JPH01300705A - フィルター回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） この発明はモノリシック集積回路におけるフィルター回
路に関するものである。

（従来技術） ＩＣ（集積回路）内に例えば、アンプＡ１、Ａ２の間に
バイパスフィルターを構成する場合は第５図に示すよう
にＩＣの端子Ｐ、、Ｐ２を２ケ使用し、これにコンデン
サＣを外付けすることが一般的である。ただ端子数に制
約があるときは第６図に示すように後段のアンプＡ３を
差動回路とＬ　］端子形のバイパスフィルターを実現さ
せることもある。第７図は第６図の１端子形のバイパス
フィルターを具体化した回路例を示すものである。

第７図において、トランジスタＱ１〜Ｑ５、定電流源Ｉ
は差動増幅回路Ａ３を構成しており、トランジスタＱ１
とＱ２のベース間の電圧差に比例した出力電流１ｏを負
荷回路ＲＬに出力する。入力信号電圧源Ｖ　ＩＮの周波
数ｆ　ＩＮが十分高く抵抗Ｒに対しコンデンサＣのイン
ピーダンスが低く無視できるとするとトランジスタＱ１
のベースは交流的に接地されることになる。このときト
ランジスタＱ２のベースには入力信号電圧源Ｖ　ＩＮが
印加されており、トランジスタＱ　１、Ｑ　２のベース
間の電圧は入力信号電圧源Ｖ　ＩＮであり、差動増幅回
路Ａ３コンダクタンス（電圧−電流変換利得）をＧ、と
すると出力電流ｉｏはＶ　ＩＮ　’　Ｇ　ｘとなる。

また周波数ｆ　ＩＮが低い領域では抵抗Ｒに対しコンデ
ンサＣのインピーダンスが高くなり等価的にオーブン状
態と考えれば、トランジスタＱ１およびＱ２のベース間
電圧は０となり、従って１ｏ＝０となる。つまり出力電
流ｉｏは、ノ＼イバスフィルターの特性を持つことにな
る。　差動増幅回路Ａ３の入力インピーダンスが抵抗Ｒ
に対し十分高いとすると、出力電流ｉｏが３ｄＢ低下す
る低域カットオフ周波数ｆＣは、 ｆ　ｃ、−１，／　（２ｙｒ　ＣＲ） となる。

この回路は、共通エミッタ接続を持った電圧入力の差動
増幅回路Ａ３のため、少ない歪で動作できる範囲はトラ
ンジスタＱｌ＋　、　Ｑ２のベース間の電圧差が士ＧＯ
ｍ　Ｖ程度、交流で表わすと４０ｍＶｒ＋ｎＳ程度であ
る。つまり通過帯域の許容入力が４０　ｍ■ｒｌＩｌｓ
程度しかないことになる。対策としてトランジスタＱ＋
、Ｑ２のエミッタにそれぞれ抵抗素子を挿入し、電流負
帰還をかけることによって歪を低下させ許容入力を増加
させることは可能であるが、この場合帰還用の抵抗素子
の電圧降下によって最低動作電圧Ｖ　　　が上昇してし
まうことＣＣＭ　Ｉ　Ｎ になる。第７図の入力信号電圧源ＶＩＮ−４０＋ｎＶｒ
ｍＳ％）７ンジスタＱ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢ
Ｅ（Ｑ３　）　−０，７Ｖ、　　トランジスタＱ１、Ｑ
ｓのコレクタ・エミッタ間の飽和電圧をそれぞれＶｃＥ
Ｓａｔ　（Ｑ＋　）　＝　Ｖ　ｃＥｓａｔ　（Ｑｓ　）
　＝　　０．ＩＶとすると、Ｖ　　　　”　Ｖ　　（Ｑ
　３　）　十Ｖ　ｃＢ（Ｑ　１）ＣＣＭＩＮ　　　　Ｂ
Ｅ ＋ＶｃＥ（Ｑｓ）２ａＶＩＮ −０，７＋　　Ｏ，ｌ＋　０．１＋　　２．／’Ｔ　Ｘ
　　Ｏ，０４−１，０１Ｖ となる。

従って従来回路では、 １、許容入力が大きくできない。

２　最低動作電源電圧を低くできない。

３、バイアス電流源の他のバイアス電圧源Ｖ　ｒｅｆ’
が必要で回路構成が複雑になる。

等の問題があった。。

（発明が解決しようとする課題） 上記したフィルター回路では許容入力を大きくできず、
許容入力を大きくしたならば最低動作電源電圧が大きく
なることのほかにバイアス電流源の他にバイアス電圧源
を必要とし５、回路構成を複雑なものにしていた。

そこでこの発明は、入力を電圧源とせず、電流源として
構成したことにより、上記した問題点のないフィルター
回路を提供しようとするものである。

［発明の構成コ （課題が解決するための手段） この発明のフィルター回路はエミッタを直接あるいは抵
抗素子を介して基準電位点に接続した第１、第２、第３
のトランジスタを有し、この第１および第２のトランジ
スタのベースには直接あるいは抵抗素子を介して入力信
号電流源の接続された該第１のトランジスタのコレクタ
に接続し、前記第３のトランジスタのベースには直列あ
るいは抵抗素子を介して前記第１のトランジスタのコレ
クタに接続し、前記第３のトランジスタのコレクタは前
記カレントミラー回路の出力に接続し、この接続点を電
流伝達の出力端子としてなるフィルター回路において、
前記第３のトランジスタのベースと前記基準電位点ある
いは交流的な基準電位点にインピーダンス変化素子を接
続したものである。

（作　用） 上記した手段において、前記第３のトランジスタのベー
スと基準電位点間に接続したインピーダンス変化素子を
コンデンサＣを挿入した例を考えて見る。前記入力信号
電流源ｉ　ＩＮが零の場合は前記出力端子には直流電流
が流れない。入力信号電流源ｉ　ＩＮが零以外のとき出
力端子に流れる出力信号電流ｉｏは、 となる。但しｉ　ｃ　（Ｑ２　）　、ｉ　ｃ　（Ｑｓ　
）は前記第２、第３のトランジスタのコレクタ電流、Ｒ
は前記抵抗素子の抵抗値である。従ってω−２πｆ＋Ｎ
（ｆＩＮは入力信号電流ｉ　ＩＮの周波数）が高くてω
ＣＲ〉１のどきｉ　ｏ　＝　ｉ　ＩＮとなり、ω−２π
ｆが低くωＣＲ＜１の場合１ｏ＝０となる。

このようにインピーダンス変化素子をコンデンサを例に
した場合の出力信号電流は、バイパスフィルター特性と
なる。

（実施例） 以下、この発明の一実施例につき図面を参照し、詳細に
説明する。

第１図において、それぞれのエミッタが接地されたＱ１
〜Ｑ３はＮＰＮ型のトランジスタである。

トランジスタＱ１、Ｑ２のベースは人力信号１喧流源Ｉ
　ＩＮの接続されたトランジスタＱ１のコレツ２に接続
する。さらにトランジスタＱ１のコレクタは入力直流電
流源１１を介して電源Ｖ。０に接続する。ＰＮＰトラン
ジスタＱ４、Ｑｓはベースを共−過接続し、トランジス
タＱ４のベースとコレクタを共通接続し“ごカレントミ
ラー回路ＣＭ侶・構成する。カレントミラー回路ＣＭの
入力であるトランジスタＱ４のコレクタはトランジスタ
Ｑ２のコレクタに接続する。トランジスタＱ３のベース
は抵抗Ｒを介してトランジスタＱ１のコレクタに接続し
、コレクタはカレントミラー回路ＣＭの出力に接続する
。この接続点を出力端子０１ｌＴと１２、出力端子０１
ＪＴに負荷ＲＬを接続する。トランジスタＱ３のベース
および抵抗Ｒの接続点と接地間にはコンデンサＣを接続
している。

トランジスタＱ１〜Ｑ３は特性的に等しく１ミッタ接地
電流増幅率βも十分大きくベース電流が実質的に無視で
きるとし、カレントミラー回路ＣＭの出力電流であるト
ランジスタＱ５のコレクタ電流１　ｃ　（Ｑｓ　）が入
力電流であるトランジスタＱ２のコレクタ電流１　ｃ　
（Ｑ２　）と等しいとして以下に作用を説明する。

人力信号電流源Ｉ　ＩＮの人力交流電流ｉＩＮがｉ　ｌ
Ｎ−１）の場合、トランジスタＱ１〜Ｑ３、Ｑｓのコレ
クタ電流は電流源■１の電流■１と等しくＩｃ（Ｑ＋）
−ＩＣ（Ｑ２）−ＩＣ（Ｑｓ）−１ｃ（Ｑｓ）である。

また出力端子ＯＵＴに流れる出力電流Ｉｏはｌｏ−１ｃ
（Ｑｓ）−１ｃ（Ｑｘ）であり、Ｉｃ（（ｈ）　−１ｃ
　（Ｑｓ　）であることからＩｃ＝０である。

つまり出力端子ＯＵＴには直流電流は流れない。

次に入力交流信号電流ｉ　ＩＮがｉ　ＩＮ≠０の場合を
第１図の回路構成を交流的な等価回路で現わした第２図
を用いて考えてみる。トランジスタＱ２の交流コレクタ
電流ｉ　ｃ　（Ｑ２　）はトランジスタＱ１のエミッタ
等価抵抗ｒ　ｅ　（（ｈ　）がｒｅ（Ｑ＋）＜Ｒとする
と、 ｅｌ　　　　ｉ＋ｈ０ｒｅ（Ｑ＋） ｉｃ（Ｑ２）−−＝ｉｌＮ ｒｅ＜Ｑ２）　　　　ｒｅ（Ｑ２） （＋、＋　ｒｅ（Ｑ＋　）　＝　ｒｅ（Ｑ２）　）とな
り、交流コレクタ電流ｉ　ｅ　（Ｑ２　）はコルデンサ
Ｃの両端？ｌ５ｒＥｅｃに依存する。またトランジスタ
Ｑ３の交流コレクタ電流ｉ　ｃ　（Ｑｓ　）は、ｅ（ ｉｃ（（ｈ）＝□ ｒｅ（Ｑｓ） （＋、＋　ｒｅ（Ｑ＋　　）　　−ｒｅ（Ｑｑ　　））
となる。交流出力信号電流ｉｏは、 ｉ　ｏ　＝　ｉ　ｃ　（Ｑ２　）　　　ｉ　（Ｑ３　）
−ｉ　ＩＮ　（１−（１／ｊωｃＲ＋１））となる。ω
−２πｆ　ＩＮ　（ｆ　ＩＮは入力交流信号電流の周波
数）が高くてωＣＲ＞１のときｉ　ｏ　＝　ｉ　ＩＮと
なり、ω−２πｆ　ＩＮが低くωＣＲ＜　１のとき１１
Ｎ−０となる。つまり交流出力信号電流ｉｏはバイパス
フィルター特性を有することになる。このとき−３ｄＢ
力ツトオフ周波数ｆＣは、ｆｃ−１／２πＣＲで求めら
れる。

この回路の入力インピーダンスはトランジスタＱ１のエ
ミッタ等価抵抗ｒｅ（Ｑ＋　）であり、ｒｅ（Ｑ＋）　
−Ｖｖ　／　Ｉｃ　（Ｑ＋　）である。ＶＴは電子の熱
電圧−ｋＴ／ｑであり、常温で約２８　ｍＶである。こ
こでＩ　Ｃ（（ｈ　）　＝　　１００μＡとするとｒｅ
（Ｑ＋　）は２６０Ωと非常に小さい。またこのときｉ
＋Ｎ−ｔｏμＡｐ−ｐとすると、入力電圧ｅ　１−ｒｅ
（Ｑ＋　）　　ｉ　ＩＮのため、入力端子振幅は２．８
ｍ　Ｖ　　　と非常に小さい。こ−Ｐ 、ｙ　　（Ｑ４） の回路の最低動作電源電圧■。ＣＭＩＮ　　　ＢＥ十Ｖ
　ｃＥｓａｔ（Ｑ４）　−〇−７＋　０．１−０．８Ｖ
と非常に低くすることが可能である。またこの回路は大
振幅の電圧処理部分がないため、入力信号電流の大きな
変化に対しても原理的に歪を生じないものとなる。

なお、第１図の回路ではトランジスタＱ３と接地間には
コンデンサＣを入れてバイパスフィルター特性としたが
、コイルし、コンデンサＣの直列回路を入れるとバイパ
スフィルターが構成できる。

またトランジスタＱ２のベースにベース電流を補正する
抵抗（例えばＲ／２）を入れてもよい。

第３図はこの発明の他の実施例を示すものである。この
実施例はトランジスタＱ４、Ｑ５のベース電流によるカ
レントミラーの入出力の電流誤差を補正するためトラン
ジスタＱ６を付加したものである。この場合最低動作電
源電圧Ｖ　　　は第ＣＣＨＩ　Ｎ １図に比して高くなる。

第４図はこの発明のもう一つの他の実施例を示すもので
ある。この実施例はトランジスタＱ１と電流源１１間に
図示極性のダイオードＱ９を接続し、ダイオードＱ、と
電流電源１１間にベースを接続し、ダイオードＱ９によ
りバイアスされるトランジスタＱ　＋ｏはエミッタをト
ランジスタＱ２のコレクタに、コレクタをトランジスタ
Ｑ４のコレクタに接続している。トランジスタＱ　＋ｏ
のベースはエミッタをトランジスタＱ３のコレクタに、
コレクタを出力端子ＯＵＴに接続したトランジスタＱ１
１のベースに接続するとともにコレクタを電源Ｖｃｃに
、エミッタをトランジスタＱ２と抵抗Ｒに接続したトラ
ンジスタＱ＋２のベースに共通接続している。トランジ
スタＱ４、Ｑ５のベースを共通接続し、トランジスタＱ
５のベースとコレクタを共通接続してカレントミラー回
路ＣＭのトランジスタＱ５のコレクタにエミッタを出力
端子ＯＵＴにコレクタを接続したトランジスタＱＩ３の
ベースはトランジスタＱ４のコレクタに接続している。

上記構成において、トランジスタＱ、〜Ｑ＋３はトラン
ジスタＱ１〜Ｑ３の電源電圧の依存性を少なくするとと
もにトランジスタＱ第３はカレントミラー回路ＣＭの出
力電流の電源電圧の依存性も少なくし、電源電圧の変動
による弊害も少な（できる。この場合でも最低動作電源
電圧Ｖ。ＣＭＩＮは第１図に比して高くなる。

［発明の効果］ 以上記載したようにこの発明によるフィルター回路によ
れば、最低動作電圧を低くすることができるとともに大
きな入力変化に対しても原理的に歪を生じないものとな
る。またＩＣ化した場合外付インピーダンス素子を１端
子で接続できるばかりかバイアス用（基準）電圧源が不
要なため極めてシンプルな構成にできるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示す回路図、第２図は第
１図の交流等価回路図、第３図はこの発明の他の実施例
を示す回路図、第４図はこの発明のもう一つの実施例を
水回路図、第５図は従来の回路図、第６図は他の従来の
回路図、第７図は第６図の具体的な回路図である。 Ｑｌ、Ｑ２、Ｑ３・・・トランジスタ Ｒ・・・・・・・・・抵抗 ＣＭ・・・・・・カレントミラー Ｃ・・・・・・・・・コンデンサ

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）エミッタを直接あるいは抵抗素子を介して基準電
   位点に接続した第１、第２、第３のトランジスタを有し
   、この第１および第２のトランジスタのベースには直接
   あるいは抵抗素子を介して入力信号電流源の接続された
   該第１のトランジスタのコレクタに接続し、前記第３の
   トランジスタのベースには直接あるいは抵抗素子を介し
   て前記第１のトランジスタのコレクタに接続し、前記第
   ３のトランジスタのコレクタは前記カレントミラー回路
   の出力に接続し、この接続点を電流伝達の出力端子とし
   てなるフィルター回路において、前記第３のトランジス
   タのベースと前記基準電位点あるいは交流的な基準電位
   点にインピーダンス変化素子を接続したことを特徴とす
   るフィルター回路。
2. （２）前記カレントミラー回路の共通ベース間と入力間
   に前記第１ないし第３のトランジスタの各ベースによる
   各コレクタ電流の誤差を補償するための手段を追加して
   なることを特徴とする請求項１記載のフィルター回路。
3. （３）前記第１ないし第３のトランジスタのコレクタと
   カレントミラー回路間に電源電圧の変動による該第１な
   いし第３のトランジスタのコレクタ電流の誤差を補償す
   るための手段を追加してなることを特徴とする請求項第
   １記載のフィルター回路。