JP5860068B2 - マルチパス検出方法及び到来角度算出装置 - Google Patents

Description

本発明は、到来する電波の位相を検出して電波到来角度の算出に用いる到来角度算出装置に関する。

従来の到来方向推定装置においては、相互相関係数の算出や逆行列演算等の演算量の大きい演算が用いられており、数百シンボル分もの演算が必要であった。このため、簡便な演算で到来方向を推定できる到来方向推定装置が望まれていた。

特許文献１において、演算規模を縮小した到来方向推定装置が提案されている。特許文献１に記載の到来方向推定装置では、２つのアンテナで受信した受信信号に対して、複素共役回路と乗算回路によって到来方向の係数を算出し、到来方向検出回路において逆正接演算と逆余弦演算を行うことにより、受信波の到来方向を推定している。

この到来方向推定装置において、到来方向の推定精度を高めるために受信波中のマルチパスの影響を十分に取り除く必要がある。希望波と、マルチパスによる遅延波とを判別する方法として、特許文献２には、受信信号の電力に基づいて信号電力が極大値を示す点を希望波と判定し、次に信号電力が大きい点を第１遅延波と判定する方法が開示されている。

特開平１０−１７７０６４号公報 特開２００７−２８１９９１号公報

しかしながら、特許文献２の方法では、希望波に対する遅延波の遅延時間が短く、希望波と遅延波とが時間的に重なるような受信波において遅延波を判別することができない。そのため、希望波と遅延波とが時間的に重なる受信波を用いて到来方向を算出すると、遅延波の影響を受けて到来方向の推定精度が低下してしまう。

希望波と遅延波とを判別する方法として、信号電力がしきい値より大きい場合に希望波と判定し、しきい値より小さい場合に遅延波と判定する方法も考えられるが、この方法では、希望波に近い信号レベルの遅延波が存在する場合に誤判定が生じる。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、マルチパスを精度よく検出できるマルチパス検出方法及びマルチパスの影響による精度劣化を防止できる到来角度算出装置を提供することを目的とする。

本発明のマルチパス検出方法は、複数のアンテナで受信した信号からマルチパスの有無を判定するマルチパス検出方法であって、各アンテナの受信信号をそれぞれ周波数領域に変換し、前記周波数領域の振幅特性と周波数特性との少なくとも一つについてアンテナ間での比較を行うことでマルチパスの有無を判定することを特徴とする。

この構成によれば、受信信号をそれぞれ周波数領域に変換してその振幅特性と位相特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較することにより、マルチパスを精度よく検出できる。

本発明のマルチパス検出方法において、前記周波数領域の振幅特性と位相特性との双方のバランスをそれぞれ比較してマルチパスの有無を判定することが好ましい。この構成によれば、振幅特性と位相特性とをそれぞれ比較することでマルチパスの有無を判定するため、マルチパスをさらに精度よく検出できる。

本発明のマルチパス検出方法において、前記振幅特性は、振幅曲線の中心周波数を中心とした所定幅での低域側の信号電力と高域側の信号電力との比で示され、前記位相特性は、振幅曲線の中心周波数を中心とした所定幅での位相の傾斜で示されることが好ましい。この構成によれば、低域側の信号電力と高域側の信号電力との比、及び位相の傾斜により、アンテナ間でのバランスを適切に比較できるため、マルチパスを精度よく検出できる。

本発明のマルチパス検出方法において、前記振幅特性について前記アンテナ間で前記比較を行う場合に、一方のアンテナの振幅特性をＰｒ１、他方のアンテナの振幅特性をＰｒ２とし、２つのアンテナ間の振幅特性のバランスを比較するためにＰｒ１とＰｒ２との比Ｐｒを計算し、Ｐｒが１から所定値以上離れていればマルチパスがあると判定してもよい。

本発明のマルチパス検出方法において、前記位相特性について前記アンテナ間で前記比較を行う場合に、一方のアンテナの位相傾斜をΔφ１、他方のアンテナの位相傾斜をΔφ２とし、２つのアンテナ間の位相傾斜のバランスを比較するためにΔφ１とΔφ２との差Δφを計算し、Δφが０から所定値以上離れていればマルチパスがあると判定しても良い。

本発明の到来角度算出装置は、複数のアンテナと、複数のアンテナで受信した信号からマルチパスの有無を判定するマルチパス検出手段と、前記複数のアンテナで受信した信号の位相差から電波の到来角度を算出する到来角度算出手段と、を備え、前記マルチパス検出手段は、各アンテナの受信信号をそれぞれ周波数領域に変換し、前記周波数領域の振幅特性と周波数特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較してマルチパスの有無を判定し、マルチパスがない場合に、前記複数のアンテナで受信した信号の位相差を用いて電波の到来角度を算出することを特徴とする。

この構成によれば、各アンテナの受信信号をそれぞれ周波数領域に変換し、その振幅特性と周波数特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較することで、マルチパスの有無を判定することができる。これにより、到来角度の算出精度に影響のあるマルチパスを適切に検出し、精度よく到来角度を算出することができる。

本発明の到来角度算出装置において、前記マルチパス検出手段は、各アンテナの受信信号のピークを検出するピーク検出部と、各アンテナの受信信号をそれぞれ周波数領域に変換するＦＦＴ部と、前記周波数領域の振幅特性と周波数特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較してマルチパスの有無を判定するマルチパス判定部と、を備えても良い。

本発明によれば、マルチパスを精度よく検出できるマルチパス検出方法及びマルチパスの影響による精度劣化を防止できる到来角度算出装置を提供することができる。

実施の形態に係る到来角度算出装置の構成例を示すブロック図である。 実施の形態に係る到来角度算出装置の具体的構成（ＤＳＳＳ）を示すブロック図である。 実施の形態に係る信号判定部の具体的構成を示すブロック図である。 加算器の出力波形の例を示す図である。 図５Ａは、タイミング制御部からの出力波形の例を示す図である。図５Ｂは、ピーク電力検出部からの出力波形の例を示す図である。図５Ｃは、ＦＦＴ部からの出力波形の例を示す図である。 図６Ａは、逆正接部の出力波形の例を示す図である。図６Ｂは、電力算出部の出力波形の例を示す図である。 アンテナに到来する電波の幾何学的関係を示す模式図である。 到来角度算出装置を含む位置検出システムの例を示す模式図である。 到来角度算出装置での到来角度算出のフロー図である。 ピーク検出部に入力される信号の模式図である。 変調方式としてＤＳＳＳを用いる場合にピーク検出部に入力される信号の例を示す模式図である。 ＦＦＴ部から出力される振幅周波数曲線及び位相周波数曲線の例を示す図である。 到来角度算出部の別の例を示すブロック図である。 位相差の算出範囲について示す模式図である。 算出される位相差データの例を示す模式図である。 位相差が＋１８０°または−１８０°付近となる場合の到来角度算出の概略について示す模式図である。 位相差が＋１８０°または−１８０°付近となる場合の到来角度算出のフロー図である。 到来角度算出部の別の例を示すブロック図である。 実施の形態に係る到来角度算出装置の具体的構成（ＯＦＤＭ）を示すブロック図である。 図２０Ａは、ＯＦＤＭにおけるシンボルの構成を示す模式図である。図２０Ｂは、ＯＦＤＭシンボル列の相関処理の様子を示す模式図である。 図２１Ａ、Ｂは、電力算出部からの出力波形の例を示す図である。図２１Ｃは、加算部からの出力波形の例を示す図である。図２１Ｄは、逆正接部の各部からの出力波形の例を示す図である。 到来角度算出装置を用いたカプセル内視鏡システムの構成例を示す模式図である。

図１は、本発明の一実施の形態に係る到来角度算出装置の構成例を示すブロック図である。本実施の形態に係る到来角度算出装置１は、所定の発振周波数で基準信号を発振可能な基準信号発生部１０と、所定間隔離して配置された受信用アンテナ１１ａ、１１ｂと、受信用アンテナ１１ａ、１１ｂで受けた電波を、基準信号発生部１０から出力される基準信号を用いて受信信号に変換し出力する受信部１２ａ、１２ｂと、受信部１２ａ、１２ｂから出力される受信信号から到来角度算出のための各種演算処理を行う演算部１３と、を備える。なお、到来角度算出装置１は、電波の伝搬遅延に起因する位相遅れに基づいて到来角度を算出するため、同じ情報を持つ電波を所定間隔離れた２点（または２以上の点）で受信する必要がある。このため、受信電波に対応する２つ（またはそれ以上）のアンテナ及び受信系を備えていることが必要である。ただし、同一の到来電波（同じ情報単位）を所定間隔離れた２以上の位置で受信できるのであれば、到来角度算出装置１は、２以上の受信系を備えている構成に限定されない。

受信部１２ａ、１２ｂは、ローノイズアンプ、ミキサ、バンドパスフィルタなどを含み、所定周波数の電波を受信できるように構成されている。演算部１３は、受信信号の相関処理を行う相関処理部２１ａ、２１ｂと、相関処理された受信信号のピークを検出するピーク検出部２２ａ、２２ｂと、ピーク検出部２２ａ、２２ｂで検出されたピークのタイミングに合わせて相関処理部２１ａ、２１ｂからの信号を出力するタイミング制御部２３ａ、２３ｂと、タイミング制御部２３ａ、２３ｂの出力に基づいてマルチパスの干渉を判定する判定部２４と、タイミング制御部２３ａ、２３ｂ及び判定部２４からの信号に基づいて、到来角度の計算を行う到来角度算出部２５と、を含んで構成される。なお、演算部１３の構成や機能は、ハードウェアで実現しても良いし、ソフトウェアで実現しても良い。

相関処理部２１ａ、２１ｂは、受信部１２ａ、１２ｂからの受信信号と当該受信信号と相関の高い信号とを乗算して出力する。相関処理部２１ａ、２１ｂにおいて乗じられる信号は受信信号との相関が高いため、相関処理部２１ａ、２１ｂから出力される信号は、相関区間でピークを有する。ピーク検出部２２ａ、２２ｂは、相関処理部２１ａ、２１ｂからの出力信号の電力を算出し、出力信号の電力ピークを検出する。タイミング制御部２３ａ、２３ｂは、ピーク検出部２２ａ、２２ｂにおいて検出されたピークタイミングに合わせて、相関処理部２１ａ、２１ｂからの出力信号を判定部２４及び到来角度算出部２５に出力する。判定部２４は、タイミング制御部２３ａ、２３ｂから出力される時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し、当該周波数領域の信号に基づいて受信波におけるマルチパスの有無を評価する。そして、その評価に基づいて、対象となる情報単位に相当する期間（以下、情報単位期間と呼ぶ）の受信信号を到来角度の算出に使用するか否かを判定する。この判定結果は、到来角度算出部２５に通知される。

図２は、変調方式として直接スペクトラム拡散（ＤＳＳＳ）を用いる場合の到来角度算出装置の具体的構成例を示すブロック図である。なお、図２では、図１における演算部１３に相当する構成のみを示している。

図２において、相関処理部２１ａは、拡散コードを発生する拡散コード発生器３１と、受信信号と拡散コードとを乗算する乗算器３２ａ、３２ｂと、乗算器３２ａ、３２ｂの出力を１ビット期間（情報単位期間）分だけ足し合わせてピーク検出部２２ａ及びタイミング制御部２３ａに出力する加算器３３ａ、３３ｂとを備える。ピーク検出部２２ａは、加算器３３ａ、３３ｂから出力された信号の電力を算出する電力算出部３４ａと、その電力ピークを検出してタイミング制御部２３ａに出力するピーク電力検出部３５ａとを備える。タイミング制御部２３ａは、ピーク電力検出部３５ａからの信号を元に加算器３３ａ、３３ｂからの信号を判定部２４及び到来角度算出部２５に出力するタイミングを制御するバッファ部３６ａを備える。同様に、相関処理部２１ｂは、拡散コード発生器３１、乗算器３２ｃ、３２ｄ、加算器３３ｃ、３３ｄを備え、ピーク検出部２２ｂは、電力算出部３４ｂ、ピーク電力検出部３５ｂを備え、タイミング制御部２３ｂはバッファ部３６ｂを備える。

図３は、判定部２４の具体的構成例を示すブロック図である。図３に示すように、判定部２４は、タイミング制御部２３ａ、２３ｂから出力される時間領域の信号を任意の期間で切りだして周波数領域の信号に変換するＦＦＴ部３７ａ、３７ｂと、ＦＦＴ部３７ａ、３７ｂから出力される周波数領域の信号を元に、受信波において対象の情報単位期間にマルチパスが存在するか否かを判定するマルチパス判定部３８とを備える。ＦＦＴ部３７ａ、３７ｂにおいて周波数領域の信号に変換される期間は、マルチパスの判定を希望する期間に応じて適宜変更できる。例えば、情報単位期間全体においてマルチパスの有無を判定したい場合は情報単位期間全体を周波数領域に変換すればよく、受信信号のピーク点付近の期間（ピーク期間）におけるマルチパスの干渉を判定したい場合はピーク期間のみを周波数領域に変換すればよい。マルチパス判定部３８における判定結果（評価結果）は、到来角度算出部２５の平均化部４５に通知される。

図２に示すように、到来角度算出部２５は、バッファ部３６ａの出力の複素共役をとる複素共役部４１と、複素共役部４１の出力とバッファ部３６ｂの出力とを複素乗算する複素乗算部４２と、複素乗算部４２の出力を用いて逆正接演算を行う逆正接部４３と、複素乗算部４２の出力信号からチップ区間ごとの電力を算出する電力算出部４４と、判定部２４及び電力算出部４４からの情報に基づいて逆正接部４３の出力を平均化する平均化部４５と、平均化部４５の出力を用いて到来角度に変換する到来角度変換部４６とを備える。平均化部４５は、マルチパス判定部３８から通知された判定結果（評価結果）に基づいて対象となる情報単位期間に相当する逆正接部４３の出力を用いるか否かを決定し、当該決定に応じて逆正接部４３の出力を平均化できるように構成されている。

拡散コード発生器３１は、ＤＳＳＳによって周波数軸上に拡散された信号を逆拡散するための拡散コードを発生する。当該拡散コードは、送信側でコード変調（拡散）の際に使用された拡散コードに対応するものである。乗算器３２ａ、３２ｂは、受信信号に上記拡散コードを乗じて逆拡散を行う。乗算器３２ａには、受信部１２ａからの受信信号のうちの同相成分Ｉ１が入力される。また、乗算器３２ｂには、受信部１２ａからの受信信号のうちの直交成分Ｑ１が入力される。加算器３３ａ、３３ｂは、乗算器３２ａ、３２ｂのチップ区間ごとの出力を１ビットに相当する期間（ビット区間）足し合わせて出力する。図４Ａに加算器３３ａからの出力波形の例を示す。図４Ｂは、図４Ａに示す出力波形の部分拡大図である。また、図４Ｃに加算器３３ｂからの出力波形の例を示す。図４Ｄは、図４Ｃに示す出力波形の部分拡大図である。

加算器３３ａの出力信号及び加算器３３ｂの出力信号は、ピーク検出部２２ａの電力算出部３４ａ、及びタイミング制御部２３ａのバッファ部３６ａに入力される。電力算出部３４ａは、加算器３３ａ、３３ｂの出力信号からチップ区間ごとの電力を算出する。具体的には、電力算出部３４ａは、同相成分に相当する加算器３３ａの出力信号の絶対値と、直交成分に相当する加算器３３ｂの出力信号の絶対値とを足し合わせ、チップ区間ごとの電力情報としてピーク電力検出部３５ａに出力する。ピーク電力検出部３５ａは、チップ区間ごとの電力情報を受け取ると、受信信号中の電力ピークを検出し、電力ピーク情報としてタイミング制御部２３ａのバッファ部３６ａに出力する。なお、加算器３３ａの出力信号の２乗値と、加算器３３ｂの出力信号の２乗値とを足し合わせてピーク電力検出部３５ａに出力しても良い。

ピーク検出部２２ａ（ピーク電力検出部３５ａ）から出力される電力ピーク情報は、受信信号のピークの有無を判定する情報である。具体的には、電力ピーク情報は、受信信号のピーク点付近の期間（ピーク期間ｔ_１）における電力の和Ａと、ＤＳＳＳでの情報単位となる１ビット期間からピーク期間ｔ_１を除いた期間ｔ_２における電力の和Ｂとの比Ｒ_ａ（＝Ａ／Ｂ）がしきい値Ｒ_ｔｈ１より大きいか否かを示す情報である（例えば、図１０参照）。電力ピーク情報において、Ｒ_ａがＲ_ｔｈ１より大きい場合には、タイミング制御部２３ａ（バッファ部３６ａ）は、そのタイミングで受信信号がピークを有するものとして、１ビット分の信号Ｉａ１及び信号Ｑａ１を判定部２４及び到来角度算出部２５に出力する。このように、電力ピーク情報を用いることでピークの位置を適切に判別することができる。なお、比Ｒ_ａ（＝Ａ／Ｂ）の値は、例えば、単位期間の期間ｔ_２においてマルチパスが存在する場合に所定値より小さくなる。このため、Ｒ_ａと所定値（しきい値Ｒ_ｔｈ２）とを用いてマルチパスの有無を判定しても良い。この場合、Ｒ_ａがＲ_ｔｈ２より小さい場合に単位期間の期間ｔ_２においてマルチパスが存在すると判定することができる。

判定部２４のＦＦＴ部３７ａは、タイミング制御部２３ａ（バッファ部３６ａ）から出力される信号Ｉａ１及び信号Ｑａ１を任意の期間で切り出して高速フーリエ変換により周波数領域の信号に変換する。ＦＦＴ部３７ａにおいて周波数領域の信号に変換する期間は、上述したように、マルチパスの判定を希望する期間に応じて適宜変更できる。図５Ａに、タイミング制御部２３ａ（バッファ部３６ａ）からの出力波形（１ビット分）の例を示す。図５Ｂに、ピーク電力検出部３５ａからの出力波形（１ビット分）の例を示す。また、図５Ｃに、ＦＦＴ部３７ａからの出力波形の例を示す。図５Ａ及び図５Ｂに示すように、例えば、マルチパスの遅延時間が短く、希望波のピークに対してマルチパスが重なる場合、時間領域の信号からマルチパスの有無を判定することができない。このように、希望波とマルチパスとが時間的に重なる受信信号を用いて到来方向を算出する場合、マルチパスの影響により到来方向の推定精度が低下する。そこで、本実施の形態に係る到来角度算出装置１では、ＦＦＴ部３７ａで時間領域の信号を周波数領域の信号に変換し（図５Ｃ参照）、マルチパス判定部３８がこの周波数領域の信号を用いて任意の期間におけるマルチパスの有無を判定する。具体的には、周波数領域の信号の振幅特性と位相特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較して、マルチパスの有無を判定する。もちろん、振幅特性と位相特性との双方のバランスをそれぞれ比較してマルチパスの有無を判定しても良い。これにより、時間領域の信号から判別できないマルチパスを判別できるようになるため、マルチパスが存在する受信信号を到来角度の算出に用いないようにできる。つまり、到来角度を高精度に算出することが可能である。

相関処理部２１ｂ（拡散コード発生器３１、乗算器３２ｃ、３２ｄ、加算器３３ｃ、３３ｄ）、ピーク検出部２２ｂ（電力算出部３４ｂ、ピーク電力検出部３５ｂ）、タイミング制御部２３ｂ（バッファ部３６ｂ）、ＦＦＴ部３７ｂの動作や機能は、上記相関処理部２１ａ（拡散コード発生器３１、乗算器３２ａ、３２ｂ、加算器３３ａ、３３ｂ）、ピーク検出部２２ａ（電力算出部３４ａ、ピーク電力検出部３５ａ）、タイミング制御部２３ａ（バッファ部３６ａ）、ＦＦＴ部３７ａの動作や機能と同様である。すなわち、判定部２４のＦＦＴ部３７ｂは、タイミング制御部２３ｂ（バッファ部３６ｂ）から出力される信号Ｉａ２及び信号Ｑａ２を任意の期間で切り出して高速フーリエ変換により周波数領域の信号に変換し、マルチパス判定部３８に送る。マルチパス判定部３８により対象となる期間におけるマルチパスの有無が判定されると、当該判定結果は到来角度算出部２５の平均化部４５に通知される。

相関処理部２１ｂに入力される受信信号と、相関処理部２１ａに入力される受信信号とは、同一電波を所定間隔離れた２点で受信した信号であり、位相が僅かに異なっている。このため、タイミング制御部２３ｂから出力される信号と、タイミング制御部２３ａから出力される信号とでは、位相が僅かに相違する。タイミング制御部２３ａの出力Ｏ_ａ１、及びタイミング制御部２３ｂの出力Ｏ_ａ２を、同相成分に相当する信号を実部、直交成分に相当する信号を虚部として複素数で表現すると、下記式（１）、（２）のようになる。なお、φ_１及びφ_２は、各信号の位相を表す。

タイミング制御部２３ａの出力Ｏ_ａ１は、到来角度算出部２５の複素共役部４１に入力される。複素共役部４１は、タイミング制御部２３ａの出力Ｏ_ａ１の複素共役を複素乗算部４２に出力する。つまり、複素共役部４１からは、信号Ｉａ１と、信号Ｑａ１の符号が反転した信号が出力される。複素共役部４１の出力Ｏ_ａ１´を複素数で表現すると、下記式（３）のようになる。

複素乗算部４２は、複素共役部４１の出力Ｏ_ａ１´と、タイミング制御部２３ｂの出力Ｏ_ａ２とを複素乗算して、乗算結果である信号Ｉｂ及び信号Ｑｂを逆正接部４３及び電力算出部４４に出力する。複素乗算部４２の出力Ｏ_ｂ、出力Ｏ_ｂの同相成分Ｉｂ及び直交成分Ｑｂは下記式（４）〜（６）のように表される。

逆正接部４３は、複素乗算部４２の出力を用いて逆正接演算を行う。具体的には、複素乗算部４２の出力信号Ｉｂを分母とし、出力信号Ｑｂを分子とした値の逆正接演算を行う。図６Ａに逆正接部４３からの出力波形の例を示す。逆正接部４３の出力Ｏ_{ａｒｃｔａｎ}は位相差φ_２−φ_１に相当し、下記式（７）で表される。

電力算出部４４は、複素乗算部４２の出力信号からチップ区間ごとの電力を算出する。具体的には、電力算出部４４は、Ｉｂの絶対値とＱｂの絶対値とを足し合わせ、チップ区間ごとの電力情報として平均化部４５に出力する。なお、Ｉｂの２乗値と、Ｑｂの２乗値とを足し合わせて平均化部４５に出力しても良い。図６Ｂに電力算出部４４からの出力波形の例を示す。平均化部４５は、チップ区間ごとの電力情報を受け取ると、判定部２４から通知された判定結果に基づいて、逆正接部４３の出力Ｏ_{ａｒｃｔａｎ}を平均化して到来角度変換部４６に出力する。ここで、例えば、判定部２４から平均化部４５に対し、対象となっている情報単位期間の受信信号にマルチパスが含まれる旨の判定が通知された場合、平均化部４５は、対象の情報単位期間に相当する逆正接部４３の出力Ｏ_{ａｒｃｔａｎ}を平均化に用いない。一方、判定部２４から平均化部４５に対し、対象となっている情報単位期間の受信信号にマルチパスが含まれない旨の判定が通知された場合、平均化部４５は、対象の情報単位期間に相当する逆正接部４３の出力Ｏ_{ａｒｃｔａｎ}を平均化に用いる。これにより、時間領域において希望波のピークと重なる干渉性のマルチパスが含まれた受信信号を除外して到来角度を算出できるので、到来角度の算出精度を高めることができる。

到来角度変換部４６は、平均化部４５の出力を用いて逆三角関数演算により到来角度に変換する。逆三角関数演算としては、例えば、逆正弦演算を適用することができる。当該演算によって求められる値、すなわち、到来角度変換部４６の出力が、到来角度θ（ｒａｄ）に相当する。到来角度変換部４６の出力Ｏ_{ａｒｃｓｉｎ}は下記式（８）で表される。なお、下記式において、λ（ｍ）は受信波の波長であり、ｄ（ｍ）は受信用アンテナ間の距離である。

上記処理により到来角度が得られるのは、図７に示すような幾何学的な関係が成立するためである。所定の方向を基準として間隔ｄ（ｍ）離して配置された２つの受信用アンテナ１１ａ、１１ｂに到来する電波のなす角度をθ（ｒａｄ）とする。受信用アンテナ１１ｂに到来する電波の伝搬距離は、受信用アンテナ１１ａに到来する電波の伝搬距離と比べてΔ（ｍ）だけ長くなり、位相遅延（位相差φ_２−φ_１（ｒａｄ））が生じる。このモデルにおいて生じる伝搬距離の差分Δと位相差φ_２−φ_１との関係を受信波の波長λ（ｍ）を用いて表すと、下記式（９）のようになる。なお、下記式において、Δ＜λである。

また、上記モデルにおける伝搬距離の差分Δ、アンテナ間隔ｄ、到来角度θの幾何学的な関係から、下記式（１０）が成り立つ。

つまり、到来角度θは下記式（１１）のように表されることになる。なお、式（１１）は、到来角度変換部４６における処理に相当する。このように、本実施の形態の到来角度算出装置によって到来角度が算出されることが分かる。

次に、到来角度算出装置を用いた位置検出システムの例について説明する。図８に示される位置検出システム１０１は、到来角度算出装置１ａと、到来角度算出装置１ａと所定距離Ｄ離して配置される他の到来角度算出装置１ｂと、アクセスポイント２又はユーザ端末３とを含んで構成される。アクセスポイント２及びユーザ端末３は、それぞれ送信系及び受信系を備え（図示せず）、双方向の情報伝送（通信）が可能に構成されている。また、アクセスポイント２及びユーザ端末３は、それぞれが備える送信系によって、到来角度算出装置１ａ及び到来角度算出装置１ｂに到来角度算出用の電波を送信できるように構成されている。位置検出の対象は、アクセスポイント２又はユーザ端末３のいずれでも良い。

到来角度算出装置１ａは、アクセスポイント２の送信用アンテナから送信された電波を受信用アンテナ１１ａａ、１１ａｂで受信して、到来角度算出装置１ａを基準とする到来角度を算出する。また、到来角度算出装置１ｂは、アクセスポイント２の送信用アンテナから送信された電波を受信用アンテナ１１ｂａ、１１ｂｂで受信して、到来角度算出装置１ｂを基準とする到来角度を算出する。到来角度算出装置１ａと到来角度算出装置１ｂの位置関係が既知であれば、それぞれを基準とする到来角度からアクセスポイント２の位置を決定することができる。ユーザ端末３の位置検出の場合は、到来角度算出装置１ａ及び到来角度算出装置１ｂは、ユーザ端末３から送信される電波の到来角度を算出する。

図９は本実施の形態に係る到来角度算出装置１における到来角度算出のフロー図である。到来角度算出装置１が到来角度算出対象の電波を受信すると、受信部１２ａ、１２ｂは相関処理部２１ａ、２１ｂに受信信号を出力する。そして、相関処理部２１ａ、２１ｂは、受信信号の相関処理及び加算処理を行う（ステップＳ２０１）。

その後、ピーク検出部２２ａ、２２ｂは、相関処理部２１ａ、２１ｂの出力信号から電力のピーク値Ｐ_ｐｅａｋを検出する。そして、ピーク点付近の期間（ピーク期間ｔ_１）における電力の和Ａと、１ビット期間（情報単位の期間）からピーク期間ｔ_１を除いた期間ｔ_２における電力の和Ｂとを算出し、電力ピーク情報として用いられる比Ｒ_ａ（＝Ａ／Ｂ）を算出する（ステップＳ２０２）。ピーク検出部２２ａ、２２ｂで算出されたＲ_ａは、タイミング制御部２３ａ、２３ｂに送られる。タイミング制御部２３ａ、２３ｂは、算出された比Ｒ_ａ（＝Ａ／Ｂ）と所定のしきい値Ｒ_ｔｈ１とを比較して、Ｒ_ｔｈ１よりＲ_ａが大きい場合、受信信号にピークが存在するものとして到来角度の計算に必要な信号を到来角度算出部２５に出力する。

図１０には、ピーク検出部２２ａ、２２ｂに入力される信号を模式的に示す。図１０に示されるように、ピーク期間ｔ_１には希望波が、隣接する期間ｔ_３にはマルチパスがそれぞれ存在している。ピーク電力Ｐ_ｐｅａｋは、図１０におけるピーク点Ｐの電力であり、Ａは、ピーク期間ｔ_１における電力の和であり、Ｂは、１ビット期間からピーク期間ｔ_１を除いた期間ｔ_２における電力の和である。例えば、図１１に示すように、変調方式としてＤＳＳＳを用いる場合には、拡散コードの周期ｔｃの約２倍の時間幅を有するピークが形成される。このため、当該２・ｔｃの期間をピーク期間ｔ_１とすることができる。

判定部２４のＦＦＴ部３７ａ、３７ｂは、時間領域で表される受信信号を高速フーリエ変換によって周波数領域の信号に変換して、振幅周波数曲線（振幅曲線）と位相周波数曲線（位相曲線）とを算出する（ステップＳ２０３）。図１０に示すように、時間領域において希望波のピークとマルチパスとが重なるような場合、この受信信号を用いて到来角度を算出するとマルチパスの影響により到来角度の算出精度が低下してしまう。そこで、本実施の形態に係る到来角度算出装置１は、以下のステップに示すように、振幅周波数曲線と位相周波数曲線とから算出される振幅特性及び位相特性を用いて対象の期間におけるマルチパスの有無を判定する。図１２Ａ、Ｂには、それぞれ、ＦＦＴ部３７ａから出力される振幅周波数曲線及び位相周波数曲線、ＦＦＴ部３７ｂから出力される振幅周波数曲線及び位相周波数曲線の例を示す。

判定部２４のマルチパス判定部３８は、ＦＦＴ部３７ａから出力される振幅周波数曲線を元に、その中心周波数より低域側の信号電力の和Ｐ_Ｌ１と高周波領域の信号電力の和Ｐ_Ｈ１とを算出し、電力Ｐ_Ｌ１と電力Ｐ_Ｈ１との比Ｐｒ_１（＝Ｐ_Ｈ１／Ｐ_Ｌ１）を算出する。また、マルチパス判定部３８は、ＦＦＴ部３７ｂから出力される振幅周波数曲線を元に、その中心周波数より低域側の信号電力の和Ｐ_Ｌ２と高域側の信号電力の和Ｐ_Ｈ２とを算出し、電力Ｐ_Ｌ２と電力Ｐ_Ｈ２との比Ｐｒ_２（＝Ｐ_Ｈ２／Ｐ_Ｌ２）を算出する。そして、Ｐｒ_１とＰｒ_２とから、振幅特性Ｐｒ（＝Ｐｒ_１／Ｐｒ_２）を算出し、Ｐｒの値が所定範囲内にあるか否かを判定する（ステップＳ２０４）。Ｐｒ_１及びＰｒ_２の値は、それぞれ、ＦＦＴ部３７ａから出力される振幅周波数曲線の中心周波数に関する対称性、及び、ＦＦＴ部３７ｂから出力される振幅周波数曲線の中心周波数に関する対称性を示している。マルチパスの影響は、これらのバランスが崩れる方向に現れるから、Ｐｒの値が所定範囲内にあるか否かによって、対象となる期間の信号がマルチパスの影響を受けているか否かを判断できる。例えば、マルチパスの影響を殆ど受けていない場合、Ｐｒ_１及びＰｒ_２の値は１に近づくため、Ｐｒの値も１に近づく。一方、マルチパスの影響を受けている場合、Ｐｒ_１とＰｒ_２とのバランスが崩れ、Ｐｒの値は１から離れる。例えば、Ｐｒの値が０．８〜１．２である場合、マルチパスの影響を受けていないと判定することができる。

Ｐｒの値が所定範囲内である場合（ステップＳ２０４：ＹＥＳ）、マルチパス判定部３８は、ＦＦＴ部３７ａから出力される位相周波数曲線を元に、位相周波数曲線の傾きΔφ_１（平均値）を算出する。また、マルチパス判定部３８は、ＦＦＴ部３７ｂから出力される位相周波数曲線を元に、位相周波数曲線の傾きΔφ_２（平均値）を算出する。そして、Δφ_１とΔφ_２とから、位相特性Δφ（＝Δφ_１−Δφ_２）を算出し、Δφの値が所定範囲内にあるか否かを判定する（ステップＳ２０５）。Δφの値は、ＦＦＴ部３７ａから出力される位相周波数曲線の傾きと、ＦＦＴ部３７ｂから出力される位相周波数曲線の傾きとの差を表しており、マルチパスの影響は、これらの差が大きくなる方向に現れる。このため、Δφの値が所定範囲内にあるか否かによって、対象となる期間の信号がマルチパスの影響を受けているか否かを判断できる。例えば、Δφの値が−２０°〜＋２０°である場合、マルチパスの影響を受けていないと判定することができる。

Δφの値が所定範囲内である場合（ステップＳ２０５：ＹＥＳ）、マルチパス判定部３８は、対象の期間にはマルチパスが存在しないと判定し、到来角度算出部２５の平均化部４５にその判定結果を通知する（ステップＳ２０６）。

一方、Ｐｒの値が所定範囲外である場合（ステップＳ２０４：ＮＯ）、又はΔφの値が所定範囲外である場合（ステップＳ２０５：ＮＯ）、マルチパス判定部３８は、対象の期間にマルチパスが存在すると判定し、到来角度算出部２５の平均化部４５にその判定結果を通知する（ステップＳ２０７）。

対象の期間にはマルチパスが存在しないと判定された場合（ステップＳ２０６）、判定結果の通知を受けた平均化部４５は、対象の期間が含まれる情報単位期間に相当する逆正接部４３からの出力を使用して到来角度を算出する（ステップＳ２０８）。また、対象の期間にマルチパスが存在すると判定された場合（ステップＳ２０７）、判定結果の通知を受けた平均化部４５は、対象の期間が含まれる情報単位期間に相当する逆正接部４３からの出力を使用しないで到来角度を算出する（ステップＳ２０８）。

以上に示すように、本実施の形態に係る到来角度算出装置１は、受信信号をそれぞれ周波数領域に変換してその振幅特性と位相特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較することにより、マルチパスを精度よく検出できる。その結果、マルチパスを適切に取り除いて到来角度を精度よく算出することができる。

図１３は、到来角度算出装置１における到来角度算出部２５の別の一態様を説明するブロック図である。図１３に示される到来角度算出部２５は、タイミング制御部２３ａの出力Ｏ_ａ１の複素共役をとる複素共役部５１と、複素共役部５１の出力Ｏ_ａ１´と、タイミング制御部２３ｂの出力Ｏ_ａ２を複素乗算する複素乗算部５２と、複素乗算部５２の出力を用いて逆正接演算を行う逆正接部５３とを備える。複素共役部５１、複素乗算部５２、逆正接部５３の動作や機能は、上述の複素共役部４１、複素乗算部４２、逆正接部４３の動作や機能と同様である。また、逆正接部５３の演算結果（位相差）を元に演算結果を補正する位相差補正部５４と、位相差補正部５４の出力を平均化する平均化部５５と、位相差補正部５４において補正を行った場合に平均化部５５の演算結果（平均値）を補正する位相差再補正部５６と、位相差再補正部５６の出力を用いて到来角度に変換する到来角度変換部５７と、を備える。到来角度変換部５７の動作や機能は、上述の到来角度変換部４６の動作や機能と同様である。

位相差補正部５４は、逆正接部５３の演算結果である位相差が、＋１８０°（＋π）付近や−１８０°（−π）付近の値になる場合、逆正接部の演算結果に所定の角度（位相差）を加える処理を行う。図１４のＩ−Ｑ平面に示すように、本実施の形態の到来角度算出部２５は、位相差を−１８０°〜＋１８０°（−π〜＋π）の位相差範囲の座標上に投影する。このため、例えば、図１５Ａに示されるように、逆正接部５３によって算出される位相差が＋１８０°及び−１８０°近傍の値にならない場合には、これを平均化することで適切に到来角度を算出することができる。しかし、図１５Ｂに示されるように、逆正接部５３によって算出される位相差が＋１８０°及び−１８０°近傍の値になる場合、算出される位相差の僅かな誤差が角度算出に大きな影響を与えることになる。ここで、位相差データとして、−１７８°及び＋１７８°の２つの値が得られ、一方の値である＋１７８°は本来の値である−１７８°から−４°の誤差が生じて＋１７８°になっていると想定する。これらの差は、実際には僅かに４°である。つまり、本来であれば、位相差の平均値は約１８０°となる。しかし、平均化処理において、−１７８°と＋１７８°として平均化すると、平均値は０°となる。実際には約１８０°の位相差が存在するにもかかわらず、平均化処理によって０°として扱われてしまうのである。このように、平均化された位相差が本来の位相差から大幅にずれてしまうと、適切な到来角度算出は困難になる。

そこで、図１３に示される到来角度算出部２５は、逆正接部５３によって算出される位相差が＋１８０°及び−１８０°付近の値になる場合、位相差補正部５４が逆正接部５３の演算結果に所定の角度（位相差）を加える補正処理を行って、適切な平均化が行われるようにする。逆正接部５３の演算結果が＋１８０°または−１８０°近傍の値であるか否かは、逆正接部５３の演算結果として得られる複数の位相差の分布を元に判定することができる。例えば、＋９０°（＋π／２）より大きく、または−９０°（−π／２）より小さい位相差の数が、＋９０°より小さくかつ−９０°より大きくなる位相差の数より多い場合には、逆正接部５３の演算結果が＋１８０°及び−１８０°付近の値であると判定できる。位相差補正部５４が加える角度（位相差）は、例えば＋９０°とすることができるが、適切な平均化処理が可能な角度であればこれに限られない。−９０°、＋１８０°または−１８０°のいずれかでも良い。

平均化部５５は、位相差補正部５４の出力を平均化する。本実施の形態の到来角度算出部２５は、平均化に適さない位相差が算出される場合に位相差を加える補正を行うため、平均化部５５において適切な平均化処理が可能である。なお、干渉性のマルチパスが存在する場合、対象の受信信号を用いずに平均化を行う点は平均化部４５と同様である。位相差再補正部５６は、位相差補正部５４において位相差の補正を行っている場合に平均化部５５の出力を補正する。具体的には、位相差補正部５４において補正値として加えた角度（位相差）を減ずる補正を行う。

図１６に、位相差が＋１８０°及び−１８０°付近となる場合の到来角度算出の概略を模式的に示す。逆正接部５３によって算出された位相差が、Ｉ−Ｑ平面において＋１８０°及び−１８０°付近の場合、位相差補正部５４は位相差に補正値（＋９０°）を加えて座標軸を回転させ、平均値算出用の座標軸に変換する。平均化部５５は、当該データを元に平均値（−９２°）を算出する。位相差再補正部５６は、位相差補正部５４の出力データから補正値（＋９０°）を減ずる補正を行い、到来角度変換部５７に補正されたデータ（＋１７８°）を出力する。

図１７は上記到来角度算出部２５における処理フロー図である。到来角度算出部２５の複素共役部５１は、ステップ３０１において、タイミング制御部２３ａの出力Ｏ_ａ１の複素共役を算出する。また、複素乗算部５２は、ステップ３０２において、タイミング制御部２３ｂの出力Ｏ_ａ２と複素共役部５１の出力Ｏ_ａ１´とを乗算する。そして、逆正接部５３は、ステップ３０３において、複素乗算部５２の出力を用いて逆正接演算を行い、受信信号間の位相差を算出する。

ステップ３０４において、位相差補正部５４は、算出された位相差がＩ−Ｑ平面において＋１８０°及び−１８０°近傍の値であるかを判定する。算出された位相差が＋１８０°及び−１８０°近傍の値でない場合はステップ３０５に進み、到来角度算出部２５は位相差を補正することなく到来角度を算出する。算出された位相差が＋１８０°近傍、または−１８０°近傍の値の場合はステップ３０６に進む。当該判定は、上述のように、＋９０°より大きく、または−９０°より小さい位相差の数が、＋９０°より小さくかつ−９０°より大きくなる位相差の数より多いかどうかを基準として行うことができる。

ステップ３０６において、位相差補正部５４は、逆正接部５３の演算結果である位相差に９０°を加える処理を行う（位相差を＋９０°する）。ステップ３０７において、平均化部５５は、位相差補正部５４の出力を平均化する。そして、ステップ３０８において、位相差再補正部５６は、平均化部５５の演算結果である平均値から９０°を減ずる処理を行う（位相差を−９０°する）。その後、ステップ３０９において、到来角度変換部５７は、位相差再補正部５６の出力から到来角度を算出する。このように、図１３に示される到来角度算出部２５では、所定の位相差を加えて平均化した後に所定の位相差を減ずるという一連の処理によって適切な平均値が算出されるため、到来角度の算出精度が低下せずに済む。その結果、到来角度の算出精度を十分に高めることができる。

なお、ここでは、位相差補正部５４が、逆正接部５３の演算結果に所定の角度を加える処理を行っているが、適切な平均化処理が実現できるのであればこれに限られない。例えば、図１８に示すような構成の到来角度算出部２５を用いることもできる。図１８に示す到来角度算出部２５は、タイミング制御部２３ａの出力Ｏ_ａ１の複素共役をとる複素共役部６１と、複素共役部６１の出力Ｏ_ａ１´と、タイミング制御部２３ｂの出力Ｏ_ａ２を複素乗算する複素乗算部６２とを備える。複素共役部６１、複素乗算部６２の動作や機能は、上述の複素共役部４１、複素乗算部４２の動作や機能と同様である。また、複素乗算部６２の出力の同相成分（Ｉ成分）の絶対値と直交成分（Ｑ成分）の絶対値とを比較するＩＱ比較部６３と、複素乗算部６２の出力を用い、ＩＱ比較部６３の出力に応じて演算方法を選択、変更して逆正接演算を行う逆正接部６４とを備える。また、逆正接部６４の演算結果である位相差を平均化する平均化部６５と、逆正接部６４の演算方法に応じて平均化部６５の演算結果である平均値を補正する位相差再補正部６６と、位相差再補正部６６の出力を用いて到来角度に変換する到来角度変換部６７と、を備える。到来角度変換部６７の動作や機能は、上述の到来角度変換部４６の動作や機能と同様である。

ＩＱ比較部６３は、複素乗算部の出力の同相成分（Ｉ成分）が負であるか否かを判定すると共に、複素乗算部６２の出力の同相成分（Ｉ成分）の絶対値と直交成分（Ｑ成分）の絶対値とを比較する。具体的には、ＩＱ比較部６３は、同相成分Ｉｂの符号を判定すると共に、同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きいか否か（直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜が同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜より十分に小さいか否か）を判定する。受信信号の位相差がＩ−Ｑ平面において＋１８０°及び−１８０°近傍の値をとる場合には、同相成分Ｉｂが負になり（Ｉｂ＜０）、同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きくなる。このため、同相成分Ｉｂの符号を判定し、同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きいか否かを判定することにより、位相差が＋１８０°及び−１８０°近傍の値をとるか否かを判定することができる。

逆正接部６４は、複素乗算部６２の出力を用い、ＩＱ比較部６３の出力に応じて演算方法を選択して逆正接演算を行う。同相成分が正である場合や、同相成分が負であり、かつ同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜と同程度であるか、または小さい場合、複素乗算部６２の出力Ｉｂを分母とし、出力Ｑｂを分子とした値の逆正接演算を行う。同相成分が負であり、かつ同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きい場合、例えば、複素乗算部６２の出力Ｑｂの符号を反転させた−Ｑｂを分母とし、出力Ｉｂを分子とした値の逆正接演算を行う。なお、同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きい場合の上記処理は、座標軸を＋９０°回転させて逆正接演算を行う処理に相当する。つまり、当該処理によって得られる位相差は、元来の位相差に＋９０°が加えられた値である。

なお、同相成分の絶対値｜Ｉｂ｜が直交成分の絶対値｜Ｑｂ｜より十分に大きい場合の処理は、上述のものに限られない。例えば、複素乗算部６２の出力Ｑｂを分母とし、出力Ｉｂの符号を反転させた−Ｉｂを分子とした値の逆正接演算を行っても良い。当該処理は、座標軸を−９０°回転させて逆正接演算を行う処理に相当する。つまり、当該処理によって得られる位相差は、元来の位相差に−９０°が加えられた値（＋９０°が減じられた値）である。また、例えば、複素乗算部６２の出力Ｉｂの符号と、出力Ｑｂの符号とを反転させて逆正接演算を行っても良い。当該処理は、座標軸を＋１８０°（または−１８０°）回転させて逆正接演算を行う処理に相当する。つまり、当該処理によって得られる位相差は、元来の位相差に＋１８０°（または−１８０°）が加えられた値である。このような処理によっても、適切な平均値を算出することができる。

平均化部６５は、逆正接部６４の出力を平均化する。本実施の形態の到来角度算出部２５は、平均化に適さない位相差が算出される場合に実質的に位相差を加える（または減ずる）補正を行うため、平均化部６５において適切な平均化処理が可能である。位相差再補正部６６は、逆正接部６４が座標軸を＋９０°回転させる処理を行っている場合に平均化部６５の出力を補正する。具体的には、＋９０°を減ずる補正を行う。なお、逆正接部６４が座標軸を−９０°回転させる処理を行っている場合には、−９０°を減ずる補正（つまり、＋９０°を加える補正）を行う。同様に、逆正接部６４が座標軸を＋１８０°（または−１８０°）回転させる処理を行っている場合には、＋１８０°（または−１８０°）を減ずる補正を行う。

このように、図１８に示す到来角度算出部２５も、図１３に示される到来角度算出部２５と同様に適切な平均値を算出できるため、到来角度の算出精度が低下せずに済む。その結果、到来角度の算出精度を十分に高めることができる。

図１９は、変調方式として直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を用いる場合の到来角度算出装置の具体的構成例を示すブロック図である。なお、図１９では、図１における演算部１３に相当する構成のみを示している。

図１９において、相関処理部２１ａは、受信部１２ａの出力の複素共役をとる複素共役部７１ａと、受信部１２ａの出力を所定期間だけ遅延させて出力する遅延部７２ａと、複素共役部７１ａの出力と遅延部７２ａの出力とを複素乗算する複素乗算部７３ａと、複素乗算部７３ａの出力をＧＩ（ガードインターバル）期間だけ足し合わせて出力する加算器７４ａ、７４ｂとを備える。ピーク検出部２２ａは、加算器７４ａ、７４ｂから出力された信号の電力を算出する電力算出部７５ａと、その電力ピークを検出してタイミング制御部２３ａに出力するピーク電力検出部７６ａとを備える。タイミング制御部２３ａは、ピーク電力検出部７６ａからの信号を元に受信部１２ａからの信号の判定部２４及び到来角度算出部２５への出力タイミングを制御する遅延部７７ａを備える。同様に、相関処理部２１ｂは、複素共役部７１ｂ、遅延部７２ｂ、複素乗算部７３ｂ、加算器７４ｃ、７４ｄを備え、ピーク検出部２２ｂは、電力算出部７５ｂ、ピーク電力検出部７６ｂを備え、タイミング制御部２３ｂは遅延部７７ｂを備える。

判定部２４は、図３に示すものと同様である。すなわち、判定部２４は、タイミング制御部２３ａ、２３ｂから出力される時間領域の信号を任意の期間で切りだして周波数領域の信号に変換するＦＦＴ部３７ａ、３７ｂと、ＦＦＴ部３７ａ、３７ｂから出力される周波数領域の信号を元に、受信波において対象の情報単位期間にマルチパスが存在するか否かを判定するマルチパス判定部３８とを備える。ＦＦＴ部３７ａ、３７ｂにおいて周波数領域の信号に変換される期間は、マルチパスの判定を希望する期間に応じて適宜変更できる。例えば、情報単位期間全体においてマルチパスの有無を判定したい場合は情報単位期間全体を周波数領域に変換すればよく、受信信号のピーク点付近の期間（ピーク期間）におけるマルチパスの干渉を判定したい場合はピーク期間のみを周波数領域に変換すればよい。マルチパス判定部３８における判定結果（評価結果）は、到来角度算出部２５の平均化部８５に通知されるように構成されている。なお、図１９において、紙面の都合上、遅延部７７ａ、７７ｂから判定部２４への入力はそれぞれ一系統のラインで示しているが、図１の場合と同様、遅延部７７ａからＩａ１及びＱａ１が入力され、遅延部７７ｂからＩａ２及びＱａ２が入力される。

到来角度算出部２５は、遅延部７７ａの出力の複素共役をとる複素共役部８１と、複素共役部８１の出力と、遅延部７７ｂの出力を複素乗算する複素乗算部８２と、複素乗算部４２の出力をＧＩ（ガードインターバル）期間だけ足し合わせて出力する加算部８３ａ、８３ｂと、加算部８３ａ、８３ｂの出力を用いて逆正接演算を行う逆正接部８４と、判定部２４からの情報に基づいて逆正接部８４の出力を平均化する平均化部８５と、平均化部８５の出力を用いて到来角度に変換する到来角度変換部８６とを備える。平均化部８５は、マルチパス判定部３８から通知された判定結果（評価結果）に基づいて対象となる情報単位期間に相当する逆正接部８３の出力を用いるか否かを決定し、当該決定に応じて逆正接部８３の出力を平均化できるように構成されている。

遅延部７２ａ、７２ｂは、ＯＦＤＭシンボル列の自己相関をとるため、受信部１２ａの出力を所定期間だけ遅延させて出力する。具体的には、遅延部７２ａ、７２ｂは、複素共役部７１ａが出力するＯＦＤＭシンボルの末部と、遅延部７２ａ、７２ｂが出力するＧＩ（ガードインターバル）とが同じタイミングで複素乗算部７３ａに入力されるように、受信部１２ａの出力を所定期間だけ遅延させて出力する。複素乗算部７３ａは、複素共役部７１ａの出力と遅延部７２ａの出力とを複素乗算する。加算器７４ａ、７４ｂは、複素乗算部７３ａのチップ区間ごとの出力をＧＩ期間だけ足し合わせて出力する。

図２０Ａは、ＯＦＤＭシンボル列の構成を示す模式図である。図２０Ａに示すように、ＯＦＤＭシンボル列は、データ部であるＯＦＤＭシンボルと、ＯＦＤＭシンボルの先頭に配置されるＧＩとによって構成される。ＧＩはＯＦＤＭシンボル末部をコピーしたデータであり、ＯＦＤＭシンボル間の干渉を防ぐために挿入される。図２０Ｂは、相関処理部２１ａにおけるＯＦＤＭシンボル列の相関処理（自己相関処理）の様子を示す模式図である。図２０Ａに示すように、遅延部７２ａの出力は、複素共役部７１ａの出力に対してＯＦＤＭシンボル長だけ遅れている。このため、複素乗算部７３ａにおいて、複素共役部７１ａの出力と遅延部７２ａの出力とを乗算することで自己相関をとることができる。自己相関値（ＧＩ相関値）は、複素共役部７１ａの出力と遅延部７２ａの出力にＧＩと同じデータが現れたときにピークを示すため、これを用いることで、データ部であるＯＦＤＭシンボルの先頭を検出することができる。

加算器７４ａ、７４ｂの出力信号は、ピーク検出部２２ａの電力算出部７５ａに入力される。電力算出部７５ａは、加算器７４ａ、７４ｂの出力信号からチップ区間ごとの電力を算出する。具体的には、電力算出部３４ａは、同相成分に相当する出力信号の絶対値と、直交成分に相当する出力信号の絶対値とを足し合わせ、チップ区間ごとの電力情報としてピーク電力検出部７６ａに出力する。なお、同相成分に相当する出力信号の２乗値と、直交成分に相当する出力信号の２乗値とを足し合わせてピーク電力検出部７６ａに出力しても良い。図２１Ａに電力算出部７５ａからの出力波形の例を示す。図２１Ｂは、図２１Ａに示す出力波形の部分拡大図である。ピーク電力検出部７６ａは、チップ区間ごとの電力情報を受け取ると、受信信号中の電力ピークを検出し、電力ピーク情報としてタイミング制御部２３ａの遅延部７７ａに出力する。

ピーク検出部２２ａ（ピーク電力検出部３５ａ）から出力される電力ピーク情報は、受信信号のピークの有無を判定する情報である。具体的には、電力ピーク情報は、受信信号のピーク点付近の期間（ピーク期間ｔ_１）における電力の和Ａと、ＯＦＤＭでの情報単位となる１シンボル期間からピーク期間ｔ_１を除いた期間ｔ_２における電力の和Ｂとの比Ｒ_ａ（＝Ａ／Ｂ）がしきい値Ｒ_ｔｈ１より大きいか否かを示す情報である。変調方式としてＯＦＤＭを用いる場合、ピーク期間ｔ_１はＧＩ期間に等しくなる。また、１シンボル期間とは、ＧＩ期間とデータ期間（ＯＦＤＭシンボル期間）とを合計した期間に相当する。電力ピーク情報において、Ｒ_ａがＲ_ｔｈ１より大きい場合には、タイミング制御部２３ａ（遅延部７７ａ）は、そのタイミングで受信信号がピークを有するものとして、受信部１２ａからの受信信号を判定部２４及び到来角度算出部２５に出力する。

判定部２４のＦＦＴ部３７ａは、タイミング制御部２３ａ（遅延部７７ａ）から出力される信号Ｉａ１及び信号Ｑａ１を任意の期間で切り出して高速フーリエ変換により周波数領域の信号に変換してマルチパス判定部３８に送る。ＦＦＴ部３７ａにおいて周波数領域の信号に変換する期間は、上述したように、マルチパスの判定を希望する期間に応じて適宜変更できる。マルチパス判定部３８は、この周波数領域の信号を用いて情報単位期間におけるマルチパスの有無を判定する。具体的には、周波数領域の信号の振幅特性と位相特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較して、マルチパスの有無を判定する。もちろん、振幅特性と位相特性との双方のバランスをそれぞれ比較してマルチパスの有無を判定しても良い。これにより、時間領域の信号から判別できないマルチパスを判別できるようになるため、マルチパスが存在する受信信号を到来角度の算出に用いないようにできる。つまり、到来角度を高精度に算出することが可能である。

相関処理部２１ｂ（複素共役部７１ｂ、遅延部７２ｂ、複素乗算部７３ｂ、加算器７４ｃ、７４ｄ）、ピーク検出部２２ｂ（電力算出部７５ｂ、ピーク電力検出部７６ｂ）、タイミング制御部２３ｂ（遅延部７７ｂ）、ＦＦＴ部３７ｂの動作や機能は、相関処理部２１ａ（複素共役部７１ａ、遅延部７２ａ、複素乗算部７３ａ、加算器７４ａ、７４ｂ）、ピーク検出部２２ａ（電力算出部７５ａ、ピーク電力検出部７６ａ）、タイミング制御部２３ａ（遅延部７７ａ）、ＦＦＴ部３７ａの動作や機能と同様である。すなわち、判定部２４のＦＦＴ部３７ｂは、タイミング制御部２３ｂ（遅延部７７ｂ）から出力される信号Ｉａ２及び信号Ｑａ２を任意の期間で切り出して高速フーリエ変換により周波数領域の信号に変換し、マルチパス判定部３８に送る。マルチパス判定部３８により対象となる期間におけるマルチパスの有無が判定されると、当該判定結果は到来角度算出部２５の平均化部８５に通知される。

相関処理部２１ｂに入力される受信信号と、相関処理部２１ａに入力される受信信号とは、同一電波を所定間隔離れた２点で受信しているため位相が僅かに異なっている。このため、タイミング制御部２３ｂから出力される信号と、タイミング制御部２３ａから出力される信号とでは、位相が僅かに相違する。

タイミング制御部２３ａの出力は、到来角度算出部２５の複素共役部８１に入力される。複素共役部８１は、タイミング制御部２３ａの出力の複素共役を複素乗算部８２に出力する。複素乗算部８２は、複素共役部８１の出力と、タイミング制御部２３ｂの出力とを複素乗算して、演算結果を加算部８３ａ、８３ｂに出力する。加算部８３ａ、８３ｂは、複素乗算部８２のチップ区間ごとの出力をＧＩ期間だけ足し合わせて逆正接部８４に出力する。図２１Ｃに加算部８３ａ、８３ｂからの出力波形の例を示す。図中で、加算部８３ａの出力波形はＩで示しており、加算部８３ｂの出力波形はＱで示している。

逆正接部８４は、加算部８３ａ、８３ｂの出力を用いて逆正接演算を行い、受信信号の位相差を算出する。図２１Ｄに逆正接部８４からの出力波形の例を示す。平均化部８５は、判定部２４から通知された判定結果に基づいて、逆正接部８４の出力を平均化して到来角度変換部８６に出力する。ここで、例えば、判定部２４から平均化部８５に対し、対象となっている期間の受信信号にマルチパスが含まれるという判定結果が通知された場合、平均化部８５は、対象の期間を含む情報単位期間に相当する逆正接部８４の出力を平均化に用いない。一方、判定部２４から平均化部８５に対し、対象となっている期間の受信信号にマルチパスが含まれないという判定結果が通知された場合、平均化部８５は、対象の期間を含む情報単位期間に相当する逆正接部８４の出力を平均化に用いる。これにより、干渉性のマルチパスが含まれる受信信号を除外して到来角度を算出できるため、到来角度の算出精度を高めることができる。到来角度変換部８６は、平均化部８５の出力を用いて逆三角関数演算により到来角度に変換する。当該演算によって求められる値、すなわち、到来角度変換部８６の出力が、到来角度に相当する。

このように、図１９の演算部１３を有する到来角度算出装置１においても、受信信号をそれぞれ周波数領域に変換してその振幅特性と位相特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較することにより、マルチパスを精度よく検出できる。その結果、マルチパスを適切に取り除いて到来角度を精度よく算出することができる。

図２２は、到来角度算出装置１をカプセル内視鏡の位置特定に応用したカプセル内視鏡システムについて示す模式図である。図２２に示すカプセル内視鏡システムは、複数のセンサアレイ４０１と、センサアレイ４０１からのデータを記録するデータレコーダー４０２とを備える。センサアレイ４０１は、到来角度算出装置１の受信用アンテナに相当するアンテナを備えており、患者が飲み込んだカプセル内視鏡からの電波を受信できるように構成されている。データレコーダー４０２は、センサアレイ４０１において受信した電波の持つ位相情報から、患者が飲み込んだカプセル内視鏡の位置を特定する。

患者が飲み込んだカプセル内視鏡は、消化管の蠕動運動によって移動する。カプセル内視鏡の位置はモニタされており、診察部位に到達したか否かを確認することができる。カプセル内視鏡が診察部位に到達すると、カプセル内視鏡は診察部位の様子を撮影してデータレコーダー４０２に送信し、データレコーダー４０２は画像情報を記録する。このように、カプセル内視鏡の位置をモニタすることで、診察部位を見逃すことなく撮影することができる。また、カプセル内視鏡が診察部位に到達したタイミングでカメラ等の電源を入れ、診察部位をはずれた場合にはカメラ等の電源を切る事が可能になるため、電池容量を小さくする事ができる。また、センサ（アンテナ）の数を削減する事が可能となる。また、電池容量が同じであれば、従来型のカプセル内視鏡と比較して多数の画像を送信でき、鮮明な画像を得ることができる。

このように、到来角度算出装置１をカプセル内視鏡の位置特定に応用することで、優れたカプセル内視鏡システムを構築することができる。

以上のように、本発明の到来角度算出装置によれば、受信信号をそれぞれ周波数領域に変換してその振幅特性と位相特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較することにより、マルチパスを精度よく検出できる。その結果、マルチパスを適切に取り除いて到来角度を精度よく算出することができる。

なお、本発明は上記実施の形態の記載に限定されず、その効果を発揮する態様で適宜変更することができる。また、上記実施の形態において、添付図面に示されている構成などは、これに限定されず、本発明の効果を発揮する範囲内で適宜変更することが可能である。

本発明の到来角度算出装置は、対象の位置を特定するシステム、その他の各種用途に用いることができる。

本出願は、２０１２年２月８日出願の特願２０１２−２５２８３に基づく。この内容は、全てここに含めておく。

Claims (6)

1. 複数のアンテナで受信した信号からマルチパスの有無を判定するマルチパス検出方法であって、
   各アンテナの受信信号をそれぞれ周波数領域に変換し、振幅曲線の中心周波数を中心とした所定幅での低域側の信号電力と高域側の信号電力との比で示される前記周波数領域の振幅特性と、振幅曲線の中心周波数を中心とした所定幅での位相の傾斜で示される位相特性との少なくとも一つについてアンテナ間で比較を行うことでマルチパスの有無を判定することを特徴とするマルチパス検出方法。
2. 前記周波数領域の振幅特性と位相特性とをそれぞれ比較を行うことでマルチパスの有無を判定することを特徴とする請求項１に記載のマルチパス検出方法。
3. 前記振幅特性について前記アンテナ間で前記比較を行う場合に、
   一方のアンテナの振幅特性をＰｒ１、他方のアンテナの振幅特性をＰｒ２とし、２つのアンテナ間の振幅特性のバランスを比較するためにＰｒ１とＰｒ２との比Ｐｒを計算し、
   Ｐｒが１から所定値以上離れていればマルチパスがあると判定することを特徴とする請求項１に記載のマルチパス検出方法。
4. 前記位相特性について前記アンテナ間で前記比較を行う場合に、
   一方のアンテナの位相傾斜をΔφ１、他方のアンテナの位相傾斜をΔφ２とし、２つのアンテナ間の位相傾斜のバランスを比較するためにΔφ１とΔφ２との差Δφを計算し、
   Δφが０から所定値以上離れていればマルチパスがあると判定することを特徴とする請求項１に記載のマルチパス検出方法。
5. 複数のアンテナと、複数のアンテナで受信した信号からマルチパスの有無を判定するマルチパス検出手段と、前記複数のアンテナで受信した信号の位相差から電波の到来角度を算出する到来角度算出手段と、を備え、
   前記マルチパス検出手段は、各アンテナの受信信号をそれぞれ周波数領域に変換し、振幅曲線の中心周波数を中心とした所定幅での低域側の信号電力と高域側の信号電力との比で示される前記周波数領域の振幅特性と、振幅曲線の中心周波数を中心とした所定幅での位相の傾斜で示される位相特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較してマルチパスの有無を判定し、
   マルチパスがない場合に、前記複数のアンテナで受信した信号の位相差を用いて電波の到来角度を算出することを特徴とする到来角度算出装置。
6. 前記マルチパス検出手段は、
   各アンテナの受信信号のピークを検出するピーク検出部と、
   各アンテナの受信信号をそれぞれ周波数領域に変換するＦＦＴ部と、
   前記周波数領域の振幅特性と位相特性との少なくとも一つについてアンテナ間でのバランスを比較してマルチパスの有無を判定するマルチパス判定部と、
   を備えたことを特徴とする請求項５に記載の到来角度算出装置。
   

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