JPS6327142A - 変復調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は変復調方式に関し、さらに詳細にいえば、デ
ィジタルデータを送出するにあたってＰＳＫ変調を施し
、受信側において遅延復調を施すことにより元のディジ
タルデータを得ることができる変復調方式に関する。

〈従来の技術〉 従来からディジタル信号の伝送を行なう方式として、送
信側においてＰＳＫ変調が施された信号を送出し、受信
側において上記信号を復調することにより元のディジタ
ル信号を得る方式が知られている。

このようなＰＳＫ変調方式は、ディジタル信号の′０″
゛′１′を搬送波の位相に対応させて伝送する方式であ
り、Ｃ／Ｎ劣化を少なくす丞ことができるという優れた
特性を有しているので、最近ではディジタル信号の伝送
に広く採用されるようになってきている。

上記ＰＳＫ変調方式についてさらに詳細に説明すると、
例えば、 第７図に示すように、信号がマークの状態において、信
号の１タイムスロット期間を通じて位相を直線的に１８
０度増加させ、信号がスペースの状態において、信号の
１タイムスロット期間を通じて位相を直線的に１８０度
減少さ゛せるようにした、いわゆるＭＳＫ方式、および 第８図に示すように、信号がマークの状態において、信
号の１タイムスロット期間を２分して位相を９０度ずつ
２段階に増加させ、信号がスペースの状態において、信
号の１タイムスロット期間を２分して位相を９０度ずつ
２段階に減少させるようにした、いわゆるＤＳＫ方式等 が採用されている。

そして、上記ＭＳＫ方式は、位相変化が連続的であるか
ら占有周波数帯域が狭いという利点を有し、上記ＤＳＫ
方式は、マルチパスフェーディングに強く、広帯域デー
タ伝送に好適であるという利点を有している。

また、上記のようにＰＳＫ変調が施された信号を復調す
る方式として、遅延検波方式と同期検波方式が一般的に
採用されている。

上記遅延検波方式は、受信信号を２分し、一方を遅延回
路により変調の１信号周期、または１／２信号周期だけ
遅延させて位相比較器に供給するとともに、他方をその
まま位相比較器に供給ＪることによりＰＳＫ変調信号を
復調し、元のディジタル信号を青るものである。

さらに詳細に説明すると、第５図Ａに示す遅延検波装置
において、入力電圧を Ｖｉｎ＝　ｃｏｓ（Ωｔ＋θ（ｔ）） （但しΩは搬送波の角周波数であり、ｔは時間であり、
θ（１）は位相変調関数である。）とづれば、上記入力
電圧■団を２分して、一方を位相比較器（２２）の一方
の端子に供給し、他方を遅延回路（２１）により所定時
間ＴＲだけ遅延させて位相比較器（２２）の他方の端子
に供給するのであるから、上記一方の端子に供給される
信号ＶＣは ＶＣ＝　■ｉｎ＝　　ｃｏｓ　（Ωｔ　＋θ（ｔ））で
あり、上記他方の端子に供給される信号Ｖｄは、Ｖｄ＝
ｃｏｓ（Ω（ｔ−ＴＲ＞＋θ（ｔ−ＴＲ＞　）となる。

そして、上記位相比較器（２２）として、例えば第５図
Ｂに示す構成を採用することにより、同図Ｃに示すよう
に、出力が位相差に比例するものを使用すると、位相差
Δθは、 Δθ＝ＱＴＲ＋θ（１）−θ（ｔ−ＴＲ）となる。但し
、上記遅延時間ＴＲは、ＭＳＫ方式、ＤＳＫ方式におい
てはＴＲ＝Ｔ／２　（但し王は信号の１タイムスロット
である）となるように設定することが必要である。

また、ΩＴＲ＝　（２ｎ−１）π、またはΩ＝　ｙｒ／
ＴＲ＝　（２ｎ−１）２　π／Ｔとすれば、位相比較の
基準点を位相器の動作範囲の中央へ持って来ることがで
きる。

以下、ＤＳＫ方式の場合を例にとって説明するが、ＭＳ
Ｋ方式の場合にも同様に適用することができる。

先ず、θ（１）−θｆｔ−ＴＲ＞　＝０の場合において
は、 Δθ＝ΩＴＲ＝　（２ｎ−１）π であるから、この点が位相変位のない状態の位相基準点
になり、この点を基準としてθ（１）　−θ（ｔ−ＴＲ
）だけ変化した点に対応する出力が得られることになる
。

また、信号がマーク・スペースである場合の位相関数θ
（１）は第６図Ａに示すとおりであり、θｆｔ−Ｔ／２
＞は同図Ｂに示すとおりである。

したがって、θ（１）−θｆｔ−Ｔ／２）は同図Ｃに示
すように、マークの期間中はπ／２、スペースの期間は
−π／２となり、同図りに示す出力特性に基いて、同図
Ｅに示す出力波形が得られることになる。即ち、マーク
期間中は３ＶＯ／４、スペース期間中は■０／４の出力
が得られる。

この結果、位相比較器（２２）の出力が■０／２を越え
た場合にマーク、■０／２以下であればスペースである
と判定することができる。

上記同期検波回路は、受信信号を２分し、それぞれを位
相比較器に供給するとともに、位相同期ループに組込ま
れた電圧制御発振器からの出力信号（受信信号の搬送周
波数と一致する周波数の信号）をそのまま一方の位相比
較器に供給し、上記出力信号の位相を９０度だけずらせ
た状態で他方の位相比較器に供給し、最終的に上記側位
相比較器からの出力信号に基いて元のディジタル信号を
得るものである（　ｒＧＭｓＫ変調方式の伝送特性」室
田和昭、平出賢吉、電子通信学会論文誌８１／１０Ｖｏ
１．Ｊ６４−Ｂ　ｐＨ１０＠照）。

〈発明が解決しようとする問題点〉 上記ＰＳＫ変調を施した信号を上記遅延検波方式にによ
り復調する場合には、受信信号を２分して一方を単に遅
延させるのみでよいから構成を簡素化することができる
という利点を有しているが、高周波帯でのディジタル信
号伝送に適用した場合には、復調の信頼性が低下すると
いう問題がある。

この点について詳細に説明すると、遅延検波方式の動作
基準点はΔθ−ΩＴ／２である。したがって、温度変動
等により搬送波角周波数がΔΩだけ変動すると、動作基
準点もΔΩＴ／２だけ変動することになる。そして、こ
の変動が大きい場合には、マーク、スペースの判定を、
位相比較器の出力レベルがＶＯ／２を越えたか否かによ
り行なうことができなくなるのである。例えば搬送波周
波数が２．５ＧＨｚであり、光振器（ここではＳＡＷ発
振器の場合を例にとっている）の温度変ｖＪ度が±３Ｘ
１０−’である場合には、周波数変動率が±７５０ＫＨ
ｚになる。そして、この場合におけるデータ伝送速度を
３２Ｋｂｐｓに設定すれば、Ｔ　＝　３２１１１ＳＱＣ
となり、ΔΩＴ／２＝２３．４４π、即ち動作基準点の
変動がほぼ２３．４４πとなる。

実際には、温度変動の他に、雑音、マルチパスによる干
渉波等によっても影響を受け、動作基準点がさらに変動
するので、位相比較器の出力レベルを所定の基準レベル
と比較することによりマークであるかスペースであるか
を判別することは到底不可能になってしまうのである。

上記同期検波方式はコスタス・ループによる搬送周波数
の再生を基礎とするものであり、位相検波方式の如き周
波数変動に起因する不都合は発生せず、高精度での信号
復調を行なわせることができるのである。

しかし、上記同期検波方式においては、以下のような問
題を有している。

即ち、受信信号の搬送周波数と等しい周波数の信号を得
るために、局部発振器としての電圧制御発振器、および
位相同期ループが必要になり、構成が複雑化するととも
に、コストアップの原因になるのである。特に車両に搭
載する無ＦＡ別においては、小型化、簡素化、およびコ
ストダウンが強く斐求されるので、上記の問題は致命的
なものである。

〈発明の目的〉 この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、
ＰＳＫ変調が施された信号の復調を遅延検波方式により
簡単に、かつ精度よく行なうことができる変復調方式を
提供することを目的としている。

く問題点を解決するだめの手段〉 上記の目的を達成するための、この発明の変復調方式は
、ディジタルパルス信号の１タイムスロット内の前部お
よび／または後部に総和が所定時間の基準位相部を形成
し、残余のタイムスロットの前半においては、伝送信号
のマーク状態に対応させて位相を段階的に所定方向に変
化させ、後半においては上記位相変化と逆の変化で段階
的に基準位相まで復元させ、伝送信号のスペース状態に
対応させて位相をマーク状態の場合と逆の方向に変化さ
せるべく位相変調を施して信号を送出し、送出された信
号を受信した後、２分して一方を遅延させ、他方と位相
比較することにより元のディジタル信号を得るものであ
る。

こし、上記残余のタイムスロットを複数に区画して、前
半の区画においては段階的に所定位相まで変化させ、後
半の区画においては上記位相変化と逆の変化で段階的に
基準位相まで復元させ、しかも、伝送信号のマーク状態
に対応させて前半の区画における位相変化を所定方向に
設定し、伝送信号のスペース状態に対応させて前半の区
画における位相変化をマーク状態の場合と逆の方向に設
定づべく位相変調を施して信号を送出するものであって
もよい。

また、上記復調側としては、信号を受信して２分した後
、一方を、復調後のＮＲＺ信号に基いて生成される同期
クロック信号に対応して、基準位相部の総和時間と等し
く設定された時間だけ遅延させて他方と位相比較し、さ
らに直流成分を除去するとともに波形整形を施した後、
上記同期クロック信号を所定時間だけ遅延させた信号を
クロック入力とするフリップフロップによりＮＲＺ信号
に変換するものであってもよい。

〈作用〉 以上の変復調方式であれば、ディジタルパルス信号の１
タイムスロット内の前部および／または後部に総和が所
定時間の基準位相部を形成するとともに、残余のタイム
スロットの前半に６いては、伝送信号のマーク状態に対
応させて位相を段階的に所定方向に変化させ、後半にお
いては上記位相変化と逆の変化で段階的に基準位相まで
復元させ、伝送信号のスペース状態に対応させて位相を
マーク状態の場合と逆の方向に変化させるべく位相変調
を施して信号を送出するので、送出された信号を受信し
た後、２分して一方を遅延させ、他方と位相比較するこ
とにより元のディジタル信号を得ることができる。

そして、上記残余のタイムスロットを複数に区画して、
前半の区画においては段階的に所定位相まで変化させ、
後半の区画においては上記位相変化と逆の変化で段階的
に基準位相まで復元させ、しかも、伝送信号のマーク状
態に対応させて前半の区画における位相変化を所定方向
に設定し、伝送信号のスペース状態に対応させて前半の
区画における位相変化をマーク状態の場合と逆の方向に
設定すべく位相変調を施して信号を送出するものである
場合にも、上記と同様に、受信信号を２分して一方を遅
延させ、他方と位相比較することにより、元のディジタ
ル信号を得ることができる。

また、上記復調側が、信号を受信して２分した後、一方
を、復調後のＮＲＺ信号に暴いて生成される同期クロッ
ク信号に対応して、基準位相部の総和時間と等しく設定
された時間だけ遅延させて他方と位相比較し、さらに直
流成分を除去するとともに波形整形を施した後、上記同
期クロック信号を所定時間だけ遅延させた信号をクロッ
ク入力とするフリップフロップによりＮＲＺ信号に変換
するものであれば、搬送波位相比較を行なうことにより
得られる信号の平均値が搬送波の周波数変動等の影響を
受けることなく一定値に保持され、直流成分を除去した
状態でＮＲＺ信号に変換することにより元のディジタル
信号を得ることができる。

即ち、本件特許出願人が昭和６１年７月１４日付にて特
許出願した変復調方式（２）においては、信号のマーク
、スペースに対応させて位相を段階的に変化させるとと
もに、基準位相部をテ゛イジタルパルス信号の１タイム
スロットＴの１／２、または１／４に設定することによ
り遅延検波を行なうことができるようにしているのであ
るが、搬送周波数の変動△Ωが大ぎくなった場合には、
位生比較器の基準動作点の変動量△Ω×Ｔ／２、または
△Ω×Ｔ／４がかなり大きくなり、遅延検波動作の安定
度を余り向上させることができず、したがって、上記変
動△Ωが安定度を阻害することのない所定量となるよう
に搬送周波数を選定する必要があった。しかし、上記本
件発明においては、基準位相部をＴ／２．Ｔ／４以外の
値に設定した場合であっても、受信信号と遅延信号との
差をとることにより得られる信号の幅に影響されること
なく、単に振幅のみにより遅延検波を行なうことができ
る。したがって、上記変動量〇が大きい場合には、基準
位相部を小さくすることにより基準動作点の変動を所定
範囲内に保持させるとともに、安定度を高く保持させた
ままで遅延検波動作を行なわせることができるのである
。

〈実施例〉 以下、実施例を示す添付図面によって詳細に説明する。

第１図はこの発明の変調方式を例示する図であり、同図
Ａ、Ｂは位相変化部の前後にそれぞれ時間ｔｌ、ｔ２ず
つの位相部分を形成している。但し、ｔｌ＋ｔ２−△Ｔ
（但し６丁はディジタル信号の１タイムスロットＴより
短い所定時間である）となるように上記時間ｔ１．ｔ２
を設定している。

そして、タイムスロットの残余の期間において、マーク
の場合には、同図Ａに示すように、上記期間の初期にお
いて所定位相θまで位相を変化させ、終期において位相
Ｏに変化させる。逆にスペースの場合には、同図８に示
すように、マークの場合と逆、即ち一θ、０と位相を変
化させる。

第１図Ｃ，Ｄは上記時間ｔ１．ｔ２をｔ１＝△Ｔ、ｔ２
　＝Ｏに設定した場合を示しており、残余の部分の位相
変化は上記第１図Ａ、Ｂの場合と同じである。

但し、第１図Ａ、Ｂの場合と、第１図Ｃ，Ｄの場合とで
は特性は変化しない。即ち、ｔ１＋ｔ２＝Δ丁の関係を
満足している限りは、後述する説明から明らかなように
、特性が変化しないのであるから、以下第１図Ｃ，Ｄの
場合について説明する。但し遅延時間ＴＲを６丁に設定
している。

第２図は上記被変調信号を遅延復調する動作を説明する
図であり、マーク・マーク・スペースの順に信号が供給
された場合を示している。

位相比較器の一方の端子には、第２図Ａに示すように、
マーク・マーク・スペースに対応する信号０（ｔ）が供
給され、他方の端子には、第２図Ｂに示すように、上記
信号θ＜１＞より所定時間△Ｔだけ遅れた信号θ（ｔ−
６丁）が供給される。

したがって、両信号の差 θ（１）−θ（ｔ−６丁）は、第２図Ｃに示すように、
マークに対応するタイムスロットの最初の６丁の期間で
一〇２次の６丁の期間でθとなり、逆にスペースに対応
するタイムスロットの最初の６丁の期間で０２次の６丁
の期間で−θとなる（但し、マークからスペース、或は
その逆に変化する場合には、上記タイムスロットの最初
の６丁の期間における値が逆になる）。そして、第２図
りに示す位相比較器の特性に基いて、第２図Ｅに示すよ
うに、マークに対応するタイムスロットの最初の６丁の
期間でＶｌ、最後の６丁の期間でｖ２の出力レベルとな
り、逆にスペースに対応するタイムスロットの最初の△
Ｔの期間でＶ２．ＪＰＡ後の６丁の期間で■１の出力レ
ベルとなる。即ち、マーク、スペース共に位相比較器の
出力レベルの平均値は（Ｖｌ　＋Ｖ２　）／２となる。

したがって、上記第２図Ｅの出力信号から直流成分を除
去しく第２図Ｆ参照）、１タイムスロットの当初におい
て、マークであれば零、または負から正、スペースであ
れば零、または正から負にそれぞれ変化することに基い
てＮＲＺ信号（第２図Ｈ参照）を生成することにより、
元のディジタルデータを得ることができる。

尚、搬送波の周波数変動に起因して位相比較の基準点、
即ち位相比較器出力の基準レベルが変動し、マークとス
ペースとの判定ができなくなってしまうという従来方式
の問題点については、以下に詳述するように完全に解消
されるのである。

即ち、位相比較器からの出力信号列の平均値は、信号列
の形（具体的には、マーク・マーク・マークと続くか、
マーク・スペース・マークと続くか等の具体的な信号配
列）に影響されることなく、一定値となるのであるから
、コンデンサ等により出力波形から直流成分を除去すれ
ば、上記基準点の変動に関係なく、零を中心として正負
に等振幅に振れる安定した波形（第２図Ｆ参照）を得る
ことができる。したがって、基準レベル変動には何ら影
響されることなく、確実にマーク、スペースの判定を行
なうことができる。

第３図は復調回路の一実施例を示す電気回路図であり、
入力信号Ｖｉｎをシュミットトリガ回路（１）に供給し
、シュミットトリガ回路（１）からの出力信号を２分し
ている。そして、復調後のＮＲＺ信号を入力とする同期
クロック再生回路（３）から出力される同期クロック信
号により制御されるシフトレジスタ（以下ＳＲと略称す
る）制御パルス発生回路（４）のパルス信号を受けて遅
延時間が設定されるＳＲ遅延回路（２）に上記一方の出
力信号を供給している。

上記ＳＲＭ延回路（２）からの出力信号、および上記他
方の出力信号を、それぞれＤフリップフロップ［５）　
＋６１のクロック入力端子に供給し、しかも、上記Ｄフ
リップフロップ（６）の◇出力信号を両Ｄフリップフロ
ップ（５）のＤ入力端子に供給している。そして、両フ
リップフロップ（５１（６）のＱ出力信号をＸＮＯＲゲ
ート（刀に供給することにより位相比較結果を得る。

その後、ローパスフィルタ（９）、およびシュミットト
リガ回路（ト））を通してコンデンサ（１１）により直
流成分を除去して第２図Ｆに示す＠号を得、上記同期ク
ロック再生回路（３）から出力される同期クロック信号
を遅延回路（１２）により所定時間だけ遅延させた信号
（第２図Ｇ参照）がクロック入力端子に供給されるＤ−
フリップフロップ（１３）のＤ入力端子に上記第２図Ｆ
に示す信号を供給することにより、第２図Ｈに示すＮＲ
Ｚ信号を得ることができる。

以上の説明から明らかなように上記の実施例は、従来の
遅延検波回路にコンデンサ（１１）、Ｄ−フリップフロ
ップ（１３）、および遅延回路（１２）を追加しただけ
の簡単な構成で、搬送周波数等の変動による影響を受け
ることなく、信号の復調を正確に行なうことができると
いう利点を有するのである。

また、遅延時間Δ丁を微小値に設定することができるの
で（即ち、上記第２図Ｆに示す信号が１″１″レベル、
或は′０”レベルである期間が存在すれば、譬えその期
間が短くても確実にそのレベルを検出することができる
ので）、位相比較器の基準動作点の変動をΔΩ△丁（但
し、八〇は搬送波各局波数の変動値である）に減少させ
ることができる。したがって、安定性を一層向上させる
ことができる。即ち、上述したように、従来方式におい
ては基準点変動が±２３．４４πであっても、例えば△
Ｔを１　／　（３２Ｘ　２００　）　ｎ５ｅｃに設定す
ることにより、基準点変動を±０．２３４４πにまで減
少させることができ、遅延検波方式において充分に許容
できる値になる。そして、Δ丁を上記のように著しく小
さくした場合には、位相検出部の出力の変化範囲が非常
に小さくなってしまうのであるが、上記の実施例におい
ては位相を段階状に変化させているので、変化量そのも
のは変化せず、変化状態の検出には何ら不都合はない。

また、△Ｔを上記のように定めた場合には、信号系で取
扱う周波数は最大６．４ＭＨ２となるが、最近のディジ
タル技術において充分に取扱える周波数範囲内であり、
何ら不都合は発生しない。

さらに、位相変化部の前部および／または後部に基準位
相部を形成しているので、復調時に各タイムスロットの
信号間の干渉を防止することができる。

第４図は他の実施例を説明する図であり、上記実施例と
異なる点は、同図Ａに示すように、マークに対応する位
相変化部が、Ｏ２０，２θ、θ。

Ｏと変化するようにし、逆にスペースに対応する位相変
化部が、０．−θ、−２０．−θ、Ｏと変化するように
した点のみである。

したがって、第４図Ａに示す信号をθ（１）とすれば、
信号θ（を−△Ｔ〉は第４図Ｂに示す波形となり、両信
号の差 θ（１）−θ（ｔ−△Ｔ）は、第４図Ｃに示すように、
マークに対応するタイムスロットの最初の△Ｔの期間で
−６９次のΔ丁の期間でθ、その後所定時間をおいてθ
、さらに所定時間をおいて一〇となり、逆にスペースに
対応するタイムスロットの最初の△Ｔの期間で０９次の
Δ丁の期間で一θ、その後所定時間をおいて−θ、さら
に所定時間をおいてθとなる（但し、マークからスペー
ス、或はその逆に変化する場合には、上記タイムスロッ
トの最初のΔ丁の期間における値が逆になる）。

そして、第４図Ｃの位相差を第４図りに示す特性を有す
る位相比較器に供給することにより、第４図Ｆに示す出
力波形を得ることができる。即ち、上記第３図の復調回
路においてＳＲ遅延回路（２１による遅延時間を△Ｔと
することにより、元のディジタルデータに対応するＮＲ
Ｚ信号を得ることができるのである。

尚、上記実施例においては、時間△Ｔを小さくすれば、
位相基準点の搬送周波数変動に起因する偏移ΔΩΔＴが
小さくなる一方、位相比較器からの出力信号の時間的幅
が小さくなるのであるが、出力信号の変化量そのものは
変化しないのであるから、復調ｆｊ度を高く維持するこ
とが可能である。

即ち、何れの実施例においても、Δ丁を任意に設定する
ことが可能になるのであるから、搬送数に大きな周波数
変動がある場合でも、確実な遅延検波を行なうことがで
き、システム全体として設計の許容度を大きくし、経済
性を向上させることができることになる。

〈発明の効果〉 以上のようにこの発明は、ディジタルパルス信号の１タ
イムスロット内の全部および／または後部に総和が所定
時間の基準位相部を有し、残余のタイムスロットの少な
くとも前半においては、伝送信号のマーク状態に対応さ
せて位相を段階的に所定方向に変化させ、伝送信号のス
ペース状態に対応させて位相をマーク状態の場合と逆の
方向に変化させるべく位相変調を施して信号を送出する
ので、搬送波周波数の変動の影響を受けることなく、上
記基準位相部の時間と等しい時間だけ信号を遅延させる
遅延検波方式により簡単に精度よく元のディジタル信号
を青ることができるという特有の効果を秦する。

【図面の簡単な説明】

第１図は変調方式の一実施例を説明する図、第２図は復
調方式の一実施例を説明する図、第３図は復調回路の一
実施例を示す電気回路図、第４図は復調方式の他の実施
例を説明する図、第５図は従来の遅延検波装置を説明す
る図、第６図は第５図の遅延検波装置の動作を説明する
図、 第７図、および第８図は従来の変調方式を説明する図。 特許出願人　　住友電気工業株式会社 第１図 （Ａ）　　　　　　　　　（Ｂ）　　　　　　　　（Ｃ
１＋Ｄ）第２図−１ ＋０１　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
（Ｅ）に）　− 偽　　０　　も　　　　　　　　　　　　　　　　　偽
　　Ｏｔ　　　　　　〜　　　Ｏを第２図−２ 第４図 （Ｄ）　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
ｆＥｌＯに−θ　に　に÷１１　２ｙｃ ＋Ａ）　　　　第５図 ３８ゝ　　１ ０Ｋ＋　　　　　　３ 位相差Δθ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ディジタルパルス信号の１タイムスロ ット内の前部および／または後部に総和 が所定時間の基準位相部を形成し、残余 のタイムスロットの前半においては、伝 送信号のマーク状態に対応させて位相を 段階的に所定方向に変化させ、後半にお いては上記位相変化と逆の変化で段階的 に基準位相まで復元させ、伝送信号のス ペース状態に対応させて位相をマーク状 態の場合と逆の方向に変化させるべく位 相変調を施して信号を送出し、送出され た信号を受信した後、２分して一方を遅 延させ、他方と位相比較することにより 元のディジタル信号を得ることを特徴と する変復調方式。 ２、上記残余のタイムスロットを複数に区 画して、前半の区画においては段階的に 所定位相まで変化させ、後半の区画にお いては上記位相変化と逆の変化で段階的 に基準位相まで復元させ、しかも、伝送 信号のマーク状態に対応させて前半の区 画における位相変化を所定方向に設定し、 伝送信号のスペース状態に対応させて前 半の区画における位相変化をマーク状態 の場合と逆の方向に設定すべく位相変調 を施して信号を送出する上記特許請求の 範囲第１項記載の変復調方式。 ３、復調側が、信号を受信して２分した後、一方を、復
   調後のＮＲＺ信号に基いて生 成される同期クロック信号に対応して、 基準位相部の、総和時間と等しく設定され た時間だけ遅延させて他方と位相比較し、 さらに直流成分を除去するとともに波形 整形を施した後、上記同期クロック信号 を所定時間だけ遅延させた信号をクロッ ク入力とするフリップフロップにより ＮＲＺ信号に変換するものである上記特 許請求の範囲第１項記載の変復調方式。