JPS6323448A - 変復調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は変復調方式に関し、さらに詳細にいえば、デ
ィジタルデータを送出するにあたってＰＳＫ変調を施し
、受信側において遅延復調を施すことにより元のディジ
タルデータを得ることができる変復調方式に関する。

〈従来の技術〉 従来からディジタル信号の伝送を行なう方式として、送
信側においてＰＳＫ変調が施された信号を送出し、受信
側において上記信号を復調することにより元のディジタ
ル信号を得る方式が知られている。

このようなＰＳＫ変調方式は、ディジタル信号の“′Ｏ
″′１″を搬送波の位相に対応させて伝送する方式であ
り、Ｃ／Ｎ劣化を少なくすることができるという優れた
特性を有しているので、最近ではディジタル信号の伝送
に広く採用されるようになってきている。

上記ＰＳＫ変調方式についてさらに詳細に説明すると、
例えば、 第１０図に示すように、信号がマークの状態において、
信号の１タイムスロット期間を通じて位相を直線的に１
８０度増加させ、信号がスペースの状態において、信号
の１タイムスロット期間を通じて位相を直線的に１８０
度減少させるようにした、いわゆるＭＳＫ方式、および 第１１図に示すように、信号がマークの状態において、
信号の１タイムスロット期間を２分して位相を９０度ず
つ２段階に増加させ、信号がスペースの状態において、
信号の１タイムスロット期間を２分して位相を９０度ず
つ２段階に減少させるようにした、いわゆるＤＳＫ方式
等 が採用されている。

そして、上記ＭＳＫ方式は、位相変化が連続的であるか
ら占有周波数帯域が狭いという利点を有し、上記ＤＳＫ
方式は、マルチパスフェーディングに強く、広帯域デー
タ伝送に好適であるという利点を有している。

また、上記のようにＰＳＫ変調が施された信号を復調す
る方式として、遅延検波方式と同期検波方式が一般的に
採用されている。

上記遅延検波方式は、受信信号を２分し、一方を遅延回
路により変調の１信号周期、または１／２信号周期だけ
遅延させて位相比較器に供給するとともに、他方をその
まま位相比較器に供給することによりＰＳＫ変調信号を
復調し、元のディジタル信号を得るものである。

さらに詳細に説明すると、第８図Ａに示す遅延検波装置
において、入力電圧を Ｖｉｎ＝ＣＯ３（Ωｔ＋θ（ｔ）） （但しΩは搬送波の角周波数であり、ｔは時間であり、
θ（１）は位相変調関数である。）とすれば、上記入力
電圧■ｉｎを２分して、一方を位相比較器（２２）の一
方の端子に供給し、他方を遅延回路（２１）により所定
時間ＴＲだけ遅延させて位相比較器（２２）の他方の端
子に供給するのであるから、上記一方の端子に供給され
る信号ＶＣは ＶＣ＝■ｉｎ＝　ｃｏｓ（Ωを十〇（ｔ））であり、上
記他方の端子に供給される信号Ｖｄは、Ｖｄ＝ｃｏｓ（
Ωｆｔ−Ｔｉｔ）十〇（ｔ−ＴＲ＞　）となる。

そして、上記位相比較器（２２）として、例えば第８図
Ｂに示す構成を採用することにより、同図Ｃに示すよう
に、出力が位相差に比例するものを使用すると、位相差
Δθは、 Δθ＝ΩＴＲ＋θ（１）−θ（ｔ−ＴＲ＞となる。但し
、上記遅延時間ＴＲは、ＭＳＫ方式、ＤＳＫ方式におい
てはＴＲ＝Ｔ／２　（但し王は信号の１タイムスロット
である）となるように設定することが必要である。

また、ΩＴＲ＝　（２ｎ−１）π、またはΩ−π／ＴＲ
＝　（２ｎ−１）２　ｙｒ／Ｔとすれば、位相比較の基
準点を位相器の動作範囲の中央へ持って来ることができ
る。

以下、ＤＳＫ方式の場合を例にとって説明するが、ＭＳ
Ｋ方式の場合にも同様に適用することができる。

先ず、θ（１）−〇（ｔ−ＴＲ＞＝０ の場合においては、 Δθ＝ΩＴＲ＝　（２ｎ−１）π であるから、この点が位相変位のない状態の位相基準点
になり、この点を基準としてθ（ｔ）−θ（ｔ−ＴＲ）
だけ変化した点に対応する出力が得られることになる。

また、信号がマーク・スペースである場合の位相関数θ
（１）は第９図Ａに示すとおりであり、θ（ｔ−Ｔ／２
＞は同図Ｂに示すとおりである。

したがって、θ（１）−〇（ｔ−Ｔ／２＞は同図Ｃに示
すように、マークの期間中はπ／２、スペースの期間は
−π／２となり、同図りに示す出力特性に基いて、同図
Ｅに示す出力波形が得られることになる。即ち、マーク
期間中は３ＶＯ／４、スペース期間中はＶＯ／４の出力
が得られる。

この結果、位相比較器（２２）の出力がＶＯ／２を越え
た場合にマーク、■０／２以下であればスペースである
と判定することができる。

上記同期検波回路は、受信信号を２分し、それぞれを位
相比較器に供給するとともに、位相同期ループに組込ま
れた電圧制御発振器からの出力信号（受信信号の搬送周
波数と一致する周波数の信号）をそのまま一方の位相比
較器に供給し、上記出力信号の位相を９０度だけずらせ
た状態で他方の位相比較器に供給し、最終的に上記両位
相比較器からの出力信号に基いて元のディジタル信号を
青るものである（ｒＧＭｓＫ変調方式の伝送特性」室田
和昭、平出賢吉、電子通信学会論文誌８１．／１０Ｖｏ
１．Ｊ６４−Ｂ　ｆｍ１０参照）。

〈発明が解決しようとする問題点〉 上記ＰＳＫ変調を施した信号を上記遅延検波方式にによ
り復調する場合には、受信信号を２分して一方を単に遅
延させるのみでよいから構成を簡素化することができる
という利点を有しているが、高周波帯でのディジタル信
号伝送に適用した場合には、復調の信頼性が低下すると
いう問題がある。

この点について詳細に説明すると、遅延検波方式の動作
基準点はΔθ＝ΩＴ／２である。したがって、温度変動
等により搬送波角周波数が△Ωだけ変動すると、動作基
準点もΔΩＴ／２だけ変動することになる。そして、こ
の変動が大きい場合には、マーク、スペースの判定を、
位相比較器の出力レベルが■０／２を越えたか否かによ
り行なうことができなくなるのである。例えば搬送波周
波数が１．５ＧＨｚであり、発振器の温度変動度が１０
−５である場合には、周波数変動率が１５ＫＨ２になる
。そして、この場合におけるデータ伝送速度を３２Ｋｂ
ｐｓに設定すれば、Ｔ＝３２１１ｓｅｃとなり、ΔΩＴ
／２＝０．４６７π、即ち動作基準点の変動がほぼπ／
２となる。実際には、温度変動の他に、雑音、マルチパ
スによる干渉波等によっても影響を受け、動作基準点が
さらに変動するので、位相比較器の出力レベルを所定の
基準レベルと比較することによりマークであるかスペー
スであるかを判別することは不可能になってしまうので
ある。

上記同期検波方式はコスタス・ループによる搬送周波数
の再生を基礎とするものであり、位相検波方式の如き周
波数変動に起因する不都合は発生せず、高開度でのＦＵ
号復調を行なわせることができるのである。

しかし、上記同期検波方式においては、以下のような問
題を有している。

即ち、受信Ｍ号の搬送周波数と等しい周波数の信号を得
るために、局部発振器としての電圧制御発振器、および
位相同期ループが必要になり、構成が複雑化するととも
に、コストアップの原因になるのである。特に車両に搭
載する無線機においては、小型化、簡素化、およびコス
トダウンが強く要求されるので、上記の問題は致命的な
ものである。

〈発明の目的〉 この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、
ＰＳＫ変調が施された信号の復調を遅延検波方式により
簡単に、かつ精度よく行なうことができる変復調方式を
提供することを目的とじている。

く問題点を解決するための手段〉 上記の目的を達成するための、この発明の変復調方式は
、ディジタルパルス信号の１タイムスロット内の前部お
よび／または後部に総和が所定時間の基準位相部を形成
し、残余のタイムスロットを２分して、前半分において
は所定の単調変化関数に基いて所定位相まで変化させ、
後半部においては上記位相変化と逆の変化で基準位相ま
で復元させ、しかも、伝送信号のマーク状態に対応させ
て前半分における位相変イヒを増加方向に設定し、伝送
信号のスペース状態に対応させて前半分における位相変
化を減少方向に設定すべく位相変調を施して信号を送出
し、送出された信号を受信した後、２分して一方を遅延
させ、他方と位相比較することにより元のディジタル信
号を得るものである。

但し、上記ディジタルパルス信号としては、１タイムス
ロットの１／２の基準位相部を有し、かつ残余の１／２
タイムスロットの区間の先端で位相をステップ状に変化
させ、後端でステップ状に復元させるものであってもよ
く、或は、１タイムスロットの１／４の基準位相部を有
し、かつ残余のタイムスロット区間を３分し、最初の区
間、および次の区間の先端でそれぞれ所定位相ずつ同じ
方向へ変化させ、最後の区間の先端、および後端でそれ
ぞれ上記所定位相ずつ上記の逆の方向へ変化させるもの
であってもよい。

また、上記単調変化関数としては一次関数であってもよ
い。

さらに、上記復調側としては、信号を受信して２分した
後、一方を基準位相部の総和時間だけ遅延させて他方と
位相比較し、さらに直流成分を除去した後、ＮＲＺ信号
に変換するものであってもよい。

く作用〉 以上の変復調方式であれば、ディジタルパルス信号の１
タイムスロット内の前部および／または後部に総和が所
定時間の基準位相部を形成するとともに、残余のタイム
スロットを２分して、前半部において単調変化関数に基
いて位相を変化させるとともに、後半部において逆の位
相変化をおこなわせるべく位相変調を施して信号を送出
するので、信号受信側においては、受信信号を２分して
一方を遅延させ、他方と位相比較することにより、元の
ディジタル信号を得ることができる。

また、上記ディジタルパルス信号が、１タイムスロット
の１／２の基準位相部を有し、かつ残余の１／２タイム
スロットの区間の先端で位相をステップ状に変化させ、
後端でステップ状に復元させるものである場合にも、或
は、１タイムスロットの１／４の基準位相部を有し、か
つ残余のタイムスロット区間を３分し、最初の区間、お
よび次の区間の先端でそれぞれ所定位相ずつ同じ方向へ
変イヒさせ、最後の区間の先端、および後端でそれぞれ
上記所定位相ずつ上記の逆の方向へ変化させるものであ
る場合にも、上記と同様の作用を行なわせることができ
る。

そして、上記単調変化関数が一次関数である場合にも、
上記と同様の作用を行なわせることができる。

さらに、上記復調側が、信号を受信して２分した後、一
方を基準位相部の総和時間だけ遅延させて他方と位相比
較し、さらに直流成分を除去した後、ＮＲＺ信号に変換
するものであれば、ＷＩ逆波位相比較を行なうことによ
り得られる信号の平均値が搬送波の周波数変動等の影響
を受けることなく一定値に保持され、直流成分を除去し
た状態でＮＲＺ信号に変換することにより元のディジタ
ル信号を得ることができる。

〈実施例〉 以下、実施例を示す添付図面によって詳細に説明する。

第１図はこの弁明の変調方式を例示する図であり、同図
Ａ、Ｂは位相変イし部の前後にそれぞれ時間ｔ１．ｔ２
ずつの位相部分を形成している。但し、ｔｌ　＋ｔ２　
＝Ｔ／４　（（ａＬＴはディジタルレイを号の１タイム
スロットである）となるように上記時間ｔｌ、ｔ２を設
定している。そして、タイムスロットの残余の部分をＴ
／４ずつに３分割し、マークの場合には、同図Ａに示す
ように、最初のＴ／４の期間の初期にπ／２に位相を変
化させ、続いて次のＴ／４の期間の初期にπに位相を変
化させ、その後、最後のＴ／４の期間の初期、および終
期にそれぞれπ／２，０に位相を変化させる。

逆にスペースの場合には、同図Ｂに示すように、マーク
の場合と逆、即ち−π／２．−π、−π／２．０と位相
を変化させる。

第１図Ｃ，Ｄは上記時間ｔ１．ｔ２をｔｌ−Ｔ／４、ｔ
２−０に設定した場合を示しており、残余の部分の位相
変化は上記第１図Ａ、Ｂの場合と同じである。

但し、第１図Ａ、Ｂの場合と、第１図Ｃ，Ｄの場合とで
は特性は変化しない。即ち、ｔ１＋ｔ２−Ｔ／４の関係
を満足している限りは、後述する説明から明らかなよう
に、特性が変化しないのであるから、以下第１図Ｃ１Ｄ
の場合について説明する。但し遅延時間ＴＲをＴ／４に
設定している。

第２図は上記被変調信号を遅延復調する動作を説明する
図であり、マーク・マーク・スペースの順に信号が供給
された場合を示している。

位相比較器の一方の端子には、第２図Ａに示すように、
マーク・マーク・スペースに対応する信号θ（１）が供
給され、他方の端子には、第２図Ｂに示すように、上記
信号θ（１＞より所定時間Ｔ／４だけ遅れた信号θ（ｔ
−Ｔ／４）が供給される。

したがって、両信号の差 θ（１−θ（ｔ−Ｔ／４）は、第２図Ｃに示すように、
マークに対応するタイムスロットの前半でπ／２．後半
で一π／２となり、逆にスペースに対応するタイムスロ
ットの前半で−π／２．後半でπ／２となる。そして、
第２図りに示す位相比較器の特性に基いて、第２図Ｅに
示すように、マークに対応するタイムスロットの前半で
３ＶＯ／４．後半でｖＯ／４の出力レベルとなり、逆に
スペースに対応するタイムスロットの前半でＶＯ／４．
後半で３ＶＯ／４の出力レベルとなる。即ち、マーク、
スペース共に位相比較器の出力レベルの平均値はＶＯ／
２となる。

したがって、上記第２図Ｅの出力信号から直流成分を除
去しく第２図Ｆ参照）、コタイムスロット内において、
マークであれば正から負、スペースであれば負から正に
それぞれ変化することに基いてＮＲＺ信号（第２図ト１
参照）を生成することにより、元のディジタルデータを
得ることができる。

尚、搬送波の周波数変動に起因して位相比較の基準点、
即ち位相比較器出力の基準レベルが変動し、マークとス
ペースとの判定ができなくなってしまうという従来方式
の問題点については、以下に詳述するように完全に解消
されるのである。

即ち、位相比較器からの出力信号列の平均値は、信号列
の形（具体的には、マーク・マーク・マークと続くか、
マーク・スペース・マークと続くか等の具体的な信号配
列）に影響されることなく、一定値となるのであるから
、コンデンサ等により出力波形から直流成分を除去すれ
ば、上記基準点の変動に関係なく、零を中心として工員
に等振幅に振れる安定した波形（第２図Ｆ参照）を得る
ことができる。したがって、基準レベル変動には何ら影
響されることなく、確実にマーク、スペースの判定を行
なうことができる。

第３図は復調回路の一実施例を示す電気回路図であり、
入力信号■ｉｎをシュミットトリガ回路（１）に供給し
、シュミットトリガ回路（１）からの出力信号を２分し
ている。そして、復調後のＮＲＺ信号を入力とする同期
クロック再生回路（３）から出力される同期クロック信
号により制御されるシフトレジスタ（以下ＳＲと略称す
る）制御パルス発生回路（４）のパルス信号を受けて遅
延時間が設定されるＳＲ遅延回路（２に上記一方の出力
信号を供給している。

上記ＳＲ遅延回路（２）からの出力信号、および上記他
方の出力信号を、それぞれＤフリップフロップ！５１　
（６）のクロック入力端子に供給し、しかも、上記Ｄフ
リップフロップ（６１の◇出力信号を両Ｄフリップフロ
ップ（５）　（６１のＤ入力端子に供給している。

そして、両フリップフロップ（５１ｆ６１のＱ出力信号
をＸＯＲゲート（７）に供給することにより位相比較、
拮果を得る。

その後、インバータ（８）、ローパスフィルタ（９）、
およびシュミットトリガ回路（ト））を通してコンデン
サ（１１）により直流成分を除去して第２図Ｆに示す信
号を青、上記同期クロック再生回路（３）から出力され
る同期クロック信号を遅延回路（１２）により所定時間
だけ遅延させた信＠（第２図Ｇ参照）と共にＸＯＲゲー
ト（１３）に供給することにより、第２図Ｈに示すＮＲ
Ｚ信号を得ることができる。

以上の説明から明らかなように上記の実施例は、従来の
遅延検波回路にコンデンサ（１１）、ＸＯＲゲート（１
３）、および遅延回路（１２）を追加しただけの簡単な
構成で、搬送周波数等の変動による影響を受けることな
く、信号の復調を正確に行なうことができるという利点
を有するのである。

また、遅延時間をＴ／４に設定しているので、位相比較
器の基準動作点の変動をΔΩＴ／４（但し、ΔΩは搬送
波各回波数の変動値である）に半減させることができる
ので、安定性を一層向上させることができる。

さらに、位相変化部の前部および／または後部に基準位
相部を形成しているので、復調時に各タイムスロットの
信号間の干渉を防止することができる。

尚、この実施例においては位相をπまで変化させるよう
にしているが、任意の位相θまで変化させるようにして
も、上記と同様の動作を行なわせることができる。

第４図は他の実施例を説明する図であり、上記実施例と
異なる点は、同図Ａに示すように、マークに対応する位
相変化部が、前半部において直線的にθまで変化すると
ともに、後半部において逆に変化するようにし、逆にス
ペースに対応する位相変化部が、前半部において直線的
に−θまで変化するとともに、後半部において逆に変化
するようにした点、および基準位相部を任意の所定時間
Δ丁とした点のみである。

したがって、第４図Ａに示す信号をθ（１）とすれば、
信号θ（を−八Ｔ）は第４図Ｂに示す波形となり、両信
号の差 θ（１）−〇（を−八Ｔ）は、第４図Ｃに示すように、
著しく急峻な立上り部、立下り部、および平坦部を有す
る波形となる。

そして、第４図Ｃの位相差を第４図りに示す特性を有す
る位相比較器に供給することにより、第４図Ｅに示す出
力波形を得ることができる。即ち、上記第３図の復調回
路においてＳＲ遅延回路（２］による遅延時間をΔ丁と
することにより、元のディジタルデータに対応するＮＲ
Ｚ信号を得ることができるのである。

尚、上記実施例においては、時間ΔＴを大きくすれば、
位相比較器からの出力信号の振幅が大きくなり、マーク
・スペースの判定精度を向上させることができる一方、
時間Δ丁を小さくすれば、位相基準点の搬送周波数変動
に起因する偏移△Ω△王が小さくなり、安定度を向上さ
せることができる。したがって、適用すべきシステムに
応じて上記相反する特性を共に満足させることができる
ような値に上記時間へＴを設定することが必要である。

また、上記の実施例においては、位相を直１腺的に変化
させているが、直線以外の単調変化関数に基いて位相を
変化させるようにしても、上記と同様の動作を行なわせ
ることができる。

第５図はさらに他の実施例説明する図であり、上記実施
例と異なる点は、同図Ａに示すように、マークに対応す
る位相変化部が、先端においてθ（但し、θ≠π）に変
化するとともに、後端においてＯに変化するようにし、
逆にスペースに対応する位相変化部が、先端において−
θに変化するとともに、後端において○に変化するよう
に１ノだ点、および基準位相部をＴ／２とした点のみで
ある。

したがって、第５図Ａに示す信号をθ（１）とすれば、
信号θ（ｔ−Ｔ／２）は第５図Ｂに示す波形となり、両
信号の差 θ（１＞−〇（ｔ−Ｔ／２＞は、第５図Ｃに示すように
、マークの区間の前半部でθ、後半部で一層となり、逆
にスペースの区間の前半部で一層、後半部でθの位相差
を有する波形となる。

そして、第５図Ｃの位相差を第５図りに示す特性を有す
る位相比較器に供給することにより、第５図Ｅに示す出
力波形を得ることができる。即ち、上記第３図の復調回
路においてＳＲ遅延回路（２）による遅延時間をＴ／２
とすることにより、元のディジタルデータに対応するＮ
ＲＺ信号を得ることができるのである。

第６図は復調回路の他の実施例を示す電気回路図であり
、第３図の実施例と異なる点は、インバータ（８）を省
略した点、および遅延回路（１２）による遅延時間を、
上記実施例の遅延時間よりも同期クロック信号の半周切
分だけ変化させた点のみである。

したがって、この実施例の場合には、位相比較回路から
の出力信号レベルが、上記実施例の場合と比較して反転
した状態（第７図８参照）であるとともに、遅延回路（
１２）から出力される同期クロック信号も、上記実施例
の場合と比較して反転した状態（第７図８参照）である
から、両信号をＸＯＲゲート（１３）に供給することに
より、上記実施例と同一のＮＲＺ信号（第７図Ｃ参照）
を得ることができる。

〈発明の効果〉 以上のようにこの発明は、ディジタルパルス信号の１タ
イムスロット内の全部および／または後部に総和が所定
時間の基準位相部を有し、残余のタイムスロットを２分
して前半部においては単調変化関数に基いて所定位相ま
で変化させ、後半部において逆の変化で基準位相まで復
元させるべく位相変調を施して信号を送出するので、搬
送波周波数の変動の影響を受けることなく、上記基準位
相部の時間と等しい時間だけ信号を遅延させる涯延検波
方式により簡単に精度よく元のディジタル信号を得るこ
とができるという特有の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は変調方式の一実施例を説明する図、第２図は復
調方式の一実施例を説明づる図、第３図は復調回路の一
実施例を示す電気回路図、第４図、および第５図は復調
方式の他の実施例を説明する図、 第６図は復調回路の他の実施例を示す電気回路図、 第７図は第６図の復調回路の動作を説明する図、第８図
は従来の遅延検波装置を説明する図、第９図は第８図の
遅延検波装置の動作を説明する図、 第１０図、および第１１図は従来の変調方式を説明する
図。 特許出願人　　住友電気工業株式会社 第１図 第２図−１ （Ｄｌ　　　　　　　　　　　　　　　　　（Ｅ）第５
図 （Ｄｌ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　（Ｅ）
［Ａ）　　　　第８図 Ｏｆｃ　　　　　　３ 位相差Δθ 第９図 （Ｅ）　　　　　　　　　　　　　（Ｄ）第１０図　　
　　第１］図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ディジタルパルス信号の１タイムスロ ット内の前部および／または後部に総和 が所定時間の基準位相部を形成し、残余 のタイムスロットを２分して、前半分に おいては所定の単調変化関数に基いて所 定位相まで変化させ、後半部においては 上記位相変化と逆の変化で基準位相まで 復元させ、しかも、伝送信号のマーク状 態に対応させて前半分における位相変化 を所定方向に設定し、伝送信号のスペー ス状態に対応させて前半分における位相 変化をマーク状態の場合と逆の方向に設 定すべく位相変調を施して信号を送出し、 送出された信号を受信した後、２分して 一方を遅延させ、他方と位相比較するこ とにより元のディジタル信号を得ること を特徴とする変復調方式。 ２、ディジタルパルス信号が、１タイムス ロットの１／２の基準位相部を有し、か つ残余の１／２タイムスロットの区間の 先端で位相をステップ状に変化させ、後 端でステップ状に復元させるものである 上記特許請求の範囲第１項記載の変復調 方式。 ３、ディジタルパルス信号が、１タイムス ロットの１／４の基準位相部を有し、か つ残余のタイムスロット区間を３分し、 最初の区間、および次の区間の先端でそ れぞれ所定位相ずつ同じ方向へ変化させ、 最後の区間の先端、および後端でそれぞ れ上記所定位相ずつ上記の逆の方向へ変 化させるものである上記特許請求の範囲 第１項記載の変復調方式。 ４、単調変化関数が一次関数である上記特 許請求の範囲第１項記載の変復調方式。 ５、復調側が、信号を受信して２分した後、一方を基準
   位相部の総和時間だけ遅延さ せて他方と位相比較し、さらに直流成分 を除去した後、ＮＲＺ信号に変換するも のである上記特許請求の範囲第１項から 第４項の何れかに記載の変復調方式。