JP4938016B2 - データを伝送するように適応された方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、データ伝送の分野に関する。

ある形態において、本発明はアンプと、データに基づいて変調された信号の伝送に関する。

別の形態において、本発明はアンプと負荷との間に接続されたフィルターまたはマッチング回路もしくはその両方、およびそれらが変調信号を伝える性能に関する。

別の形態において、本発明は無線伝送器およびデータに基づいて変調された無線信号の伝送に関する。

別の形態において、本発明は伝送器のパワーアンプとアンテナとの間に用いられるフィルターまたはマッチング回路もしくはその両方、およびそれらが変調信号を伝える性能に関する。

別の形態において、本発明は無線認証（ＲＦＩＤ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）分野およびタグからインテロゲータへのデータ伝送に関する。

別の形態において、本発明は単一のアンテナを介してデータを伝送することに適する。

以下説明を簡単にするため、本発明をＲＦＩＤタグとインテロゲータとの間のデータ伝送に関連付けて説明する。しかしながら、本発明はその用途のみに限定されないことは理解されるべきである。

本明細書全体を通して、本発明者の気付きまたは本発明者による先行技術中の問題の認識またはその両方に基づいて議論がなされている。

変調された正弦波を周波数選択回路に通す多くのアプリケーションがある。伝送器はその一例であり、そこではデータに基づいて変調された搬送波が、フィルター及びマッチング回路に通され、その後アンテナによって伝送される。これらのフィルターおよびマッチング回路は通常、伝送器の効率を高めるために狭帯域でありＱ値は高い。しかしながら、高いＱ値をもつ回路は、データレートが回路の帯域幅よりも高くなると、データに基づいて変調された正弦波を通すことができない。

これまでは誘導電磁場の変調によってＲＦＩＤタグへデータを伝送してきたと本発明者は認識した。一般的にはパルス位置変調（ＰＰＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｐｏｓｉｔｉｏｎ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられている。ここではインテロゲーションフィールド（誘導電磁場）を１００％の深さで振幅変調する。短いパルス状期間の間、インテロゲーションフィールドが止められ、このインテロゲーションフィールドのオンオフがタグの処理回路によって検出される。

電力を伝送しつつ高いデータレートを得るためには、このパルスは短くなければならず、またそのデューティ比は低くなければならないと本発明者は認識した。典型的には約１０％のデューティ比が用いられる。ここでは、パルスは９μｓの長さであるのに対しパルス間の平均時間は約７５μｓである。

上述のような短いパルスの帯域幅は、元となるデータの帯域幅よりもさらに広い。このように広帯域となることが不可避であるＰＰＭ質問信号を通過させるためには、インテロゲータおよびタグアンテナの両方が、元となるデータの帯域幅よりも非常に広い帯域幅を持たなければならない。その結果、インテロゲータおよびタグのアンテナはデータを伝送し受信する上で比較的低いＱ値を持たねばならない。しかしながら、低いＱ値を持つアンテナは比較的非効率的である。また、そのアンテナは、もしＰＰＭ方式でなければこの技術の商用アプリケーションにおいて要求されるであろうような効率よりも低い効率で動作する。

加えてＰＰＭは比較的高レベルの変調積側波帯を生成すると本発明者はさらに認識した。受動タグに関しては、アンテナの効率の悪さを補償するためにより強力な誘導電磁場が必要となる。電波規制についても注意しなければならない。特にこの規制は伝送可能な変調積を含む側波帯伝送に対して制限を加える。このことは、使用可能な誘導電磁場の強さの最大値を制限する。側波帯のレベルを下げるために、変調の深さを減らすことができる。変調の深さとして１０％から３０％の間が提案されている。そのようなシステムの一例として、国際的に認知されたＲＦＩＤ規格であるＩＳＯ１４４４３がある。

この小さな変調の深さに関して、タグのアンテナに接続されたタグ電圧レギュレータ回路は振幅圧縮効果を用いてタグによって検出された信号の振幅を減少させる。インテロゲーションフィールドが強ければ強いほど振幅圧縮の程度も大きい。しかしながら、ＰＰＭ信号を振幅圧縮すると、ＰＰＭを用いるシステムの動作範囲をより狭める結果となる。

文書またはデバイスまたは行為または知識に関する本明細書中のいかなる議論も、本発明の内容を説明するために与えられる。したがってその内のいずれについても、それがオーストラリアまたは他の地域において、本明細書において開示された事項および請求項の優先日以前に、先行技術または関連技術分野における技術常識の一部を形成することを認めると解釈されるべきではない。

本発明の目的は、改良されたデータ伝送方法およびその装置の提供にある。

本発明の目的はさらに、先行技術に含まれる少なくともひとつの問題を軽減することにある。

（発明のまとめ（Ｓｕｍｍａｒｙ ｏｆ Ｉｎｖｅｎｔｉｏｎ））
本発明はデータ伝送の分野に関し、特に位相変調された信号によってデータが伝送されることに関する。本発明は例えば、位相変調された信号を周波数選択回路に通す場合に好適に用いることができる。このような回路は通常本質的に狭帯域であり、その回路の帯域幅よりも大きなデータレートで変調された信号を通すことができない。本発明によると、周波数選択回路の帯域幅が位相変調された信号のデータレートよりも小さな場合でも、その位相変調された信号がその周波数選択回路を通過することを可能とする。

その好適な形態において、本発明はアンプおよびデータ変調された信号の伝送に関する。

別の好適な形態において、本発明はアンプと負荷との間に接続されたフィルターまたはマッチング回路もしくはその両方、およびそれらが変調信号を伝える性能に関する。

別の好適な形態において、本発明は無線伝送器およびデータ変調された無線信号の伝送に関する。

さらに別の形態において、本発明は伝送器のパワーアンプとアンテナとの間に用いられるフィルターまたはマッチング回路もしくはその両方、およびそれらが変調信号を伝える性能に関する。

本発明は、国際特許出願ＰＣＴ／ＡＵ９８／０１０７７に基づく同時係属中の出願に開示されたデータ伝送方法およびその装置の改良に関する。国際特許出願ＰＣＴ／ＡＵ９８／０１０７７は、参照により本明細書に援用される。

本発明のある態様として、位相変調された信号の瞬間周波数と実質的に合うように周波数選択回路の中心周波数を所定の時間の間調整することによって、本発明はその周波数選択回路のその位相変調された信号に対する応答を改善する。

その所定の時間は１ビット周期の半分より少ないことが好ましい。ある実施の形態においては、その所定の時間は１ビット周期の１０分の１である。

本発明のある態様として、本発明は位相変調された信号を伝送するように適応されたデバイスを提供する。そのデバイスは、同調回路と接続された可変チューニング回路を備える。その可変チューニング回路は、位相変調された信号の瞬間周波数と実質的に整合するように同調回路のチューニングを調整する。

その調整は、位相変調された信号の位相シフトと実質的に類似する同調回路の位相シフトを生じさせることが好ましい。

同調回路の同調周波数は、位相変調された信号の瞬間周波数の一または複数の変化と実質的に合わせるように変更されることが好ましい。

本発明の別の態様として、本発明は位相変調された信号を伝送するように適応されたデバイスを提供する。そのデバイスは、同調回路に接続された可変インピーダンス回路を備える。その可変インピーダンス回路は、同調回路の同調周波数を位相変調された信号の瞬間周波数に実質的に合わせるように同調回路のリアクタンスと協働する。

本発明のさらに別の態様として、本発明は位相ジッタ変調（Ｐｈａｓｅ Ｊｉｔｔｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を伝送するように適応されたデバイスを提供する。そのデバイスは、共振周波数Ｆ_０で動作するように適応された同調回路と、欧州特許第０６０８９６６号またはカナダ国特許第１３４０４８９号もしくはその両方において開示された可変リアクタンス素子を備える。その可変リアクタンス素子は、同調回路のチューニングをＰＪＭ信号の瞬間周波数と実質的に整合させるように調整することに適する。

本発明のある態様として、本発明は位相ジッタ変調を伝送するように適応されたデバイスを提供する。そのデバイスは、共振周波数Ｆ_０で動作するように適応された同調回路と、欧州特許第０６０８９６６号またはカナダ国特許第１３４０４８９号もしくはその両方において開示された可変リアクタンス素子を備える。その可変リアクタンス素子は、同調回路のインピーダンスがＰＪＭ信号の瞬間周波数と実質的に整合するように同調回路のリアクタンスと協働することに適する。

本発明のある態様として、本発明は位相ジッタ変調を伝送するように適応されたデバイスを提供する。そのデバイスは、共振周波数Ｆ_０で動作するように適応された同調回路と、同調回路の第１の素子に対応して設けられ、同調回路を共振周波数Ｆ_０−ΔＦ_０で動作せしめるように適応された第１のスイッチと、同調回路の第２の素子に対応して設けられ、同調回路を共振周波数Ｆ_０＋ΔＦ_０で動作せしめるように適応された第２のスイッチと、を備える。

その第１の素子は容量性または誘導性もしくはその両方の素子であることが好ましい。

その第２の素子は容量性または誘導性もしくはその両方の素子であることが好ましい。

本発明の別の態様として、本発明は位相ジッタ変調された信号をデータ伝送のために生成する方法も提供する。その方法は、共振周波数Ｆ_０をもつ同調回路を提供することと、第１の素子に対応して設けられた第１のスイッチを、同調回路と共に提供することと、第２の素子に対応して設けられた第２のスイッチを、同調回路と共に提供することと、動作中は、同調回路がＦ_０−ΔＦ_０とＦ_０＋ΔＦ_０との間の共振周波数で動作できるように第１のスイッチまたは第２のスイッチもしくはその両方を開閉することと、を含む。

本発明のある態様として、本発明はさらにＰＪＭ信号の伝送が可能となるように同調回路を設定する方法を提供する。その方法は、動作中に、伝送されるべきデータ信号に対応するように同調回路の共振周波数をシフトさせることを含む。

本発明のある態様として、本発明はさらにＰＪＭ信号の伝送が可能となるように同調回路を設定する方法を提供する。その方法は、動作中に、伝送されるべきデータ信号に対応するように同調回路に接続されたマッチング回路のインピーダンスをシフトさせることを含む。

本発明はさらに位相ジッタ変調を改善する方法を提供する。位相ジッタ変調とは、ＲＦＩＤに最適な非常に小さな変位での位相変調方法である。ＰＪＭの有利な点としては、誘導電磁場の振幅が一定であること、およびＰＪＭの帯域幅は元となるデータの帯域幅よりも広くならないことがある。ＰＪＭに関しては国際特許出願ＰＣＴ／ＡＵ９８／０１０７７において全て説明されている（本明細書中では国際特許出願ＰＣＴ／ＡＵ９８／０１０７７は、参照により本明細書に援用される）。ＰＪＭがもたらす恩恵を全て受けるためには、伝送されるＰＪＭ信号は比較的早い位相遷移レートを持つ必要がある。早い位相遷移は、狭帯域でありＱ値の高いアンテナ回路を通過することができない。そのような早い位相遷移を通過させるためには、広帯域のアンテナ応答が要求される。

他の態様および好適な態様が本明細書に開示されまたは請求項で規定される。それらは本発明の開示の一部を形成する。

本質的に本発明においては、比較的高いデータレートで位相変調された信号が比較的狭帯域でＱ値の高い回路を通過するために、その位相変調された信号の瞬間周波数と実質的に等しくなるように回路の中心（共振）周波数が調整（シフト）される。いいかえれば、位相遷移が生じている期間中、比較的短い期間チューニングが「動かされる」。これによって、トランスポンダや他の離れたデバイスへ伝送するために、インテロゲータのアンテナへ比較的早いＰＪＭ位相遷移を送り込むことができる。

本発明は、周波数選択回路、マッチング回路、フィルターもしくはアンテナがその出力に接続されている種々の態様のアンプに好適に用いられうる。

本発明は、周波数選択回路、マッチング回路、フィルターもしくはアンテナがその出力に接続されている種々の態様の伝送器に好適に用いられうる。

本発明は、種々の態様のタグまたはインテロゲータもしくはその両方に好適に用いることができるが、それらに限定されない。したがって、本発明によって伝送されるデータの性質は本発明にとって本質的ではない。またタグが能動タグであるか受動タグであるか、およびインテロゲータが能動的であるか受動的であるかは本発明にとって本質的ではない。タグはトランスポンダであってもよい。タグはＲＦＩＤタグであってもよい。

本発明は数多くの利点を有することが分かっている。例えば：
・位相変調された信号において早い位相遷移を可能とすること
・高いボーレートまたは高いデータレートを有する位相変調された信号が狭帯域回路を通過することができること
・高いボーレートまたは高いデータレートを有する位相変調された信号を伝送するために、高いＱ値と狭い帯域幅をもち高効率のアンテナを使用することができること。
・高いボーレートまたは高いデータレートのＰＪＭが、高いＱ値をもつ狭帯域アンテナから伝送されうること
である。

ボーレートとは一秒あたりの変調の「シンボル（ｓｙｍｂｏｌｓ）」の数を意味し、一方では、ビットレートとは一秒あたりのビットの数であることは当業者には理解されるところである。ひとつの変調のシンボル（ボー：ｂａｕｄ）は複数のビットを現してもよく、したがってビットレートはボーレートよりも高くてもよい。

本発明のさらなる応用範囲が以下の詳細な説明によって明らかになる。しかしながら本発明の範囲を逸脱しない範囲における種々の変形例が可能であることは以下の詳細な説明の内容から当業者にとっては明らかであるので、その詳細な説明および具体例は、本発明の好適な実施の形態を示してはいるが、単に例示として示されているに過ぎないことは理解されるところである。

本願のさらなる開示、対象、利点および態様は、以下の好適な実施の形態の説明を参照することで当業者に良く理解されるであろう。その実施の形態は添付の図と関連して説明される。ここでその添付の図は単に例示として示されているに過ぎず、したがって本発明を限定するものではない。

（詳細な説明）
図１は、先行技術に係るタグの励起方法における回路配置を模式的に示す回路図である。信号源Ｓ_０は電流Ｉを流すことで同調コイル（Ｌ、Ｃ）に信号を与える。その結果、その同調コイルはタグへ伝送されるべき誘導電磁場Ｈを誘起することとなる。その誘導電磁場は電力またはデータもしくはその両方を含んでもよい。

図２は、図１に示された先行技術に係る回路の帯域幅を示す図である。図１の回路は共振周波数Ｆ_０および３ｄＢ帯域幅ＢＷ（−ＢＷ／２から＋ＢＷ／２）を持つ。典型的な先行技術のアプリケーションでは、帯域幅はおよそ１９０ｋＨｚ（±８０ｋＨｚ）である。以下の式１を用いると、それはＱ値が約７０のアンテナに対応することが分かる。
Ｑ＝Ｆ_０／Ｂａｎｄｗｉｄｔｈ （式１）

リモートタグに電力を与えるためにアンテナが用いられた場合、比較的高いＱ値を有するアンテナがより効率的であると本発明においても認識されている。しかしながら、図１および図２において示されているように、比較的高いＱ値は同時に比較的狭い帯域幅を与える。

本発明者は、高いデータレートを持つ位相変調信号の伝送、中でも特にＰＪＭ信号の伝送（ＰＣＴ／ＡＵ９８／０１０７７参照）を可能とする回路配置と仕組みが必要であると認識した。ある実施の形態においては、ＰＪＭ伝送は伝送速度が高い場合に有効であるとされている。そのような高い伝送速度をもつＰＪＭ伝送にはより広い帯域幅が必要であり、したがって高いＱ値と狭い帯域幅を持つ効率的なアンテナにはＰＪＭ伝送は適していない。

ＰＪＭのある実施の形態では、キャリア周波数の１０％までのボーレートであれば有効に動作し、最もよく動作するのはのはキャリア周波数の±２．５％の範囲内であることが見いだされた。例えば国際規格ＩＳＯ１８０００−３Ｍｏｄｅ２ではバイナリＰＪＭは４２４ｋｂｉｔ／ｓｅｃのレートを有することが要求される。これは、１３．５６ＭＨｚのキャリア周波数に対して少なくとも４２４ｋＨｚ（−２１２ｋＨｚから＋２１２ｋＨｚ）の帯域幅を要求する。これは図３に示されている。上記式１によると、この周波数（Ｆ_０＝１３．５６ＭＨｚ）と４２４ｋＨｚの帯域幅ではＱ値は約１７となる。

ＰＪＭ伝送を使用する場合、データ信号は位相の変調として表現される。この位相変調は、例えばタグなどへ伝送される誘導電磁場中の比較的小さな位相ジッタとして現れる。図４は、ＰＪＭ伝送の概念図である。誘導信号４０は符号４１で示される周波数Ｆ_０をもつ。変調データによって生じたジッタは、符号４３（Ｆ_０−ΔＦ_０）で示された側波帯周波数と符号４２（Ｆ_０＋ΔＦ_０）で示された別の側波帯周波数との間の側波帯周波数のシフトとして表現される。（Ｆ_０−ΔＦ_０）および（Ｆ_０＋ΔＦ_０）の値は波形の周期から求められる。

時間変化する正弦波は瞬間位相角：
Θ_ｃ（ｔ）＝２πｆ_ｃｔ＋Φ（ｔ） （式２）
を持つことがよく知られている。ここでｆ_ｃはキャリア周波数であり、Φ（ｔ）は位相変調関数である。位相角位置の時間微分をとったものが角周波数である。したがって瞬間的な周波数のずれは：
ｆ（ｔ）＝（１／２π）（ｄΦ（ｔ）／ｄｔ） （式３）
によって定義できる。ここでこのずれはｆ_ｃからの周波数のずれと解釈される。

図５ａは、２Θ分の位相変化を伴う位相変調において、１ボーまたは１ビットに対応する期間の位相のずれを示す図である。典型的なＰＪＭ信号においては、Θは約１°である。どのようなシステムにおいても周波数の上限を定める回路は存在し、そのような回路は同時に位相変調における位相変化のレートの上限をも規定する。そのため、図５ａに示されるように、位相が−Θ°から＋Θ°へ変化するための時間である位相遷移時間ΔＴが存在する。上記式３によれば、図５ａに示される位相遷移がどのようにして図５ｂに示されるキャリアの周波数のずれに変換されるかが理解される。図５ａ中の５１として示されている一定の割合での位相の増加が、図５ｂに示される瞬間的なキャリア周波数ｆ_ｃのΔｆ_ｃ分の増加として現れる。ここでΘの単位をラジアンとして、
Δｆ_ｃ＝（１／π）（Θ／ΔＴ） （式４）
である。

もしくはΘの単位を度として
Δｆ_ｃ＝（１／１８０）（Θ／ΔＴ） （式５）
である。

そして一定の割合での位相の減少５３は、図５ｂに示される瞬間的なキャリア周波数ｆ_ｃのΔｆ_ｃ分の減少として現れる。典型的な値であるΘ＝１°およびΔＴ＝４００ｎｓのとき、Δｆ_ｃは１３．９ｋＨｚである。

図６は、本発明のある実施の形態を示す図である。この実施の形態は、タグ（不図示）への信号の伝送に適した同調コイルの形をとる。同調コイル６０は、容量性素子および誘導性素子を含む。誘導性素子は例えばコイル６１である。容量性素子としては少なくとも、プライマリキャパシタ６２と、第１のスイッチ付キャパシタＡと、第２のスイッチ付キャパシタＢとがある。

動作中は図７に示される通り、スイッチ付キャパシタはそれぞれ独立に、例えばスイッチを開くことで「回路上に配置され」、または例えばスイッチを閉じる、つまりキャパシタを短絡することで「回路上から取り除かれる」。スイッチ付キャパシタＡまたはＢもしくはその両方が回路上に配置され、または回路上から取り除かれることに伴って、同調回路の共振周波数が変化する。例えば、共振周波数は、
Ｆ_０−ΔＦ_０ −スイッチＡが閉、スイッチＢが閉、
Ｆ_０ −スイッチＡが閉、スイッチＢが開、および
Ｆ_０＋ΔＦ_０ −スイッチＡが開、スイッチＢが開
である。
図７（ｂ）は、図６の回路における実際の波形を示す図である。
図７（ｃ）は、先行技術および図６の回路における実際の波形を示す図である。

図に見られるとおり、これらの周波数の変化はＰＪＭデータによって生成され、またＰＪＭデータとして受信される。動作中、ＰＪＭ変調されたキャリア信号が図６に示される回路に入力され、同調回路の瞬間周波数がＰＪＭ信号の瞬間周波数をトラックするようにスイッチＡおよびＢが開閉される。

図８は、本発明の別の実施の形態を示す図である。信号源８１は同調回路８２の形でＰＪＭ変調されたキャリア信号を伝送器へ入力する。同調回路は、プライマリキャパシタ８３と、誘導子８４と、を有し、さらにスイッチ付キャパシタ８５および８６を有する。スイッチ付キャパシタ８５および８６にはデータ信号ＢおよびＡがそれぞれ入力される。動作中は、図８の回路は同調回路の構成要素である８３、８４、スイッチ付キャパシタ８５および８６によって定まる共振周波数Ｆ_０をもつ。タグが受動タグである場合は、信号Ｆ_０は電力を供給する信号をそのタグへ与えてもよい。データ信号がスイッチ付キャパシタ８５および８６へ入力されてもよい。これにより同調回路の共振周波数を、ＰＪＭ変調されたキャリア信号の瞬間周波数に実質的に追従するようにシフトさせることができる。これはスイッチＡおよびＢに入力されるデータを用いて図７で説明した方法により実現される。キャパシタ８５および８６は、インダクタによって、またはインダクタおよびキャパシタの組み合わせによって代替されてもよい。このキャパシタ８５および８６は一般的なリアクタンス素子を代表するものである。ここでそのリアクタンス素子のリアクタンスは、ＰＪＭ信号に合わせて共振周波数をシフトさせるためにスイッチによって切り替えられる。

図９は、本発明の別の実施の形態を示す図である。この実施の形態では、トランスを用いることで、スイッチ付キャパシタ（またはインダクタ、またはインダクタおよびキャパシタの組み合わせ）を共振アンテナまたは負荷から切り離し、直接的には接続しない。
トランスＹおよびＺのリークインダクタンスを打ち消すためにキャパシタＸが設けられる。出力用共振アンテナが平衡アンテナである場合、または出力用共振アンテナがスイッチＡまたはＢから直流的に絶縁されていなければならない場合に、図９に示された回路は特に有効である。

図１０ａ、１０ｂ、１０ｃおよび１０ｄは、他の実施の形態を示す図である。これらの実施の形態では、スイッチＡおよびＢがそれぞれトランスを介して絶縁されている。図１０ａ、１０ｃおよび１０ｄに示されるように、これらのトランスは不平衡回路として接続されうる。さらに図１０ｂに示されるように、平衡回路として接続されうる。

図１１は、他の実施の形態を示す図である。この実施の形態では、スイッチ付インピーダンス素子はひとつのインピーダンス素子をまたぐ可変デューティ比スイッチによって実現されている。図１１ではキャパシタが示されているが、これはインダクタでもよく、またインダクタおよびキャパシタの組み合わせであってもよい。このタイプの回路の詳細は、欧州特許第０６０８９６６号またはカナダ国特許第１３４０４８９号もしくはその両方に開示されている。

各図においてはキャパシタがスイッチされている。しかしながら同調回路の共振周波数を移動させるためには、そのキャパシタに代えて誘導性素子、容量性素子または他の任意のリアクタンス素子がスイッチされてもよい。

図６、８、９、１０および１１に示された回路を、アンテナまたは負荷へ送られるＰＪＭキャリアの瞬間周波数にそれらの回路が実質的に正しく整合するようアンテナ回路または負荷回路のインピーダンスを合わせるために用いることができる。例えば、上記の実施の形態において示された同調回路を、伝送線路のような周波数選択負荷または整流器負荷によって置き換えてもよい。

多値信号の伝達においても本発明が用いられ得ることが理解されるであろう。多値位相変調において用いられ得るように上述の実施の形態を拡張することができる。Δｆ_ｃ、ΘおよびΔＴは相互に関連が有り、多値信号によってもたらされるΘの変化はΔｆ_ｃまたはΔＴの変化におとしこむことができることが式４または５によって示される。

多値信号に伴って現れる異なる値のΘに対応する異なる値のΔｆ_ｃを持つように図６、８、９、１０および１１に示される回路を拡張することができる。図６、８、９および１０に示される回路には、スイッチ付リアクタンス素子を追加することができる。追加された変調レベルによって生じる異なる周波数シフトを実現するように、そのスイッチ付リアクタンス素子はいくつかまとめてスイッチされ得る。図１１に示される回路は、可変デューティ比をより大きく変化させることができる。これらは図１２ａおよび１２ｂに示される。

あるいはまた、異なる値のΘに対応する異なる値のΔＴを持つように図６、８、９、１０および１１に示される回路を拡張することができる。図６、８、９および１０に示される回路は、追加された変調レベルによって生じる異なる位相シフトを実現するように、より長いΔＴの間オンまたはオフ状態となるスイッチ付リアクタンス素子を有し得る。図１１に示される回路において、追加された変調レベルによって生じる異なる位相シフトを実現するより長いΔＴにも対応するように可変デューティ比を変えることができる。これらは図１３ａおよび１３ｂに示される。

本発明は実施の形態を用いて説明されてきたが、そのような実施の形態に対するさらなる変形が可能であることは理解されるところである。本願は、主に本発明の原理にしたがう様々な使用例や改変を包含するように意図されている。そのような使用例や改変には、例えば本発明の属する技術分野においては既知または慣用である逸脱、および上述の主要な特徴を応用するものであると認められる逸脱などの本開示からの逸脱も含まれる。

本発明には、本発明の主要な特徴の本質から逸脱しない範囲内で複数の形での実施の形態が可能である。つまりこれまで説明した実施の形態は、限定すると特記された場合を除き、本発明を限定せず、むしろ添付の請求項で定義された発明の本質および趣旨を逸脱しない範囲で広く解釈されるべきである。本発明および添付の請求項の本質および趣旨の範囲に様々な変形例や等価な構成が含まれることが意図されている。したがって実施の形態は、本発明の原理を実施する多くの方法を説明していると理解されるべきである。以下の請求項においては、ミーンズプラスファンクション節は、定義された機能をもつ構成および構成的な等価物、そして等価な構成をも含むよう意図されている。例えば釘は円柱状の表面を有し木材を互いに固定するが、ねじは螺旋状の表面を有し木材を互いに固定する。この点で釘とねじは構成的な等価物ではないかもしれない。しかしながら木材を固定する観点からは、釘もねじも等価な構成である。

「備える（Ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ／Ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という言葉は、本明細書中で使用された場合、指定された特徴、実体、ステップまたは部品が存在することを規定するとともに、一またはそれ以上の他の特徴、実体、ステップ、部品またはそれらのグループが存在することおよび付加されることを除外しない。したがって、文脈が明らかにそうでないことを要求する場合を除き、ここでの説明および請求項を通して、「備える（ｃｏｍｐｒｉｓｅ）」、「備えている（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」およびそれらの類似語はインクルーシブ（ｉｎｃｌｕｓｉｖｅ）であると解釈されるべきである。このインクルーシブ（ｉｎｃｌｕｓｉｖｅ）とは、例えば「含むがそれに限られない」という意味であり、排他的な意味または言い尽くしたという意味とは反対の意味を持つ。

先行技術に係る回路図である。 図１の回路のもつ帯域幅の概念図である。 本発明のある態様に基づく回路における信号の帯域幅の概念図である。 ＰＪＭ伝送の概念図である。 図５ａおよび図５ｂはＰＪＭ伝送における位相と周波数の関係を示す図である。 本発明のある実施の形態を示す図である。 図６の回路の動作の例を示す図である。 図６の回路における実際の波形を示す図である。 先行技術および図６の回路における実際の波形を示す図である。 スイッチが共用基準電圧を共有する本発明の別の実施の形態を示す回路図である。 スイッチがアンテナまたは負荷から直流的には絶縁されている本発明のさらに別の実施の形態を示す回路図である。 図１０ａ、１０ｂ、１０ｃおよび１０ｄは、スイッチが一または複数のトランスを介して絶縁されている本発明のさらに別の実施の形態を示す回路図である。 スイッチ動作がデューティ比に対応する本発明のさらに別の実施の形態を示す回路図である。 多値位相信号伝達に適した本発明のある実施の形態を示す図である。 図１２ａにおける波形を示す図である。 図１３ａは、多値位相信号伝達に適した本発明のさらに別の実施の形態を示す図である。図１３ｂは、図１３ａにおける波形を示す図である。

Claims (26)

1. 位相ジッタ変調された信号を伝送するために伝送器を設定する方法であって、
   前記位相ジッタ変調された信号の瞬間周波数と所定の範囲内で実質的に等しくなるように、前記伝送器の中心周波数を調整するステップを含み、
   前記位相ジッタ変調された信号は、伝送されるべきデータ信号に基づいて位相ジッタ変調された信号であり、
   前記伝送器の中心周波数の調整は実質的に、前記データ信号のレベルの遷移によって前記位相ジッタ変調された信号の位相が変化する間に生じることを特徴とする方法。
2. 前記伝送器の中心周波数の調整は実質的に、前記位相ジッタ変調された信号の周波数が変化する間に生じることを特徴とする請求項１に記載の方法。
3. 前記伝送器の中心周波数の調整が行われる期間の長さは１ビット周期の半分よりも少ないことを特徴とする請求項１または２に記載の方法。
4. 前記伝送器の中心周波数の調整が行われる期間の長さは１ビット周期の１０分の１であることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の方法。
5. 前記調整は式３にしたがって行われることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の方法。
6. 前記調整は式４にしたがって行われることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の方法。
7. 前記調整は式５にしたがって行われることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の方法。
8. 位相ジッタ変調された信号を伝送するように適応されたデバイスであって、
   同調回路と電磁気的に結合された可変チューニング回路を備え、
   前記可変チューニング回路は、前記位相ジッタ変調された信号の瞬間周波数と実質的に整合するように前記同調回路のチューニングを調整する役割をもち、
   前記位相ジッタ変調された信号は、伝送されるべきデータ信号に基づいて位相ジッタ変調された信号であり、
   前記可変チューニング回路は実質的に、前記データ信号のレベルの遷移によって前記位相ジッタ変調された信号の位相が変化する間に前記同調回路のチューニングを調整することを特徴とするデバイス。
9. 前記可変チューニング回路は実質的に、前記位相ジッタ変調された信号の周波数が変化する間に前記同調回路のチューニングを調整することを特徴とする請求項８に記載のデバイス。
10. 前記調整は、前記位相ジッタ変調された信号の位相シフトと実質的に類似する前記同調回路の位相シフトを生じさせることを特徴とする請求項８または９に記載のデバイス。
11. 前記同調回路の同調周波数は、前記位相ジッタ変調された信号の瞬間周波数の一または複数の変化と実質的に合わせるように変更されることを特徴とする請求項８から１０のいずれかに記載のデバイス。
12. ΔＦ_０は式３もしくは式４もしくは式５のいずれかにしたがうことを特徴とする請求項８から１１のいずれかに記載のデバイス。
13. 位相ジッタ変調を伝送するように適応されたデバイスであって、
    共振周波数Ｆ_０で動作するように適応された同調回路と、
    前記同調回路の第１の素子に対応して設けられ、前記同調回路を共振周波数Ｆ_０−ΔＦ_０で動作せしめるように適応された第１のスイッチと、
    前記同調回路の第２の素子に対応して設けられ、前記同調回路を共振周波数Ｆ_０＋ΔＦ_０で動作せしめるように適応された第２のスイッチと、を備え、
    前記位相ジッタ変調された信号は、伝送されるべきデータ信号に基づいて位相ジッタ変調された信号であり、
    前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、前記データ信号のレベルの遷移によって前記位相ジッタ変調された信号の位相が変化する間に、その位相の変化により前記位相ジッタ変調された信号の周波数が増大する場合は前記同調回路が共振周波数Ｆ _０ ＋ΔＦ _０ で動作するように、かつ、その位相の変化により前記位相ジッタ変調された信号の周波数が減少する場合は前記同調回路が共振周波数Ｆ _０ −ΔＦ _０ で動作するように、制御されることを特徴とするデバイス。
14. 前記第１の素子は容量性または誘導性もしくはその両方の素子であることを特徴とする請求項１３に記載のデバイス。
15. 前記第２の素子は容量性または誘導性もしくはその両方の素子であることを特徴とする請求項１３または１４に記載のデバイス。
16. 前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子もしくはその両方は、少なくともひとつの半導体スイッチを備えることを特徴とする請求項１３に記載のデバイス。
17. 前記第１のスイッチ素子または前記第２のスイッチ素子もしくはその両方は、少なくともひとつの金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ：Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備えることを特徴とする請求項１３に記載のデバイス。
18. 前記同調回路の共振周波数は、前記位相ジッタ変調された（ＰＪＭ）信号の瞬間周波数と等しくなるように調整されることを特徴とする請求項１３から１７のいずれかに記載のデバイス。
19. ΔＦ_０は式３もしくは式４もしくは式５のいずれかにしたがうことを特徴とする請求項１３から１８のいずれかに記載のデバイス。
20. 前記同調回路の共振周波数の調整は実質的に、前記位相ジッタ変調された信号の周波数が変化する間に生じることを特徴とする請求項１８に記載のデバイス。
21. 伝送のために位相ジッタ変調された信号を生成する方法であって、
    共振周波数Ｆ_０をもつ同調回路を提供することと、
    第１の素子に対応して設けられた第１のスイッチを、前記同調回路と共に提供することと、
    第２の素子に対応して設けられた第２のスイッチを、前記同調回路と共に提供することと、
    動作中は、前記同調回路がＦ_０−ΔＦ_０とＦ_０＋ΔＦ_０との間の共振周波数で動作できるように前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチもしくはその両方を開閉することと、を含み、
    前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチもしくはその両方を開閉することは、伝送されるべきデータ信号のレベルの遷移によって前記位相ジッタ変調された信号の位相が変化する間に、その位相の変化により前記位相ジッタ変調された信号の周波数が増大する場合は前記同調回路の共振周波数が増大するように、かつ、その位相の変化により前記位相ジッタ変調された信号の周波数が減少する場合は前記同調回路の共振周波数が減少するように、前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチもしくはその両方を開閉することを含むことを特徴とする方法。
22. 前記第１の素子は容量性または誘導性もしくはその両方の素子であることを特徴とする請求項２１に記載の方法。
23. 前記第２の素子は容量性または誘導性もしくはその両方の素子であることを特徴とする請求項２１または２２に記載の方法。
24. 前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチもしくはその両方の開閉はデータ信号によって誘起されることを特徴とする請求項２１から２３のいずれかに記載の方法。
25. 前記周波数Ｆ_０はおよそ１３．５６ＭＨｚであることを特徴とする請求項２１から２４のいずれかに記載の方法。
26. ΔＦ_０は１０ｋＨｚから４０ｋＨｚ程度であることを特徴とする請求項２１から２５のいずれかに記載の方法。

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