JP2681957B2 - デジタル信号処理装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。

Ａ産業上の利用分野 Ｂ発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ発明が解決しようとする課題 Ｅ課題を解決するための手段（第１図） Ｆ作用 Ｇ実施例 Ｈ発明の効果 Ａ産業上の利用分野 本発明はデジタル信号に変換されたオーディオ信号の
ダイナミックレンジをデジタル信号処理するデジタル信
号処理装置に関する。

Ｂ発明の概要 本発明は入力信号のダイナミックレンジをデジタル的
に制御するためのデジタル信号処理装置に於いて、デジ
タル信号処理装置により、入力信号のアタック時には固
定のアタック係数を用いてピーク検波を行ない、リカバ
リー時には実効値検波値と所定の閾値の比較によって得
られた複数のリカバリー係数を用いてエンベロープ検波
して、係数変更が容易で、入力信号のエネルギー感を損
わないものを得る様にしたものである。

Ｃ従来の技術 従来から、オーディオ信号のダイナミックレンジをコ
ントロールするために、アナログ技術を用いてダイナミ
ックレンジを最適に圧縮，伸長させる様にしたダイナミ
ックレンジコントローラ（以下DRCと記す）が知られて
いる。第５図Ａは例えば、レコードカッテング時にオー
バカッテングしない様にしたリミッタとして機能させる
ためのDRCを示し、入力端子T₁に入力されたオーディオ
信号は利得可変素子より成る乗算回路（１）を通して出
力端子T₂に出力されるが、乗算回路（１）の出力信号は
コントロールシステム（２）を介して負帰還されてい
る。この構成ではコントロールシステム（２）に精度を
要さないが、コントロールシステム（２）の遅延によ
り、出力端子T₂に過大なレベルの信号が出力される迄、
利得をリダクションすることが出来ないために、オーバ
シュートが発生する欠点がある。これに対し、第５図Ｂ
に示す様に入力端子T₁に供給したオーディオ信号を遅延
回路（３）とコントロールシステム（２）に供給し、コ
ントロールシステム（２）の制御信号で乗算回路（１）
を制御させる入力信号による制御方式をとれば入力端子
T₁に加えられる信号の変化に対してダイナミックレンジ
の特性を正確に調整することが可能であるが、コントロ
ールシステム（２）を精密に規定する必要がある。この
コントロールシステム（２）には図示しないがアナログ
的に構成したエンベロープ検波回路を含んでいる。この
エンベロープ検波方式としてはピーク検波方式と、実効
値（rms）検波方式が知られているが、第６図Ａはピー
ク検波回路図を示す、今入力端子T₃に第６図Ｂの様なト
ーンバースト信号が供給されると、バッファ（４），整
流素子CDを通して増幅，整流されたトーンバースト信号
は抵抗器R₁，R₂及びコンデンサC₁の時定数回路によっ
て、アタックタイム，リカバリータイム並にホールドタ
イムが決定される。これら諸量はDRCの歪率やノイズマ
スキングの品質に大きな影響を与える。アタックタイ
ム，リカバリータイム等の諸量はIEC等の定義ではトー
ンバースト波等の入力信号が加えられた後に初期の6dB
オーバシュートが2dB以内に収束する値をアタックタイ
ムとして定義し、同じくリカバリタイム（リリースタイ
ム、或はディケイタイム）の値も出力レベルが収束値の
2dB以内に増加する迄の値を推奨している。第６図Ａに
示すピーク検波回路では第６図Ｃに示す様に抵抗器R₁と
コンデンサC₁の値によってアタックタイムが決定され、
リカバリタイムはコンデンサC₁と抵抗器R₂の値によって
決定される。この為に、入力信号のレベルに無関係に時
定数が決定されるためにDRCの歪率やノイズマスキング
に影響を与え、ダイナミックレベルコントロールの処理
結果が不自然になる欠点があった。

この様な欠点を除去するために、リカバリータイムの
時定数を入力信号のレベルに応じて切換えるピーク検波
回路も提案されている。この構成を第７図Ａ及び第８図
Ａに示す。第７図Ａ及び第８図Ａで上段に示す主系路は
第６図Ａと同一のピーク検波回路を構成しているので同
一符号を付して重複説明は省略する。第７図Ａ及び第８
図Ａの入力端子T₃に供給したトーンバースト信号はバッ
ファ（４）に入力されると共にバッファ（５）に入力さ
れ、整流素子CD₁で整流されコンパレータ（６）を構成
する差動増幅器（6a），（6b）の反転入力端子又は非反
転入力端子に供給される。差動増幅器（6a），（6b）の
反転入力端子又は非反転入力端子には抵抗器R₄，R₅の抵
抗値で分圧された基準電圧が供給され、差動増幅器（6
a），（6b）の出力はスイッチング用トランジスタTR₁の
ベースに接続される。トランジスタTR₁のコレクタは抵
抗器R₂とR₃の直列接続中点に接続され、エミッタ及び抵
抗器R₃の一端は接地されている。入力端子T₃に第７図Ｂ
及び第８図Ｂに示すトーンバースト信号が入力された場
合を考えると、第７図Ａのピーク検波回路では入力信号
に多くの低域成分を含んだ場合に有効でリカバリータイ
ムを長くする方式である。即ち、第７図Ｃの出力波形に
示す様にアタックタイムは主系路の時定数R₁，C₁で決定
されるが、リカバリータイムはコンパレータ（６）の基
準レベルT_Lより高い間はスイッチング用トランジスタTR
₁はオフ状態で時定数回路C₁，R₂，R₃で定まる時定数で
放電するが、基準レベルT_L以下になるとスイッチング用
トランジスタTR₁は抵抗器R₃をシャントして、以後時定
数回路はC₁，R₂で定まる時定数で放電する。

第８図Ａに示すピーク検波回路では入力信号がパルス
状の高域成分を含んだ場合に有効である。即ち、第８図
Ｃの出力波形図に示す様に、アタックタイムは主系路の
時定数C₁・R₁で決定されるが、リカバリータイムはコン
パレータ（６）の基準レベルT_Lより高い間はスイッチン
グ用トランジスタTR₁は抵抗器R₃をシャントする様に
“オン”状態と成されているために時定数回路C₁・R₂の
時定数で放電するが、基準レベルT_L以下になるとスイッ
チング用トランジスタTR₁は“オフ”状態となって以
後、時定数回路のC₁・R₁・R₃で定まる時定数で放電する
ことになる。

この様なピーク検波回路の入力レベルに応じてリカバ
リータイムを可変する様に構成させても、出力波形信号
は入力信号のエネルギー量を反映した検波回路とならな
いために、聴感上に種々の不満が残る問題があった。

この様な問題を解決するために、入力信号のrms値を
基にアタック時とリカバリー時の時定数を付加した、第
９図Ａの様な実効値検波回路が提案されている。第９図
Ａの回路に於いて実効値検出回路（７）以外は第６図Ａ
の構成と同一であるので同一符号を付して示す。実効値
検出回路（７）は第９図Ｂ又は第９図Ｃの如く構成され
ている。第９図Ｂの場合は、入力信号ｘを二乗する二乗
演算回路（7a）を有し、二乗演算回路（7a）で入力信号
ｘをx²とし、積分するための積分用のフィルタ（7b）と
平方根回路（7c）を通すことで、出力信号ｙとしては の信号を取り出す構成とされている。第９図Ｃの場合は
入力信号ｘを二乗する二乗演算回路（7a）と、この二乗
演算回路（7a）で入力信号ｘをx²とし、この対数をとっ
てlogx²とする対数回路（7d）と、このlogx²を積分する
積分用フィルタ（7b）と、∫logx²dtを1/2とする割算回
路（7e）から構成されている。

Ｄ発明が解決しようとする課題 従来のアナログ的DRCのエンベロープ検波回路に於い
ては、実効値検波回路を用いると、二乗演算回路（7
a），平方根回路（7c），対数回路（7c），割算回路（7
e）等のアナログ的演算回路を必要とし、回路が複雑と
なる。更に第５図Ｂに示すコントロールシステム（２）
として必要な高精度，高安定度が要求されると、実効値
検波回路はデバイス構成が極めて高価なものとなる。更
に実効値検波の原理上積分用フィルタ（7b）を用いるた
め過渡信号に対して応答性（特にアタック時）が悪く、
DRCをリミッタとして用いた場合（ダイナミックレンジ
を大きくさせる圧縮器及びノイズリダクション等のため
の伸長器等として利用される。）に問題が多い。更に、
第５図Ｂで示す主系路の遅延回路（３）をアナログ的に
構成させる場合には高価になりすぎる問題があった。

本発明は叙上の問題点に鑑み、デジタル的に入力信号
を処理し、係数変更が容易で、入力信号のエネルギー感
を出力信号に反映出来るデジタル信号処理装置を得るこ
とを目的とするものである。

Ｅ課題を解決するための手段 本発明の構成は第１図にその１例を示す様に、入力信
号のダイナミックレンジをデジタル的に制御するための
デジタル信号処理装置において、入力信号のアタック時
には予め定められている固定値に基づいてピーク検波を
行う第１の検波手段と、入力信号の実効値を演算し、演
算した実効値と所定係数の比較に基づいてリカバリー係
数を算出するリカバリー係数設定手段と、入力信号のリ
カバリー時には上記リカバリー係数設定手段によって定
められた複数のリカバリー係数に基づいてエンベロープ
検波を行う第２の検波手段と、第１の検波手段の出力と
上記第２の検波手段の出力をアタック時とリカバリー時
で各々切換制御する制御手段とを備えてなるデジタル信
号処理装置としたものである。

Ｆ作用 本発明のデジタル信号処理はデジタル信号処理装置に
よって、デジタル的に変換した入力信号のアタックタイ
ムは固定したアタック係数taによって演算してピーク検
波を行ない、リカバリータイムは入力信号を実効値検出
した値と所定の閾値trthを比較演算しその結果に基づく
複数のリカバリ係数tr₁及びtr₂よって切換選択すること
でエンベロープ検波する様にしているのでrms検波がデ
ジタル的に行なわれ、入力信号のエネルギーを反映した
検波出力が得られ、且つ簡単に検波手段が得られる。

Ｇ実施例 以下、本発明のデジタル信号処理装置の１実施例を第
１図乃至第４図について説明する。第２図は本発明のデ
ジタル信号処理用エンベロープ検波回路が用いられるダ
イナミックレンジコントローラの全体的系統図を示して
いる。第２図で入力端子T₁に供給される入力信号（例え
ばデジタル化したトーンバースト信号）を主系路ではデ
ジタル的遅延回路（３）と乗算回路（1a）を介して出力
端子T₂出力する。この主系路の遅延回路（３）は後述す
るコントロールシステム経路のエンベロープ検波回路
（10）で発生するアタックタイム等によって時間遅れが
生じ、コントロールシステム系で生成される利得制御信
号は主系路を流れる信号に対して遅れを生ずるために、
圧縮器やリミッタ等の処理に於いては、この遅れによっ
て、オーバシュートが生じて歪みの原因となるので、主
系路に遅延回路（３）を挿入してこれら原因を防止して
いる。

コントロールシステム系路では入力端子T₁に供給され
る入力信号はデジタル的なエンベロープ検波回路（10）
で包絡線検波し、この包絡線検波信号をデジタル的な対
数回路（11）で対数変換し、同じくデジタル的な利得制
御信号発生回路（12）に供給して、対数変換された包絡
線検波信号から利得制御信号を生成する。この生成され
た利得制御信号は対数的な出力信号として出力されるの
で、次段のデジタル的逆対数回路（13）を通すことでリ
ニアな利得制御信号に変換される、次にこの利得制御信
号は積分用のデジタルフィルタ（14）に供給される。こ
の利得制御信号は有限語長の基で対数回路（11）、逆対
数回路（13）等の広い範囲の関数処理を行なうときに生
ずる激しい変化を平滑化するためのLPFであり、このLPF
で平滑化された利得制御信号が乗算回路（1a）で乗算さ
れる。

第１の利得制御信号発生回路（12）の動作を第３図A,
Bにより更に詳記する。今、リニヤな入力信号をｘ′、
リニヤな出力信号をｙ′とすると、利得制御信号発生回
路（12）では Ｘ′＝20logx′ ・・・（１） Ｙ′＝20logy′ ・・・（２） で表される。Ｘ′,Y′に Ｙ＝ax′＋ｂ ・・・（３） の関係があるとき利得Ｇは ここに（１），（２）式を代入すれば Ｇ＝Ｙ′−Ｘ′ となり、ここに（３）式を代入すれば Ｇ＝（ax′＋ｂ）−ｘ′ ＝ax′＋ｂ−ｘ′ ＝（ａ−１）ｘ′＋ｂ ・・・（４） となる。

今閾値Cth以上で動作を開始する圧縮比Crなる圧縮器
を考えたときの入出力の関係は Ｙ′＝C_r・Ｘ′＋C_th（１−C_r） ・・・（５） となる、圧縮比＝1/3、閾値Cth＝−20dBとしたときの例
を第３図Ａに示す。従って（３），（４）式より利得Ｇ
は Ｇ＝（Cr−１）Ｘ′＋Cth（１−Cr） ＝Cr−１）（Ｘ′−Cth） ・・・（６） となる。ここで Cs＝Cr−１ ・・・（７） とすると利得Ｇは Ｇ＝（Cr−１）（Ｘ′−Cth）＝Cs・（Ｘ′−Cth）・・
・（８） となる。即ちエンベロープ検波を行なった後に対数回路
で対数化した入力信号Ｘ′に対し、（８）式の処理を行
なうことによって、利得Ｇなる制御信号を生成する。こ
の例では圧縮特性の場合のみで、リミッタ、或は伸張器
ノイズゲート等の時にも、（７）式に担当する関数が存
在し、この処理を利得制御信号発生回路（12）が行なう
ことになる。

第２図のエンベーロープ検波回路（10）をデジタル信
号処理装置を利用して構成した場合の機能的系統図を第
１図に示す、第１図で、先ずデジタル的な入力信号x₁は
エンベロープ検出系路を構成する全波整流手段（17）並
にリカバリー係数検出系路（16）の二乗演算手段（19）
に供給される。先ずリカバリー係数検出系路（16）につ
いて説明する。二乗演算手段（19）ではrmsを利用して
リカバリー係数Trを算出するために、デジタル的な入力
信号x₁を供給することで出力信号y₂は y₂（ｎ）＝x₁ ²（ｎ） ・・・（９） の二乗演算が行なわれる。ここでｎはｎサンプリング目
の入出力信号を示す。二乗演算手段（19）の出力信号y₂
は一次の巡回型デジタルフィルタ（20）に入力信号x₂と
して供給される。このデジタルフィルタ（20）の入出力
信号x₂及びy₃は乗算係数をtavとすれば、 y₃（ｎ）＝tav｛x₂（ｎ）−y₃（ｎ−１）｝ ＋y₃（ｎ−１） ・・・（10） の処理が行なわれてLPFとして機能する。この場合のZ^-1
はＺ変換した１サンプル値の遅延量を示す。デジタルフ
ィルタ（20）の出力信号y₃は次段の平方根演算手段（2
1）に入力信号x₃として供給され、出力信号y₄は が演算されてy₄（ｎ）なるrms値が算出される。次に平
方根演算手段（21）の出力信号y₄は比較手段（22）に入
力信号x₄として入力される（y₄＝x₄）比較手段（22）内
には基準となる閾値trthを有し、rms値y₄（ｎ）＝x
₄（ｎ）はこの閾値trthと比較される。即ち y₄（ｎ）＞trthのとき リカバリー係数trは tr＝tr₁ ・・・（12） y₄（ｎ）＜trthのとき リカバリー係数trは tr＝tr₂ ・・・（13） と言う様にtr₁又はtr₂を選択する。この様なリカバリー
係数tr＝tr₁又はtr₂はエンベロープ検波手段（18）を構
成するデジタルフィルタの係数trとして供給される。

一方、エンベロープ検出系路（15）では全波整流手段
（17）に入力された入力信号x₁は全波整流され、その出
力信号y₅（ｎ）は y₅（ｎ）＝｜x₁（ｎ）｜ ・・・（14） とされ、この出力信号y₅（ｎ）はエンベロープ検波手段
（18）に入力信号x₅（y₅＝x₅）として入力され出力信号
y₆として出力されるが、 x₅（ｎ）＞y₆（ｎ−１）のとき、 y₆（ｎ）＝ta｛x₅（ｎ）−y₆（ｎ−１）｝ ＋y₆（ｎ−１） ・・・（15） 但しtaはデジタルフィルタのアタック係数としてアタッ
クタイムを決定する。又、 x₅（ｎ）≦y₆（ｎ−１）のとき、 y₆（ｎ）＝tr・y₆（ｎ−１） ・・・（16） としてリカバリータイムを決定することでエンベロープ
検波が行なわれる。

叙上の処理は離散系で表現したが理解を容易にするた
めに連続値系に置き換えて、第４図の波形図で説明す
る。第４図Ａは全波整流手段（17）と二乗演算手段（1
9）に供給されるトーンバースト状の入力信号x₁（ｔ）
を示すものでデジタルフィルタ（20）と平方根演算手段
（21）を通してrms値とされた出力信号y₄は第４図Ｂの
様に比較手段（22）で閾値trthが設定される、エンベロ
ープ検波手段（18）に入力される入力信号のx₅（ｔ）が
x₅（ｔ）＞y₆（ｔ）のとき、即ち入力信号の立ち上り時
には第４図Ｃに示す様に出力信号y₆（ｔ）はアタック係
数taによって立ち上がるアタックタイムを有し、立ち下
りのリカバリータイムは閾値trthより大なるときのtr＝
tr₁の係数で応答し、閾値trthより小なるときはtr＝tr₂
の係数で応答する様に切換選択される。この場合係数値
tr₁は係数値tr₂より小さな場合である。第４図Ｂはtr₁
＞tr₂の場合のエンベロープ検波手段（18）の出力信号y
₆の第４図Ｃと同様の波形図である。

この様に本発明のデジタル信号処理装置用エンベロー
プ検波回路によれば入力信号の立ち上り時のアタック時
には通常のピーク検波を行ない、入力信号波形に適確に
追従し、立ち下りのリカバリー時にはrms値を反映した
リカバリー係数tr₁，tr₂を用いることによって、この検
波以後に行なわれるダイナミックレベルコントロール処
理に適したエンベロープ検波信号を生成出来るので入力
信号のエネルギ量を反映したrms検波が行なわれると共
にデジタル信号処理装置で構成出来るのでエンベロープ
検波回路を安価、高精度に構成出来、リカバリー係数の
変更も容易である効果を有する。

尚、上記実施例に於いて、閾値trthを複数設けること
で、それに応じた複数のリカバリー係数tr値を選択する
ようにすればより細かな調整を行なうことが可能とな
り、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変形が可能
である。

Ｈ発明の効果 本発明によればデジタル信号処理装置を用いてデジタ
ル的に処理しているためにリカバリー係数の変更が極め
て容易に出来る。検波方法としてはrms検波を用いてい
るので入力信号のエネルギー感を検波出力に反映出来る
ためダイナミックレンジコントロール時の聴感上の問題
が解決され、ハード的にはデジタル信号処理装置だけで
あるので高精度、廉価に構成し得る効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の１実施例を示すデジタル信号処理装置
用エンベロープ検波回路の機能的系統図、第２図はダイ
ナミックレンジコントローラの圧縮、伸張を行なうため
の系統図、第３図は第１図中の利得制御信号発生回路の
入出力特性及び入力−利得特性図、第４図は第１図の動
作説明をアナログ的に示した波形図、第５図は従来のダ
イナミックレンジコントローラの系統図例、第６図は従
来のピーク検波回路とその入出力波形図、第７図は従来
のリカバリータイム切換回路とその入出力波形図、第８
図は第７図と同様の他の実施例を示す切換回路とその入
出力波形図、第９図は従来の実効値検波回路の系統図で
ある。 （1a）は乗算回路、（３）は遅延回路、（10）はエンベ
ロープ検波回路、（12）は利得制御信号発生回路、（1
7）は全波整流手段、（18）はエンベロープ検波手段、
（19）は二乗演算手段、（20）はデジタルフィルタ、
（21）は平方根演算手段、（22）は比較手段である。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力信号のダイナミックレンジをデジタル
   的に制御するためのデジタル信号処理装置において、 上記入力信号のアタック時には予め定られている固定値
   に基づいてピーク検波を行う第１の検波手段と、 上記入力信号の実効値を演算し、演算した実効値と所定
   係数の比較に基づいてリカバリー係数を算出するリカバ
   リー係数設定手段と、 上記入力信号のリカバリー時には上記リカバリー係数設
   定手段によって定められた複数のリカバリー係数に基づ
   いてエンベロープ検波を行う第２の検波手段と、 上記第１の検波手段の出力と上記第２の検波手段の出力
   をアタック時とリカバリー時で各々切換制御する制御手
   段とを備えてなるデジタル信号処理装置。