JPH01185011A - デジタル信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。

Ａ　産業上の利用分野 Ｂ　発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ　発明が解決しようとする課題 Ｅ　課題を解決するための手段（第１図）Ｆ　作用 Ｇ　実施例 Ｈ発明の効果 Ａ　産業上の利用分野 本発明はデジタル信号に麦換されたオーデ、イオ信号の
ダイナミックレンジをデジタル信号処理するデジタル信
号処理装置用のエンベロープ検波回路に関する。

Ｂ　発明のｍｖ 本発明は入力信号のダイナミックレンジをデジタル的に
制御するためのデジタル信号処理装置用のエンベロープ
検波回路に於いて、デジタル信号処理装置により、入力
信号のアタック時には固定のアタック係数を・用いてピ
ーク検波を行ない、リカバリー時には実効値検波値と所
定の閾値の比較によって得られた複数のりカバリ−係数
を用いてエンベロープ検波して、係数変更が容易で、入
力信号のエネルギー感を損わないものを得る様にしたも
のである。

Ｃ従来の技術 従来から、オーディオ信号のダイナミックレンジをコン
トロールするために、アナログ技術を用いてダイナミッ
クレンジをｍ通に圧縮、伸長させる様にしたダイナミッ
クレンジコントローラ（以トＤ　ｋ＜　Ｃと記す）が知
られている。第５図Ａは例えば、レコード力ッテング時
にオーバカッテングしない様にしたり之ツタとして機能
させるためのＤＲＣを示し、入力端子゛ｌ゛１に人力さ
れたオーディオ信号は利ｆ＝ｌ　ｉｒＪ変素子より成る
乗算回１／８（１）を通して出力端子Ｔ２に出力される
が、乗算回路（１）の出力信号はコントしＩ−ルシステ
ム（２）を介して負帰還されている。この構成ではコン
トロールシステム（２）に精Ｉｆｆ　ヲ２さないが、コ
ントロールシステム（２）の遅延により、出力端子Ｔ２
に過大なレベルの１６号が出力される迄、利得をリダク
ションすることが出来ないために、オーバシュートが発
生する欠点がある。これに対し、第５図Ｂに示す様に入
力端子Ｔ　ｔに供給したオーディオ信号を遅延回路（３
）とコントロールシステム（２）に供給し、コントロー
ルシステム（２）の制御信号で乗算回路（１）を制御さ
せる入力信号による制御方式をとれば入力端子Ｔ　ｔに
加えられる信号の変化に対してダイナミックレンジの特
性を正確に調整することが１」能であるが、コントロー
ルシステム（２）を精密に規定する必要がある。このコ
ントロールシステム（２）には図ボしないがアナログ的
ζ：構成したエンベロープ検波回路を含んでいる。この
エンベロープ検波方式としてはピーク検波方式と、実効
値（ｒ　ｒｎ　ｓ　）検波方式が知られているが、第６
図Ａはピーク検波回路図を示す、今入力端子Ｔ３に第６
図Ｂの様なトーンバースト信号が供給されると、バッフ
ァ（４）、整流素子ＣＤを通して増幅、整流されたトー
ンバースト信号は抵抗器Ｒ１，Ｒ２及びコンデンサｃ１
の時定数回路によって、アタックタイム、リカバリータ
イム並にホールドタイムが決定される。これらｉ８１は
ＤＲＣの歪率やノイズマスキングの品質に大きな影響を
与える。アタックタイム、リカバリータイム等の諸量は
ＩＥｃ等の定義ではトーンバースト波等の温度信号が加
えられた後に初期の６ｄＢオーバシエードが２ｄＢ以内
に収束する値をアタックタイムとして定義し、同じ（リ
カバリタイム（リリースタイム、或はデイケイタイム）
の値も出力レベルが収束値の２ｄＢ以内に増加する迄の
値を推奨している。第６図Ａに示すピーク検波回路では
第６図Ｃに示す様に抵抗器Ｒ１とコンデンサＣ１によっ
てアタックタイムが決定され、リカバリタイムはコンデ
ンサＣ１と抵抗器Ｒ２によって決定される。この為に、
入力信号のレベルに無関係に時定数が決定されるために
ＤＲＣの歪率やノイズマスキングに影響を与え、ダイナ
〈ツクレベルコントロールの処理結果が不自然になる欠
点があった。

この様な欠点を除去するために、リカバリータイムの時
定数を人力１８号のレベルに応じて切換えるピーク検波
回路も提案されている。この構成を第７図Ａ及び第８図
Ａに示す。第７図Ａ及び第８図Ａで上段に示す生糸路は
第６図Ａと同一のピーク検波回路を構成しているので同
一符号を付して重複説明は省略する。ｖＡ７図八画人第
８図への入力端子′ｌ゛３に供給したトーンバースト信
号はバッファ（４１に人力されると共にバッファ（５）
に入力され、整流素子ＣＤ　１で整流されコンパレータ
（６）を構成する差動増幅器（６ａ）　、　　（６ｂ）
の反転入力☆に１子又は非反転入力端子に供給される。

差動増幅器（［１ａ）（６ｂ）の反転入力端子又は非反
転入力端子には抵抗ＷＲ４，Ｒ６で分圧された基準電圧
が供給され、差動増＋１９ａ器（６ａ）　、　　（６ｂ
）の出力はス４−７チ７グ用トランジスタ１゛Ｒ１のベ
ースに接続される。Ｉ・ランジスタ’ｌ’　Ｒｔのコレ
クタは抵抗器Ｒ２とＲ３の直列接続中点に接続され、エ
ミッタ及び抵抗器Ｒ３の一端は接地されている。入力端
子Ｔ３に第７図Ｂ及び第８図Ｂに示すトーンバースト信
号が人力された場合を考えると、第７図へのピーク検波
回路では入力信号に多くの低域成分を含んだ場合に有効
でリカバリータイムをにくする方式である。即ち、第７
図Ｃの出力波形に示す様にアクンフタイムは主系路の時
定数Ｒ１，Ｃ１で決定されるが、リカバリータイムはコ
ンパレータ（６）の基準レベル′Ｉ″Ｌより高い間はス
イッチング用トランジスタＴＲ１はオフ状態で時定数回
路Ｃ１，Ｒ２，Ｒ］で定まる時定数で放電するが、基準
レベル′１゛Ｌ以下になるとスイ・ノチング用トランジ
スタ′ｒ　Ｒ１は抵抗器Ｒ３をシャントして、以後時定
数回路はＣＩ＋Ｒ２で定まる時定数で放電する。

第８図Ａに示すピーク検波回路では入力信号がパルス状
の高域成分を含んだ場合に有効である。

即ち、第８図Ｃの出力波形図に示す様に、アタックタイ
ムは主系路の時定数０１　・Ｒ１で決定されるが、リカ
バリータイムはコンパレータ（６）の基準Ｌ／へ／Ｌ／
ＴＬより高い間はスイッチング用トランジスタ’［’　
Ｒｔは抵抗器！シ３をシャントする様に“オン”状態と
成されているために時定数回路Ｃ１・Ｒ２の時定数で放
電するが、基準レベル″Ｉ’Ｌ以下になるとスイッチン
グ用トランジスタＴ　Ｒ１は“オフ“状態となって以後
、時定数回路の０１　・Ｒ１・Ｒ３で定まる時定数で放
電することになる。

この様なピーク検波回路の人力レベルに応じてリカバリ
ータイムを可変する様に構成させても、出力波形信号は
入力信号のエネルギー甘を反映した検波回路とならない
ために、聴感上に種々の不満が残る問題があった。

この様な問題を解決するために、入力信号のｒ　ｒｎ　
ｓ値を基にアタック時とりカバリ−時の時定　　　　□
数を付加した、第９図Ａの様な実効値検波回路が提案さ
れている。第９図Ａの回路に於いて実効値検出回路（７
）以外は第６図Ａの構成と同一であるので同一符号を付
してｉｆ＜ず。実効４ｍ検出回路（７）は第９図Ｂ又は
第９図Ｃの如く構成されている。第９図Ｂの場合は、入
力信号Ｘを二乗する二乗演算回路（７ａ）を有し、二乗
演算回路（’／ａ）で入力信号ＸをＸ′とし、積分する
ための積分用のフィルタ（７ｂ）と平方根回路（７ｃ）
を通すことで、出力信号ｙとしては７「「マτ−ｉの信
号を取り出す構成とされている。第９図Ｃの場合は入力
信号Ｘを二乗する二乗演算回ｖＰｒ（７ａ）と、この二
乗演算回路（７ａ）で入力信号Ｘをｘ２とし、この対数
をとっ−（ｌｏｇｘ′とする対数回路（７ｄ）と、この
　監ｏｇｘ’を積分する積分用フィルタ（７ｂ）と、Ｊ
　ｌｏｇｘ’　ｄｔを１／２とする割算ｌＬ！ｌ路（７
ｅ）から構成されている。

Ｄ　発明が解決しようとする課題 従来のアナログ的１）ＲＣのエンベロープ検波回路に於
いては、実効値検波回路を用いると、二乗演算回路（７
ａ）　、平方根回路（７ｃ）、対数回路（７ｄ）　、割
算回路（７ｅ）等のアナログ的６ｉ！詐回路を必要とし
、回路が複雑となる。更に第４図Ｂにボずコントロール
システム（２）として必要な商精度。

高安定度が要求されると、実効値検波回路はデバイス構
成が極めて１８ｉ価なものとなる。更に実効値検波の原
理上積分用フィルタ（７ｂ）を用いるため過渡信号に対
して応答性（特にアタック時）が悪く、ＤＲＣをリミッ
タとして用いた場合（ダイナミックレンジを大きくさせ
る圧縮器及びノイズリダクション等のための伸長器等と
して利用される。）に問題が多い。更に、第５図Ｂで示
す主系路の遅延回路（３）をアナログ的に構成させる場
合には高価になりすぎる問題があった。

本発明は叙上の問題点に鑑み、デジタル的に入力信号を
処理し、係数変更が容易で、入力信号のエネルギー感を
出力信号に反映出来るデジタル信号処理装置用のエンベ
ロープ検波回路を得ることを目的とするものである。

ａ　　ｉａを解決するための手段 本発明の構成はｇｔ図にその１例を示す様に、入力信号
のダイナミックレンジをデジタル的に制御するためのデ
ジタル信号処理装置用のエンベロープ検波回路に於いて
、デジタル信号処理装置により、上記入力信号のアタッ
ク時には固定のアタック係数ｔａを用いてピーク検波を
行ない、リカバリー時には実効値検波値と所定の閾値ｔ
ｒ　ｔｈの比較（２２）によって得られた複数のりカバ
リ−係数【ｒを用いてエンベロープ検波（１８）するよ
うにしたものである。

１・”　　作用 本発明のデジタル信号処理用のエンベロープ検波回路は
デジタル信号処理装置によって、デジタル的に変換した
入力信号のアタックタイムは固定したアタック係数ｔａ
によって演算してピーク検波を行ない、リカバリータイ
ムは入力信号を実効値検出した値と所定の閾値ｔｒ　ｔ
ｈを比較演算しその結果に基づく複数のリカバリ係数ｔ
ｒ１及びＬｒ２よって切換選択することでエンベロープ
検波する様にしているのでγｍｓ検波がデジタル的に行
なオ〕れ、入力信号のエネルギーを反映した検波出力が
得られ、且つＷＡａに検波手段が得られる。

Ｇ　実施例 以下、本発明のデジタル信号処理装置用エンベロープ検
波回路の１実施例を第１図乃至第４図について説明する
。第２図は本発明のデジタルｆｍ号処理用エンベロープ
検波回路が用いられるダイナミックレンジコントローラ
の全体的系統図をボしている。第２図で入力端子Ｔ１に
供給される人力１４号（例えばデジタル化したトーン、
ノイースト信号）を主系路ではデジタル的遅延回路（３
）と乗算回路（ｌａ）を介して出力端子１゛２出力する
。この主系路の遅延回路（３）は後述するコントロール
システム経路のエンベロープ検波回路（１０）で発生す
るアクツクタイム等によって時間遅れが生じ、コントロ
ールシステム糸で生成される利得制御信号は主系路を流
れる信号に対して遅れを生ずるために、圧縮器やリミッ
タ等の処理に於いては、この遅れによって、゛オーバシ
ュートが生じて歪みの原因となるので、主系路に遅延回
路（３）を挿入してこれら原因を防止している。

コントロールシステム系路では入力端子゛ｌ゛１に供給
される入力信号はデジタル的なエンベロープ検波回Ｖ＆
（１０）で包路線検波し、この包路線検波信号をデジタ
ル的な対数回路（１１）で対数変換し、同じくデジタル
的な利得制御信号発生回路（１２）に供給して、対数変
換された包絡線検波信号から利得制御信号を生成する。

この生成された利得Ｓｂ制御信号は対数的な出力信号と
して出力されるので、次段のデジタル的逆対数回路（１
３）を通すことでリニアな利得制御信号に変換される、
次にこの利得制御信号は積分用のデジタルフィルタ（１
４）に供給される。この利得制御信号は有限語長の基で
対数回路（１１）　、逆対数回路（１３）等の広い範囲
の関数処理を行なうときに生ずる激しい変化を平滑化す
るためのＬＰＦであり、このＬＰＦで平滑化された利得
制御信号が乗算回路（１ａ）で乗算される。

第１の利得制御信号発生回路（１２）の動作を第３図Ａ
、Ｈにより更に詳記する。今、リニヤな入力信号をｘ′
、リニヤな出力信号をｙ′とすると、利得制御信号発生
回路（１２）では Ｘ’　−２０１ａｇ　ｘ’　　　　　　　　　　・・・
（１）Ｙ’　＝２０１ｏｇ　）Ｆ’　　　　　　　　　
　・・１２）で表される。Ｘ’、Ｙ’に Ｙ’　＝ａ　ｘ’　　＋ｂ　　　　　　　　　　・・・
（３）の関係があるとき利得Ｇは ｙ′ Ｇ＝２０１ｏｇ　−＝２０　　ｌｏｇ　ｙ’　−１ａｇ
　ｘ’マ　Ｉ ここに（１１，（２１式を代入ずれば Ｇ＝Ｙ’　−Ｘ’ となり、ここに（３）式を代入すれば Ｇ＝　（ａｘ’　　＋ｂ）　−ｘ’ ＝Ｂｚ’＋ｂ−ｘ’ ＝（１−１）ｘ’　＋ｌ）　　　　　　・・・（４）と
なる。

分間値ｃｔｈ以上で動作を開始する圧縮比Ｃｒなる圧縮
器を考えたときの人出力の関係はＹ’　　−Ｃｒ　−Ｘ
’　　＋ＣＬｈ（１−Ｃｒ）　　・・１５１となる、圧
縮比−１／３、閾値に　ｔｈ−−２０ｄＢとしたときの
例を第３図Ａに示す、従って（３１，（４）式より利得
Ｇは Ｇ−（Ｃｒ−１）Ｘ’　＋Ｃｔｈ（１−Ｃｒ）＝　（Ｃ
ｒ−１）　　（Ｘ’　−ＣＬｌ＋）　　・・１６）とな
る、ここで Ｃｓ　＝Ｃｒ−１・・１７） とすると利得Ｇは Ｇ−（Ｏｒ−１）　　（Ｘ−ＣＬｈ） ＝Ｃｓ　・（Ｘ−ＣＬｈ）　　　　　　・・１８１とな
る。即ちエンベロープ検波を行なった後に対数回路で対
数化した入力信号Ｘ′に対し、（８）式の処理を行なう
ことによって、利得Ｇなる制御信号を生成する。この例
では圧縮特性の場合のみで、リミッタ、或は伸張器ノイ
ズゲーＩ・等の時にも、（７）式に担当する関数が存在
し、この処理を利得制御信号発生回路（１２）が行なう
ことになる。

第２図のエンベ−ローブ検波回路（ｌＯ）をデジタル信
号処理装置を利用して構成した場合の機能的系統図を第
１図に示す、第１図で、先ずデジタル的な入力信号Ｘ！
はエンベロープ検出泉蹄を構成する全波整流手段（１７
）並にリカバリー係数検出糸路（１６）の二乗演算手段
（１９）に供給される。

先ずリカバリ係数検出系路（１６）について説明する。

二乗演算手段（１９）ではｒ　ｒｎ　ｓを利用してリカ
バリー係数’ｌ’　ｒを算出するために、デジタル的な
入力信号ｘ１を供給することで出力信号ｙ２はｙ２（ロ
）＝Ｘｔ’（ｎ）　　　　　　　　　　・・・（９）の
二乗演算が行なわれる。ここでｎはｎサン°プリング目
の人出力信号を示す。二乗演算手段（１９）の出力（Ｈ
号ｙ２は一次の巡１に！ｌ’！デジタルフィルタ（２０
）に入力信号ｘ２として供給される。このデジタルフィ
ルタ（２０）の入出力信号ｘ２及びｙ３は乗算係数をｔ
ａｖとすれば、 ）’　　３　（ｎ）＝Ｌａｖ　　　（Ｘ２　　（ｎＪ　
−ｙ　３　　　（ｎ　　　　１）　　）十７３　　（ｎ
　−１）　　　　・・・　（１０）の処理が行なわれ”
ζＬＰＦとして機能する。この場合のＺ″″五はＺ変換
した１ザンプル値の遅延量をボす。デジタルフィルタ（
２０）の出力信号ｙ３は次段の平方根演算手段（２１）
に入力信号Ｘ３として供給され、出力信号ｙ→は ）’　４　　（ＩＩ）＝　Ｊ　Ｘ３　　（ｎｌ　　　　
　　　　　　　　・　　・　・　（１１）が演算されて
ｙ　４　（ｎ）なるｒ　ｒｎ　ｓ　４直が算出される。

次に平方根演算手段（２１）の出力信号ｙ４は比較手１
１（２２）に入力信号Ｘ→とじて人力される（ｙ→＝ｘ
４）比較手段（２２）内には基弔となる閾値Ｌｒ　ｔｈ
を有し、ｒ　ｍ　ａ　（Ｍｙ　４　（ｎ）＝　Ｘ４　（
ｎ）はコノ閾値ＬｒＬＩ＋と比較される。即ち ）’　４　（ｎ）　＞　Ｌｒｔｈのときリカバリー係数
Ｌｒは Ｌｒ＝Ｌｒ１・・・（１２） ｙ４　ｔｌｌ）　＜　ｔｒＬｈのとき リカバリー係数【ｒは ｔｒ＝　Ｌｒ２　　　　　　　　　　　　　・・・　（
１３）と言う様にｔｒｘ又はＬｒ２を選択する。この様
なりカバリ−係数Ｌｒ”　Ｌｒｔ又はＬｒｔはエンベロ
ープ検波手段（１８）を構成するデジタルフィルタの係
数ｔｒとして供給される。

一方、エンベロープ検出系路（１５）では全波整流手段
（１７）に人力された入力信号ｘ１は全波整流され、そ
の出力信号）’　ｓ　（Ｉｌｌは７　　ｓ　　（ＩＩ）
＝　　ｌ　　ＸＩ　　（＋０１　　　　　　　　　　　
　　　　　　・　　・　　・　　（１４）とされ、この
出力信号ｙ５（ｎ）はエンプローブ検波手段（１８）に
人ノ月４号ｘｓ　　（ｙ５＝ｘｓ　）として入力され出
力信号ｙ６として出力されるが、Ｘｓ（ロ）＞）’、Ｊ
　（ｎ”ｌ）のとき、ｙｅ（ロ）−ｔａ　　（ｘｓ（１
１）−ｙｓ　　（ｎ−１）　）＋ｙε　（ｎ　−１）　
　　　　　　・・・　（１５）但しｔａはデジタルフィ
ルタのアタック係数としてアタックタイムを決定する。

又、 Ｘｓ（ｎｌ≦ｙｃ（ｎｌ）のとき ｙｅ　（ｎ）＝ｔｒ−ｙｅ　　（ｎ　−１＞　　　　・
・・（１６）としてリカバリータイムを決定することで
エンベロープ検波が行なわれる。

叙上の処理は離散系で表現したが理解を容易にするため
に連続値系に置き換えて、第４図の波形し１で説明する
。第４図Ａは全波整流手段（１７）と二乗演算手段（１
９）に供給されるトーンバースト状の入力信号ｘｔ（ｔ
）を示すものでデジタルフィルタ（２０）と平方根演算
手段（２１）を通してｒ　ｍ　ｓ値とされた出力信号ｙ
→は第４図Ｂの様に比較手［５２（２２）で閾値ｔｒ　
ｔｈが設定される、エンベロープ検波手段（１８）に人
力される入力信号のｘｓ（ｔ）がｘｓ（ｔ）＞３’ε（
（）のとき、即ち入力信号の立ち上り時には第４図Ｃに
示す様に出力信号ｙｃ（１１はアタック係数ｔａによっ
て立ち上がるアタックタイムを有し、立ち下りのりカバ
リ−タイムは閾値Ｌｒ　Ｌｈより大なるときのｔｒ＝　
ｔｒｔの係数で応答し、閾値Ｌｒｔｈより小なるときは
ｔｒ＝　Ｌｒ２の係数で応答する様に切換選択される。

この場合係数値Ｌｒ１は係数イＩ！′（ｔｒ２より小さ
な場合である。第４図ＢはＬｒｓ　＞ｔｒ２の場合のエ
ンベロープ検波手段（１８）の出力信号ｙεの第４図Ｃ
と同様の波形図である。

この様に本発明のデジタル信号処理装置用エンベロープ
検波回路によれば入力信号の立ち上り時のアタック時に
は通常のピーク検波を行ない、入力信号波形にａ確に追
従し、立ち下りのりカバリ−時にはｒ　ｎｔ　ｓ値を反
映したりカバリ−係数ｔｒｓ　＋（「２を用いることに
よって、この検波以後に行なわれるグイナミソクレベル
コントロール処理に通したエンベロープ検波信号を生成
出来るので入力信号のエネルギ量を反映したｒ　ｍ　ｓ
検波が行なわれると共にデジタル信号処理装置で構成出
来るのでエンベロープ検波回路を安価、高精度に構成出
来、リカバリー係数の変更も容易である効果を有する。

面、上記実施例に於いて、閾値ｔｒ　ｔｈを複数設ける
ことで、それに応じた複数のりカバリ−係数ｔｒ値を選
択するようにすればより細がなｉｌ＋Ｉ整を行なうこと
が可能となり、本発明の要旨を逸税しない範囲で棟々の
変形かり能である。

Ｈ発明の効果 本発明によればデジタル信号処理装置を用いてデジタル
的に処理しているためにリカバリー係数の変更が極めて
容易に出来る。検波方法としてはｒ　ｍ　ｓ検波を用い
ているので入力信号のエネルギー感を検波出力に反映出
来るためダイナミックレンジコントロール時の聴感上の
問題が解決され、ハード的にはデジタル信号処理装置だ
けであるので高精度、廉価に構成し得る効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のｌ実施例をボすデジタル信号処理装置
用エンベロープ検波回路の機能的系統図、第２図はダイ
ナミンクレンジコント１′Ｊ−ラの圧縮、伸張を行なう
ための系統図、第３図は第１図中の利得制御１４号発生
回路の入出力特性及び人力−利得特性図、ｆｆ１４図は
第１図の動作説明をアナロク的に示した波形図、第５図
は従来のダイナミックレンジコントローラの系統図例、
第６図は従来のピーク検波回路とその入出力波形図、第
７図は従来のりカバリ−タイム切換回路とその入出力波
形図、第８図は第７図と同様の他の実施例を示す切換回
路とその入出力波形図、第９図は従来の実効値検波回路
の系統図である。 （１ａ）は乗算回路、（３）は遅延回路、（１０）はエ
ンベロープ検波回路、（１２）は利得制御信号発生回路
、（１７）は全波整流手段、（１８）はエンベロープ検
波手段、（１９）は二乗演算手段、（２ｏ）はデジタル
フィルタ、（２１）は平方根演算手段、（２２）は比較
手段である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力信号のダイナミックレンジをデジタル的に制御する
   ためのデジタル信号処理装置用のエンベロープ検波回路
   に於いて、 上記デジタル信号処理装置により、上記入力信号のアタ
   ック時には固定のアタック係数を用いてピーク検波を行
   ない、リカバリー時には実効値検波値と所定の閾値の比
   較によって得られた複数のリカバリー係数を用いてエン
   ベロープ検波してなることを特徴とするデジタル信号処
   理装置用のエンベロープ検波回路。