調してなる
MSK信号の位相は第１図ｂに示すように、１タ
イムユニツトＴにおいて上記データの値“１”
“０”に応じて＋π/2（rad）あるいは−π/2
（rad）位相偏移したものとなつている。またこ
の位相偏移は第１図ｃに示すMSK変調信号の周
波数変化としても示される。この周波数変化は、
変調信号の中心周波数をω0としたとき、情報デ
ータの値“１”“０”に対応して＋π／2T（rad／ sec）あるいは−π／2T（rad／sec）の周波数変移 として示されるものである。しかして、この
MSK信号の搬送波の同相成分と直交成分の大き
さは、第１図ｄ，ｅにそれぞれ示すように変化す
る。従つて、このMSK信号の直交部分の大きさ
（量）を各タイムユニツトＴの終点（境界点）で
検波抽出すれば、理論的には原情報データを再生
することが可能となる。 ところで、上記文献等では、直交する搬送波を
情報データの値“１”“０”に応じて第１図ｃ，
ｄに示すようにそれぞれ振幅変調し、その変調信
号を合成可算することによつて上記したような
MSK信号を発生させることが基本的技術として
開示される。この方式は、非常に安定なMSK信
号を得るものとして有用なものであるが、搬送波
抑圧型振幅変調を実行する２組の装置が必要であ
る上、両装置の特性を揃えてその直線性を確保す
ることが非常に困難であり、実用性に乏しいと云
う問題を有している。 そこで最近では、電圧制御型発振器（VCO）
を周波数変調器として用い、情報データの値
“１”“０”に応じて第１図ｃに示す信号を生成し
てMSK信号を得ることが、簡易で実用性の高い
技術手段として種々研究されている。然し乍ら、
この電圧制御型発振器は、温度変化等の影響を受
けてその中心周波数（自由発振周波数）や感度
（電圧・周波数変換係数）の変動を生じ易いと云
う欠点を有している。これは、電圧制御型発振器
の構成そのものに起因するものであり、その動作
特性の安定化を図ることが望まれるが、所要温度
範囲においてその実現が非常に困難である。従つ
て、このような特性変動について何らかの対策を
講じることが必要となる。仮りに、上記中心周波
数や感度の変調が生じたままでMSK信号を生成
した場合、例えばMSK信号の周波数偏移がωbか
ら（ωb＋Δωb）に変化すると ωbＴ＋ΔωbＴ＝π／２＋ΔωbＴ なる位相偏移として示されるように、１タイムユ
ニツトＴにおける位相偏移がπ/2からΔωbＴだけ
ずれてしまう。この位相誤差は累積的に悪影響を
与え、結局原情報データの再現を不能とし、情報
伝達を不可能とする等の不具合を招く。 本発明はこのような事情を考慮してなされたも
ので、その目的とするところは、デイジタル情報
の値“１”“０”に応じて信号周波数を偏移させ、
これによつて連続的に位相偏移させた変調信号を
得る周波数変調器の中心周波数を常に安定に一定
化制御して良好な連続位相変調信号を得ることの
できる簡易で実用性の高いデイジタル変調器を提
供することにある。 即ち本発明は、水晶発振器の如き周波数および
位相安定化された基準発振器を用い、この基準発
振器の出力信号を基準として電圧制御型発振器か
らなる周波数変調器の信号出力の周波数および位
相を安定化して上述した目的を効果的に達成した
ものである。 先ず本発明による周波数変調器出力信号の周波
数安定化制御の原理につき説明する。今、MSK
信号を例にとると、MSK信号の位相ベクトルは
第２図に示すように情報データの値“１”“０”
の変化に応じてπ/2（rad）の位相偏移を呈し、
各タイムユニツト境界点においては０、π/2、
π、3/2π（rad）なる位相値を示す。そこで、こ
れらの各位相点に、“00”、“01”、“10”、“11”な
る４つの４値数Q2Q1を与えると、これらの４つ
の位相点は回転群を為し、また上記４つの数はこ
れに対応して法・４の加法群をなすことになる。
そして、MSK信号の位相ベクトルは、原情報デ
ータの値“１”に対応して正方向に＋π/2（rad）
回転し、また値“０”に対応して負方向に−π/2
（rad）回転することになる。そこで、中心周波
数変動によつて位相誤差が生じるものとすると、
その極性符号は各位相点においてそれぞれ変化
し、次表にまとめられる関係となる。
【表】
この表は、各位相点における直交成分、同相成
分および位相誤差の正負の極性関係を示すもの
で、例えば位相π/2、４値数が“01”なるとき、
直交成分は正、同相成分が０となるべきところ、
位相誤差が存在する場合、上記同相成分は位相誤
差の極性と逆極性の信号成分を生じることを意味
している。従つて、原情報データの値に従つて発
生する４つの位相状態に応じて同相成分あるいは
直交成分の極性を検出し、その検出値を以つて中
心周波数を帰還制御して可変すれば上記位相誤差
を減少させ、最終的には基準波信号の位相と変調
出力信号の位相とを一致させ、ここに中心周波数
の安定化を図ることが可能となる。 ところで、連続位相変調（MSK）信号の位相
状態に着目すれば、同信号は１タイムユニツト毎
にデイジタル情報データ“１”“０”に対応して
＋π/2（rad）あるいは−π/2（rad）の位相偏移
を起すから、結局１タイムユニツト毎にπ/2
（rad）の奇数倍、あるいは偶数倍の位相値をと
ることになる。 そこで本発明では、この偶数倍の状態あるいは
奇数倍の状態においてのみ、連続位相変調信号の
位相誤差を信号極性として顕著に反映する同相成
分あるいは直交成分のみを検出し、その検出結果
に従つて中心周波数の帰還制御を行うようにして
いる。そして、これによつて一つの基準波信号だ
けを用いて同相成分あるいは直交成分のみを検出
し、位相誤差検出系の簡易化を図つて上記目的を
達成している。 以下、上述した制御原理に従う本発明の一実施
例につき図面を参照して説明する。 第３図は実施例装置の概略構成図で、図中１は
“１”“０”なるデイジタル情報データ列を発生す
る情報源である。この情報源１が発生する情報デ
ータは波形発生装置２を介して上記データの値
“１”“０”に応じて所定の電圧波形に変換された
のち周波数変調器としての電圧制御型発振器
（VCO）３に入力されている。この電圧制御型発
振器３は、上記入力波形の電圧に応じてその出力
信号周波数を中心周波数ω0に対してω0＋π／2T、 ω0−π／2T（rad／sec）に変化させてMSK信号を 発生している。つまり、デイジタル情報データの
値に応じたMSK信号が生成されている。 しかして、このMSK信号は位相検波をするた
めの乗算器４に導びかれて、基準発振器５が発振
出力する基準波信号に乗ぜられたのち、低域通過
フイルタ６を介して上記MSK信号と上記基準信
号の位相差に比例する量としてサンプルホールド
回路７に抽出されている。上記基準発振器５は、
例えば水晶発振素子等を用いて構成され、前記
MSK信号の中心周波数ω0に等しい周波数の基準
波信号を周波数安定に発振するようになつてい
る。これにより、MSK信号の同相成分あるいは
直交成分のみが検出されている。尚、上記同相成
分および直交成分を共に検出する場合には、位相
がπ/2（rad）異なる直交した２つの基準波信号
を必要とする。尚、位相検波を他の手段で実現す
ることも勿論可能である。 さて、前記サンプルホールド回路７は、パルス
発生器８が発生するパルス信号を受けて前記低域
通過フイルタ６の出力をサンプリングし、これを
ホールドする如く構成される。パルス発生器８
は、前記電圧制御型発振器３の出力が、つまり
MSK信号が偶数位相（０またはπ）あるいは奇
数位相（π/2または−π/2）となるタイミングに
合せて前記パルス信号を発生するものである。換
言すればこのパルス発生器８が発生するパルス信
号の発生のタイミングに同期して前記情報源１か
ら情報データが供給されるようになつており、従
つてサンプルホールドタイミングが情報データの
値によつて定められる偶数位相あるいは奇数位相
に合せられている。そして、このようにしてサン
プルホールド回路７にホールドされた偶数位相あ
るいは奇数位相タイミングにおける直交あるいは
同相成分の値が、極性反転制御回路９に与えられ
ている。尚、ここでは、上記偶数位相点において
直交成分を検出するものとするが、奇数位相点に
おいて同相成分を検出する如く構成することも勿
論可能である。 一方、演算回路１０は、前記パルス発生器８の
制御を受けて前記情報源１が“１”“０”からな
る情報データを供給する都度、その情報を入力し
て法４に従う演算処理を実行している。この演算
処理は、例えば４進加算し、２進２桁の情報
“00”、“01”、“10”、“11”を得るものである。こ
の情報を入力する論理ゲート回路１１は、上記デ
ータ“00”、“01”、“10”、“11”に応じて「非反
転」「反転」なる制御信号を生成しており、この
制御信号はラツチ回路１２にラツチされたのち、
前記極性反転制御回路９に与えられるようになつ
ている。即ち、ここでは、偶数位相のとき位相制
御を行うものとすれば、前記演算処理結果が
“00”のとき非反転制御信号が発せられ、また
“10”のとき反転制御信号が発せられるようにな
つている。 従つて、MSK信号の位相状態が“00”（０ラジ
アン）のとき抽出された直交成分は、非反転、つ
まりそのまま取出され、また“10”（πラジアン）
のとき抽出された直交成分は極性反転されて取出
されるようになつている。そして、この極性反転
制御回路９を介して得られた検出情報信号は、低
周波で所定の伝達特性を有する低周波増幅器（減
衰器）１３を介して前記電圧制御型発振器３に帰
還されている。この帰還信号を受けて、発振器３
はその出力中心周波数を負帰還制御されて可変さ
れ、基準発振器５が発振する基準波信号に位相同
期される。 かくしてこのように構成されたデイジタル変調
器によれば、出力信号位相が“00”、“10”なる偶
数位相状態となる都度、上記出力信号の直交成分
の極性に応じて出力信号の中心周波数が可変制御
されて、位相誤差の補正が行われることになる。
即ち今、４値数が“00”なるとき、MSK信号の
とるべき位相状態が０ラジアンとし、このとき基
準波信号の位相がπ/2ラジアンとなつているもの
とする。この位相関係が保たれているとき、デイ
ジタル変調器が位相同期し、安定動作していると
云える。 ところで、４値数が“00”の場合、そのタイム
ユニツトの境界点においてMSK信号の位相が、
そのとるべき値０（rad）からθ（rad）ずれてい
るとすると、MSK信号を次のように示すことが
できる。 sin（ω0t＋θ(t)） 一方、このときの基準波信号は sin（ω0t＋π/2） と示されるから、乗算器４の出力信号は sin（ω0t＋π/2）×sin（ω0t＋θ(t)） ＝１／２｛sinθ(t)＋sin（2ω0t＋θ(t)）｝ として示される。そして、この出力の低域通過フ
イルタ６を介して得られるsinθ(t)なる成分をMSK
信号の直交成分として検出することができる。こ
のとき、前述したように、極性反転制御回路９に
は「非反転」制御信号が与えられており、従つて
上記sinθ(t)なる直交成分は、そのまま発振器３の
出力中心周波数ω0を可変する制御信号として与
えられる。従つて、MSK信号の位相が進んだ状
態にあり、θ(t)が正なるときには出力中心周波数
が減少される。またMSK信号の位相が遅れた状
態にあり、θ(t)が負なるときには発振器３の出力
中心周波数が高められる。これによつてMSK信
号と基準波信号との位相誤差θ(t)が小さく抑圧さ
れ、ここに位相同期制御が行われる。 一方、４値数が“10”なるとき、MSK信号の
とるべき位相状態はπ（rad）となる。従つて、
この場合、前記乗算器４の出力は sin（ω0t＋π／２）×sin（ω0t＋θ(t)＋π） ＝−１／２｛sinθ(t)＋sin（2ω0t＋θ(t)）｝ となり、この結果低域通過フイルタ６の出力とし
て−sinθ(t)なる成分が得られる。そして、この場
合には、上記検出成分は極性反転されたのち前記
電圧制御型発振器３に帰還され、結局先の場合と
同様にしてMSK信号の基準波信号に対する位相
同期作用が呈せられることになる。即ち、MSK
信号の位相が所定位相からずれている場合、
sinθ(t)が正のときには中心周波数の減少が生じて
位相同期が行われ、sinθ(t)が負なるときには中心
周波数の増大が生じて位相同期が行われることに
なる。 尚、位相状態が“00”でθ(t)＝π（rad）の場合、
sinθ(t)が０となつて帰還作用が生じないが、上記
位相がπ（rad）から僅かにずれた場合には極め
て大きい帰還作用が生じることになり、結局位相
が収束することになる。つまり一時的に位相同期
の帰還が生じない状態も存在するが、不安定な特
異点である為に、結局、基準波位相に収束して
MSK信号の位相同期がとられることになる。 このように本構成によれば、周波数安定して一
つの基準波信号だけを利用して、MSK信号の偶
数位相点あるいは奇数位相点において位相誤差を
検出して上記基準波信号の位相に同期制御し、
MSK信号の位相安定化を図ることができる。従
つて位相誤差検出系の構成を非常に簡単化でき、
実用的利点が高い。しかも簡単な制御によつて
MSK信号の位相安定化を図り得るので、情報デ
ータの再生の簡易化を図ることができ、情報伝送
に多大な効果を奏する。また、直交成分あるいは
同相成分からその位相誤差を検出し、その位相誤
差を補正すべき制御が行われるので、精度の高い
位相同期を行い得ると云う利点もある。 ところで、今までの説明は連続位相変調信号と
してMSK信号を例にとり述べた。このMSK信号
は前述したように各タイムユニツトの境界時点に
おいて必ずπ/2（rad）の整数倍の位相値をとる。
しかし近年では、更に信号の狭帯域化を図り得る
TFM、GMSK、CCPSK等の変調方式が提唱さ
れるに至つている。第４図ａ〜ｄはデイジタル情
報の信号系列に対する各変調方式の位相関係を対
比して示すもので、ａは原情報データ、ｂは
MSK信号、ｃはTFM信号、そしてｄはCCPSK
信号をそれぞれ示している。尚、GMSK方式に
よる変調信号は、CCPSKとよく似た位相変化を
呈するので、ここではその図示を省略している。 これらの信号波形によつて示されるように、
MSK信号以外のものは、各タイムユニツト境界
点において必ずしもπ/2（rad）の整数倍の位相
値をとるとは限らず、その位相値に近い値をと
る。然し乍ら、原情報データのパターンが“00”
や“11”パターンとなる場合には、π/2（rad）
の整数倍の位相値をとる。 従つて、このような連続位相変調信号を扱う場
合には、変調器を第５図に示すように構成し、原
情報データのパターン（４値数）が“00”あるい
は“11”のときにのみ位相誤差検出による位相誤
差補正を行うようにすればよい。即ち、第５図に
示すように論理回路１４にて原情報データのパタ
ーンを検出し、その検出出力を以つてゲート回路
１５，１６を制御して、サンプルタイミングおよ
び反転・非反転制御情報の付与タイミングをそれ
ぞれ制御するようにすればよい。 但しこの場合、どの位相状態で位相誤差検出が
行われるかが定まるので、即ち状態“00”で直交
成分を検出するか、あるいは状態“11”で同相成
分を検出するかが定まるので、その検出信号を反
転処理する必要がなくなる。従つて、極性反転処
理の制御ブロツクを省略することも可能である。 以上のように本発明によれば、デイジタル情報
データの値に応じて定まる連続位相変調信号の位
相状態に応じて、その偶数位相点あるいは奇数位
相点で直交成分あるいは同相成分から位相誤差を
検出して変調信号の基準波信号に対する位相同期
制御を行うので、常に位相および周波数安定な変
調信号を得ることができる。しかも１つの基準波
信号だけを用いて簡単に且つ高精度な位相同期を
行うことができ、実用上多大なる効果を奏する。 尚、本発明は上記実施例にのみ限定されるもの
ではない。例えば、連続位相変調信号の直交成分
から位相誤差を検出するか、あるいは同相成分か
ら位相誤差を検出するかは仕様に応じて定めれば
よい。また制御ループの伝達特性は、低周波増幅
器１３等により、ループ安定化するべく設定すれ
ばよい。また位相誤差検出出力を極性反転制御し
たのちサンプリング抽出し、これをホールドして
帰還信号とすることも勿論可能である。要するに
本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形し
て実施することができる。
分および位相誤差の正負の極性関係を示すもの
で、例えば位相π/2、４値数が“01”なるとき、
直交成分は正、同相成分が０となるべきところ、
位相誤差が存在する場合、上記同相成分は位相誤
差の極性と逆極性の信号成分を生じることを意味
している。従つて、原情報データの値に従つて発
生する４つの位相状態に応じて同相成分あるいは
直交成分の極性を検出し、その検出値を以つて中
心周波数を帰還制御して可変すれば上記位相誤差
を減少させ、最終的には基準波信号の位相と変調
出力信号の位相とを一致させ、ここに中心周波数
の安定化を図ることが可能となる。 ところで、連続位相変調（MSK）信号の位相
状態に着目すれば、同信号は１タイムユニツト毎
にデイジタル情報データ“１”“０”に対応して
＋π/2（rad）あるいは−π/2（rad）の位相偏移
を起すから、結局１タイムユニツト毎にπ/2
（rad）の奇数倍、あるいは偶数倍の位相値をと
ることになる。 そこで本発明では、この偶数倍の状態あるいは
奇数倍の状態においてのみ、連続位相変調信号の
位相誤差を信号極性として顕著に反映する同相成
分あるいは直交成分のみを検出し、その検出結果
に従つて中心周波数の帰還制御を行うようにして
いる。そして、これによつて一つの基準波信号だ
けを用いて同相成分あるいは直交成分のみを検出
し、位相誤差検出系の簡易化を図つて上記目的を
達成している。 以下、上述した制御原理に従う本発明の一実施
例につき図面を参照して説明する。 第３図は実施例装置の概略構成図で、図中１は
“１”“０”なるデイジタル情報データ列を発生す
る情報源である。この情報源１が発生する情報デ
ータは波形発生装置２を介して上記データの値
“１”“０”に応じて所定の電圧波形に変換された
のち周波数変調器としての電圧制御型発振器
（VCO）３に入力されている。この電圧制御型発
振器３は、上記入力波形の電圧に応じてその出力
信号周波数を中心周波数ω0に対してω0＋π／2T、 ω0−π／2T（rad／sec）に変化させてMSK信号を 発生している。つまり、デイジタル情報データの
値に応じたMSK信号が生成されている。 しかして、このMSK信号は位相検波をするた
めの乗算器４に導びかれて、基準発振器５が発振
出力する基準波信号に乗ぜられたのち、低域通過
フイルタ６を介して上記MSK信号と上記基準信
号の位相差に比例する量としてサンプルホールド
回路７に抽出されている。上記基準発振器５は、
例えば水晶発振素子等を用いて構成され、前記
MSK信号の中心周波数ω0に等しい周波数の基準
波信号を周波数安定に発振するようになつてい
る。これにより、MSK信号の同相成分あるいは
直交成分のみが検出されている。尚、上記同相成
分および直交成分を共に検出する場合には、位相
がπ/2（rad）異なる直交した２つの基準波信号
を必要とする。尚、位相検波を他の手段で実現す
ることも勿論可能である。 さて、前記サンプルホールド回路７は、パルス
発生器８が発生するパルス信号を受けて前記低域
通過フイルタ６の出力をサンプリングし、これを
ホールドする如く構成される。パルス発生器８
は、前記電圧制御型発振器３の出力が、つまり
MSK信号が偶数位相（０またはπ）あるいは奇
数位相（π/2または−π/2）となるタイミングに
合せて前記パルス信号を発生するものである。換
言すればこのパルス発生器８が発生するパルス信
号の発生のタイミングに同期して前記情報源１か
ら情報データが供給されるようになつており、従
つてサンプルホールドタイミングが情報データの
値によつて定められる偶数位相あるいは奇数位相
に合せられている。そして、このようにしてサン
プルホールド回路７にホールドされた偶数位相あ
るいは奇数位相タイミングにおける直交あるいは
同相成分の値が、極性反転制御回路９に与えられ
ている。尚、ここでは、上記偶数位相点において
直交成分を検出するものとするが、奇数位相点に
おいて同相成分を検出する如く構成することも勿
論可能である。 一方、演算回路１０は、前記パルス発生器８の
制御を受けて前記情報源１が“１”“０”からな
る情報データを供給する都度、その情報を入力し
て法４に従う演算処理を実行している。この演算
処理は、例えば４進加算し、２進２桁の情報
“00”、“01”、“10”、“11”を得るものである。こ
の情報を入力する論理ゲート回路１１は、上記デ
ータ“00”、“01”、“10”、“11”に応じて「非反
転」「反転」なる制御信号を生成しており、この
制御信号はラツチ回路１２にラツチされたのち、
前記極性反転制御回路９に与えられるようになつ
ている。即ち、ここでは、偶数位相のとき位相制
御を行うものとすれば、前記演算処理結果が
“00”のとき非反転制御信号が発せられ、また
“10”のとき反転制御信号が発せられるようにな
つている。 従つて、MSK信号の位相状態が“00”（０ラジ
アン）のとき抽出された直交成分は、非反転、つ
まりそのまま取出され、また“10”（πラジアン）
のとき抽出された直交成分は極性反転されて取出
されるようになつている。そして、この極性反転
制御回路９を介して得られた検出情報信号は、低
周波で所定の伝達特性を有する低周波増幅器（減
衰器）１３を介して前記電圧制御型発振器３に帰
還されている。この帰還信号を受けて、発振器３
はその出力中心周波数を負帰還制御されて可変さ
れ、基準発振器５が発振する基準波信号に位相同
期される。 かくしてこのように構成されたデイジタル変調
器によれば、出力信号位相が“00”、“10”なる偶
数位相状態となる都度、上記出力信号の直交成分
の極性に応じて出力信号の中心周波数が可変制御
されて、位相誤差の補正が行われることになる。
即ち今、４値数が“00”なるとき、MSK信号の
とるべき位相状態が０ラジアンとし、このとき基
準波信号の位相がπ/2ラジアンとなつているもの
とする。この位相関係が保たれているとき、デイ
ジタル変調器が位相同期し、安定動作していると
云える。 ところで、４値数が“00”の場合、そのタイム
ユニツトの境界点においてMSK信号の位相が、
そのとるべき値０（rad）からθ（rad）ずれてい
るとすると、MSK信号を次のように示すことが
できる。 sin（ω0t＋θ(t)） 一方、このときの基準波信号は sin（ω0t＋π/2） と示されるから、乗算器４の出力信号は sin（ω0t＋π/2）×sin（ω0t＋θ(t)） ＝１／２｛sinθ(t)＋sin（2ω0t＋θ(t)）｝ として示される。そして、この出力の低域通過フ
イルタ６を介して得られるsinθ(t)なる成分をMSK
信号の直交成分として検出することができる。こ
のとき、前述したように、極性反転制御回路９に
は「非反転」制御信号が与えられており、従つて
上記sinθ(t)なる直交成分は、そのまま発振器３の
出力中心周波数ω0を可変する制御信号として与
えられる。従つて、MSK信号の位相が進んだ状
態にあり、θ(t)が正なるときには出力中心周波数
が減少される。またMSK信号の位相が遅れた状
態にあり、θ(t)が負なるときには発振器３の出力
中心周波数が高められる。これによつてMSK信
号と基準波信号との位相誤差θ(t)が小さく抑圧さ
れ、ここに位相同期制御が行われる。 一方、４値数が“10”なるとき、MSK信号の
とるべき位相状態はπ（rad）となる。従つて、
この場合、前記乗算器４の出力は sin（ω0t＋π／２）×sin（ω0t＋θ(t)＋π） ＝−１／２｛sinθ(t)＋sin（2ω0t＋θ(t)）｝ となり、この結果低域通過フイルタ６の出力とし
て−sinθ(t)なる成分が得られる。そして、この場
合には、上記検出成分は極性反転されたのち前記
電圧制御型発振器３に帰還され、結局先の場合と
同様にしてMSK信号の基準波信号に対する位相
同期作用が呈せられることになる。即ち、MSK
信号の位相が所定位相からずれている場合、
sinθ(t)が正のときには中心周波数の減少が生じて
位相同期が行われ、sinθ(t)が負なるときには中心
周波数の増大が生じて位相同期が行われることに
なる。 尚、位相状態が“00”でθ(t)＝π（rad）の場合、
sinθ(t)が０となつて帰還作用が生じないが、上記
位相がπ（rad）から僅かにずれた場合には極め
て大きい帰還作用が生じることになり、結局位相
が収束することになる。つまり一時的に位相同期
の帰還が生じない状態も存在するが、不安定な特
異点である為に、結局、基準波位相に収束して
MSK信号の位相同期がとられることになる。 このように本構成によれば、周波数安定して一
つの基準波信号だけを利用して、MSK信号の偶
数位相点あるいは奇数位相点において位相誤差を
検出して上記基準波信号の位相に同期制御し、
MSK信号の位相安定化を図ることができる。従
つて位相誤差検出系の構成を非常に簡単化でき、
実用的利点が高い。しかも簡単な制御によつて
MSK信号の位相安定化を図り得るので、情報デ
ータの再生の簡易化を図ることができ、情報伝送
に多大な効果を奏する。また、直交成分あるいは
同相成分からその位相誤差を検出し、その位相誤
差を補正すべき制御が行われるので、精度の高い
位相同期を行い得ると云う利点もある。 ところで、今までの説明は連続位相変調信号と
してMSK信号を例にとり述べた。このMSK信号
は前述したように各タイムユニツトの境界時点に
おいて必ずπ/2（rad）の整数倍の位相値をとる。
しかし近年では、更に信号の狭帯域化を図り得る
TFM、GMSK、CCPSK等の変調方式が提唱さ
れるに至つている。第４図ａ〜ｄはデイジタル情
報の信号系列に対する各変調方式の位相関係を対
比して示すもので、ａは原情報データ、ｂは
MSK信号、ｃはTFM信号、そしてｄはCCPSK
信号をそれぞれ示している。尚、GMSK方式に
よる変調信号は、CCPSKとよく似た位相変化を
呈するので、ここではその図示を省略している。 これらの信号波形によつて示されるように、
MSK信号以外のものは、各タイムユニツト境界
点において必ずしもπ/2（rad）の整数倍の位相
値をとるとは限らず、その位相値に近い値をと
る。然し乍ら、原情報データのパターンが“00”
や“11”パターンとなる場合には、π/2（rad）
の整数倍の位相値をとる。 従つて、このような連続位相変調信号を扱う場
合には、変調器を第５図に示すように構成し、原
情報データのパターン（４値数）が“00”あるい
は“11”のときにのみ位相誤差検出による位相誤
差補正を行うようにすればよい。即ち、第５図に
示すように論理回路１４にて原情報データのパタ
ーンを検出し、その検出出力を以つてゲート回路
１５，１６を制御して、サンプルタイミングおよ
び反転・非反転制御情報の付与タイミングをそれ
ぞれ制御するようにすればよい。 但しこの場合、どの位相状態で位相誤差検出が
行われるかが定まるので、即ち状態“00”で直交
成分を検出するか、あるいは状態“11”で同相成
分を検出するかが定まるので、その検出信号を反
転処理する必要がなくなる。従つて、極性反転処
理の制御ブロツクを省略することも可能である。 以上のように本発明によれば、デイジタル情報
データの値に応じて定まる連続位相変調信号の位
相状態に応じて、その偶数位相点あるいは奇数位
相点で直交成分あるいは同相成分から位相誤差を
検出して変調信号の基準波信号に対する位相同期
制御を行うので、常に位相および周波数安定な変
調信号を得ることができる。しかも１つの基準波
信号だけを用いて簡単に且つ高精度な位相同期を
行うことができ、実用上多大なる効果を奏する。 尚、本発明は上記実施例にのみ限定されるもの
ではない。例えば、連続位相変調信号の直交成分
から位相誤差を検出するか、あるいは同相成分か
ら位相誤差を検出するかは仕様に応じて定めれば
よい。また制御ループの伝達特性は、低周波増幅
器１３等により、ループ安定化するべく設定すれ
ばよい。また位相誤差検出出力を極性反転制御し
たのちサンプリング抽出し、これをホールドして
帰還信号とすることも勿論可能である。要するに
本発明はその要旨を逸脱しない範囲で種々変形し
て実施することができる。
第１図ａ〜ｅはMSK信号の特性を示す図、第
２図はMSK信号の位相平面における位相ベクト
ルの変化を示す図、第３図は本発明の一実施例を
示す変調器概略構成図、第４図ａ〜ｄは各種連続
位相変調信号の位相波形特性を対比して示す図、
第５図は本発明の他の実施例を示す概略構成図で
ある。 １……情報源、２……波形発生器、３……電圧
制御型発振器（周波数発振器）、４……乗算器、
５……基準発振器、６……低域通過フイルタ、７
……サンプルホールド回路、８……パルス発生
器、９……極性反転制御回路、１０……演算回
路、１１……論理ゲート回路、１２……ラツチ回
路、１３……低周波増幅器、１４……論理回路、
１５，１６……ゲート回路。
２図はMSK信号の位相平面における位相ベクト
ルの変化を示す図、第３図は本発明の一実施例を
示す変調器概略構成図、第４図ａ〜ｄは各種連続
位相変調信号の位相波形特性を対比して示す図、
第５図は本発明の他の実施例を示す概略構成図で
ある。 １……情報源、２……波形発生器、３……電圧
制御型発振器（周波数発振器）、４……乗算器、
５……基準発振器、６……低域通過フイルタ、７
……サンプルホールド回路、８……パルス発生
器、９……極性反転制御回路、１０……演算回
路、１１……論理ゲート回路、１２……ラツチ回
路、１３……低周波増幅器、１４……論理回路、
１５，１６……ゲート回路。
Claims (1)
- １ １タイムユニツト内にデイジタル情報の２進
値に応じて出力信号位相を±π/2ラジアン連続的
に位相偏移させて上記デイジタル情報の変調信号
を得る周波数変調器と、上記変調信号の中心周波
数と略等しい周波数安定化された基準波信号を発
生する基準波信号発生器と、この基準波信号と上
記変調信号との位相差を検出する位相検波器と、
１タイムユニツトおきにそのタイムユニツト終了
点で上記位相検波出力信号をサンプルホールドす
るサンプルホールド回路と、前記デイジタル情報
の２進値の状態に応じて前記変調信号のとるべき
位相値を選択的に指定する位相値指定回路と、こ
の位相値指定回路が指定する位相値の互いに逆相
関係にある１組の位相値に感応し、この１組の位
相値の一方を得たとき極性反転制御信号を発生す
る制御回路と、この制御回路が出力する上記極性
反転制御信号に従つて前記サンプルホールド回路
のサンプルホールド出力信号を極性反転あるいは
非反転する極性反転回路と、この極性反転回路の
出力信号に従つて前記周波数変調器の出力中心周
波数を可変制御して前記変調信号の位相と基準波
信号の位相とを一定の関係に保つ帰還制御装置と
を具備したことを特徴とするデイジタル変調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13318881A JPS5834659A (ja) | 1981-08-25 | 1981-08-25 | デイジタル変調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13318881A JPS5834659A (ja) | 1981-08-25 | 1981-08-25 | デイジタル変調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5834659A JPS5834659A (ja) | 1983-03-01 |
| JPH0136746B2 true JPH0136746B2 (ja) | 1989-08-02 |
Family
ID=15098747
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13318881A Granted JPS5834659A (ja) | 1981-08-25 | 1981-08-25 | デイジタル変調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5834659A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6047833A (ja) * | 1983-08-26 | 1985-03-15 | Mazda Motor Corp | エンジンの空燃比制御装置 |
| JPS6193249A (ja) * | 1984-10-11 | 1986-05-12 | Fujitsu Ten Ltd | 内燃機関の制御装置 |
| JPS61106938A (ja) * | 1984-10-30 | 1986-05-24 | Fujitsu Ten Ltd | 学習制御機能を備えた内燃機関の制御装置 |
-
1981
- 1981-08-25 JP JP13318881A patent/JPS5834659A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5834659A (ja) | 1983-03-01 |
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