DE3788309T2

DE3788309T2 - PSK-System und -Modem.

Info

Publication number: DE3788309T2
Application number: DE87110083T
Authority: DE
Inventors: Yashizo C O Osaka Work Shibano
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 1986-07-14
Filing date: 1987-07-13
Publication date: 1994-03-31
Anticipated expiration: 2007-07-14
Also published as: CA1269714A; JPS6323448A; DE3788309D1; EP0254175B1; EP0254175A3; US4829542A; EP0254175A2

Description

Hintergrund der Beschreibung

1. Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich auf ein Modern-System und spezieller auf ein Modem-System, bei dem auf der Signalsendeseite digitale Daten einer PSK-(Phasensprung)-Modulation unterworfen werden, während auf der Signalempfangsseite eine Verzögerungsmodulation ausgeführt wird, um die ursprünglichen digitalen Daten zu erhalten.

2. Kurzbeschreibung des Standes der Technik

Bei einem Beispiel eines bekannten digitalen Signalsendesystems, wird ein digitales Signal auf der Sendeseite PSK-moduliert, während das Signal auf der Signalempfangsseite demoduliert wird, um das ursprungliche digitale Signal zu erhalten.
Bei einem solchen PSK-Modulationssystem, werden digitale Signale "0" und "1" unter Änderung der Phase der Trägerwelle gesendet, und die C/N-Störung ist minimal. D.h, das Modulationssystem hat hervorragende Signalcharakteristika und wird dementsprechend zur Sendung digitaler Signale intensiv eingesetzt.
Das PSK-Modulationssystem ist häufig als ein sogenanntes "MSK-System" oder sogenanntes "DSK-System" ausgebildet. Beim MSK-System wird, wie in Fig. 10 gezeigt, beim Signal im "Mark"-Zustand die Phase linear um 180º für eine Zeitschlitzperiode des Signals vergrößert, und wenn das Signal sich im "Space"-Zustand befindet, dann wird die Phase für eine Zeitschlitzperiode des Signals linear um 180º vermindert.
Im DSK-System wird, wie in Fig. 11 gezeigt, beim "Mark"-Zustand des Signals eine Zeitschlitzperiode des Signals in zwei Teile derart unterteilt, daß die Phase in zwei Schritten vergrößert wird, und wenn sich das Signal im "Space"
- Zustand befindet, dann wird eine Zeitschlitzperiode des Signals in zwei Teile derart unterteilt, daß die Phase in zwei Schritten vermindert wird.
Im MSK-System ändert sich die Phase kontinuierlich. Das MSK-System ist daher dahingehend vorteilhaft, daß die benötigte Frequenzbandbreite gering ist. Das DSK-System hat andererseits den Vorteil, daß es durch Mehrwegefading im wesentlichen nicht beeinträchtigt wird und daher für eine breitbandige Datenübertragung geeignet ist.
Uni ein PSK-moduliertes Signal zu demodulieren, werden gewöhnlich Verzögerungsdetektorsysteme oder Synchrondetektorsysteme verwendet.
Beim Verzögerungsdetektorsystem wird ein empfangenes Signal in zwei Teile unterteilt. Einer der zwei Teile wird nach Verzögerung um eine ganze oder eine halbe Signalperiode der Modulation in einer Verzögerungsschaltung einem Phasenkomparator zugeführt, während der andere Teil so wie er ist dem Phasenkomparator zugeführt wird, so daß das PSK-modulierte Signal demoduliert wird, d. h. das ursprüngliche digitale Signal erhalten wird. Dieses wird nun detaillierter beschrieben. Es sei angenommen, daß in einer Verzögerungsdetektorvorrichtung gemäß Fig. 8 (A), die Eingangsspannung Vin=cos (Ω t + R (t)) ist, wobei Ω die Winkelfrequenz des Trägers, t die Zeit und R (t) die Phasenmodulationsfunktion ist. Die Eingangsspannung Vin wird in zwei Teile geteilt. Einer der zwei Teile wird einem Anschluß eines Phasenkomparators 22 zugeführt, während der andere einem weiteren Anschluß des Phasenkomparators 22 nach Verzögerung um eine vorbestimmte Zeitdauer TR durch eine Verzögerungsschaltung 21 zugeführt wird. Der eine der zwei Teile, nämlich ein Signal Vc ist:
Vc = Vin = cos (Ω t + R (t)), und
der andere, nämlich, ein Signal Vd:
Vd = cos (Ω (t-TR) + R (t-TR)).
wenn diesbezüglich der Phasenkomparator 22 wie in Fig. 8 (B) aufgebaut ist, so daß der Ausgang proportional der Phasendifferenz gemäß Fig. 8 (C) ist, dann ist die Phasendifferenz ΔR gleich:
ΔR = Ω TR + R (t) - R (t - TR).
In der obigen Gleichung ist wesentlich, daß im MSK-System oder DSK-System die Verzögerungszeit TR wie folgt bestimmt ist:
TR = T/2 ( wobei T 1 Zeitschlitz des Signals ist).
Wenn Ω TR = (2n-1) π oder Ω = π/T = (2n-1)2 π/T, dann kann der Bezugspunkt für den Phasenvergleich auf die Mitte des Betriebsbereiches des Phasenkomparators gesetzt werden.
Beispielhaft wird der Fall des DSK-Systems beschrieben. Es sei jedoch angemerkt, daß die folgende Beschreibung auch auf das MSK-System in gleicher Weise anwendbar ist.
Wenn R(t) - R (t - TR) = 0,
ΔR = Ω TR = (2n-1)π.
Dieser Punkt ist daher der Phasenbezugspunkt im Falle, daß keine Phasenverschiebung vorhanden ist, und ein Ausgang entsprechend dem Punkt, der um R(t) - R(t - TR) zum Bezugspunkt verschoben ist, wird erhalten.
Im Falle eines Mark-Space-Signals ist seine Phasenfunktion e (t) wie in Fig. 9 (A), und R (t - T/2) wie in Fig. 9 (B) gezeigt.
Wie in Fig. 9 (C) gezeigt, ist R (t) - R (t - T/2) = π/2 für eine "Mark" Periode und = - π/2 für eine "Space" Periode. Man erhält daher eine Ausgangswellenform wie in Fig. 9 (E) gezeigt, gemäß einer Ausgangscharakteristik gemäß Fig. 9 (D). D.h, der erhaltene Ausgang ist 3Vo/4 für eine "Mark"-Periode und Vo/4 für eine "Space"-Periode.
Dementsprechend kann ermittelt werden, daß das Signal sich im "Mark"-Zustand befindet, wenn der Ausgang des Phasenkomparators 22 die große Vo/2 überschreitet und sich in einem "Space"-Zustand befindet, wenn der Ausgang Vo/2 oder niedriger ist.
Soweit ist ein Verzögerungsdetektorschema beschrieben worden. Es wird nun ein Synchrondetektorschema beschrieben. In der Synchrondetektorschaltung wird ein Empfangssignal in zwei Teile unterteilt, die entsprechend dem Phasenkomparatoren zugeführt werden, und das Ausgangssignal (dessen Frequenz gleich der Trägerfrequenz des Empfangssignals ist) eines spannungsgesteuerten Ostzillators in der Phasensynchronisierungsschleife, wird einem der Phasenkomperatoren zugeführt, während das Ausgangssignal nach Phasenverschiebung um 90º dem anderen Phasenkomparator zugeführt wird, so daß das ursprüngliche digitale Signal in Übereinstimmung mit den Ausgangssignalen der zwei Phasenkomparatoren erhalten wird (Trans. IECE Japan, Band 64-B Nr. 10, 1981, "GMSK Modulation System Transmission Characteristic" von Kazuaki Murota und Kenkichi Hiraide).
Wie oben beschrieben wird im Falle des vom Verzögerungsdetektorsystem demodulierten PSK-modulierten Signals das Empfangssignal in zwei Teile geteilt, und nur einer der zwei Teile wird verzögert. Dementsprechend ist das Verfahren vorteilhaft, weil die Schaltung einfach ist; es hat jedoch einen Nachteil dahingehend, daß im Falle einer digitalen Signalübertragung im Hochfrequenzband die Demodulationszuverlässigkeit gering ist. Dieses wird detaillierter erläutert. Im Verzögerungsdetektorsystem ist der Betriebsbezugspunkt ΔR=Ω T/2. Wenn sich die Trägerwinkelfrequenz n um Ae ändert, beispielsweise wegen einer Temperaturschwankung, dann wird der Betriebsbezugspunkt um ΔR T/2 verschoben. Wenn diese Änderung groß ist, dann können "Mark" und "Space" nicht mehr dadurch ermittelt werden, ob der Ausgangspegel des Phasenkomparators Vo/2 überschreitet. Wenn beispielsweise die Trägerfrequenz 1,5 GHz ist und der Temperaturschwankungskoeffizient des Oszillators 10&supmin;&sup5; ist, dann beträgt die Frequenzablage 15 kHz. Wenn in diesem Falle die Datensendegeschwindigkeit auf 32 kbps eingestellt ist, dann ist T=32ms, und δR T/2 = 0,469π; das bedeutet, die Verschiebung des Betriebsbezugspunktes ist im wesentlichen II/2. In der Praxis wird der Betriebsbezugspunkt auch durch rauschen und Interferenzwellen durch Mehrwegeausbreitung zusätzlich zur Temperaturschwankung beeinflußt und wird auf diese Weise noch weiter verschoben. Es ist daher häufig schwierig, durch Vergleich des Ausgangspegels des Phasenkomparators mit dem vorbestimmten Bezugspegel zu ermitteln, ob sich das Signal im "Mark"- oder im "Space" -Zustand befindet.
Ein Synchrondetektorsystem basiert auf der Wiedergabe einer Trägerfrequenz durch eine Costas-Schleife. Das Synchrondetektorsystem ist daher, anders als das Phasendetektorsystem, frei von Problemen, die von einer Frequenzschwankung herrühren, so daß eine Signaldemodulation mit hoher Genauigkeit möglich ist. Das Synchrondetektorsystem hat jedoch seine ihm eigenen Einschränkungen.
Um ein Signal zu erhalten, dessen Frequenz gleich der Trägerfrequenz eines Empfangsignals ist, muß ein Überlagerungsoszillator vorhanden sein, nämlich ein spannungsgesteuerter Ostzillator, sowie eine Phasenverriegelungsschleife, so daß eine komplizierte Schaltung und hohe Herstellungskosten erforderlich sind. Dieses ist ein ernstes Problem für Funkausrüstungen in Fahrzeugen, weil es wichtig ist, daß die Funkausrüstung eine geringe Größe und eine einfache Konstruktion aufweist und mit niedrigen Kosten herstellbar ist.

Ziele und Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung ist in Abbetracht der obigen Probleme geschaffen worden. Ein Ziel dieser Erfindung ist es, ein Modemsystem anzugeben, in dem ein PSK-moduliertes Signal, sogar ein Hochfrequenzsignal, einfach und genau unter Verwendung eines Verzögerungsdetektorsystems demoduliert werden kann.
Das vorgenannte Ziel der Erfindung ist durch die Schaffung eines Modemsystems erreicht worden, in dem ein digitales Impulssignal ausgesendet wird, das derart phasenmoduliert ist, daß ein Phasenbezugsteil, der eine vorbestimmte Gesamtzeitdauer aufweist, am vorderen und/oder hinteren Teil eines Zeitschlitzes des digitalen Impulssignals vorhanden ist, und die Phase des Impulssignals auf einen vorbestimmten Wert entsprechend einer vorbestimmten monotonen Funktion in der ersten Hälfte der übrigen Zeitdauer des Zeitschlitzes geändert wird und später dann im Zeitschlitz in der entgegengesetzten Richtung auf einen Bezugswert geändert wird, wobei die Phasenänderung in der ersten Hälfte der verbleibenden Zeitdauer in einer ersten, z. B. ansteigenden Richtung entsprechend einem "Mark"-Zustand des Signals und in einer zweiten z. B. abnehmenden Richtung in Übereinstimmung mit einem "Space"-Zustand geändert wird, und das so ausgesendete Signal empfangen und in zwei Teile unterteilt und einer der zwei Teile in Phase mit dem andere nach Verzögerung desselben verglichen wird, um das ursprüngliche digitale Impulssignal zu erhalten.
Das digitale Impulssignal kann ein solches sein, das einen Phasenbezugsteil aufweist, der eine Hälfte eines Zeitschlitzes andauert, und-seine Phase wird schrittweise zum Beginn des verbleibenden halben Zeitschlitzes geändert und schrittweise am Ende desselben wieder hergestellt, oder ein solches, das einen Phasenbezugsteil hat, der ein Viertel eines Zeitschlitzes andauert, wobei der verbleibende Zeitschlitz in drei gleiche Teile unterteilt wird, wobei die Phase in eine Richtung auf einen vorbestimmten Wert zu Beginn der ersten und der zweiten Teile des verbleibenden Zeitschlitzes geändert und in der entgegengesetzten Richtung auf den selben Wert wie der vorbestimmte Wert zu Beginn am Ende des dritten Teils des verbliebenen Zeitschlitzes rückgeändert wird.
Die monotone Funktion kann eine lineare Funktion sein.
Weiterhin kann das Modemsystem derart sein, daß auf der Demodulationsseite ein empfangenes Signal in zwei Teile unterteilt wird, und einer der zwei Teile wird in Phase mit dem anderen verglichen, der solang wie die Gesamtzeit des Phasenbezugsteils verzögert worden ist, und das Signal wird in ein NRZ-Signal umgewandelt, nachdem eine Gleichspannungskomponente daraus entfernt worden ist.
Weil das Empfangssingal auf der Demodulationsseite in zwei Teile geteilt wird und einer der zwei Teile in Phase mit den anderen nach Verzögerung um die Gesamtzeitdauer des Phasenbezugsteils verglichen wird, wird außerdem der Mittelwert des durch den Trägerphasenvergleich erhaltenen Signals konstant gehalten, ohne durch Trägerfrequenzschwankungen usw. beeinträchtigt zu werden, so daß das ursprünglich digitale Signal durch Umwandlung in ein NRZ-Signal erhalten werden kann, aus dem eine Gleichspannungskomponente entfernt ist.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Die obigen und anderen Ziele, Merkmale und Vorteile der Erfindung, gehen aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung (die unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen gegeben wird), besser hervor.
Fig. 1, 1(A), 1(B), 1(C), 1(D) sind Signaldiagramme, die zur Beschreibung eines Beispiels eines erfindungsgemäßen Modulationssystems nützlich sind;
Fig. 2(A), 2(B), 2(C), 2(D), 2(E), 2(F), 2(G) sind Signaldiagramme, die zur Beschreibung eines Beispiels eines erfindungsgemäßen Demodulationssystems nützlich sind;
Fig. 3 ist eine elektrische Schaltung, die ein Beispiel einer Demodulationsschaltung zeigt, die in der Erfindung verwendet wird;
Fig. 4(A), 4(B), 4(C), 4(D), 4(E) sowie 5(A), 5(B), 5(C), 5(D), 5(E) sind Signaldiagramme, die zur Beschreibung weiterer Beispiele eines Demodulationssystems nützlich sind;
Fig. 6 ist eine elektrische Schaltung, die ein weiteres Beispiel einer Demodulationsschaltung zeigt, die in der Erfindung verwendet wird;
Fig. 7(A), 7(B), 7(C) und 7(D) sind Signaldiagramme, die zur Erläuterung des Betriebs der Demodulationsschaltung von Fig. 6 nützlich sind;
Fig. 8(A) ist ein Blockschaltbild eines üblichen Verzögerungsdetektors;
Fig. 8(B) ist ein Schaltungsdiagramm des Phasenkomparators von Fig. 8(A);
Fig. 8(C) ist ein Signaldiagramm, das zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung von Fig. 8(B) nützlich ist;
Fig. 9(A), 9(B), 9(C), 9(D), 9(E) sind Signaldiagramme, die zur Erläuterung des Betriebs der Verzögerungsdetektorschaltung von Fig. 8(A) nützlich sind.
Fig. 10 und 11 sind Signaldiagramme, die zur Erläuterung des Betriebs üblicher Modulationssysteme nützlich sind;
Fig. 12 ist ein Schaltungsdiagramm einer Modulationsschaltung, die in der Erfindung verwendet werden kann;
Fig. 13 ist ein Signaldiagramm, das zur Erläuterung des Betriebs der Schaltung von Fig. 12 nützlich ist;
Fig. 14 ist eine Phasenschieberschaltung, die im Zusammenhang mit der Modulationsschaltung von Fig. 12 verwendet wird.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Ausführungsformen der Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen erläutert.
Die Fig. 1(A), 1(B), 1(C) und 1(D) sind Signaldiagramme von Modulationsschemata, die bei dieser Erfindung verwendet werden können. Jede der Fig. 1(A) . . . 1(B) zeigen Zeitschlitze T eines Sendesignals. Die Fig. 1(A) und 1(B) zeigen die "Mark" -und "Space"-Zustände in einem Modulationsschema, während die Fig. 1(C) und 1(D) die "Mark" -und "Space"-Zustände in einem anderen Modulationsschema zeigen.
In jeder der Fig. 1(A) und 1(B) sind ein Bezugsphasenteil mit einer Zeitdauer t&sub1; und ein Bezugsphasenteil mit einer Zeitdauer von t&sub2; vor bzw. hinter einem Phasenänderungsteil des Sendesignals angeordnet. Diese Zeitperioden t&sub1; und t&sub2; sind so bestimmt, daß sie im Zusammenhang t&sub1; + t&sub2; = T/4 erfüllen (wobei T ein Zeitschlitz eines digitalen Signals ist). Der restliche Teil des Zeitschlitzes ist in drei Teile unterteilt, die jeweils eine Zeitdauer von T/4 haben. Für einen "Mark"-Zustand wird, wie in Fig. 1(A) gezeigt, die Phase zu Beginn der ersten Zeitperiode T/4 auch π/2 geändert und zu Beginn der zweiten Zeitperiode T/4 auf π geändert und zu Beginn und am Ende der letzten Zeitperiode T/4 auf π/2 bzw. 0 geändert. Für einen "Space¹'-Zustand wird, entgegengesetzt zum "Mark"-Zustand die Phase gemäß Fig. 1(B) auf -π/2, -π, -π/2 und 0 geändert.
Die Fig. 1(C) und 1(D) zeigen den Fall, wo t&sub1;=T/4 und t&sub2;=0 ist. Die Phasenänderung im verbleibenden Teil des Zeitschlitzes ist die selbe wie jene im Falle der Fig. 1(A) und 1(B).
In diesem Zusammenhang ist anzumerken, daß die Phasencharakteristika der Fig. 1(A) und (B) gleich jenen der Fig. 1(C) und (D) sind. D.h, die Phasencharakteristik wird unverändert gehalten, solang die Bedingung t&sub1; + t&sub2; = T/4 befriedigt ist, wie später erläutert wird. Zur Vereinfachung werden die Signalformen, die in den Fig. 1(C) und (D) gezeigt sind, in der nachfolgenden Beschreibung verwendet. In der folgenden Beschreibung wird die Verzögerungszeit TR auf T/4 gesetzt in Übereinstimmung mit dem Bezugsphasenteil T/4, der in den Fig. 1(C) und 1(D) gezeigt ist.
Die Fig. 2(A) . . . .2(E) sind Signaldiagramme, die zur Beschreibung der Verzögerungsdemodulation des oben beschriebenen modulierten Signals nützlich sind. Im Falle der Fig. 2(A) . . . 2(E) wird ein Signal der in den Figuren 1(C) und 1(D) gezeigten Wellenform dem Demodulator in der Reihenfolge "Mark" und "Space" zugeführt.
Ein Signal e (t) (Fig. 2(A)) das, "Mark" und "Space" entspricht, wird einem Anschluß eines Phasenkomparators zugeführt, während ein Signal R (t - T/4) das gemäß Fig. 2(B) gegenüber dem Signal R (t) um eine vorbestimmte Zeit T/4 verzögert ist, dem anderen Anschluß des Phasenkomparators zugeführt wird.
Daher ist die Differenz R (t) - R (t - T/4) zwischen den zwei Signalen, wie in Fig. 2(C) gezeigt, in der ersten Hälfte des Zeitschlitzes entsprechend einem "Mark" = π/2 und in der zweiten Hälfte = -π/2 und in der ersten Hälfte des Zeitschlitzes entsprechend einem "Space" = -π/2 und in der zweiten Hälfte = π/2.
Aufgrund der Charakteristik des Phasenkomparators gemäß Fig. 2(D) erreicht für ein "Mark" der Ausgangspegel 3 Vo/4 in der ersten Hälfte des Zeitschlitzes und Vo/4 in der zweiten Hälfte, wie in Fig. 2(E) gezeigt, und im Gegensatz zu einem "Space" erreicht der Ausgangspegel Vo/4 in der ersten Hälfte des Zeitschlitzes und 3Vo/4 in der zweiten Hälfte. In jeder der "Mark"- und "Space"-Perioden ist somit der Mittelwert des Ausgangspegels des Phasenkomparators gleich Vo/2.
Wenn dementsprechend eine Gleichspannungskomponente aus dem Ausgangssignal von Fig. 2(E) entfernt wird, dann erhält man die Signalform von Fig. 2 (F), und dann kann aufgrund der Tatsache, daß in einem Zeitschlitz sich der Signalpegel im Falle von "Mark" von Positiv auf Negativ und im Falle von "Space" von Negativ auf Positiv ändert, ein NRZ-Signal (Fig. 2(H)) gebildet werden und man erhält die ursprünglichen digitalen Daten.
Die Schwierigkeit, die dem konventionellen System eigentümlich ist, nämlich Schwankungen im Phasenvergleichsbezugspunkt, d.h, der Bezugspegel für den Phasenkomparatorausgang schwankt mit der Trägerfrequenz mit der Folge, daß die "Mark"- und "Space"-Zustände des Signals nicht ermittelt werden können, kann gemäß der Erfindung beseitigt werden, wie man aus folgendem besser versteht.
Der Mittelwert des Ausgangssignalzuges des Phasenkomparators ist konstant ohne Rücksicht auf die Form des Ausgangssignalzuges (oder der Anordnung der Signale, wie "Mark"-"Mark"-"Mark", "Mark"-"Space"-"Mark"). Wenn daher die Gleichspannungskomponente aus der Ausgangswellenform durch Verwendung eines Kondensators usw. beseitigt wird, dann läßt sich unabhängig von der Verschiebung des Bezugspunktes eine stabile Wellenform erhalten, die in der Amplitude in positiver und negativer Richtung gleich ist, wie in Fig. 2(F) gezeigt. Die Ermittlung der "Mark"-"Space"-Zustände ist somit möglich, ohne durch Schwankungen des Bezugspegels beeinträchtigt zu sein.
Fig. 3 ist eine elektrische Schaltung eines Beispiels einer Demodulationsschaltung, die dazu verwendet werden kann, die Erfindung auszuführen. In der Schaltung wird ein Eingangssignal Vin einer Schmitt-Trigger-Schaltung 1 zugeführt, deren Ausgang einer SR-(Schieberegister-) Verzögerungsschaltung 2 und einem D-Flip-Flop 6 zugeführt wird. Eine SR-Steuerimpulsgeneratorschaltung 4 wird durch ein Synchrontaktsignal gesteuert, das von einer Synchrontaktsignalwiedergabeschaltung 3 zugeführt wird, die ein demoduliertes NRZ-Signal vom Ausgang einer exklusiv-oder-(XOR)Schaltung 13 empfängt. Die SR-Verzögerungsschaltung 2, da ja das Ausgangssignal der Schmitt-Trigger-Schaltung 1 zugeführt wird, empfängt das Ausgangsimpulssignal der SR-Steuerimpulsgeneratorschaltung 4 um eine Verzögerungszeit einzustellen.
Das Ausgangssignal der SR-Verzögerungsschaltung 2 und das Ausgangssignal der Schmitt-Trigger-Schaltung 1 werden den Takteingangsanschlüssen C von D-Flip-Flops 5 bzw. 6 zugeführt, und das Q-Ausgangssignal des Flip-Flops 6 mit den D-Eingangsanschlüssen der Flip-Flops 5 und 6 zugeführt. Die Q-Ausgangssignale der Flip-Flops 5 und 6 werden einer exklusiv-oder-(XOR-)Schaltung 7 für den Phasenvergleich zugeführt.
Das Ausgangssignal der XOR-Schaltung 7 wird über einen Inverter 8, einen Tiefpassfilter 9 und eine Schmitt-Trigger-Schaltung 10 einem Kondensator zugeführt, so daß eine Gleichspannungskomponente daraus entfernt wird; d. h. man erhält das in Fig. 2(F) gezeigte Signal. Das so erhaltene Signal und ein Signal, das man durch Verzögerung des von der Synchrontaktsignalwiedergabeschaltung 3 gelieferten Synchrontaktsignals um eine vorbestimmte Zeitdauer in einer Verzögerungsschaltung 12 erhält, werden der XOR-Schaltung 13 zugeführt, so daß das NRZ-Signal erhalten wird, das in Fig. 2(H) gezeigt ist.
Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, weist die Demodulationsschaltung nach Fig. 3 den Vorteil auf, daß man sie lediglich durch Hinzufügen des Kondensators 11, der XOR-Schaltung 13 und der Verzögerungsschaltung 12, zu einer üblichen Verzögerungsdetektorschaltung erhält; d. h. die Schaltung ist einfach und sie kann das Signal genau demodulieren, ohne durch Schwankungen der Trägerfrequenz nachteilig beeinflußt zu werden.
Die Verzögerungszeit wird in der Demodulatorschaltung, wie oben beschrieben, auf T/4 eingestellt. Die Schwankung des Betriebsbezugspunktes des Phasenkomparators kann daher auf ΔR T4 vermindert werden (wobei ΔR die Schwankung einer Trägerfrequenz ist), mit der Folge, daß die Stabilität sehr verbessert ist.
Da darüberhinaus der Bezugsphasenteil vor und/oder hinter dem Phasenänderungsteil liegt, können Interferenzen zwischen den Signalen im Zeitschlitz während der Demodulation verhindert werden.
Bei der oben beschriebenen Ausführungsform wird die Phase auf π geändert; selbst wenn jedoch die Schaltung so modifiziert wird, daß die Phase auf eine beliebige Phase R geändert wird, kann die Schaltung in der selben Weise betrieben werden.
Die Fig. 4(A) . . . 4(E) sind Signaldiagramme, die zur Erläuterung einer weiteren Ausführungsform nützlich sind. Die Ausführungsform unterscheidet sich von der oben beschriebenen nur dadurch, daß, wie in Fig. 4(A) gezeigt, die erste Hälfte eines Phasenänderungsteils entsprechend einer "Mark" -Periode sich linear auf R ändert und die zweite Hälfte sich in die entgegengesetzter Richtung ändert, während die erste Hälfte eines Phasenänderungsteils entsprechend einer "Space"-Periode sich linear auf -R ändert und die zweite Hälfte sich in der entgegengesetzten Richtung ändert, und daß ein Bezugsphasenteil eine gegebene Zeitdauer Δ T andauert.
Wenn daher, wie in Fig. 4(A) gezeigt, das Signal durch R (t) dargestellt wird, dann ist das verzögerte Signal R (t) - Δ T) wie in Fig. 4(B) gezeigt. Das Differenzsignal R (t)- R (t - Δ T) zwischen den zwei Signalen hat den Verlauf, der wie in Fig. 4 (C) gezeigt, extrem steile Anstiegs- und Abfallkomponenten aufweist.
Das Differenzsignal nach Fig. 4(C) wird einem Phasenkomparator zugeführt, der die in Fig. 4 (D) gezeigte Charakteristika, so daß ein Ausgangssignalverlauf nach Fig. 4(E) erhalten wird. D.h, wenn bei der Demodulationsschaltung von Fig. 3 die Verzögerungszeit durch die SR-Verzögerungsschaltung 2 auf Δ T gesetzt ist, dann kann man das NRZ-Signal entsprechend den ursprünglichen digitalen Daten erhalten.
In der oben beschriebenen Ausführungsform führt eine Steigerung der Zeit Δ T zu einer Steigerung der Amplitude des Ausgangssignals des Phasekomperators, so daß die "Mark"- und "Spaee"-Ermittlung mit höherer Genauigkeit möglich ist, während ein Vermindern der Zeit Δ T die Verschiebung ΔΩΔ T des Phasenbezugspunktes wegen der Trägerfrequenzänderung vermindert, so daß die Stabilität verbessert wird. Dementsprechend wird die Zeit Δ T auf einen Wert eingestellt, der in Abhängigkeit von dem verwendeten System am besten diese widersprechenden Eigenschaften berücksichtigt.
Bei der oben beschriebenen Ausführungsform ändert sich die Phase linear; die Schaltung kann jedoch so modifiziert werden, daß sich die Phase in Übereinstimmung mit einer anderen monotonen Funktion anstelle einer linearen Funktion ändert, jedoch ist der Betrieb der gleiche wie in der oben beschriebenen Ausführungsform.
Die Fig. 5(A) . . . 5(E) sind Signaldiagramme für eine Beschreibung einer weiteren Ausführungsform. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von den oben beschriebenen Ausführungsformen dahingehend, daß gemäß Fig. 5 (A) in einem Phasenänderungsteil entsprechend einer "Mark" -Periode die Phase sich auf R ändert (R = π) zu Beginn und auf 0 am Ende, während sich in einem Phasenänderungsteil entsprechend einer "Space"-Periode die Phase auf -π zu Beginn und auf 0 am Ende ändert, und daß ein Phasenbezugsteil eine Zeitdauer T/2 aufweist.
Wenn dementsprechend das Signal von Fig. 4(A) mit R ( ) angegeben ist, dann ist ein verzögertes Signal R (t - T/2) wie in Fig. 5(B) gezeigt. Das Differenzsignal zwischen den zwei Signalen ist wie in Fig. 5(C) gezeigt; d. h. der Verlauf des Differenzsignals ist derart, daß die Phase sich auf R in der ersten Hälfte einer "Mark"-Periode und auf -R in der zweiten Hälfte ändert, und sich auf -R in der ersten Hälfte einer "Space"-Periode und auf e in der zweiten Hälfte ändert.
Das Differenzsignal von Fig. 5(C) wird einem Phasenkomparator zugeführt, der die in Fig. 5(D) gezeigte Charakteristik aufweist, weshalb sich als Folge eine Ausgangswellenform gemäß Fig. 5(E) ergibt.
Wenn dementsprechend in der Demodulationsschaltung von Fig. 3 die Verzögerungszeit der SR-Verzögerungsschaltung 2 auf T/2 gesetzt ist, dann kann man ein NRZ-Signal entsprechend den ursprünglichen digitalen Daten erhalten.
Fig. 6 ist eine elektrische Schaltung, die ein weiteres Beispiel der Demodulationsschaltung zeigt. Die Demodulationsschaltung von Fig. 6 unterscheidet sich von der nach Fig. 3 nur dahingehend, daß der Inverter 8 beseitigt ist und die Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 12 um eine halbe Periode des Synchrontaktsignals gegenüber der der Demodulationsschaltung von Fig. 3 geändert ist.
Dementsprechend ist in der Demodulationsschaltung von Fig. 6 das Ausgangssignal des Phasenkomparators im Pegel entgegengesetzt zu dem des Phasenkomparators in der Demodulationsschaltung von Fig. 3, (siehe Fig. 7(A)), unter Synchrontaktsingal, das von der Verzögerungsschaltung 12 geliefert wird, ist im Pegel ebenfalls entgegengesetzt zu dem, das von der Verzögerungsschaltung 12 in der Demodulationsschaltung von Fig. 3 geliefert wird (Fig. 7(B)).
Wenn die zwei Signale der XOR-Schaltung 13 zugeführt werden, dann liefert somit die Demodulationsschaltung das gleiche NRZ-Signal (Fig. 7(C)), wie die Demodulationsschaltung von Fig. 3.
Wie oben beschrieben, liefert das Modemsystem der Erfindung ein Wendesignal, das derart PSK-moduliert ist, daß ein Phasenbezugsteil einer vorbestimmten Zeitdauer im vorderen und/oder hinteren Teil eines Zeitschlitzes eines digitalen Impulssignals vorhanden ist, und die Phase sich von einem Bezugswert auf einen ersten oder zweiten vorbestimmten Wert für ein "Mark" oder ein "Space" in Übereinstimmung mit einer monotonen Funktion in der ersten Hälfte der verbleibenden Zeitdauer des Zeitschlitzes und in entgegengesetzter Richtung auf den Bezugswert in der zweiten Hälfte der verbleibenden Zeitdauer ändert. Das Modemsystem der Erfindung kann daher das ursprüngliche digitale Signal schnell und genau mittels eines Verzögerungsdetektorsystems erhalten, indem das Signal solang verzögert ist, wie die Zeit des Phasenbezugsteils beträgt, ohne durch irgendwelche Schwankungen der Trägerfrequenz beeinträchtigt zu werden. Soweit sind die Modulationssignale und die Demodulationsschaltung zur Demodulation dieser Signale beschrieben worden. Die Modulationsschaltungen selbst sind einfach und zuverlässig. Ein geeignetes Modulationssystem zum erzeugen der modulierten Signale, die in Fig. 5(A) der Anmeldung dargestellt sind, werden in den Fig. 12, 13 und 14 gezeigt.
Fig. 12 zeigt eine Modulationsschaltung, in der eine Taktsignalquelle 101 und eine Datensignalquelle 103 vorgesehen sind. Diese Quellen erzeugen Zeitimpulse Vc bzw. Datenimpulse Vs. Die Zeitimpulse Vc werden als Ausgangsschaltsignal VD1 zugeführt und auch einem Inverter 105 zugeführt, um ein Signal Vc1 zu erzeugen, das als Ein-Eingang einer UND-Schaltung 107 zugeführt wird. Der andere Eingang der UND-Schaltung ist das Datensignal Vs. Der Ausgang der UND-Schaltung 107 ist ein zweites Schaltsignal VD2. Das Verhältnis der Schaltsignale, die von der Modulationsschaltung nach Fig. 12 erzeugt wird, ist in Fig. 13 dargestellt. Wie dort gezeigt, erzeugt das Datensignal ein "Mark"-"Mark"-"Space"-Signalmuster. Die entsprechenden Schaltsignale VD1 und VD2, die von der Modulationsschaltung von Fig. 12 erzeugt werden, sind ebenfalls dargestellt. Die Schaltsignale werden einer Hybrid-Schaltung 109 zugeführt, die in Fig. 14 gezeigt ist. Ein Träger wird dem Eingangsanschluß 111 zugeführt, und der Ausgang der Hybrid-Schaltung wird am Anschluß 113 abgenommen. Die Phase des Signals, das dem Eingangsanschluß Vin zugeführt wird, ändert sich in Übereinstimmung mit den Schaltsignalen VD1 und VD2, die einem Diodennetzwerk 115 zugeführt werden. Wie in Fig. 13 gezeigt, bewirkt im niedrigen Zustand beider Schaltsignale VD1 und VD2 das Diodennetzwerk 115, das die Hybrid-Schaltung 109 eine negative Phasenverschiebung für das am Anschluß VIN der Hybrid-Schaltung 109 anliegende Signal erzeugt. Wenn VD1 hoch und VD2 niederig sind, dann wird ein Bezugsphasenteil eingerichtet, was bedeutet, daß keine Phasenverschiebung in der Hybrid-Schaltung 109 auftritt. Wenn VD2 hoch und VD1 niederig sind, wird eine positive Phasenverschiebung erzeugt. Wie in den Signaldiagramm R(t) von Fig. 13 gezeigt, ist der sich ergebende Ausgang der Hybridschaltung eine Phasenverschiebung in positiver Richtung für ein "Mark"-Signal und eine Phasenverschiebung in negativer Richtung für ein "Space"-Signal.
Bezüglich des Signalmustererzeugungssystems, das für das Signalmuster nach den Fig. 2 (A) und 4 (A) geeignet ist, können eine Vielzahl von Signalen, die jeweils die verschiedensten Signalmuster haben, durch eine allgemein bekannte Orthogonalphasenmodulationsschaltung erzeugt werden. Darüberhinaus können Funktionssignalmustererzeugungsschaltungen angewendet werden, wie unten angegeben. Dementsprechend können Signalerzeugungsschaltungen, die in der vorliegenden Anmeldung beschrieben sind, modifiziert werden und könnten beispielsweise in Übereinstimmung mit den Gestaltungsvorschlägen entworfen werden, die in den folgenden Veröffentlichungen beschrieben sind.
(1) Veröffentlichungen von Orthogonalphasenmodulationsschaltungen:
(A) IEEE TRANSACTIONES ON VEHICULAR TECHNOWGY, Vol. VT-30, No. 3, August 1981, "A Compact Spectrum Constant Envelope Digital Phase Modulation"
(B) IEEE TRRNSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL COM-31, NO. 5, MAI, 1983, "A new Cross-Correlated Phase-shift Keying Modulation Technique"
(C) IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLDGY, Vol. VT-33, No. 3, August, 1983, "Digital Portable Transceiver Using GMSK Modem and ADM Codec"
(2) Veröffentlichungen von Funktionssignalmustererzeugungsschaltungen
(D) IEEE TRANSACTIONS ON CONMUNICATIGN TECHNOWGY, Vol. COM-16, No. 1, Februar 1968, "Generation of Digital Signaling Waveforms"
(E) IEEE TRANSACTIONS ON CoNMUNICATIONS, VOL COM-25, NO. 10, OKTOBER 1977, "A digital Filter-Modulation Combination for Data Transmission"

Claims

1. Modemsystem für digitale Daten, enthalten:

Einrichtungen zum erzeugen eines Sendesignals, das entsprechend "Mark" -und "Space" -Daten eines digitalen Signals "Vin" in sich wiederholenden digital Signalzeitschlitzen (T) von jeweils vorbestimmter Dauer phasenmoduliert ist; eine Einrichtung zum Demodulieren des Sendesignals, um das digitale Signal zu reproduzieren, enthaltend:

Eine Einrichtung zum Teilen des Sendesignals in zwei Signale;

Eine Einrichtung (2) zum Verzögern eines der zwei Signale bezüglich des anderen;

Eine Einrichtung (5-7) zum vergleichen der gegeneinander verzögerten Signale zur Erzeugung eines Signals, das für das digitale Signal repräsentativ ist;

Dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtungen zum Erzeugen des Sendesignals dazu geeignet sind, das Sendesignal mit folgenden Eigenschaften zu erzeugen: es hat eine Phasenbezugsperiode vorbestimmter Dauer (t&sub1;+t&sub2;), das wenigstens in einem der vorderen und hinteren Abschnitte von jedem der Zeitschlitze (T) enthalten ist, und eine Phasenänderungsperiode hat, die in dem verbleibenden Teil eines jeden Zeitschlitzes enthalten ist, wobei die Phase des Sendesignals für einen "Mark"-Wert sich in einer ersten Richtung von einem Bezugsphasenwert (0) auf einen vorbestimmten Phasenwert (π) gemäß einer ersten vorbestimmten Funktion in einer ersten Hälfte des verbleibenden Abschnitts und dann während des genannten verbleibenden Abschnitts von dem ersten vorbestimmten Phasenwert (π) auf den Bezugsphasenwert (0) ändert und die Phase des Sendesignals für einen "Space"-Wert sich in einer zweiten, zur ersten entgegengesetzten Richtung von dem Bezugsphasenwert (0) auf einen zweiten vorbestimmten Phasenwert (-π) gemäß einer zweiten vorbestimmten Funktion in der genannten ersten Hälfte des verbleibenden Abschnitts und dann während des verbleibenden Abschnitts von dem zweiten vorbestimmten Phasenwert (-π)zum Bezugsphasenwert (0) ändert.

2. Modemsystem nach Anspruch 1, bei dem der Phasenbezugsabschnitt eine Dauer von einer Hälfte der Zeitperiode von jedem der Zeitschlitze hat und die Phase des Sendesignals sich schrittweise von den Bezugswerten (0) zu Beginn der verbleibenden Zeitdauer eines jeden Zeitschlitzes (T) ändert und dann schrittweise zum Bezugswert (0) am Ende der verbleibenden Zeitdauer zurückkehrt.

3. Modemsystem nach Anspruch 1, bei dem der Phasenbezugsabschnitt ein Viertel der Zeitdauer eines jeden Zeitschlitzes (T) dauert und der verbleibende Abschnitt in drei gleiche Teile unterteilt ist, wobei die Phase des Sendesignals in einer Richtung zu Beginn eines jeden der ersten und zweiten Teile geändert wird und in entgegengesetzter Richtung zu Beginn und am Ende des dritten Teils geändert wird.

4. Modemsystem nach Anspruch 1, bei dem die ersten und zweiten vorbestimmten Funktionen monotone Funktionen sind.

5. Modemsystem nach Anspruch 4, bei dem jede monotone Funktion eine lineare Funktion ist.

6. Modemsystem nach Anspruch 4, bei dem jede monotone Funktion eine Schrittfunktion ist.

7. Modemsystem nach Anspruch 1, bei dem die Verzögerungszeit zwischen den zwei Signalen mit der Gesamtzeit (t&sub1;+t&sub2;) des betreffenden Bezugsphasenteils

8. Modemsystem nach Anspruch 1, bei dem die Demodulationseinrichtung weiterhin eine Einrichtung (8-11,13) enthält, die in Ausgang der Vergleichseinrichtung (5-7) entgegennimmt, um den Ausgang in ein NRZ-Digitalsignal umzuwandeln.