KR102436303B1

KR102436303B1 - 속도 모호성 해결책을 포함하는 mimo 레이더에서 속도 검출 방법 및 장치

Info

Publication number: KR102436303B1
Application number: KR1020197003538A
Authority: KR
Inventors: 산디프 라오; 카르씨크 숩부라지; 단 왕; 아딜 아마드
Original assignee: 텍사스 인스트루먼츠 인코포레이티드
Priority date: 2016-07-09
Filing date: 2017-07-10
Publication date: 2022-08-25
Also published as: CN109642944A; US11988769B2; CN109642944B; JP2019522220A; US10627483B2; US20180011170A1; EP3482222A4; EP3482222A2; US20220342036A1; WO2018071077A3; US20200209352A1; JP7180046B2; EP3482222B1; US11378649B2; KR20190025997A; WO2018071077A2

Abstract

설명된 예들에서, 방법(800)은 적어도 두 개의 송신기에 의해 송신되고 물체로부터 반사된 처프들의 적어도 하나의 프레임을 복수의 수신기에서 수신함으로써 레이더에 의해 검출된 물체의 속도가 최대 속도보다 큰지를 결정한다. 각각의 송신기에 의해 송신된 처프들의 시퀀스(프레임)에 대응하는, 각 수신기에 의해 수신된 신호들의 가상 어레이 벡터(S)에서 속도 유발된 위상 시프트(φ_d)가 추정된다(804). 가상 어레이 벡터(S)의 각 원소의 위상들은 φ_d를 사용하여 보정되어 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 생성한다(805). 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)에 대해 제1 푸리에 변환이 수행되어(806) 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 생성한다. 보정된 가상 어레이 스펙트럼은 물체가 최대 속도보다 큰 절대 속도를 갖는 것을 나타내는 시그니처를 검출하도록(808) 분석된다.

Description

속도 모호성 해결책을 포함하는 MIMO 레이더에서 속도 검출 방법 및 장치

본 발명은 일반적으로 물체 검출 및 속도 결정에 관한 것으로, 특히 주파수 변조 연속파(frequency modulated continuous wave)(FMCW) 레이더 시스템들에서의 속도 검출에 관한 것이다.

FMCW 레이더의 기본적인 송신 신호는 주파수 램프(보통 "처프(chirp)"라고도 알려져 있음)이다. 처프는 주파수가 시간에 따라 선형적으로 변화하는 신호이다. 예를 들어, mm 파 FMCW 레이더는 77 GHz에서 시작하여 최대 81 GHz까지 선형적으로 증가하는 4 GHz 대역폭을 갖는 처프를 송신할 수 있다. 송신(transmit)(TX) 안테나에 의해 송신된 신호는 하나 이상의 물체에서 반사되고, 반사된 신호는 하나 이상의 수신(receive)(RX) 안테나에서 수신된다.

FMCW 레이더는 일련의 이러한 균일한 간격의 처프들을 프레임이라 불리는 단위로 송신한다. RX 안테나들에서 수신된 대응하는 신호는 하향 변환되고 디지털화된 다음 레이더 전방에 있는 여러 물체의 거리, 속도 및 도래각(angle of arrival)을 얻기 위해 처리된다.

다중입력 다중출력(Multiple-Input Multiple Output)(MIMO) 레이더는 FMCW 레이더의 각도 추정 능력을 개선하는 기술이다. MIMO 레이더를 사용하면, 다수의 TX 안테나는 동일한 RX 안테나 세트로 송신한다. 다수의 TX 안테나로부터 방사되는 신호들은 직교하여야 한다(즉, 서로 간섭하지 않아야 한다). 직교성을 보장하는 일반적인 방법 중의 몇 가지는: 시분할 다중화(Time Division Multiplexing)(TDM-MIMO), 주파수 분할 다중화(Frequency Division Multiplexing) (FDM-MIMO) 및 코드 위상 다중화(code-phase multiplexing)이다. TDM-MIMO에서, 상이한 TX 안테나들로부터의 신호들은 상이한 타임 슬롯들을 점유한다. FDM-MIMO에서, 다수의 TX 안테나로부터의 신호들은 주파수로 분리된다. 코드 위상 다중화에서, 다수의 TX 안테나는 상이한 의사 랜덤 잡음 코드(pseudo-random noise code)(PN 코드)들을 사용하여 신호들을 동시에 송신하는데, 이들 코드들은 수신기에서 신호들이 분리될 수 있게 한다. FDM-MIMO는 송신 및 수신 체인 모두에서 하드웨어 복잡성을 추가로 부과한다. 코드 위상 다중화는 (역 확산 잡음으로 인한) 성능 저하 및/또는 (코드 내 PN 코드 시퀀스들을 디코딩하기 위한) 현저하게 증가된 계산 요건을 초래한다.

결과적으로, TDM-MIMO는 직교성을 제공하는 다른 방법들에 비해 장점들을 갖는다. 그러나, TDM-MIMO 동작 모드는 레이더에 의해 측정될 수 있는 최대 모호하지 않은 속도(maximum unambiguous velocity)의 감소를 초래한다. 통상의 TDM_MIMO 레이더를 사용하면, 최대 모호하지 않은 속도(v_max)보다 큰 속도로 움직이는 어떠한 물체라도 속도가 잘못 추정될 것이다.

설명된 예들에서, 방법은 레이더에 의해 검출된 물체의 절대 속도가 최대치보다 큰지를 결정한다. 방법은 적어도 두 개의 송신기에 의해 송신되고 물체에서 반사되는 처프들의 적어도 하나의 프레임을 복수의 수신기를 통해 수신하는 단계를 포함한다. 가상 어레이 벡터(virtual array vector)(S)에서 속도 유발된 위상 시프트(velocity induced phase shift)(φ_d)의 추정치가 만들어진다. S는 각각의 수신기에 의해 수신되는, 송신기들에 의해 송신된 처프들의 시퀀스(프레임)에 대응하는 신호들에 기초하여 계산된다. 가상 어레이 벡터(S)의 각 원소의 위상들은 φ_d를 사용하여 보정되어 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 생성한다. 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)에 대해 제1 푸리에 변환을 수행하면 보정된 가상 어레이 스펙트럼이 생성된다. 보정된 가상 어레이 스펙트럼은 물체가 최대 속도보다 큰 절대 속도를 갖는 것을 나타내는 시그니처를 검출하기 위해 분석된다.

도 1은 FMCW 레이더의 개략도이다.
도 2는 처프 신호의 그래프이다.
도 3은 보간된 처프 신호의 그래프이다.
도 4는 다른 레이더의 개략도이다.
도 5는 두 개의 송신기를 갖는 레이더 시스템의 개략도이다.
도 6은 속도와 도래각(angle of arrival)의 조합된 영향을 도시하는 그래프이다.
도 7은 이상적인 매트릭스 및 오차 보정된 매트릭스의 푸리에 변환들을 도시하는 그래프이다.
도 8은 예시적인 실시예들의 방법 양태의 흐름도이다.
도 9는 예시적인 실시예들의 다른 방법 양태의 흐름도이다.
도 10은 다른 아키텍처를 갖는 TDM-MIMO 레이더 시스템을 도시한다.
도 11은 도 10의 아키텍처에 대해 이상적인 매트릭스 및 오차 보정된 매트릭스의 푸리에 변환들을 도시하는 그래프이다.
도 12는 레인지-도플러 빈(range-Doppler bin)에서 두 개의 물체에 대한 이상적 및 오차 보정된 매트릭스의 푸리에 변환을 도시하는 그래프이다.

도면에서, 달리 지적하지 않는 한, 대응하는 번호들과 부호들은 일반적으로 대응하는 부품들을 지칭한다. 도면들은 반드시 축척대로 그려지는 것은 아니다.

"결합된"이라는 용어는 개재하는 요소들과의 연결부들을 포함할 수 있고, "결합된" 임의의 요소들 사이에는 추가 요소들 및 다양한 연결부들이 존재할 수 있다.

도 1은 FMCW 레이더(100)의 개략도이다. 도 1에서, 레이더(100)는 단일 송신기(102)가 도 2와 관련하여 이하에서 설명되는 바와 같은 프레임(108)을 송신하는 것으로 배열된다. 프레임(108)은 물체(106)에서 반사되고, 반사된 신호들(110-1 내지 110-4)은 네 개의 수신기(104-1 내지 104-4) 각각에 의해 수신된다. 단일 TX 안테나가 처프들의 프레임을 단일 RX 안테나로 송신하면, 레이더에 대한 물체의 상대적인 움직임은 후속 처프들 전체에 걸쳐 수신된 신호의 위상 변화(φ_d)를 유발한다. 각각의 안테나는 부분적으로 또는 전체적으로 집적 회로에 통합될 수 있는 회로에 의해 구동된다. 예를 들어, 집적 회로는 신호들을 생성하고 그 신호들을 하나 이상의 전력 트랜지스터 또는 전력 모듈을 사용하여 안테나에 인가할 수 있다. 구동 회로는 개별 구성요소들이거나 모듈에 통합된 여러 구성요소들일 수 있다. 일부 구성들에서, 하나의 집적 회로가 다수의 안테나를 구동할 수 있다. 다른 구성들에서, 별개의 회로가 각각의 안테나 및 공통 프로세서를 구동하여 신호들을 분석한다.

도 2는 RX 안테나상에서 수신된 처프 신호의 그래프(200)이다. 수신된 처프(212-0)는 프레임(208) 내의 기준 처프 및 제1 처프이다. 수신된 처프(212-1)는 도플러 효과에 의해 송신된 타이밍으로부터 φ_d 시프트된다. 수신된 처프(212-2)는 송신된 타이밍으로부터 2φ_d 시프트된다. 따라서, 처프들 전체에 걸쳐 수신된 신호의 위상의 선형적 진행(linear progression)([0, φ_d, 2φ_d . . . (N-1)φ_d])이 존재한다. 이러한 위상 진행은, 각 처프마다 수신된 IF 신호에 대응하는 디지털화된 샘플에 대해 레인지-FFT(아래에서 상세히 설명됨)가 수행될 때, 처프들 전체에 걸친 레인지-FFT의 대응 피크들에서 볼 수 있다. 이러한 시퀀스는 도 2에 도시된다. 간략화를 위해, 이 설명에서, 초기 위상 값은 제로로 언급된다. 수신된 신호의 위상에서 선형적 진행은 후속하는 처프들 전체에 걸쳐 푸리에 변환을 사용하여 φ_d의 추정을 가능하게 한다. 추정은 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform)(FFT) 디바이스들 및 기술들을 후속 처프들에 걸쳐 수신 신호에 대해 사용하여 달성될 수 있다. 위상 변화(φ_d)는 물체의 속도에 직접 비례하며, 이것은 수학식(1)로 주어진다:

여기서 T_c는 처프 주기성(chirp periodicity)(즉, 하나의 처프의 시작부터 다음 처프의 시작까지의 시간)이고, λ는 처프의 시작 주파수에 대응하는 파장이다.

따라서, φ_d가 (예를 들어 FFT를 사용하여) 추정된 후에, 물체의 속도는 수학식(2)를 사용하여 v_est로서 추정될 수 있다:

파라미터(φ_d)는 -π 라이안과 π 라디안 사이에 있으면 모호하지 않게만 추정될 수 있는 위상 양이다. φ_d가 제한되면 모호하지 않게 추정할 수 있는 최대 속도(v_max)의 값에 직접적인 제한이 부과된다. 수학식(2)에서 φ_d = π를 대입하면 다음과 같은 v_max의 값을 산출하는 수학식(3)을 얻을 수 있다.

따라서, 레이더에 의해 측정될 수 있는 최대 모호하지 않은 속도(±v_max)는 처프 기간(T_c)에 직접적으로 종속한다. T_c가 작을수록 v_max가 더 높게 산출된다. 주기성(T_c)은 동일한 TX 안테나로부터의 연속 처프들의 시작(또는 임의의 대응하는 지점) 사이의 시간을 지칭한다. 그래서 다른 모든 양태가 동일하면, 두 개의 TX 안테나를 갖는 TDM-MIMO 레이더 구성의 v_max는 단일 TX 레이더 구성의 v_max의 절반이다. 도 3은 이러한 요점을 프레임(308)에서 도시한다. 그래프(300)는 하나의 송신기(TX)에 의해 송신되어, 제2 송신기로부터의 처프들(314-0 내지 314-(N-1))과 제 시간에 보간된, 처프들(312-0 내지 312-(N-1))을 포함한다. T_c는 하나의 송신기로부터 발생한 처프들의 기간이다. 도 3은 T_c가 처프(312-0)의 끝에서부터 처프(312-1)의 끝까지 측정된 기간을 도시한다. T_c가 처프(212-0)의 끝에서부터 처프(212-1)의 끝까지 이어지는 도 2에 도시된 바와 같은 단일 송신기 TDM-MIMO와는 대조적으로, 도 3에서의 기간(T_c)은 두 배 길다. 일반적으로, M 개의 송신기를 갖는 TDM-MIMO 시스템은 단일 송신기 시스템의 기간의 M 배의 기간을 갖는다. 그러나, 수학식(3)에서 전술한 바와 같이, v_max는 T_c에 반비례한다. 따라서, 사용되는 송신 안테나들의 수가 많을수록 최대 속도(v_max)는 낮아진다.

도 1에서, 물체(106)는 송신기(102) 및 수신기들(104-1 내지 104-4)의 바로 앞에 있다. 이 예는 물체가 TDM-MIMO 어레이에 수직인 위치에 있기 때문에, 수신된 처프들은 모든 수신기에서 근본적으로 동시에 도달할 것이라는 특별한 사례이다. 검출되는 대부분의 물체는 TDM-MIMO 시스템에 대해 비스듬히 있다.

도 4는 다른 레이더(400)의 개략도이다. 도 1의 요소들과 유사한 방식으로 번호가 부여된 도 4의 요소들은 유사한 기능을 수행한다. 예를 들어, 요소들(402, 404-1 내지 404-4 및 406)은 도 1의 요소들(102, 104-1 내지 104-4 및 106)과 유사한 기능들을 수행한다. 도 4에서, 물체(406)는 송신기(TX)(402) 및 수신기(RX)(404-1 내지 404-4)에 대해 각도(θ)로 위치한다. 송신기(402)로부터 송신된 신호는 물체(406)에서 반사되고 수신기들(404-1 내지 404-4)은 그 신호를 수신한다. 수신기들(404-1 내지 404-4)은 간격(d_ant)을 둔 균일하게 이격된 안테나들을 갖는다. 각각의 연이은 RX 안테나에 도달하는 신호는 신호가 가로 질러야 하는 추가 거리(d) 때문에 이전 안테나에 비해 지연되고; 이런 상황은 도 4의 수신기들(404-3 및 404-4) 사이의 직각 삼각형으로 도시된다. 이러한 추가 지연은 인접한 RX 안테나들에 도달하는 신호 간의 위상차(φ_a)로 변환된다. 따라서, 연이은 RX 안테나들에 도달하는 신호의 위상에서 선형적 진행 [0, φ_a, 2φ_a, 3φ_a]이 존재한다. 이러한 선형적 진행은 FFT를 사용하는 것과 같이 φ_a의 추정을 가능하게 한다. 안테나 양단의 위상차(φ_a)는 물체의 도래각(θ)과 관련이 있다. φ_a를 추정하면, 도래각(θ)은 수학식(4)을 사용하여 추정될 수 있다.

여기서 d_ant는 인접한 RX 안테나들 사이의 거리이다.

도 5는 두 개의 송신기(502-1 및 502-2)를 갖는 TDM-MIMO 시스템(500)의 개략도이다. 도 4의 요소들과 유사한 방식으로 번호가 부여된 도 5의 요소들은 유사한 기능들을 수행한다. 예를 들어, 요소들(502, 504-1 내지 504-4 및 506)은 도 4의 요소들(402, 404-1 내지 404-4 및 406)과 유사한 기능들을 수행한다. 제어기 및 프로세서(508)는 송신기들(502-1 및 502-1) 및 수신기들(504-1 내지 504-4)을 제어하고 수신기들(504-1 내지 504-4)상에서 수신된 신호들을 처리한다. 제어기 및 프로세서(508)는 부분적으로 또는 전체적으로 집적 회로 또는 집적 회로들에 통합될 수 있다. 예를 들어, 집적 회로는 신호들을 생성하고 하나 이상의 전력 트랜지스터 또는 전력 모듈을 사용하여 신호들을 안테나에 인가할 수 있다. 구동 회로는 개별 구성요소들이거나 모듈에 통합된 여러 구성요소일 수 있다. 일부 구성들에서는 하나의 집적 회로가 다수의 안테나를 구동할 수 있다. 다른 구성들에서는 별개의 회로가 각각의 안테나 및 공통 프로세서를 구동하여 신호를 분석한다. 일부 구성들에서, 제어기 부분 및 프로세서 부분은 동일한 집적 회로 내에 형성되거나 또는 별개의 집적 회로들일 수 있다. 집적 회로의 프로세서 부분은 CPU, 디지털 신호 프로세서(digital signal processor)(DSP), 혼합형 신호 프로세서(mixed signal processor)(MSP), ARM 코어와 같은 축소 명령어 집합 컴퓨터(reduced instructions set computer)(RISC) 코어, 마이크로컨트롤러 또는 다른 적합한 프로세서를 포함할 수 있다.

시스템(500)과 같은 TDM-MIMO 시스템은 다수의 송신기를 사용하여 φ_a의 선형적 위상 진행의 유효 길이를 증가시키고 이에 따라 각도 추정의 품질을 개선한다. 도 5는 다수의 송신기의 사용 및 각도 추정의 효과를 도시한다. 송신기(502-2)로부터의 신호는 송신기(502-1)에 대해 추가 거리(D)를 이동해야 한다. 송신기(502-2)로부터 송신된 처프들이 송신기(502-1)로부터 송신된 처프들에 비해 이동해야 하는 이러한 추가 거리는 수신기 안테나들 각각에서의 신호에 추가적인 위상차를 추가시킨다. 도 5에서, 송신기들(502-1 및 502-2) 사이의 간격은 인접한 수신기 안테나들 사이의 간격의 4 배가 되도록 선택된다. 그러나 본 명세서에 설명된 원리들은 송신기들 사이의 모든 간격에 적용된다. 비례적으로, 이와 같은 추가 위상차는 4φ_a에 이른다. 따라서, 각각의 수신기 안테나마다, 송신기(502-1) 및 송신기(502-2)로부터 수신기에 의해 보이는 신호는 4φ_a의 위상차를 갖는다. 이러한 구성에 의하면, 시스템(500)은 다음과 같이 동작한다:

a) 먼저, 송신기(502-1)가 송신하고 수신기들(504-1 내지 504-4)에서 보이는 위상은 각각 [0 φ_a 2φ_a 3φ_a]이다.

b) 이어서, 송신기(502-2)가 송신하고 수신기들(504-1 내지 504-4)에서 보이는 위상은 [4φ_a 5φ_a 6φ_a 7φ_a]이다.

송신기(502-1) 및 송신기(502-2)로부터의 연속 송신으로부터 얻은 수신된 신호는 위상이 다음과 같은 선형적 진행: P = [0 φ_a 2φ_a 3φ_a4φ_a 5φ_a 6φ_a 7φ_a]을 갖는 더 긴 신호 시퀀스를 생성하기 위해 함께 연쇄될 수 있고, 이것은 φ_a의 더 나은 추정을 제공한다. 따라서, TDM-MIMO에서, 다수의 TX 안테나들 전체에 걸쳐 시분할 다중화된 송신 신호들로 인해 RX 안테나 어레이에서 수신된 신호들은 적절하게 순차 배열되어 길이가: Number_of_transmit_antennas X Number_of_receive_antennas와 동일한 신호 시퀀스를 생성할 수 있다. 이러한 신호 시퀀스는 본 명세서에서 "가상 어레이 신호(virtual array signal)"라고 지칭된다. 여기서, 가상 어레이 신호 자체는 S로 표시하고, 이 시퀀스에 대응하는 위상은 P로 나타낸다.

가상 어레이 신호를 생성하기 위한 하나의 프로세스는 이하에서 설명되는 바와 같이 먼저 각각의 송신/수신기 쌍에 대해 2 차원 FFT(two dimensional FFT)(2D-FFT) 프로세싱을 포함한다. 중간 주파수(Intermediate Frequency)(IF)-신호는 송신된 처프를 대응하는 수신된 처프와 혼합하여 얻어진다. 레인지-FFT는 IF 신호에 대응하는 디지털화된 샘플에 대해 수행된다. 레인지-FFT는 범위 내의 물체를 분석하고 일련의 빈(bin)을 생성하는데, 각각의 빈은 범위 값에 대응한다. 빈에 있는 신호는 그 범위에 있는 물체를 나타냅니다. 이러한 프로세싱은 전체 프레임에 대해 각 송신기/수신기 쌍의 각 처프마다 수행된다. 그런 다음 각각의 송신기/수신기 쌍에 대해, 처프들 전체에 걸쳐 각 레인지-빈마다 도플러-FFT가 수행된다. 이러한 2D-FFT(즉, 레인지-FFT에 뒤이어 도플러-FFT) 프로세싱은 2 차원 FFT 그리드를 생성하고, 이러한 하나의 2D-FFT 그리드가 각각의 송신기/수신기 쌍마다 생성된다. 그런 다음 생성된 모든 2D-FFT 그리드 전체에 걸쳐 특정 레인지-도플러 빈에 대응하는 신호 샘플을 모든 수신기 송신기 쌍마다 뽑아냄으로써 가상 어레이 신호(S)가 생성된다(예를 들어, 문헌[Song et. al., "Enhancing Doppler estimation via newton interpolation for automotive FMCW radars", International Conference on Information and Communication Technology Convergence (ICTC) 2014, pp. 615-616 (2014)]을 참조하며, 이 문헌은 본 명세서에서 그 전체가 참조로 포함된다).

도 6은 속도 및 도래각의 조합된 영향을 도시하는 그래프(600)이다. 도 5의 요소들과 유사한 방식으로 번호가 부여된 도 6의 요소들은 유사한 기능들을 수행한다. 예를 들어, 처프들(612-0 내지 612-(N-1)) 및 처프들(614-0 내지 614-(N-1))은 도 3의 처프들(312-0 내지 312-(N-1)) 및 처프들(314-0 내지 314-(N-1))과 유사한 기능들을 수행한다. 도 5와 관련하여 전술한 설명은 묵시적으로 정지된 물체를 가정한다. 물체가 레이더에 대해 상대적인 움직임이 있는 경우, 수신기에서 보이는 위상 오프셋은 상대 속도 및 도래각 모두에 종속한다. 도 6과 관련하여, T_c'는 동일한 송신 안테나로부터의 연이은 처프들의 시작 사이의 시간을 지칭한다. 또한, φ_d는 동일한 송신 안테나로부터 방사되는 연이은 처프들 사이의 수신기에서 속도 유발된 위상차를 지칭한다. 따라서, 송신기(602-1 및 602-2)(도 5)로부터의 인접한 송신신호들 사이의 대응하는 속도 유발된 위상차(velocity induced phase difference)는 0.5φ_d이다. 송신기(602-1)가 송신할 때, 네 개의 수신기(604-1 내지 604-4)에서 수신된 신호의 위상은, 세트(620-1)에서 도시된 바와 같이, 각각 [0 φ_a 2φ_a 3φ_a]이다. 송신기(602-2)로부터 방사되는 신호에 대해, 네 개의 수신기(604-1 내지 604-4)에서의 신호는 [4φ_a 5φ_a 6φ_a 7φ_a]의 도래각 유발된 위상-오프셋(angle of arrival induced phase-offset)을 갖는다. 송신기(602-2)로부터의 송신신호들은 송신기(602-1)로부터 0.5 T_c만큼 지연되기 때문에, 이것은 세트(620-2)에서 도시된 바와 같이 0.5 φ_d의 추가 위상을 유발한다. 따라서, 도래각 및 상대 속도의 둘 모두의 영향을 포함하는 가상 어레이 신호(S)의 위상(P)은 수학식(5)로 주어진다.

수학식(5)에 도시된 바와 같이, 가상 어레이 신호(S)의 위상(P)은 (φ_a를 통한) 도래각 및 (φ_d를 통한) 상대 속도 양자에 종속한다. 따라서 속도 및 도래각의 추정은 결합된다. 속도 및 도래각의 결정은 다음의 기술을 사용하여 결정할 수 있다.

a. 단계 1

상대 속도 유발된 위상(φ_d )의 추정

특정 TX 안테나에서 송신된 연이은 처프들로 인한 각 RX 안테나에서의 위상차(φ_d)를 결정한다. 이러한 프로세싱은 때로는 "도플러 FFT 프로세싱(Doppler FFT processing)"이라고도 부른다. 이것은 특정 TX 안테나로부터 송신된 처프들로 인해 RX 안테나에서 수신된 신호를 FFT 프로세싱함으로써 수행된다. 보통, 각 처프에 대응하는 ADC 샘플들에 대해 먼저 레인지-FFT가 이루어진 다음, 프레임 내 처프들 전체에 걸쳐 도플러-FFT를 수행한다. φ_d의 추정은 수학식(2)을 사용하여 물체의 속도(v)를 추정하는데 사용된다. 실제로, 유사한 프로세싱이 모든 TX-RX 안테나 쌍들 전체에 걸쳐 반복되고 그 결과들이 평균되어 φ_d의 더 나은 추정치를 산출한다(예를 들어, 다수의 TX-RX 안테나 쌍들 전체에 걸쳐 도플러-FFT들이 비 간섭적으로(non-coherently) 평균화될 수 있고 그런 다음 이렇게 비 간섭적으로 평균화된 FFT는 φ_d를 추정하는데 사용된다.)

b. 단계 2

도플러 보정

단계 1에서 φ_d의 추정은 S의 마지막 네 원소에

를 곱함으로써 가상 어레이 신호(S)의 φ_d에의 종속성을 제거하는데 사용된다. 이 연산은 보정된 가상 어레이 신호(S_c)를 생성하고, 그 위상(P_c)은 수학식(6)으로 주어진다:

c. 단계 3

각도 추정

수학식(6)으로부터, 보정된 가상 어레이 신호(S_c)의 위상(P_c)은 φ_a에서 선형적 진행을 갖는다. 따라서, P_c에 FFT를 수행하면 φ_a의 추정치가 산출될 것이다. φ_a의 이러한 추정은 수학식(4)에서 도래각(θ)을 결정하기 위해 사용된다.

위에서 설명한 기술은 물체(v)의 상대 속도가 v_max (즉, |v|<v_max) 내에 있다고 가정한다. 이러한 제약이 위반되기라도 하면 φ_d의 잘못된 추정을 초래할 것이고 그 결과 추정된 속도(v) 및 S_c (및 그 위상(P_c))에서 오차들을 초래할 것이다. 또한, 위에서 설명한 바와 같이, 달성 가능한 v_max 는 T_c가 송신기들의 수에 비례하여 증가하기 때문에 송신기들의 수에 반비례한다(예를 들어, 송신기가 두 개인 경우 2의 인수로 반비례한다).

일 양태에서, (위에서 설명한 바와 같이) v_max 의 제한은 TDM-MIMO 레이더에서 개선된다. 다음과 같은 프로세스가 사용된다. |v|가 v_max 를 초과한다면, φ_d의 추정의 오차는 각도 추정(위의 단계 3) 이전에 행해진 도플러 보정(위의 단계 2)에도 영향을 미친다. 보정된 가상 어레이 신호(S_c)의 위상(P_c)에 이렇게 도입된 오차들은 그 각도-FFT 스펙트럼에 고유한 시그니처들을 발생한다. 이러한 시그니처들은 검출되고 이하에서 더 설명되는 바와 같이, |v|가 v_max 를 초과하였던 조건을 보정하는데 사용된다.

|v|>v_max 이면, |φ_d|가 π 를 초과하여, 위에서 설명된 방법의 단계 2에서 φ_d의 잘못된 추정을 초래할 것이다. 예를 들어, φ_d가 π를 초과하면(즉, φ_d = π+Δ), 단계 1에서 추정된 φ_d의 값(φ_{d_est})은 -π+Δ가 될 것이다. 마찬가지로; φ_d의 값이 -π 미만이면(즉, φ_c = -π-Δ), φ_{d_est} = π-Δ이다. 따라서, 추정 오차는 φ_d- φ_{d_est} = ± 2π 이다. 이러한 추정 오차는 P_c의 위상에서 오차를 초래하고, 잘못된 위상은 수학식(7)로 주어진다.

수학식(7)에서, 오차 항들에는 마지막 네 개의 엔트리 각각에 π가 가산된다. 따라서 이러한 레이더 아키텍처의 오차 벡터("위상 오차 벡터")는 φ_error = [0 0 0 0 ππππ]이다.

도 7은 이상적인 S_c(즉, v가 v_max보다 작은 경우) 및 수학식(7)에서 위에서 설명한 위상 오차를 갖는 S_c의 FFT를 도시하는 그래프(700)이다. 이상적인 보정된 가상 어레이 신호(S_c)(즉, 수학식(6)으로 표시되는 위상(P_c)을 갖는 신호)는 각도-FFT에서 (φ_a의 추정치에 대응하고 따라서 θ에 대응하는) 단일 피크를 갖는 곡선(702)을 생성한다. 대신에, 잘못된 S_c(즉, 수학식(7)로 나타낸 위상(P_c)을 갖는 S_c)는 그것의 각도-FFT에서 두 개의 피크를 갖는 곡선(704)을 초래한다. 또한 FFT 스펙트럼에 있는 두 개의 피크는 3π/8 라디안만큼 분리되어 있고 동등한 출력을 갖는다. 따라서, 1) 두 개의 피크 및 2) 피크들이 3π/8만큼 분리되는 특성들을 보이는 임의의 각도-FFT는 |v|가 v_max를 초과했던 상황을 나타내는 가능성이 높다. 그러므로 다음과 같은 검사들을 사용하여 v_max 초과 조건이 결정될 수 있다.

1) 검사 1: S_c의 FFT에 3π/8 라디안만큼 서로 분리된 동일한 전력의 두개의 피크가 있는가?

2) 검사 2: 검사 1이 긍정이면, S_c의 마지막 4 개 샘플을 무효화하고 각도-FFT를 다시 계산한다. 샘플을 무효화하는 것은 그 위상에서 π를 감산하는 것과 동등하기 때문에, 이것은 잘못된 위상(수학식(7))을 이상적인 위상(수학식(6))으로 복원한다.

3) 검사 3: 검사 2로부터 말미암은 FFT가 잘못된 각도-FFT의 두 개의 피크의 중간에 등거리에 위치하는 단일 피크를 갖는지 확인한다.

4) 검사 4: 검사들 1 내지 3이 통과되면, 동일한 레인지-도플러 빈 내에 (2D-FFT 그리드 내에) 두 개의 물체의 존재로 인해 두 개의 피크가 있는 것이 아님을 확인하기 위해 추가 검사를 수행한다. 이에 관한 절차는 아래에서 설명된다.

5) 검사 5: 검사들 1 내지 4가 통과되면, v_max를 초과하는 속도 편의(velocity excursion)가 표시된다. 진정한 속도는 수학식(8)을 사용하여 계산된다:

도 8은 본 양태의 방법(800)의 흐름도이다. 방법(800)은 단계(802)에서 시작한다. 단계(804)에서, 도플러 위상 시프트(φ_d)의 추정치가 위에서 설명한 바와 같이 도플러 FFT 프로세싱을 사용하여 결정된다. 단계(805)는 예컨대 S의 마지막 4 개의 원소에

를 곱함으로써 가상 어레이 신호(S)의 의존성을 제거한다. 단계(806)는 위에서 설명한 바와 같이 각도 FFT 프로세싱을 사용하여 φ_a를 결정한다. 단계(808)는 S_c의 FFT가 3π/8 라디안만큼 분리된 두 개의 피크를 갖는지를 결정한다. (실제로 두 개의 FFT 피크 사이의 분리는 3π/8로부터 감산될 수 있으며 이 차이의 절대 값은 SNR 기반 문턱 값과 비교된다.) 그렇지 않다면, φ_d로부터 직접 속도를 결정하고 어떠한 v_est 조정도 필요하지 않다. S_c의 FFT가 3π/8 라디안만큼 분리된 두 개의 피크를 갖는다면, 단계(810)는 φ_error에 의해 영향을 받는 S_c의 샘플들을 무효화하고 각도 FFT가 재 계산된다. 단계(812)는 재 계산된 각도 FFT가 잘못된 각도 FFT의 피크들 사이의 중간에 단일 피크를 갖는 것을 확인한다. 다른 아키텍처(즉, 두 개의 송신기 및 네 개의 수신기가 아닌 아키텍처)의 경우, |v|>v_max이면 다른 오차 시그니처들이 유발된다. 따라서, 이러한 다른 아키텍처들의 경우, 다른 아키텍처의 다른 오차 시그니처들의 특성은 단계(808 및 812)에서 검출된다. 오차에 필적하는 시그니처가 발견되지 않으면, 이 데이터로부터 정확한 속도가 결정될 수 없으며 프로세스는 단계(818)로 종료한다. 필적하는 시그니처가 발견되면, 도 9와 관련하여 아래에서 설명되는 방법을 사용하여 두 개의 피크가 하나의 물체에 의해 야기된 것인지, 단계(814)에서 결정이 내려져야 한다. 빈이 단지 하나의 물체를 갖는다면, 단계(816)에서 도시된 공식(수학식(8))은 진정한 속도(v_true)를 결정한다. 이 방법은 단계(818)로 끝난다. 하나보다 많은 물체가 검출되면, 프로세스는 결과 없이 단계(818)로 종료한다.

위의 검사 4(단계(814))는 이중 피크(곡선(704))가 (잘못된 위상을 가진) 단일 물체에 대응하는 것이고 동일한 레인지-도플러 빈 내의 두 개의 물체의 존재로 인한 것이 아님을 확인하는데 사용될 수 있는 단일 물체 확인 방법을 사용한다. 이것은 고유 값 기반 방법(eigenvalue based method)을 사용하고 다음과 같은 사실에 따라 결정될 수 있다: 단일 물체의 경우, 보정된 가상 어레이 신호(S_c)에 대응하는 2×2 상관 매트릭스의 고유 값들은 단일 지배적 고유 값(single dominant eigenvalue)을 가질 것이다. 보정된 가상 어레이 신호(S_c)는 8 원소 벡터이고, 수학식(9)에 나타낸 바와 같이, 원소들(1 내지 4)은 네 개의 안테나에서 TX1로부터 수신된 신호들에 대응하고 원소들(5 내지 8)은 TX2로부터 수신된 신호들에 대응한다:

다음의 방법은 동일한 레인지-도플러 빈에 하나의 물체 또는 두 개의 물체가 존재하는지를 결정한다:

1. S_c로부터의 인접 원소들로 구성되고 동일한 TX 안테나에 대응하는 2×1 벡터들(r_k = [s_k, s_k+1])의 집합(Q)을 결정한다. 따라서, r₁ = [s₁ s₂]는 집합(Q)의 일부이지만, r₄ = [s₄ s₅]는 Q에 포함되지 않는데, 왜냐하면 s₄는 TX1로부터 수신된 신호이고 s₅는 TX2로부터 수신된 신호이기 때문이다.

2. 2×2 상관 매트릭스

를 계산하고, 여기서 r^T는 r의 전치이다.

3. R의 두 개의 고유 값을 계산한다. 두 개의 고유 값의 계산은 계산적으로 단순한 폐쇄형 솔루션(closed form solution)이 존재하는, 2차 방정식을 해결하기만 하면 되는 통상적인 수학적 프로세스이다.

4. 두 개의 고유 값의 비율(더 큰 고유 값에 대한 작은 고유 값의 비율)을 계산한다. 이 비율을 신호 대 잡음비(signal-to-noise ratio)(SNR) 문턱 값과 비교한다. 비율이 문턱 값 미만이면, 신호는 "하나의 물체"를 포함하고, 또는 비율이 문턱 값 초과이면, 신호는 "하나 이상의 물체"를 포함한다. SNR 문턱 값은 실험적으로 결정되거나 또는 레이더 시스템의 특성들로부터 수학적으로 도출될 수 있다.

도 9는 본 양태의 방법(900)의 흐름도이다. 방법(900)은 하나를 초과하는 물체가 레인지-도플러 빈에 있는지를 결정한다. 단계(902)는 위에서 설명한 바와 같이 송신기들을 이어 놓지 않는 2×1 벡터들의 집합을 결정한다. 그 다음에, 단계(904)에서 벡터들의 집합으로부터 2×2 상관 매트릭스가 결정된다. 단계(906)는 상관 매트릭스의 고유 값들을 계산하고 단계(908)는 이들 고유 값들의 비율을 계산한다. 단계(910)는 고유 값의 비율을 잡음 문턱 값에 비교함에 따라, 하나를 초과하는 물체(912) 또는 하나의 물체(914)가 존재하는지를 결정한다.

위에서 설명한 예시적인 기술들은 도 5의 두 개의 송신기(2TX)×네 개의 수신기(4RX) 아키텍처에 관한 것이다. 그러나, 본 출원의 양태는 보다 넓은 적용성을 갖는다. 예시적인 실시예들의 양태들에서, 보정된 가상 어레이 신호에서의 위상 오차들을 이용하는 것은 많은 아키텍처에서 사용될 수 있다. 2TX × 4RX의 경우, 보정된 가상 어레이 신호(S_c)의 위상(P_c)에서의 오차(φ_error)는 그 마지막 4 개 원소에서 π라는 추가 위상을 포함한다. 도 7은 FFT 스펙트럼 내의 대응하는 오차 시그니처를 도시한다. 다른 아키텍처들은 보정된 가상 어레이 신호(S_c)의 위상(P_c)에서 상이한 오차(φ_error)들을 가질 수 있고 이에 대응하여 FFT 스펙트럼에서 상이한 시그니처들을 가질 수 있다.

예를 들어, 도 10은 4 개 TX 안테나(1002-1 내지 1002-4) 및 8 개 RX 안테나(1004-1 내지 1004-8)를 포함하는 다른 아키텍처를 갖는 TDM-MIMO 시스템(1000)을 도시한다. 시스템(1000)은 다른 데이터들 중에서도, 물체(1006)의 각도 및 속도를 검출하고 있다. 실제로, 이러한 아키텍처는 일반적으로 TX/RX 안테나의 가용성을 증가시키기 위해 다중 레이더 칩을 종속 접속함으로써 실현된다.

4 TX 안테나 및 8 RX 안테나를 이용하면, 보정된 가상 어레이 신호는 8 × 4 = 32 샘플로 구성될 것이다. 도 10의 아키텍처의 보정된 가상 어레이 신호의 이상적인 위상은 수학식(10)에 도시된 바와 같이 길이 32의 선형적 위상 진행이다:

양(positive)의 방향으로 편의되면(즉, v>v_max), 수학식(11)로 주어진 다음과 같은 잘못된 P_c를 초래한다:

유사하게, 음(negative)의 방향으로 편의되면(즉, v<-v_max), 수학식(12)로 주어진 다음과 같은 잘못된 P_c를 초래한다:

S_c의 FFT 스펙트럼에서의 대응하는 시그니처는 도 11의 그래프(1100)에 도시된다. 곡선(1102)은 이상적인(편의가 없는) 스펙트럼이다. 곡선(1104)은 v>v_max 인 스펙트럼이다. 곡선(1106)은 v<-v_max 인 스펙트럼이다.

따라서, 본 양태의 방법은 보다 일반적으로 다음과 같이 설명된다:

1. 처프들 전체에 걸쳐 상대 속도 유발된 위상(φ_d)을 추정한다.

2. φ_d를 사용하여 가상 어레이 신호(S)의 위상을 보정하여 보정된 가상 어레이 신호(S_c)를 생성한다.

3. |v|>|v_max| 이면, S_c의 위상(P_c)은 S_c의 스펙트럼에서 특정 시그니처를 유발하는 오차(φ_error)를 가질 것이다

4. S_c에 대해 FFT를 수행하고 스펙트럼을 분석하여 |v|>|v_max|인 것을 나타내는 시그니처를 검출한다.

a. 추가 검사들은: S_c 원소에

를 가진 원소를 곱한 다음 결과 신호에 FFT를 수행하여 보정된 φ_a를 결정하는 것을 포함할 수 있다.

b. S_c에 대해 추가 계산들을 수행하여 다수의 물체가 시그니처를 야기하는지를 결정한다.

위에 설명한 기술들은 계산적으로 간단하다. 그러나 이러한 기술들은 레인지-도플러 빈에 단지 하나의 우세한 물체가 있다면 속도 앨리어싱을 검출하고 보정할 수 있을 뿐이다. 예시적인 실시예들의 추가 양태에서, 더 많은 계산이 연루되는 대안적인 해결책은 이러한 제약의 일부를 경감시켜준다. N 개의 물체가 동일한 레인지-도플러 빈에 있다면, 보정된 가상 어레이 신호(S_c)는 이상적으로 N 개의 복잡한 톤(tone)으로 구성될 것이고, S_c의 주파수 스펙트럼은 이상적으로 N 개의 피크를 드러내 보일 것이다. 그러나 상대 속도가 v_max를 초과하는 물체가 존재하면 φ_d의 잘못된 추정 및 그에 따른 S_c의 위상(P_c)에서 오차(φ_error)를 초래할 것이다. 이것은 일반적으로 S_c의 주파수 스펙트럼에 추가 피크들이 있음을 자체로 나타내는 것이다. 예를 들어, 도 5의 레이더 아키텍처의 경우, φ_error = [0 0 0 0 ππππ]로서, 이는 Sc의 위상에서 π의 위상 불연속성에 대응한다. 도 12의 그래프(1200)는 이것을 N=2의 경우에 대해 도시한다. 이상적인 스펙트럼은 곡선(1202)에서 도시된 바와 같이 두 개의 피크로 구성된다. |v|>v_max에 의해 야기되는 잘못된 스펙트럼은 추가 피크들을 포함시킨다. 이것은 N=2 경우에, 총 3 개의 피크를 포함하는 곡선(1204)에서 도시된다. 일 양태에서, N=2 일 때의 오차 조건은 다음과 같이 수행함으로써 결정된다:

1. 보정된 가상 어레이 신호(S_c)에 대해 스펙트럼 분석을 수행한다.

2.

를 가진 S_c를 곱하여 제2 보정된 가상 어레이 신호(S_c')를 구성하고, 여기서 φ_error는 위상 오차 벡터를 지칭한다. 또한, S_c'에 대해 스펙트럼 분석이 수행된다.

3. 단계들 1 및 2의 두 스펙트럼 분석의 결과들을 비교한다. 이러한 스펙트럼 분석 및 비교를 위한 두 가지 접근법이 가능하다

방법 1(FFT 기반 스펙트럼 분석): S_c 및 S_c'에 대해 FFT를 수행하고 각 스펙트럼에서 피크들(예를 들어, k 및 k')의 개수를 추정한다. k>k'이면, 오차 조건(즉, |v|>v_max인 하나 이상의 물체의 존재)을 나타낸다. 실제로, 이러한 기술은 FFT의 제한된 길이, SNR 고려 사항들 등 때문에 문제가 있을 수 있다. 보다 강건한 기술은 아래에서 설명되는 방법 2이다.

방법 2(고유 값 기반 분석): 고유 값 기반 기술들을 사용하면 S_c및 S_c'에 대응하는 물체들(예를 들어, m 및 m')의 개수를 추정한다. m>m'이면, 오차 조건(즉, |v|>v_max 인 하나 이상의 물체의 존재)을 나타낸다. 많은 경우에, 추정된 물체들(m 및 m')의 개수의 비교는 아래에서 설명되는 바와 같이 S_c 및 S_c'를 사용하여 계산된 상관 매트릭스의 고유 값들의 적절한 비교로 대체될 수 있다.

다음은 방법 2를 기초로 하는 예시적인 방법이다.

단계 1: (a) 동일한 TX 안테나에 대응하는 S_c의 모든 연속 트라이어드(triad)를 사용하여 3x3 상관 매트릭스(R)를 계산하고 (b) R의 고유 값들을 추정한 다음에 이러한 고유 값들의 상대 값들을 사용하여 물체들의 개수를 추정함으로써 레인지-도플러 빈에 존재하는 물체의 수를 확인한다. 물체들의 수가 1인 것으로 결정되면, 도 1 내지 도 7과 관련하여 위에서 설명된 방법을 사용한다. 물체의 수가 2인 것으로 결정되면, 뒤이어 아래의 단계들을 수행한다. 물체의 수가 2를 초과하는 것으로 결정되면, 방법은 결과 없이 종료된다.

단계 2: r_k = [s_k s_k+1 s_k+2]라고 놓는다.

로 표시된 S_c의 3×3 상관 매트릭스를 계산하고 R의 고유 값들을 계산한다. λ는 이러한 고유 값들 중 가장 작은 것과 같다. 통상의 "전방-후방(forward-backward)" 평활화 기술과 같은 평활화 기술이 S_c를 계산하는 동안 사용될 수 있다.

단계 3: 위의 단계 2의 프로세스를 사용하여 S_c'의 상관 매트릭스(R')을 결정한다. λ'는 R'의 고유 값들 중 가장 작은 것과 같다.

단계 4: 비율 λ'/λ를 계산하고 이를 특정 레이더 아키텍처에 맞추어 실험적으로 또는 수학적으로 결정된 두 개의 문턱 값(T1 및 T2)과 비교한다.

λ'/λ>T1 이면, 오차 조건은 존재하지 않는다(즉, 물체는 둘 다 속도<v_max 이다).

T1>λ'/λ>T2 이면, 물체들 중 하나가 속도> v_max 를 갖는다.

λ'/λ<T1 이면, 물체들은 둘 다 속도> v_max 를 갖는다.

예시적인 양태에서, 집적 회로는 적어도 두 개의 송신기에 의해 송신되고 물체로부터 반사되는 복수의 처프를 수신하도록 결합된 적어도 두 개의 포트 및 프로세서를 포함한다. 프로세서는 송신기들 중 하나로부터 포트들 중 하나에 송신된 처프들 전체에 걸쳐 속도 유발된 위상 시프트(φ_d)를 추정하고; 각 송신기에 의해 송신된 처프들의 시퀀스(프레임)에 대응하는, 각 포트에 의해 수신된, 신호들의 가상 어레이 벡터(S)를 선택하고; φ_d를 사용하여 가상 어레이 벡터(S)의 각 원소의 위상을 보정하여 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 생성하고; 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)에 대해 제1 푸리에 변환을 수행하여 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 생성하고; 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 분석하여 물체가 최대 속도보다 큰 절대 속도를 갖는 것을 나타내는 시그니처를 검출하도록 구성된다.

다른 예시적인 양태에서, 프로세서는 시그니처에 대응하는 위상 오차 벡터를 사용하여 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 보정하고, 결과 매트릭스에 대해 제2 푸리에 변환을 수행하여 시그니처가 결과 매트릭스로부터 제거되는지를 결정하도록 추가로 구성된다.

다른 예시적인 양태에서, 프로세서는 물체의 정확한 속도를 추가로 결정한다.

또 다른 예시적인 양태에서, 정확한 속도는 다음의 공식들을 사용하여 결정된다:

, 여기서 T_c는 처프 기간이고 λ는 처프들의 파장이며; v_true= v_est+2v_max (v_est< 0 이면) 또는 v_true= v_est-2v_max (v_est>0 이면)이고, 여기서 v_true는 정확한 속도이고 v_max는

에 의해 결정된다.

다른 예시적인 양태에서, 집적 회로는 네 개의 포트를 포함한다.

다른 예시적인 양태에서, 집적 회로는 적어도 두 개의 송신기 중 적어도 하나를 구동하기 위한 회로를 더 포함한다.

다른 예에서, 프로세서는 S_c를 분석함으로써 시그니처가 다수의 물체에 의해 야기되는지를 더 결정한다.

또 다른 예시적인 양태에서, 방법은 적어도 두 개의 송신기에 의해 송신되고 물체로부터 반사된 처프들의 적어도 하나의 프레임을 복수의 수신기에서 수신함으로써 레이더에 의해 검출된 물체의 속도가 최대 속도보다 큰지를 결정한다. 송신기들 중 하나로부터 수신기들 중 하나로 송신된 처프들 전체에 걸쳐 속도 유발된 위상 시프트(φ_d)가 추정된다. 각 송신기에 의해 송신된 하나의 처프에 대응하는 각 수신기에 의해 수신된 신호들의 가상 어레이 벡터(S)가 선택된다. 가상 어레이 벡터(S)의 각 원소의 위상들이 φ_d를 사용하여 보정되어 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 생성한다. 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)에 대해 제1 푸리에 변환이 수행되어 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 생성하고, 보정된 가상 어레이 스펙트럼이 분석되어 물체가 최대 속도보다 큰 절대 속도를 갖는 것을 나타내는 시그니처를 검출한다.

또 다른 양태에서, 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)가 시그니처에 대응하는 위상 오차 벡터를 사용하여 보정되고, 결과 매트릭스에 대해 제2 푸리에 변환이 수행되어 시그니처가 결과 매트릭스로부터 제거되는지를 결정한다.

다른 양태에서, 물체의 정확한 속도가 결정된다.

다른 양태에서, 정확한 속도는 정확한 속도는 공식

을 사용하여 결정되고, 여기서 T_c는 처프 기간이고 λ는 처프들의 파장이며, v_true= v_est+2v_max (v_est< 0 이면) 또는 v_true= v_est-2v_max(v_est> 0 이면)이고, 여기서 v_true는 정확한 속도이고, v_max는 공식

에 의해 결정된다.

또 다른 예는 네 개의 수신기를 갖는다.

다른 양태는 S_c를 분석함으로써 시그니처가 다수의 물체에 의해 야기되는지를 결정한다.

다른 양태에서, 레이더 시스템은 복수의 처프를 송신하도록 구성된 적어도 두 개의 송신기를 포함한다. 시스템은 또한 물체로부터 반사된 처프들을 수신하는 적어도 두 개의 수신기 및 프로세서를 포함한다. 프로세서는: 송신기들 중 하나로부터 수신기들 중 하나로 송신된 처프들 전체에 걸쳐 속도 유발된 위상 시프트(φ_d)를 추정하고; 각 송신기에 의해 송신된 처프들의 시퀀스(프레임)에 대응하는, 각 수신기에 의해 수신된 신호들의 가상 어레이 벡터(S)를 선택하고; φ_d를 사용하여 가상 어레이 벡터(S)의 각 원소의 위상들을 보정하여 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 생성하고; 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)에 대해 제1 푸리에 변환을 수행하여 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 생성하며; 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 분석하여 물체가 최대 속도보다 큰 절대 속도를 갖는 것을 나타내는 시그니처를 검출하도록 구성된다.

또 다른 양태에서, 프로세서는 시그니처에 대응하는 위상 오차 벡터를 사용하여 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 보정하고, 결과 매트릭스에 대해 제2 푸리에 변환을 수행하여 시그니처가 결과 매트릭스로부터 제거되는지를 결정하도록 추가로 구성된다.

또 다른 양태에서, 프로세서는 물체의 정확한 속도를 추가로 결정한다.

추가 양태에서, 정확한 속도는 정확한 속도는 공식

에 의해 결정된다.

다른 양태에서, 레이더 시스템은 네 개의 수신기를 포함한다.

다른 양태에서, 레이더 시스템은 네 개의 송신기를 포함한다.

또 다른 양태에서, 프로세서는 S_c를 분석함으로써 시그니처가 다수의 물체에 의해 야기되는지를 결정하도록 추가로 구성된다.

설명된 예시적인 양태들에서 수정예들이 가능하며, 청구범위의 범위 내에 있는 다른 대안적인 구성들이 가능하다.

Claims

집적 회로로서,
적어도 두 개의 송신기에 의해 송신되고 물체로부터 반사된 복수의 처프(chirp)를 수신하도록 구성된 적어도 두 개의 포트; 및
프로세서
를 포함하고, 상기 프로세서는:
상기 적어도 두 개의 송신기에 의해 송신된 처프들의 시퀀스(프레임)에 대응하는, 각각의 포트에 의해 수신된 신호들에 기초하여 신호들의 가상 어레이 벡터(S)에서 속도 유발된 위상 시프트(velocity induced phase shift)(φ_d)를 추정하고; φ_d를 사용하여 가상 어레이 벡터(S)의 각 원소(element)의 위상들을 보정하여 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 생성하고; 상기 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)에 대해 제1 푸리에 변환을 수행하여 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 생성하고; 상기 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 분석하여 상기 물체가 최대 속도보다 큰 절대 속도를 갖는 것을 나타내는 시그니처를 검출하도록 구성되는, 집적 회로.
제1항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 시그니처에 대응하는 위상 오차 벡터를 사용하여 상기 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 보정하고 결과 매트릭스에 대해 제2 푸리에 변환을 수행하여 상기 시그니처가 상기 결과 매트릭스로부터 제거되는지를 결정하도록 추가로 구성되는, 집적 회로.
제1항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 물체의 추정된 속도에 기초하여 상기 물체의 정확한 속도를 추가로 결정하는, 집적 회로.
제3항에 있어서,
상기 정확한 속도는 공식 v_true= v_est+2v_max (v_est< 0 이면) 또는 v_true= v_est- 2v_max (v_est > 0 이면)을 사용하여 결정되고, v_true는 상기 정확한 속도이고, v_est는 상기 추정된 속도이고 공식
을 사용하여 결정되고, T_c는 처프 기간이고 λ는 상기 처프들의 파장이며, v_max는 공식
에 의해 결정되는, 집적 회로.
제1항에 있어서,
상기 적어도 두 개의 포트의 개수는 네 개인, 집적 회로.
제1항에 있어서,
상기 적어도 두 개의 송신기 중 적어도 하나를 구동하기 위한 회로를 더 포함하는, 집적 회로.
제1항에 있어서,
상기 프로세서는 S_c를 분석함으로써 상기 시그니처가 다수의 물체에 의해 야기되는지를 추가로 결정하는, 집적 회로.
레이더에 의해 검출된 물체의 속도가 최대 속도보다 큰지를 결정하기 위한 방법으로서,
적어도 두 개의 송신기에 의해 송신되고 상기 물체로부터 반사된 처프들의 적어도 하나의 프레임을 복수의 수신기에서 수신하는 단계;
각 송신기에 의해 송신된 처프들의 시퀀스(프레임)에 대응하는, 각 수신기에 의해 수신된 신호들의 가상 어레이 벡터(S)에서 속도 유발된 위상 시프트(φ_d)를 추정하는 단계;
φ_d를 사용하여 가상 어레이 벡터(S)의 각 원소의 위상들을 보정하여 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 생성하는 단계;
상기 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)에 대해 제1 푸리에 변환을 수행하여 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 생성하는 단계; 및
상기 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 분석하여 상기 물체가 최대 속도보다 큰 절대 속도를 갖는 것을 나타내는 시그니처를 검출하는 단계
를 포함하는, 방법.
제8항에 있어서,
상기 시그니처에 대응하는 위상 오차 벡터를 사용하여 상기 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 보정하고, 결과 매트릭스에 대해 제2 푸리에 변환을 수행하여 상기 시그니처가 상기 결과 매트릭스로부터 제거되는지를 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
제8항에 있어서,
상기 물체의 추정된 속도에 기초하여 상기 물체의 정확한 속도를 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
제10항에 있어서,
상기 정확한 속도는 공식 v_true= v_est+2v_max (v_est< 0 이면) 또는 v_true= v_est- 2v_max (v_est > 0 이면)을 사용하여 결정되고, v_true는 상기 정확한 속도이고, v_est는 상기 추정된 속도이고 공식
을 사용하여 결정되고, T_c는 처프 기간이고 λ는 상기 처프들의 파장이며, v_max는 공식
에 의해 결정되는, 방법.
제8항에 있어서,
상기 복수의 수신기는 네 개의 수신기인, 방법.
제8항에 있어서,
S_c를 분석함으로써 상기 시그니처가 다수의 물체에 의해 야기되는지를 결정하는 단계를 더 포함하는, 방법.
레이더 시스템으로서,
복수의 처프를 송신하도록 구성된 적어도 두 개의 송신기;
물체로부터 반사된 상기 처프들을 수신하는 적어도 두 개의 수신기; 및
프로세서
를 포함하고, 상기 프로세서는:
각각의 송신기에 의해 송신된 처프들의 시퀀스(프레임)에 대응하는, 각각의 수신기에 의해 수신된 신호들의 가상 어레이 벡터(S)에서 속도 유발된 위상 시프트(φ_d)를 추정하고; φ_d를 사용하여 가상 어레이 벡터(S)의 각 원소의 위상들을 보정하여 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 생성하고; 상기 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)에 대해 제1 푸리에 변환을 수행하여 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 생성하고; 상기 보정된 가상 어레이 스펙트럼을 분석하여 상기 물체가 최대 속도보다 큰 절대 속도를 갖는 것을 나타내는 시그니처를 검출하도록 구성되는, 레이더 시스템.
제14항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 시그니처에 대응하는 위상 오차 벡터를 사용하여 상기 보정된 가상 어레이 벡터(S_c)를 보정하고 결과 매트릭스에 대해 제2 푸리에 변환을 수행하여 상기 시그니처가 상기 결과 매트릭스로부터 제거되는지를 결정하도록 추가로 구성되는, 레이더 시스템.
제14항에 있어서,
상기 프로세서는 상기 물체의 추정된 속도에 기초하여 상기 물체의 정확한 속도를 추가로 결정하는, 레이더 시스템.
제16항에 있어서,
상기 정확한 속도는 공식 v_true= v_est+2v_max (v_est< 0 이면) 또는 v_true= v_est- 2v_max (v_est > 0 이면)을 사용하여 결정되고, v_true는 상기 정확한 속도이고, v_est는 상기 추정된 속도이고 공식
을 사용하여 결정되고, T_c는 처프 기간이고 λ는 상기 처프들의 파장이며, v_max는 공식
에 의해 결정되는, 레이더 시스템.
제14항에 있어서,
상기 적어도 두 개의 수신기의 개수는 네 개인, 레이더 시스템.
제14항에 있어서,
상기 적어도 두 개의 송신기의 개수는 네 개인, 레이더 시스템.
제14항에 있어서,
상기 프로세서는 S_c를 분석함으로써 상기 시그니처가 다수의 물체에 의해 야기되는지를 결정하도록 추가로 구성되는, 레이더 시스템.