JPS62265836A - デイジタル通信方式 - Google Patents
デイジタル通信方式Info
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- JPS62265836A JPS62265836A JP61111673A JP11167386A JPS62265836A JP S62265836 A JPS62265836 A JP S62265836A JP 61111673 A JP61111673 A JP 61111673A JP 11167386 A JP11167386 A JP 11167386A JP S62265836 A JPS62265836 A JP S62265836A
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- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims description 13
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 7
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims description 6
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
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- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
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- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2053—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases
- H04L27/206—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers
- H04L27/2067—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states
- H04L27/2085—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner using more than one carrier, e.g. carriers with different phases using a pair of orthogonal carriers, e.g. quadrature carriers with more than two phase states with more than one phase shift per symbol period
-
- H—ELECTRICITY
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2331—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation wherein the received signal is demodulated using one or more delayed versions of itself
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、多重波干渉に強いディジタル通信方式に関
するもので、例えば移動無線通信に適用するのに好都合
な通信方式に関する。
するもので、例えば移動無線通信に適用するのに好都合
な通信方式に関する。
第４図は、ディジタルの２値情報信号に対応し信号を示
す● 第５図は・このＤ８に信号から元の２値情報信号Ｔｅｌ
タイムスロットの長さ）％（４）は低域通過フイルタ（
以下、ＬＰＦという◎）、（５）は出力端子、である。
す● 第５図は・このＤ８に信号から元の２値情報信号Ｔｅｌ
タイムスロットの長さ）％（４）は低域通過フイルタ（
以下、ＬＰＦという◎）、（５）は出力端子、である。
次に動作について説明する・
Δθ
（１） Ｄ８に信号は、２値情報信号のシンボｌＬ′’
ｌ雪Δθ あとの−の期間はさらに＋１−シフトさせる。２値情報
信号のシンボル ０雪に対しては、搬送波の位このよう
な搬送波の位相シフトは次のようにして得られる。すな
わち、直交する２つの信号、■信号及びＱ信号を用意し
、２値情報信号がシンポ＃ ”ＩＩの場合はタイムスロ
ットの前半ではまず工信号のみ反転、後半でＱ信号も反
転させ、シンポリ”０１の場合はタイムスロットの前半
ではＱ信号のみ半転、後半で１信号も反転させたものを
合成して出力することにより得られる。
ｌ雪Δθ あとの−の期間はさらに＋１−シフトさせる。２値情報
信号のシンボル ０雪に対しては、搬送波の位このよう
な搬送波の位相シフトは次のようにして得られる。すな
わち、直交する２つの信号、■信号及びＱ信号を用意し
、２値情報信号がシンポ＃ ”ＩＩの場合はタイムスロ
ットの前半ではまず工信号のみ反転、後半でＱ信号も反
転させ、シンポリ”０１の場合はタイムスロットの前半
ではＱ信号のみ半転、後半で１信号も反転させたものを
合成して出力することにより得られる。
次に、移動の無線で問題となる多重波受信の動作につい
で説明する。伝播路長のちがう２つのルートを経て到着
した同一内容の（−！−） Ｄ ８ ｒ、信号、Ｄ波及
びＵ波の到着時間差が２とすると、その関係は第６図に
示すようになる。図かられかるように、Ｄ波とＵ波は、
区間す、ｄでは同相関係、区Δθ 間Ｃではτの差の関係に対応している・区間ａは先行シ
ンボルとの関係に左右される不確定区間である。
で説明する。伝播路長のちがう２つのルートを経て到着
した同一内容の（−！−） Ｄ ８ ｒ、信号、Ｄ波及
びＵ波の到着時間差が２とすると、その関係は第６図に
示すようになる。図かられかるように、Ｄ波とＵ波は、
区間す、ｄでは同相関係、区Δθ 間Ｃではτの差の関係に対応している・区間ａは先行シ
ンボルとの関係に左右される不確定区間である。
このような関係にあるＤ波とＵ波の合成波を第５図の了
遅延検波回路で復調すると、復調出力ｅ（１）は次式の
ようになる。
遅延検波回路で復調すると、復調出力ｅ（１）は次式の
ようになる。
区間ａでは
区間す、ｄでは
区間Ｃでは
こ＼で、ｐ：Ｕ波のＤ波に対する相対振幅比−：Ｄ波と
Ｕ波の搬送波の位相差 この関係を図に表わすと第７図のようになる。
Ｕ波の搬送波の位相差 この関係を図に表わすと第７図のようになる。
、 Δθ
この図かられかるよフに（１）ＤＳＫ信号は区間す、ｄ
の復調出力と区間Ｃの復調出力が、Ｄ波とＵ波の搬送波
の位相差−の変化に対し相補的な関係になっており、一
方が低くなると他方が高くなっている。
の復調出力と区間Ｃの復調出力が、Ｄ波とＵ波の搬送波
の位相差−の変化に対し相補的な関係になっており、一
方が低くなると他方が高くなっている。
すなわち、単純すＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ
５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号ではＤ波とＵ波の位
相差−が変化していくと復調出力が小さくなり符号誤り
を生ずるところが出てくるのに対し、（１）ＬＩＳＫ信
号ではＤ波とＵ波の位相差−が変化しても復調信号が落
ちこんでしまうということがない。この結果、符号誤り
の発生が大幅に改善されることになる。
５ｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号ではＤ波とＵ波の位
相差−が変化していくと復調出力が小さくなり符号誤り
を生ずるところが出てくるのに対し、（１）ＬＩＳＫ信
号ではＤ波とＵ波の位相差−が変化しても復調信号が落
ちこんでしまうということがない。この結果、符号誤り
の発生が大幅に改善されることになる。
Δθ
−Ｔ Ｄ Ｓ Ｋは、以上のように構成されているので
、普通のＢＦ２に信号に比べれば符号誤り率の点で大幅
な改善が得られるが、了タイムスロッ） 毎（Ｄ（１相
シフトのため信号の帯域が広がり、特に伝送メデアの帯
域制限がうるさい通信シヌテムに適用する上で問題があ
る。
、普通のＢＦ２に信号に比べれば符号誤り率の点で大幅
な改善が得られるが、了タイムスロッ） 毎（Ｄ（１相
シフトのため信号の帯域が広がり、特に伝送メデアの帯
域制限がうるさい通信シヌテムに適用する上で問題があ
る。
この発明は、このような問題を軽減するためになされた
もので、同一伝送速度における帯域の広がりを低く抑制
できるディジタル通信方式を提供することを目的として
いる。
もので、同一伝送速度における帯域の広がりを低く抑制
できるディジタル通信方式を提供することを目的として
いる。
この発明に係るディジタル通信方式はディジタΔθ
ル情報を、 Ｄ Ｓ Ｋ信号で伝送する点で共通するが
、ディジタル情報を多値信号で表わすと共にこれに伴っ
てＴタイムスロット毎のシフト量を多値の多値に効応し
た値に設定するようにしたものである。
、ディジタル情報を多値信号で表わすと共にこれに伴っ
てＴタイムスロット毎のシフト量を多値の多値に効応し
た値に設定するようにしたものである。
以上のように多値化することによって同一伝送式に比べ
且にすることができるので、帯域の広がりも−に狭める
ことができる。
且にすることができるので、帯域の広がりも−に狭める
ことができる。
以下この発明の一実施例をディジタρ情報信号を４値シ
ンボルで表わした４値化されたＤＳＫ方式の場合につい
て説明する。第１図は４値化Ｄ８に信号の説明図である
。第１図（Ａｔ（（イ）は４値情報シンボル（１１，０
１１００，ｔｏ）で表された４値情報信号を示す、第１
図（Ｎ仲）は対応する信号の位相変化を示す、第１図（
Ｂ）は４値情報シンボルに対応するＴ当りの位相シフト
量を示す。
ンボルで表わした４値化されたＤＳＫ方式の場合につい
て説明する。第１図は４値化Ｄ８に信号の説明図である
。第１図（Ａｔ（（イ）は４値情報シンボル（１１，０
１１００，ｔｏ）で表された４値情報信号を示す、第１
図（Ｎ仲）は対応する信号の位相変化を示す、第１図（
Ｂ）は４値情報シンボルに対応するＴ当りの位相シフト
量を示す。
また第２図はか＼る４値化Ｄ８に信号を発生する４値Ｄ
ＳＫ信号発生回路の一例を示す、第２図において、αυ
は搬送波信号発生回路である。（＋２は１・Ｑ変調回路
であり搬送波の位相を２ ｒ ａ ｄ移相する二移相器
（１２１）と、端子ＰｔｌからのＩＣＨ変調信号に応じ
、ＩＣＨ搬送波を０相・π相又は振幅ゼロに切替えるＩ
ＣＨヌイツチ回路（１２２）と、端子Ｐ、２からのＱＣ
Ｈ変調信号に応じＱｃｏ搬送波を０相・π相又は振幅ゼ
ロに切替えるＱＣＨスイッチ回路（１２８）とから構成
される。なお、１例としてスイッチ回路は２重平衡変調
回路とし、＋１で０相、−１でπ相、０で振幅ゼロに制
御する。（至）は変調信号発生回路である。端子ＰＩＧ
から４値情報信号と先行４値情報信号に対応する前記Ｉ
ＣＨスイッチ回路（１２２）とＱＣＨスイッチ回路（１
２８）の制御状態との関係から、次にどのようにＩ。１
１スイッチ回路（１２２）及びＱＣＨスイッチ回路（１
２８）を制御すればよいかをアドレス指定信号をアドレ
ス発生回路（１８１）で作りその命令を記憶させである
ＲＡＭ（１８２）の該轟アドレス七ルを指定し、その命
令を呼出して使用する構成になっている。ＩＣＨドライ
バー（１８ｉ１１）及びＱＣＨドライバー（１８４）は
この命令を前記工ＣＨスイッチ回路（１２２）及びＱＣ
Ｈスイッチ回路（１２８）に必要な制御信号の形に変換
するものである。
ＳＫ信号発生回路の一例を示す、第２図において、αυ
は搬送波信号発生回路である。（＋２は１・Ｑ変調回路
であり搬送波の位相を２ ｒ ａ ｄ移相する二移相器
（１２１）と、端子ＰｔｌからのＩＣＨ変調信号に応じ
、ＩＣＨ搬送波を０相・π相又は振幅ゼロに切替えるＩ
ＣＨヌイツチ回路（１２２）と、端子Ｐ、２からのＱＣ
Ｈ変調信号に応じＱｃｏ搬送波を０相・π相又は振幅ゼ
ロに切替えるＱＣＨスイッチ回路（１２８）とから構成
される。なお、１例としてスイッチ回路は２重平衡変調
回路とし、＋１で０相、−１でπ相、０で振幅ゼロに制
御する。（至）は変調信号発生回路である。端子ＰＩＧ
から４値情報信号と先行４値情報信号に対応する前記Ｉ
ＣＨスイッチ回路（１２２）とＱＣＨスイッチ回路（１
２８）の制御状態との関係から、次にどのようにＩ。１
１スイッチ回路（１２２）及びＱＣＨスイッチ回路（１
２８）を制御すればよいかをアドレス指定信号をアドレ
ス発生回路（１８１）で作りその命令を記憶させである
ＲＡＭ（１８２）の該轟アドレス七ルを指定し、その命
令を呼出して使用する構成になっている。ＩＣＨドライ
バー（１８ｉ１１）及びＱＣＨドライバー（１８４）は
この命令を前記工ＣＨスイッチ回路（１２２）及びＱＣ
Ｈスイッチ回路（１２８）に必要な制御信号の形に変換
するものである。
次に動作について説明する。
本例では４値情報シンポρの各々に対する了タイムスロ
ット毎の移相量は第１図（Ｂ）に示すよう選んであるの
で、第ｘｌａ（Ａ）（イ）に示す４値情報信号（１１１
１０，０１，１０，００，１１）に対する搬送波の位相
変化は第１図ＣＡＮ口）のようになる。
ット毎の移相量は第１図（Ｂ）に示すよう選んであるの
で、第ｘｌａ（Ａ）（イ）に示す４値情報信号（１１１
１０，０１，１０，００，１１）に対する搬送波の位相
変化は第１図ＣＡＮ口）のようになる。
このような信号は、直交する２つの信号（１信号及びＱ
信号）の合成によって次のようにして発生する・搬送波
の位相が第１図（Ｂ）において、工信号がＯ相、Ｑ信号
が振幅ゼロにあるときに、４値情報シンボルαηが入力
されると初めのＴタイムスロットは工信号はＯ相のま＼
維持させ、Ｑ信号は振幅ゼロが０相に変化させる、後の
Ｔタイムスロットは工信号は０相から振幅ゼロ変化させ
、Ｑ信号は０相のま＼維持させる、というように制御し
、その結果得られた工信号・Ｑ信号を合成する。若し、
搬送波は位相が第１図（１３１において、■信号が振幅
ゼロ、Ｑ信号が０相にあるときに４値情報シンボル（ロ
）が入力された場合は初めのＴタイムスロットでは、■
信号を振幅ゼロからπ相に変化させ、Ｑ信号はそのま＼
維持させる、あとのＩタイムスロットでは１信号をπ相
のま＼維持させＱ信号はπ相から振幅ゼロに変化させる
、というように制御する◎このように、先行する隣接タ
イムスロットの４値情報シンボル対応の１信号とＱ信号
が０相かπ相か振幅ゼロかの情報と、当該タイムスロッ
トの４値情報シンボル、とによって当該タイムスロット
の工信号とＱ信号の位相をどのように変化させればよい
かが一意的に決定される。この事から、当該タイムスロ
ットの４値情報シンボルと先行タイムスロットのＩＣＨ
ドライ” −（１１１８） Ｓ及びＱＣＨドライバー（
１８４）への信号にもとすきアドレス発生回路（１８１
）で指定アドレスを発生させ、ＲＡＭ （１３２）の該
当指定アドレスのメモリセルを指定−ｉ ル、 ＲＡＭ
（１１３２）は、当該タイムスロットの４値情報シン
ボルと先行タイムスロットの工ＣＨ及びＱｃＨ信号に対
応してＩＣＨドライバー（１８１）及びＱチャンネルド
ライバー（１８４）が発生すべき信号がメモリセル対応
のアドレスを指定することにより取出せるよう各メモリ
セルに蓄積されているので、これをＩＣＨドライバー（
１ａａ）及びＱＣ）！ドライ／（−（１８４）に導びき
、ＩＣＨヌイツチ回路（１２２）及びＱＣＨスイッチ回
路（１２８）を制御して所定のＩＣＨ信号、Ｑｃｏ信号
を得る。
信号）の合成によって次のようにして発生する・搬送波
の位相が第１図（Ｂ）において、工信号がＯ相、Ｑ信号
が振幅ゼロにあるときに、４値情報シンボルαηが入力
されると初めのＴタイムスロットは工信号はＯ相のま＼
維持させ、Ｑ信号は振幅ゼロが０相に変化させる、後の
Ｔタイムスロットは工信号は０相から振幅ゼロ変化させ
、Ｑ信号は０相のま＼維持させる、というように制御し
、その結果得られた工信号・Ｑ信号を合成する。若し、
搬送波は位相が第１図（１３１において、■信号が振幅
ゼロ、Ｑ信号が０相にあるときに４値情報シンボル（ロ
）が入力された場合は初めのＴタイムスロットでは、■
信号を振幅ゼロからπ相に変化させ、Ｑ信号はそのま＼
維持させる、あとのＩタイムスロットでは１信号をπ相
のま＼維持させＱ信号はπ相から振幅ゼロに変化させる
、というように制御する◎このように、先行する隣接タ
イムスロットの４値情報シンボル対応の１信号とＱ信号
が０相かπ相か振幅ゼロかの情報と、当該タイムスロッ
トの４値情報シンボル、とによって当該タイムスロット
の工信号とＱ信号の位相をどのように変化させればよい
かが一意的に決定される。この事から、当該タイムスロ
ットの４値情報シンボルと先行タイムスロットのＩＣＨ
ドライ” −（１１１８） Ｓ及びＱＣＨドライバー（
１８４）への信号にもとすきアドレス発生回路（１８１
）で指定アドレスを発生させ、ＲＡＭ （１３２）の該
当指定アドレスのメモリセルを指定−ｉ ル、 ＲＡＭ
（１１３２）は、当該タイムスロットの４値情報シン
ボルと先行タイムスロットの工ＣＨ及びＱｃＨ信号に対
応してＩＣＨドライバー（１８１）及びＱチャンネルド
ライバー（１８４）が発生すべき信号がメモリセル対応
のアドレスを指定することにより取出せるよう各メモリ
セルに蓄積されているので、これをＩＣＨドライバー（
１ａａ）及びＱＣ）！ドライ／（−（１８４）に導びき
、ＩＣＨヌイツチ回路（１２２）及びＱＣＨスイッチ回
路（１２８）を制御して所定のＩＣＨ信号、Ｑｃｏ信号
を得る。
第８図はこのようにして発生した多値化ＤＳＫ信号を復
調する了遅延回路の一構成例を示す。第図と同一符号を
付しているものは同−又は相当機能のものであるｅ （
ｚａ）はＩＣＨ用の乗算回路、（２ｂ）ＱＣＨ用の乗算
回路である・ （３ｂ）は了遅延回路、（ｌｃ）は第１
の移相器、（８ｄ）は第２の位相器で、第１の移相器（
３ｃ）に比べ２ ｒ Ｂｄだけ多く移相量を得を与える
ものである。 （４ａ）、（４ｂ）はそれぞれ”ＣＨ
用のＬＰＦ： （低域フィルｌ’ ） ＱｃＨ用ノＬＰ
Ｆである。
調する了遅延回路の一構成例を示す。第図と同一符号を
付しているものは同−又は相当機能のものであるｅ （
ｚａ）はＩＣＨ用の乗算回路、（２ｂ）ＱＣＨ用の乗算
回路である・ （３ｂ）は了遅延回路、（ｌｃ）は第１
の移相器、（８ｄ）は第２の位相器で、第１の移相器（
３ｃ）に比べ２ ｒ Ｂｄだけ多く移相量を得を与える
ものである。 （４ａ）、（４ｂ）はそれぞれ”ＣＨ
用のＬＰＦ： （低域フィルｌ’ ） ＱｃＨ用ノＬＰ
Ｆである。
第１の移相器（８ｃ）と第２の移相器（８ｄ）は、 Ｉ
ＣＨ乗算回路（２ａ）とＱＣＨ乗算回路（２ｂ）におけ
るＴ遅延回路（８ｂ）経由の信号の位相差を２ ｒａｄ
になるように調整して２つの乗算回路の動作が直交関係
になるようにする。このように構成しているので第８図
に示す回路の上半分及び下半分はそれぞれ了遅延検波器
を構成し、その動作はＴ ｒａｄ ｃ相の異なる信号に
対して応動することになる。
ＣＨ乗算回路（２ａ）とＱＣＨ乗算回路（２ｂ）におけ
るＴ遅延回路（８ｂ）経由の信号の位相差を２ ｒａｄ
になるように調整して２つの乗算回路の動作が直交関係
になるようにする。このように構成しているので第８図
に示す回路の上半分及び下半分はそれぞれ了遅延検波器
を構成し、その動作はＴ ｒａｄ ｃ相の異なる信号に
対して応動することになる。
次に動作を説明する。
第８図に示す回路の上半分で帰られる信号は下半分が得
られる信号に対し、７ｒａｄ遅延した入力信号に対応す
るものであるので、上半分で得られる信号は第１図（Ｂ
）の１軸の信号に対応し下半分で得られる信号は第１図
ｆＢ）のＱ軸の信号に対応している。従って、タイムス
ロットの前半と後半におけるＩＣＨ信号とＱｃＨ信号の
変化から４値情報シンボルを求める。以上は、４値情報
シンボル対応の場合についてのべたが、４値以上多値に
も適用できる。
られる信号に対し、７ｒａｄ遅延した入力信号に対応す
るものであるので、上半分で得られる信号は第１図（Ｂ
）の１軸の信号に対応し下半分で得られる信号は第１図
ｆＢ）のＱ軸の信号に対応している。従って、タイムス
ロットの前半と後半におけるＩＣＨ信号とＱｃＨ信号の
変化から４値情報シンボルを求める。以上は、４値情報
シンボル対応の場合についてのべたが、４値以上多値に
も適用できる。
〔発明の効果〕
以上のように１この発明によるディジタル通信方式はデ
ィジタル情報を多値情報シンボルで表示すると共に各多
値情報シンボルに対応してＴタイムスロット毎２回、各
多値情報シンボルに対応する位相シフトを行うようＫし
ているので、ＤＳＫ通信方式の効果を帯域の広がりを抑
制しつ潟ることができる。
ィジタル情報を多値情報シンボルで表示すると共に各多
値情報シンボルに対応してＴタイムスロット毎２回、各
多値情報シンボルに対応する位相シフトを行うようＫし
ているので、ＤＳＫ通信方式の効果を帯域の広がりを抑
制しつ潟ることができる。
第１図は４値化Ｄ１９に信号の説明図、第２図は４値Ｄ
ＳＫ信号発生回路の一例を示す図、第８図は４第４図は
−Ｄ８に信号の説明図、第６図はＴ遅延検波回路の構成
を示す図、第６図はＤ波とＤ波の関係を示す図、第７図
は７ ・Ｄ Ｓ Ｋ信号における区間ｂ−ｄと区間Ｃの
復調出力を示す図である。 αト・・搬送波発生回路、（財）・・・Ｉ−Ｑ変調回路
、（１２１）゛°Ｔ位相シフタ、（１２２）・・・ＩＣ
Ｈスイッチ回路、（１２８）・・・ＱＣＨヌイツチ回路
、（至）・・・変調信号発生回路、（１８１）・・・ア
ドレス発生回路、（１８２）・・・ＲＡ Ｍ。 （１８ｇ）−・・ＩＣＨドライバ、（ｔ１１４） −Ｑ
ＣＨドライバ。−なお、図中同一符号は同−又は相当部
分を示す。
ＳＫ信号発生回路の一例を示す図、第８図は４第４図は
−Ｄ８に信号の説明図、第６図はＴ遅延検波回路の構成
を示す図、第６図はＤ波とＤ波の関係を示す図、第７図
は７ ・Ｄ Ｓ Ｋ信号における区間ｂ−ｄと区間Ｃの
復調出力を示す図である。 αト・・搬送波発生回路、（財）・・・Ｉ−Ｑ変調回路
、（１２１）゛°Ｔ位相シフタ、（１２２）・・・ＩＣ
Ｈスイッチ回路、（１２８）・・・ＱＣＨヌイツチ回路
、（至）・・・変調信号発生回路、（１８１）・・・ア
ドレス発生回路、（１８２）・・・ＲＡ Ｍ。 （１８ｇ）−・・ＩＣＨドライバ、（ｔ１１４） −Ｑ
ＣＨドライバ。−なお、図中同一符号は同−又は相当部
分を示す。
Claims (3)
- （１）搬送波の位相を１タイムスロット毎ディジタル情
報のシンボルコードに応じて変化させる信号を用いるデ
ィジタル通信方式において、ディジタル情報を多値情報
シンボルで表示すると共にこの各多値情報シンボルに対
応して１／２タイムスロット毎２回各多値情報シンボル
に対応する位相シフトを行うようにしたことを特徴とす
るディジタル通信方式。 - （２）４値情報シンボル（１１、０１、００、１０）に
対応する１／２タイムスロット毎の位相シフトが（π／
４−、３／４π、５／４π、７／４π）であることを特
徴とする前記特許請求の範囲第１項記載のディジタル通
信方式。 - （３）外部信号によつて搬送波信号の位相を０相、π相
に切替え、又はその振幅をゼロに制御できるＩ＿Ｃ＿Ｈ
用及びＱ＿Ｃ＿Ｈ用のスイッチ回路と変調用ディジタル
信号に対応して前記スイッチ回路の制御に必要な信号を
生成する変調信号発生回路とを備え変調用ディジタル信
号の４値情報シンボルに対応する位相変化を搬送波に与
えるようにしたことを特徴とする前記特許請求の範囲第
１項記載のディジタル通信方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61111673A JPS62265836A (ja) | 1986-05-13 | 1986-05-13 | デイジタル通信方式 |
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Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP61111673A JPS62265836A (ja) | 1986-05-13 | 1986-05-13 | デイジタル通信方式 |
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|---|---|
| JPS62265836A true JPS62265836A (ja) | 1987-11-18 |
Family
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP61111673A Pending JPS62265836A (ja) | 1986-05-13 | 1986-05-13 | デイジタル通信方式 |
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Citations (1)
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| JPS5675753A (en) * | 1979-10-31 | 1981-06-23 | Brossard Pierre | Binary modulator for displacing phase |
Family Cites Families (3)
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- 1987-05-11 EP EP87304174A patent/EP0252589A3/en not_active Withdrawn
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPS5675753A (en) * | 1979-10-31 | 1981-06-23 | Brossard Pierre | Binary modulator for displacing phase |
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