以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、同一の構成要素には同一の参照符号を付して、説明を省略する。
<第1の実施形態>
図1は、本発明の第1の実施形態に係るシリーズレギュレーター回路の構成例を示す回路図である。図1に示すように、シリーズレギュレーター回路は、オペアンプ(演算増幅器)10と、出力回路20と、フィードバック電位生成回路30と、制御回路40とを含んでおり、参照電位生成回路50と、キャパシターC1とをさらに含んでも良い。また、これらの構成要素の内の少なくとも一部は、半導体集積回路装置に内蔵されても良い。その場合には、シリーズレギュレーター回路の主要部を小型化して、コンパクトなシリーズレギュレーター回路を提供することができる。
このシリーズレギュレーター回路は、高電位側の電源電位VDD及び低電位側の電源電位VSSが与えられ、電源電圧(VDD−VSS)に基づいて、安定化された出力電圧を負荷60に供給する。本実施形態においては、一例として、シリーズレギュレーター回路が、電源電位VSSを基準として電源電位VDDを安定化することにより出力電位VOUTを生成する場合について説明する。その場合には、一般的に、電源電位VSSが接地電位(0V)とされて、正の出力電位VOUTが生成される。
参照電位生成回路50は、例えば、トランジスター又はダイオードによって構成され、電源電位VDD及びVSSに基づいて、第1の参照電位V1及び第2の参照電位V2を生成する。あるいは、外部回路からシリーズレギュレーター回路に、それらの参照電位を供給するようにしても良い。参照電位V1は、電源電位VDDよりも低く電源電位VSSよりも高い範囲に設定され、参照電位V2は、参照電位V1よりも低く電源電位VSSよりも高い範囲に設定される。
図1に示すオペアンプ10は、参照電位V1とフィードバック電位VFBとの差を増幅して、増幅された電位差を誤差信号VERとして出力する。本実施形態においては、出力回路20において信号の位相が反転されるので、オペアンプ10の非反転入力端子(+)にフィードバック電位VFBが供給され、反転入力端子(−)に参照電位V1が供給される。
図2は、図1におけるオペアンプの構成例を示す回路図である。図2に示すように、オペアンプ10は、フィードバック電位VFBと参照電位V1とを差動増幅して誤差信号VERを生成する増幅回路11と、増幅回路11にバイアス電流を供給するバイアス電流供給回路12とを含んでいる。
増幅回路11は、PチャネルMOSトランジスターQP11〜QP14と、NチャネルMOSトランジスターQN11〜QN14とを含んでいる。差動ペアを構成するトランジスターQP11及びQP12のソースは、バイアス電流供給ノードN1に接続されている。トランジスターQP11のゲートは、参照電位V1が供給される反転入力端子(−)に接続されており、トランジスターQP12のゲートは、フィードバック電位VFBが供給される非反転入力端子(+)に接続されている。
トランジスターQP11のドレインは、トランジスターQN11のドレイン及びゲート、及び、トランジスターQN13のゲートに接続されている。また、トランジスターQP12のドレインは、トランジスターQN12のドレイン及びゲート、及び、トランジスターQN14のゲートに接続されている。トランジスターQN11〜QN14のソースは、電源電位VSSの配線に接続されている。
トランジスターQN11及びQN13はカレントミラー回路を構成しており、トランジスターQP11のドレイン電流に従って、トランジスターQN11及びQN13にドレイン電流が流れる。また、トランジスターQN12及びQN14もカレントミラー回路を構成しており、トランジスターQP12のドレイン電流に従って、トランジスターQN12及びQN14にドレイン電流が流れる。
トランジスターQN13のドレインは、トランジスターQP13のドレイン及びゲート、及び、トランジスターQP14のゲートに接続されている。トランジスターQP13及びQP14のソースは、電源電位VDDの配線に接続されている。トランジスターQP14のドレインは、トランジスターQN14のドレインに接続されている。
トランジスターQP13及びQP14はカレントミラー回路を構成しており、トランジスターQN13のドレイン電流に従って、トランジスターQP13及びQP14にドレイン電流が流れる。このようにして、増幅回路11は、トランジスターQP14のドレインとトランジスターQN14のドレインとの接続点から、誤差信号VERを出力端子に出力する。
バイアス電流供給回路12は、PチャネルMOSトランジスターQP15〜QP18と、電流源CSとを含んでいる。トランジスターQP15〜QP17のソースは、電源電位VDDの配線に接続されている。トランジスターQP15のドレイン及びゲート、及び、トランジスターQP16及びQP17のゲートは、電流源CSの一端に接続されている。電流源CSの他端は、電源電位VSSの配線に接続されている。
トランジスターQP15〜QP17はカレントミラー回路を構成しており、電流源CSの電流に従って、トランジスターQP15〜QP17にドレイン電流が流れる。トランジスターQP16のドレインは、バイアス電流供給ノードN1に接続されており、トランジスターQP17のドレインは、トランジスターQP18を介してバイアス電流供給ノードN1に接続されている。トランジスターQP18のゲートは、ローアクティブの制御信号CNTが印加される制御端子に接続されている。
制御信号CNTがハイレベルに非活性化されているときには、トランジスターQP18がオフ状態となり、トランジスターQP16のみから増幅回路11にバイアス電流が供給される。一方、制御信号CNTがローレベルに活性化されているときには、トランジスターQP18がオン状態となり、トランジスターQP16及びQP17から増幅回路11にバイアス電流が供給される。これにより、増幅回路11に供給されるバイアス電流が増加して、増幅回路11のゲインや動作速度やスルーレート等の特性が向上する。
再び図1を参照すると、出力回路20は、オペアンプ10から出力される誤差信号VERに従って出力電位VOUTを生成し、出力電位VOUTをシリーズレギュレーター回路の出力端子から負荷60に供給する。キャパシターC1は、出力端子と電源電位VSSの配線との間に負荷60と並列に接続され、出力電位VOUTのリップル成分を吸収する。
例えば、出力回路20は、PチャネルMOSトランジスターQP2と、キャパシターC2とを含んでいる。トランジスターQP2は、電源電位VDDの配線に接続されたソースと、出力端子に接続されたドレインと、オペアンプ10から出力される誤差信号VERが印加されるゲートとを有しており、誤差信号VERを反転増幅して出力電位VOUTを生成する。キャパシターC2は、トランジスターQP2のドレインとゲートとの間に接続され、トランジスターQP2のドレインからゲートに向けて交流信号のローカルな負帰還をかけている。
フィードバック電位生成回路30は、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて、オペアンプ10の非反転入力端子(+)に供給されるフィードバック電位VFBを生成する。例えば、フィードバック電位生成回路30は、抵抗R1及びR2を含んでおり、キャパシターC3をさらに含んでも良い。
抵抗R1及びR2は、出力端子と電源電位VSSの配線との間に直列に接続され、出力電圧(VOUT−VSS)を分圧することにより、フィードバック電位VFBを生成する。また、抵抗R1と並列にキャパシターC3が接続される場合には、オペアンプ10の非反転入力端子(+)に帰還される高域信号成分が増加して、高域においてオペアンプ10の歪率が改善される。
フィードバック電位生成回路30による帰還率βは、次式(1)で表される。
β=VFB/VOUT ・・・(1)
また、オペアンプ10〜出力回路20のオープンループゲインをAとすると、次式(2)が成立する。
(V1−VFB)A=VOUT ・・・(2)
式(1)及び式(2)から、オペアンプ10〜出力回路20のクローズドループゲインGは、次式(3)で表される。
G=VOUT/V1=A/(1+Aβ) ・・・(3)
式(3)で表されるように、クローズドループゲインGは、オープンループゲインAが大きいほど大きくなり、1/βに近付く。
定常状態において、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTは、式(3)に従って決定される。しかしながら、急激な負荷変動によって負荷60が重くなって負荷電流が増加すると、オペアンプ10の動作が負荷変動に追いつかなくなり、シリーズレギュレーター回路の出力電圧が過渡的に低下してしまう。シリーズレギュレーター回路の出力電圧の低下は、出力電位VOUTの絶対値が低下することによって生じ、それに伴って、フィードバック電位VFBの絶対値も低下する。
ここでは、負の出力電位VOUTを生成するシリーズレギュレーター回路のことも考慮して、「絶対値」という用語を用いている。シリーズレギュレーター回路は、電源電位VDDを基準として電源電位VSSを安定化することにより出力電位VOUTを生成しても良い。その場合には、一般的に、電源電位VDDが接地電位(0V)とされて、負の出力電位VOUTが生成される。
そのようなシリーズレギュレーター回路としては、例えば、図1において電源電位VDDと電源電位VSSとを入れ替え、PチャネルMOSトランジスターQP2の替りにNチャネルMOSトランジスターを用いると共に、コンパレーター41の正の入力端子と負の入力端子とを逆にした構成の回路が用いられる。また、参照電位V1は、電源電位VSSよりも高く電源電位VDDよりも低い範囲に設定され、参照電位V2は、参照電位V1よりも高く電源電位VDDよりも低い範囲に設定される。いずれにしても、参照電位V2の絶対値は、参照電位V1の絶対値よりも小さい。
制御回路40は、フィードバック電位VFBと参照電位V2とを比較して、比較結果に基づいて、オペアンプ10のバイアス電流の大きさを制御する制御信号CNTを生成する。例えば、制御回路40は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも低下したときに、オペアンプ10のバイアス電流を増加させるために制御信号CNTをローレベルに活性化する。
これにより、図2に示すオペアンプ10のバイアス電流供給回路12においてトランジスターQP18がオン状態となり、バイアス電流供給回路12から増幅回路11に供給されるバイアス電流が増加して、増幅回路11のゲインや動作速度やスルーレート等の特性が向上する。その結果、オペアンプ10〜出力回路20のオープンループゲインA及びクローズドループゲインGが増加して、シリーズレギュレーター回路の出力電圧の低下が改善される。
このように、フィードバック電位VFBと参照電位V2との比較結果に基づいてオペアンプ10のバイアス電流の大きさを制御することにより、急激な負荷変動によってシリーズレギュレーター回路の出力電圧が過渡的に低下したときにバイアス電流を増加させてオペアンプ10の特性を向上させ、さらなる出力電圧の低下を抑制することができる。その結果、シリーズレギュレーター回路の負荷変動に対する応答特性が改善される。
急激な負荷変動によるシリーズレギュレーター回路の出力電圧の低下は、オペアンプ10の動作が負荷変動に追いつかなくなることによる過渡的なものであり、その後は、オペアンプ10のバイアス電流を増加させなくてもシリーズレギュレーター回路の出力電圧が回復するので、定常的な消費電力の増加を招くことはない。
本発明の第1の実施形態においては、制御回路40が、コンパレーター41を含んでいる。コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも小さいときに活性化される比較結果信号CMPを生成する。制御回路40は、この比較結果信号CMPを、制御信号CNTとしてオペアンプ10のバイアス電流供給回路に出力する。
図3は、図1に示すシリーズレギュレーター回路の動作を説明するための波形図である。図3に示すように、負荷変動によって負荷が重くなって負荷電流が増加すると、オペアンプ10の動作が負荷変動に追いつかなくなり、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBも過渡的に低下する(破線)。その後、フィードバック電位VFBは、リンギングを伴いながら一定値(参照電位V1)に近付く。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2(一点差線)の絶対値よりも大きいときに比較結果信号CMPをハイレベルに非活性化し、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも低下したときに比較結果信号CMPをローレベルに活性化する。比較結果信号CMPがローレベルに活性化されると、オペアンプ10のバイアス電流が増加して、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBの低下が改善される(実線)。
このように、本発明の第1の実施形態によれば、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも低下した期間においてオペアンプ10のバイアス電流が増加するので、消費電力の増加を最小限に抑えることができる。
<第2の実施形態>
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。
図4は、本発明の第2の実施形態に係るシリーズレギュレーター回路の構成例を示す回路図である。第2の実施形態においては、図4に示すように、コンパレーター41と共に延長回路42を含む制御回路40aが用いられる。その他の点に関しては、第2の実施形態は、第1の実施形態と同様である。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも小さいときに活性化される比較結果信号CMPを生成する。延長回路42は、比較結果信号CMPが活性化されることにより活性化され、比較結果信号CMPが活性化されてから所定の期間経過後に非活性化される延長信号DLYを生成する。制御回路40aは、この延長信号DLYを、制御信号CNTとしてオペアンプ10のバイアス電流供給回路に出力する。
図5は、図4における延長回路の構成例を示す回路図である。図5に示すように、延長回路42は、インバーター71及び72と、抵抗R7と、PチャネルトランジスターQP7と、NチャネルトランジスターQN7と、キャパシターC7と、NOR回路73とを含んでいる。
インバーター71は、入力端子に供給される比較結果信号CMPを反転して出力信号を生成し、その出力信号を出力端子から出力する。インバーター71の出力端子は、トランジスターQP7及びQN7のゲート、及び、NOR回路73の一方の入力端子に接続されている。抵抗R7の一端は、電源電位VDDの配線に接続されており、抵抗R7の他端は、トランジスターQP7のソースに接続されている。トランジスターQP7のドレインは、トランジスターQN7のドレインに接続されており、トランジスターQN7のソースは、電源電位VSSの配線に接続されている。
キャパシターC7の一端は、トランジスターQP7及びQN7のドレイン、及び、インバーター72の入力端子に接続されており、キャパシターC7の他端は、電源電位VSSの配線に接続されている。インバーター72は、入力端子に供給される入力信号を反転して出力信号を生成し、その出力信号を出力端子から出力する。インバーター72の出力端子は、NOR回路73の他方の入力端子に接続されている。NOR回路73は、両方の入力端子にそれぞれ供給される2つの入力信号の論理和の反転を表す信号を求め、その信号を延長信号DLYとして出力端子から出力する。
図5に示す延長回路42において、比較結果信号CMPがローレベルに活性化されると、インバーター71の出力信号がハイレベルとなる。これにより、NOR回路73から出力される延長信号DLYはローレベルに活性化される。また、トランジスターQP7がオフ状態となり、トランジスターQN7がオン状態となるので、キャパシターC7に蓄積されていた電荷が放出される。これにより、インバーター72の入力信号がローレベルとなり、インバーター72の出力信号がハイレベルとなる。
その後、比較結果信号CMPがハイレベルに非活性化されると、インバーター71の出力信号がローレベルとなる。従って、トランジスターQP7がオン状態となり、トランジスターQN7がオフ状態となるので、電源電位VDDが抵抗R7を介してキャパシターC7の一端に供給され、キャパシターC7の一端に正の電荷が徐々に蓄積される。これにより、インバーター72の入力信号の電位が徐々に上昇する。ただし、インバーター72の入力信号がローレベルである期間においては、インバーター72の出力信号がハイレベルを維持するので、NOR回路73から出力される延長信号DLYはローレベルに活性化されたままである。
インバーター72の入力信号は、比較結果信号CMPがハイレベルに非活性化されてから所定の期間経過後に、ローレベルからハイレベルに変化する。これにより、インバーター72の出力信号がローレベルとなり、NOR回路73から出力される延長信号DLYがハイレベルに非活性化される。このように、延長信号DLYは、比較結果信号CMPが活性化されることにより活性化され、比較結果信号CMPが活性化されてから所定の期間経過後に非活性化される。
図6は、図4に示すシリーズレギュレーター回路の動作を説明するための波形図である。図6に示すように、負荷変動によって負荷が重くなって負荷電流が増加すると、オペアンプ10の動作が負荷変動に追いつかなくなり、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBも過渡的に低下する(破線)。その後、フィードバック電位VFBは、リンギングを伴いながら一定値(参照電位V1)に近付く。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2(一点差線)の絶対値よりも大きいときに比較結果信号CMPをハイレベルに非活性化し、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも低下したときに比較結果信号CMPをローレベルに活性化する。延長回路42は、比較結果信号CMPが活性化されることによりローレベルに活性化され、比較結果信号CMPが活性化されてから所定の期間T1が経過した後にハイレベルに非活性化される延長信号DLYを生成する。延長信号DLYがローレベルに活性化されると、オペアンプ10のバイアス電流が増加して、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBの低下及びリンギングが改善される(実線)。
このように、本発明の第2の実施形態によれば、急激な負荷変動の後にシリーズレギュレーター回路の出力電圧が周期的に変動する場合においても、オペアンプ10のバイアス電流が所定の期間に亘って増加するので、シリーズレギュレーター回路の出力電圧を安定化することができる。
<第3の実施形態>
次に、本発明の第3の実施形態について説明する。
図7は、本発明の第3の実施形態に係るシリーズレギュレーター回路の構成例を示す回路図である。第3の実施形態においては、図7に示すように、コンパレーター41と共に波形整形回路43を含む制御回路40bが用いられる。その他の点に関しては、第3の実施形態は、第1の実施形態と同様である。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも小さいときに活性化される比較結果信号CMPを生成する。波形整形回路43は、比較結果信号CMPが活性化されることにより活性化され、比較結果信号CMPが非活性化された後に徐々に非活性化される波形整形信号SOFTを生成する。制御回路40bは、この波形整形信号SOFTを、制御信号CNTとしてオペアンプ10のバイアス電流供給回路に出力する。
図8は、図7における波形整形回路の構成例を示す回路図である。図8に示すように、波形整形回路43は、インバーター81と、抵抗R8と、PチャネルトランジスターQP8と、NチャネルトランジスターQN8と、キャパシターC8とを含んでいる。
インバーター81は、入力端子に供給される比較結果信号CMPを反転して出力信号を生成し、その出力信号を出力端子から出力する。インバーター81の出力端子は、トランジスターQP8及びQN8のゲートに接続されている。抵抗R8の一端は、電源電位VDDの配線に接続されており、抵抗R8の他端は、トランジスターQP8のソースに接続されている。
トランジスターQP8のドレインは、トランジスターQN8のドレインに接続されており、トランジスターQN8のソースは、電源電位VSSの配線に接続されている。キャパシターC8の一端は、電源電位VDDの配線に接続されており、キャパシターC7の他端は、トランジスターQP8及びQN8のドレインに接続されている。
図8に示す波形整形回路43において、比較結果信号CMPがローレベルに活性化されると、インバーター81の出力信号がハイレベルとなる。これにより、トランジスターQP8がオフ状態となり、トランジスターQN8がオン状態となるので、トランジスターQP8及びQN8のドレインから出力される波形整形信号SOFTがローレベルに活性化される。また、キャパシターC8の他端に負の電荷が蓄積される。
その後、比較結果信号CMPがハイレベルに非活性化されると、インバーター81の出力信号がローレベルとなる。従って、トランジスターQP8がオン状態となり、トランジスターQN8がオフ状態となるので、電源電位VDDが抵抗R8を介してキャパシターC8の他端に供給され、キャパシターC8の他端に蓄積されていた負の電荷が徐々に放出される。これにより、波形整形信号SOFTの電位が徐々に上昇してハイレベルに非活性化される。このように、波形整形信号SOFTは、比較結果信号CMPが活性化されることにより活性化され、比較結果信号CMPが非活性化された後に徐々に非活性化される。
図9は、図7に示すシリーズレギュレーター回路の動作を説明するための波形図である。図9に示すように、負荷変動によって負荷が重くなって負荷電流が増加すると、オペアンプ10の動作が負荷変動に追いつかなくなり、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBも過渡的に低下する(破線)。その後、フィードバック電位VFBは、リンギングを伴いながら一定値(参照電位V1)に近付く。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2(一点差線)の絶対値よりも大きいときに比較結果信号CMPをハイレベルに非活性化し、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも低下したときに比較結果信号CMPをローレベルに活性化する。波形整形回路43は、比較結果信号CMPが活性化されることによりローレベルに活性化され、比較結果信号CMPが非活性化された後に徐々にハイレベルに非活性化される波形整形信号SOFTを生成する。図9においては、波形整形信号SOFTがローレベルからハイレベルに遷移するまでの期間が、T2として示されている。
波形整形信号SOFTがローレベルに活性化されると、オペアンプ10のバイアス電流が増加して、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBの低下及びリンギングが改善される(実線)。また、波形整形信号SOFTは、徐々にローレベルからハイレベルに非活性化されるので、図2に示すオペアンプ10のバイアス電流供給回路12においてトランジスターQP18が徐々にオン状態からオフ状態となり、バイアス電流が徐々に減少する。
このように、本発明の第3の実施形態によれば、オペアンプ10において一旦増加したバイアス電流が徐々に元に戻るので、バイアス電流の急激な減少によりオペアンプ10の動作が不安定になることを防止できる。
<第4の実施形態>
次に、本発明の第4の実施形態について説明する。
図10は、本発明の第4の実施形態に係るシリーズレギュレーター回路の構成例を示す回路図である。第4の実施形態においては、図10に示すように、コンパレーター41と共に延長回路42及び波形整形回路43を含む制御回路40cが用いられる。その他の点に関しては、第4の実施形態は、第1〜3の実施形態と同様である。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも小さいときに活性化される比較結果信号CMPを生成する。延長回路42は、比較結果信号CMPが活性化されることにより活性化され、比較結果信号CMPが活性化されてから所定の期間経過後に非活性化される延長信号DLYを生成する。波形整形回路43は、延長信号DLYが活性化されることにより活性化され、延長信号DLYが非活性化された後に徐々に非活性化される波形整形信号SOFTを生成する。制御回路40cは、この波形整形信号SOFTを、制御信号CNTとしてオペアンプ10のバイアス電流供給回路に出力する。
延長回路42の具体的な構成は、図5に示す構成と同一でも良い。また、波形整形回路43の具体的な構成は、図8に示す構成と同一でも良い。ただし、インバーター81の入力端子には、比較結果信号CMPの替わりに延長信号DLYが供給される。
図11は、図10に示すシリーズレギュレーター回路の動作を説明するための波形図である。図11に示すように、負荷変動によって負荷が重くなって負荷電流が増加すると、オペアンプ10の動作が負荷変動に追いつかなくなり、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBも過渡的に低下する(破線)。その後、フィードバック電位VFBは、リンギングを伴いながら一定値(参照電位V1)に近付く。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2(一点差線)の絶対値よりも大きいときに比較結果信号CMPをハイレベルに非活性化し、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも低下したときに比較結果信号CMPをローレベルに活性化する。延長回路42は、比較結果信号CMPが活性化されることによりローレベルに活性化され、比較結果信号CMPが活性化されてから所定の期間T1が経過した後にハイレベルに非活性化される延長信号DLYを生成する。
波形整形回路43は、延長信号DLYが活性化されることによりローレベルに活性化され、延長信号DLYが非活性化された後に徐々にハイレベルに非活性化される波形整形信号SOFTを生成する。図11においては、波形整形信号SOFTがローレベルからハイレベルに遷移するまでの期間が、T2として示されている。
波形整形信号SOFTがローレベルに活性化されると、オペアンプ10のバイアス電流が増加して、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBの低下及びリンギングが改善される(実線)。また、波形整形信号SOFTは、徐々にローレベルからハイレベルに非活性化されるので、図2に示すオペアンプ10のバイアス電流供給回路12においてトランジスターQP18が徐々にオン状態からオフ状態となり、バイアス電流が徐々に減少する。
このように、本発明の第4の実施形態によれば、急激な負荷変動の後にシリーズレギュレーター回路の出力電圧が周期的に変動する場合においても、オペアンプ10のバイアス電流が所定の期間に亘って増加するので、シリーズレギュレーター回路の出力電圧を安定化することができる。また、オペアンプ10において一旦増加したバイアス電流が徐々に元に戻るので、バイアス電流の急激な減少によりオペアンプ10の動作が不安定になることを防止できる。
<第5の実施形態>
次に、本発明の第5の実施形態について説明する。
図12は、本発明の第5の実施形態に係るシリーズレギュレーター回路の構成例を示す回路図である。第5の実施形態においては、図12に示すように、コンパレーター41及び延長回路42と共にマスク回路44を含む制御回路40dが用いられる。その他の点に関しては、第5の実施形態は、第2の実施形態と同様である。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも小さいときに活性化される比較結果信号CMPを生成する。マスク回路44は、コンパレーター41によって生成される比較結果信号CMPが活性化された後の第2の所定の期間において比較結果信号CMPをマスクする。これにより、比較結果信号CMPの活性化に伴って一旦活性化され、比較結果信号CMPが活性化された後の第2の所定の期間においては再び活性化されない比較結果サンプル信号CSPが生成される。
延長回路42は、マスク回路44から出力される比較結果サンプル信号CSPが活性化されることにより活性化され、比較結果サンプル信号CSPが活性化されてから所定の期間経過後に非活性化される延長信号DLYを生成する。制御回路40dは、この延長信号DLYを、制御信号CNTとしてオペアンプ10のバイアス電流供給回路に出力する。
図13は、図12におけるマスク回路の構成例を示す回路図である。図13に示すように、マスク回路44は、延長回路91と、インバーター92と、OR回路93とを含んでいる。延長回路91の具体的な構成は、図5に示す構成と同一でも良い。
延長回路91の出力信号は、コンパレーター41から出力される比較結果信号CMPがローレベルに活性化されることによりローレベルになり、比較結果信号CMPが活性化されてから第2の所定の期間経過後にハイレベルになる。インバーター92は、延長回路91の出力信号を反転して、マスク信号MSKを出力する。OR回路93は、比較結果信号CMPとマスク信号MSKとの論理和を表す信号を求め、その信号を比較結果サンプル信号CSPとして出力端子に出力する。
コンパレーター41から出力される比較結果信号CMPがハイレベルに非活性化されているときに、OR回路93から出力される比較結果サンプル信号CSPもハイレベルに非活性化される。また、延長回路91の出力信号はハイレベルになっており、インバーター92から出力されるマスク信号MSKはローレベルになっている。延長回路91及びインバーター92はゲート遅延を有しているので、比較結果信号CMPがローレベルに活性化された際に、マスク信号MSKは、しばらくの間ローレベルを維持する。これにより、比較結果サンプル信号CSPは、一旦ローレベルに活性化される。
その後、延長回路91の出力信号がローレベルになるので、マスク信号MSKがハイレベルになり、比較結果サンプル信号CSPもハイレベルに非活性化される。比較結果信号CMPが活性化された後の第2の所定の期間においては、マスク信号MSKがハイレベルになっているので、比較結果信号CMPが再びローレベルに活性化されても、比較結果サンプル信号CSPはローレベルに活性化されることがない。ただし、比較結果信号CMPが再びローレベルに活性化されると、マスク信号MSKがハイレベルになる期間は延長される。比較結果信号CMPが活性化されてから第2の所定の期間が経過すると、再び比較結果サンプル信号CSPをローレベルに活性化することが可能となる。
図14は、図12に示すシリーズレギュレーター回路の動作を説明するための波形図である。図14に示すように、負荷変動によって負荷が重くなって負荷電流が増加すると、オペアンプ10の動作が負荷変動に追いつかなくなり、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBも過渡的に低下する(破線)。その後、フィードバック電位VFBは、リンギングを伴いながら一定値(参照電位V1)に近付く。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2(一点差線)の絶対値よりも大きいときに比較結果信号CMPをハイレベルに非活性化し、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも低下したときに比較結果信号CMPをローレベルに活性化する。マスク回路44は、比較結果信号CMPがローレベルに活性化されてから若干の遅延を伴ってマスク信号MSKをハイレベルにする。
比較結果サンプル信号CSPは、比較結果信号CMPが活性化されることによりローレベルに活性化され、マスク信号MSKがハイレベルになっている期間においてはハイレベルに非活性化される。このように、マスク信号MSKによって比較結果信号CMPがマスクされて、比較結果サンプル信号CSPが生成される。
延長回路42は、比較結果サンプル信号CSPが活性化されることによりローレベルに活性化され、比較結果サンプル信号CSPが活性化されてから所定の期間T1が経過した後にハイレベルに非活性化される延長信号DLYを生成する。延長信号DLYがローレベルに活性化されると、オペアンプ10のバイアス電流が増加して、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBの低下及びリンギングが改善される(実線)。
<第6の実施形態>
次に、本発明の第6の実施形態について説明する。
図15は、本発明の第6の実施形態に係るシリーズレギュレーター回路の構成例を示す回路図である。第6の実施形態においては、図15に示すように、コンパレーター41及び波形整形回路43と共にマスク回路44を含む制御回路40eが用いられる。その他の点に関しては、第6の実施形態は、第3の実施形態と同様である。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも小さいときに活性化される比較結果信号CMPを生成する。マスク回路44は、コンパレーター41によって生成される比較結果信号CMPが活性化された後の第2の所定の期間において比較結果信号CMPをマスクする。これにより、比較結果信号CMPの活性化に伴って一旦活性化され、比較結果信号CMPが活性化された後の第2の所定の期間においては再び活性化されない比較結果サンプル信号CSPが生成される。
波形整形回路43は、マスク回路44から出力される比較結果サンプル信号CSPが活性化されることにより活性化され、比較結果サンプル信号CSPが非活性化された後に徐々に非活性化される波形整形信号SOFTを生成する。制御回路40eは、この波形整形信号SOFTを、制御信号CNTとしてオペアンプ10のバイアス電流供給回路に出力する。
<第7の実施形態>
次に、本発明の第7の実施形態について説明する。
図16は、本発明の第7の実施形態に係るシリーズレギュレーター回路の構成例を示す回路図である。第7の実施形態においては、図16に示すように、コンパレーター41、延長回路42、及び、波形整形回路43と共にマスク回路44を含む制御回路40fが用いられる。その他の点に関しては、第7の実施形態は、第4の実施形態と同様である。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも小さいときに活性化される比較結果信号CMPを生成する。マスク回路44は、コンパレーター41によって生成される比較結果信号CMPが活性化された後の第2の所定の期間において比較結果信号CMPをマスクする。これにより、比較結果信号CMPの活性化に伴って一旦活性化され、比較結果信号CMPが活性化された後の第2の所定の期間においては再び活性化されない比較結果サンプル信号CSPが生成される。
延長回路42は、マスク回路44から出力される比較結果サンプル信号CSPが活性化されることにより活性化され、比較結果サンプル信号CSPが活性化されてから所定の期間経過後に非活性化される延長信号DLYを生成する。波形整形回路43は、延長信号DLYが活性化されることにより活性化され、延長信号DLYが非活性化された後に徐々に非活性化される波形整形信号SOFTを生成する。制御回路40fは、この波形整形信号SOFTを、制御信号CNTとしてオペアンプ10のバイアス電流供給回路に出力する。
以上説明したように、本発明の第5〜第7の実施形態によれば、比較結果信号CMPが活性化された後の第2の所定の期間において比較結果信号CMPがマスクされるので、オペアンプ10のバイアス電流を増加させる期間が必要以上に延長されることを防止して、消費電力を削減できる。
<第8の実施形態>
次に、本発明の第8の実施形態について説明する。
図17は、本発明の第8の実施形態に係るシリーズレギュレーター回路の構成例を示す回路図である。第8の実施形態においては、図10に示す第4の実施形態に係るシリーズレギュレーター回路において、参照電位生成回路50の替りに参照電位生成回路50aが用いられ、参照電位変更回路100が追加されている。その他の点に関しては、第8の実施形態は、第4の実施形態と同様である。なお、図4に示す第2の実施形態と同様に波形整形回路43を省略しても良いし、図7に示す第3の実施形態と同様に延長回路42を省略しても良い。
参照電位生成回路50aは、電源電位VDD及びVSSに基づいて、第1の参照電位V1及び複数の第2の参照電位(図17においては、2種類の第2の参照電位V2a及びV2bを示す)を生成する。あるいは、外部回路からシリーズレギュレーター回路に、それらの参照電位を供給するようにしても良い。参照電位V2bの絶対値は、参照電位V2aの絶対値よりも小さくなるように設定される。
参照電位変更回路100は、延長回路42から出力される延長信号DLYによって、第2の参照電位V2を変更するように制御される。あるいは、波形整形回路43から出力される波形整形信号SOFTによって、第2の参照電位V2を変更するように参照電位変更回路100を制御しても良い。
例えば、参照電位変更回路100は、延長信号DLYが非活性化されているときに参照電位V2aを選択し、延長信号DLYが活性化されているときに参照電位V2bを選択する。軽負荷状態においては、延長信号DLYが非活性化されているので、参照電位変更回路100が参照電位V2aを選択する。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも小さいときに活性化される比較結果信号CMPを生成する。延長回路42は、コンパレーター41から出力される比較結果信号CMPが活性化されることにより活性化され、比較結果信号CMPが活性化されてから所定の期間経過後に非活性化される延長信号DLYを生成する。
波形整形回路43は、延長信号DLYが活性化されることにより活性化され、延長信号DLYが非活性化された後に徐々に非活性化される波形整形信号SOFTを生成する。制御回路40cは、この波形整形信号SOFTを、制御信号CNTとしてオペアンプ10のバイアス電流供給回路に出力する。
参照電位変更回路100は、延長回路42によって生成される延長信号DLYが活性化されたときに、参照電位V1と参照電位V2との差が拡大するように参照電位V2を変更する。例えば、延長信号DLYが活性化されると、参照電位変更回路100が参照電位V2bを選択する。
図18は、図17に示すシリーズレギュレーター回路の動作を説明するための波形図である。図18に示すように、負荷変動によって負荷が重くなって負荷電流が増加すると、オペアンプ10の動作が負荷変動に追いつかなくなり、シリーズレギュレーター回路の出力電位VOUTに基づいて生成されるフィードバック電位VFBも過渡的に低下する(破線)。その後、フィードバック電位VFBは、リンギングを伴いながら一定値(参照電位V1)に近付く。
コンパレーター41は、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2(一点差線)の絶対値よりも大きいときに比較結果信号CMPをハイレベルに非活性化し、フィードバック電位VFBの絶対値が参照電位V2の絶対値よりも低下したときに比較結果信号CMPをローレベルに活性化する。延長回路42は、比較結果信号CMPが活性化されることによりローレベルに活性化され、比較結果信号CMPが活性化されてから所定の期間T1が経過した後にハイレベルに非活性化される延長信号DLYを生成する。
波形整形回路43は、延長信号DLYが活性化されることによりローレベルに活性化され、延長信号DLYが非活性化された後に徐々にハイレベルに非活性化される波形整形信号SOFTを生成する。図18においては、波形整形信号SOFTがローレベルからハイレベルに遷移するまでの期間が、T2として示されている。
参照電位変更回路100は、延長信号DLYがハイレベルに非活性化されているときに参照電位V2aを選択し、延長信号DLYがローレベルに活性化されると参照電位V2bを選択する。これにより、参照電位V1と参照電位V2との差が拡大するように参照電位V2が変更されるので、比較結果信号CMPが活性化され難くなる。このように、本発明の第8の実施形態によれば、オペアンプ10のバイアス電流を増加させる期間が必要以上に延長されることを防止して、消費電力を削減できる。
本発明の一実施形態に係る電子機器は、上記いずれかの実施形態に係るシリーズレギュレーター回路を備えている。これにより、定常的に消費電力を増加させることなく、負荷変動に対する応答特性が改善されたシリーズレギュレーター回路を備える各種の電子機器を提供することができる。
本発明は、以上説明した実施形態に限定されるものではなく、当該技術分野において通常の知識を有する者によって、本発明の技術的思想内で多くの変形が可能である。