JP6278961B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

本開示は、ターゲットにより反射された反射波信号を基に、ターゲットの距離又は方位を検出するレーダ装置に関する。

ターゲットにより反射された反射波信号をアレーアンテナにて受信し、各受信アンテナが受信した受信信号の位相差を測定することで、受信アレーアンテナの主ビーム幅よりも高い分解能によって到来方向を推定するレーダ装置が知られている。

従来のレーダ装置において、アレーアンテナが受信した受信信号の位相差を用いた既知の到来方向推定方法として、例えばフーリエ法又はＣａｐｏｎ法などが知られている。フーリエ法では、レーダ装置は、各受信アンテナが受信した受信信号の相関行列を演算し、相関行列を用いた評価関数のピーク値を与える方位角を到来方向として推定する。また、Ｃａｐｏｎ法では、レーダ装置は、各受信アンテナが受信した受信信号の相関行列の逆行列を演算し、相関行列の逆行列を用いた評価関数のピーク値を与える方位角を到来方向として推定する。

アレーアンテナの受信信号から得られる相関行列を用いて電波の到来方向を推定する先行技術として、例えば特許文献１が知られている。特許文献１に示す電波到来方向推定装置は、複数の受信アンテナ毎に得られたビート信号の周波数スペクトラムのピークを与えるビート周波数を特定し、特定されたピークを与えるビート周波数の周波数スペクトラムだけでなく、同一のピーク波形に属する所定数個の周波数（対象周波数）を抽出する。

電波到来方向推定装置は、全受信チャネルのＦＦＴ処理結果から同一の対象周波数のサンプリングデータを配列した受信ベクトルを用いて個別相関行列を生成し、更に、個別相関行列を重み付け加算平均することで平均相関行列を生成する。電波到来方向推定装置は、平均相関行列を用いたＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）法により、各受信アンテナが受信した反射波の到来角度、即ち、検出すべきターゲットが存在する方向を求める。

これにより、電波到来方向推定装置は、到来波間の相関が十分に抑圧された平均相関行列を生成するのに必要なスナップショット数を、アンテナや受信器の数を増加させることなく短時間で確保することができ、装置規模や製造コストを増大させることなく、電波の到来方向を推定精度の向上を図っている。

特開２００６−１４５２５１号公報

特許文献１の電波到来方向推定装置は、ビート周波数スペクトラム上のピークを与えるビート周波数と、そのピーク周辺に近接する周波数とを対象周波数として含めて個別相関行列を生成し、更に、個別相関行列を平均又は重み付け加算平均（加重平均）して平均相関行列を生成する。

そのため、ビート周波数スペクトル上の、ピークを与えるビート周波数周辺の周波数スペクトルの広がりが十分でないと、受信レベルが低いビート周波数の個別相関行列が平均相関行列に含まれることになり、平均相関行列の各要素の信号対雑音電力比（ＳＮＲ）が劣化し、その結果、方位推定精度が劣化してしまう課題がある。

一方、周波数分解能を高めることで、ピークを与えるビート周波数の周辺の周波数スペクトルの広がり内に含まれる周波数の個数を増加し、受信レベルが低いビート周波数の個別相関行列を平均相関行列に含めることを抑えることができるが、ビート周波数スペクトラムを算出する際のＦＦＴサイズが大きくなるために回路規模が増大するという課題が生じる。

本開示は、上述した従来の課題を解決するために、ターゲットからの反射波信号成分と相関が高く、かつＳＮＲが良好な信号成分群を用いて相関行列を生成して方向推定を行うことで、回路規模の増大なく、ターゲットからのレーダの反射波の方位推定精度を向上させるレーダ装置を提供することを目的とする。

本開示の第１の態様は、送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換し、前記レーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、前記レーダ送信信号がターゲットにより反射された反射波信号を複数の受信アンテナにより受信し、前記反射波信号と前記送信信号との相関ベクトルを含む信号を生成する複数のアンテナ系統処理部を用いて、前記反射波信号の到来方向を推定するレーダ受信部と、を含み、前記レーダ受信部は、前記相関ベクトルを含む信号の極大値と、前記極大値を与えるドップラー周波数及び時間に隣接するＮＥ（ＮＥ：１以上の整数）個のドップラー周波数及びＮＴ（ＮＴ：１以上の整数）個の時間に対応する（ＮＥ×ＮＴ−１）個の前記相関ベクトルを含む信号とを、それぞれの前記複数のアンテナ系統処理部毎に抽出する相関ベクトル抽出部と、抽出された前記複数のアンテナ系統処理部毎の（ＮＥ×ＮＴ）個の前記相関ベクトルを含む信号を基に、前記複数の受信アンテナにより受信された前記反射波信号の相関を表す相関行列を生成する相関行列生成部と、を有する、レーダ装置である。
本開示の第２の態様は、送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換し、前記レーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、前記レーダ送信信号がターゲットにより反射された反射波信号を複数の受信アンテナにより受信し、前記反射波信号と前記送信信号との相関ベクトルを含む信号を生成する複数のアンテナ系統処理部を用いて、前記反射波信号の到来方向を推定するレーダ受信部と、を含み、前記レーダ受信部は、前記相関ベクトルを含む信号の極大値と、前記極大値を与えるドップラー周波数及び時間に隣接するＮＥ（ＮＥ：１以上の整数）個のドップラー周波数及びＮＴ（ＮＴ：１以上の整数）個の時間に対応する（ＮＥ×ＮＴ−１）個の前記相関ベクトルを含む信号とを、抽出する相関ベクトル抽出部と、抽出された（ＮＥ×ＮＴ）個の前記相関ベクトルを含む信号を基に、前記複数の受信アンテナにより受信された前記反射波信号の相関を表す相関行列を生成する相関行列生成部と、前記相関ベクトルを含む信号の極大値を基に、前記反射波信号の到来波数を推定する到来波数推定部と、を有し、前記相関ベクトル抽出部は、前記反射波信号の到来波数の推定結果に応じて、前記相関ベクトルを含む信号の周波数軸成分の抽出個数ＮＥと、前記相関ベクトルを含む信号の時間軸成分の抽出個数ＮＴとを変更する、レーダ装置である。
本開示の第３の態様は、送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換し、前記レーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、前記レーダ送信信号がターゲットにより反射された反射波信号を複数の受信アンテナにより受信し、前記反射波信号と前記送信信号との相関ベクトルを含む信号を生成する複数のアンテナ系統処理部を用いて、前記反射波信号の到来方向を推定するレーダ受信部と、を含み、前記レーダ受信部は、前記相関ベクトルを含む信号の極大値と、前記極大値を与えるドップラー周波数及び時間に隣接するＮＥ（ＮＥ：１以上の整数）個のドップラー周波数及びＮＴ（ＮＴ：１以上の整数）個の時間に対応する（ＮＥ×ＮＴ−１）個の前記相関ベクトルを含む信号とを、抽出する相関ベクトル抽出部と、抽出された（ＮＥ×ＮＴ）個の前記相関ベクトルを含む信号を基に、前記複数の受信アンテナにより受信された前記反射波信号の相関を表す相関行列を生成する相関行列生成部と、を有し、前記相関ベクトル抽出部は、相関ベクトルを含む信号のドップラー周波数軸成分又は時間軸成分における極大値の信号広がりに応じて、相関ベクトルを含む信号の抽出個数ＮＥ及びＮＴを変更する、レーダ装置である。

本開示によれば、反射波信号成分と相関が高く、かつＳＮＲが良好な信号成分群を用いて相関行列を生成して方向推定を行うことで、回路規模の増大なく、ターゲットからのレーダの反射波の方位推定精度を向上でき、複数のターゲットからの反射波が含まれる場合でも、それらの方位推定精度を向上できる。

第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を簡略に示すブロック図 第１の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図 （Ａ）レーダ送信信号の送信区間と送信周期との関係を示す図、（Ｂ）他の送信信号生成部の内部構成を示すブロック図 レーダ送信信号と、遅延時間τ１のレーダ受信信号と、遅延時間τ２のレーダ受信信号との関係を示す図 （Ａ）ピーク周波数選択部の動作説明図、（Ｂ）周辺時間周波数成分抽出部の動作説明図 アレーアンテナを構成する各受信アンテナ素子の配置と方位角θとの関係を示す説明図 第１の実施形態のレーダ装置における反射波信号の方位角検出シミュレーション結果を示すグラフ 第１の実施形態のレーダ装置におけるドップラー周波数成分ｆ_ｓ毎又は離散時刻ｋ毎の受信電力プロファイルを示すグラフ （Ａ）周辺時間周波数成分抽出部が周辺離散時刻毎の相関ベクトルを抽出する動作説明図、（Ｂ）周辺時間周波数成分抽出部がドップラー周波数毎の相関ベクトルを抽出する動作説明図 第２の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図 第３の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図 送信ビーム制御部、送信ビーム形成部及び距離方位検出部の各出力と送信周期との関係を示す図 第３の実施形態の変形例のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図 従来のレーダ装置のレーダ受信部における動作の流れの一部を示す説明図 第４の実施形態のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図 第４の実施形態の変形例のレーダ装置の内部構成を詳細に示すブロック図

（本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容に至る経緯）
先ず、本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容を説明する前に、本開示に係るレーダ装置の各実施形態の内容に至る経緯について、図１４を参照して説明する。図１４は、従来のレーダ装置のレーダ受信部Ｒｘｘにおける動作の流れの一部を示す説明図である。

アレーアンテナが受信した受信信号の位相差を用いた高分解能な到来方向推定方法（例えばＣａｐｏｎ法又はＭＵＳＩＣ法など）を用いる場合には、各受信信号間の相関を表す相関行列を演算する必要がある（図１４参照）。

図１４に示すレーダ受信部Ｒｘｘは、複数のアンテナ系統処理部ＲＮ１，ＲＮ２，ＲＮ３，ＲＮ４と、相関行列算出部１０５と、高分解能方向推定処理部１０６とを含む。アンテナ系統処理部ＲＮ１は、Ａ／Ｄ変換部１０１ａ，１０１ｂと、相関演算部１０２と、瞬時複素遅延プロファイル生成部１０３と、コヒーレント加算部１０４とを含む。他のアンテナ系統処理部ＲＮ２〜ＲＮ４も、アンテナ系統処理部ＲＮ１と同様の構成であるため、アンテナ系統処理部ＲＮ１を例示して説明し、他のアンテナ系統処理部ＲＮ２〜ＲＮ４の説明を省略する。

図１４に示すレーダ受信部Ｒｘｘでは、アナログベースバンドの受信信号のＩ信号及びＱ信号がＡ／Ｄ変換部１０１ａ，１０１ｂにおいてＡ／Ｄ変換され、デジタルベースバンドのＩ信号及びＱ信号が相関演算部１０２に入力される。相関演算部１０２における受信信号と送信信号（不図示）との相関演算結果が瞬時複素遅延プロファイル生成部１０３に入力され、離散時刻ｋと相関出力ｈ１（ｋ）との関係を示す瞬時複素遅延プロファイルが生成される。

コヒーレント加算部１０４は、相関演算部１０２の相関演算結果を所定回数Ｎ_１回コヒーレント加算し、Ｎ_１回のコヒーレント加算結果を相関行列算出部１０５に出力する。相関行列算出部１０５は、各アンテナ系統処理部ＲＮ１〜ＲＮ４からのＮ_１回のコヒーレント加算結果を用いてＮ_２回の相関行列を生成して加算した結果を高分解能方向推定処理部１０６に出力する。

高分解能方向推定処理部１０６は、相関行列算出部１０５により生成された相関行列を基に、既存の高分解能推定方法（例えばＣａｐｏｎ法又はＭＵＳＩＣ法など）を用いて、ターゲットにより反射された反射波信号の到来方向を推定する。

例えば図１４に示すレーダ受信部Ｒｘｘを含むレーダ装置がパルス方式のレーダ送信信号を１回の測定あたりにＮ回送信する場合、コヒーレント加算部１０４における相関演算部１０２の相関演算結果のコヒーレント加算回数をＮ_１、各アンテナ系統処理部ＲＮ１〜ＲＮ４からの相関ベクトルｈ（ｋ）を用いた相関行列算出部１０５における相関行列の加算回数をＮ_２とすると、Ｎ＝Ｎ_１×Ｎ_２となる。

コヒーレント加算部１０４におけるコヒーレント加算結果には受信信号の振幅及び位相の各成分が含まれるので、図１４に示すレーダ受信部Ｒｘｘにおけるトータル加算利得Ｇ（数式（１）参照）が最大となるためには、Ｎ_１が最大であってＮ_２が最小、即ち（Ｎ＝Ｎ_１、Ｎ_２＝１）が必要となる。例えばＮ_２が１から８に増えると、トータル加算利得Ｇは、トータル加算利得の最大値（Ｎ_２＝１）から５ｌｏｇ_１０（８）＝４．５［ｄＢ］低下する。

一方、Ｎ_２が減ると、相関行列算出部１０５が演算する相関行列のランク数が十分とならず、例えば複数の反射波信号が受信された場合には、レーダ受信部Ｒｘｘにおける複数ターゲットからの反射波信号の分離ができず、到来方向の推定精度が劣化するという課題がある。

そこで、以下の各実施形態では、コヒーレント加算利得を損なわずに相関行列のランク数を確保し、ターゲットからの反射波信号の方位推定精度を向上させるレーダ装置の例を説明する。

以下、本開示に係るレーダ装置の各実施形態を、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
第１の実施形態のレーダ装置１の構成及び動作について、図１〜図６を参照して説明する。図１は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を簡略に示すブロック図である。図２は、第１の実施形態のレーダ装置１の内部構成を詳細に示すブロック図である。図３（Ａ）は、レーダ送信信号の送信区間と送信周期との関係を示す図である。図３（Ｂ）は、他の送信信号生成部の内部構成を示すブロック図である。

レーダ装置１は、レーダ送信部Ｔｘが生成した高周波のレーダ送信信号を送信アンテナＴｘ＿ａｎｔ１から送信（放射）する。レーダ装置１は、ターゲット（不図示）が反射したレーダ送信信号である反射波信号を、アレーアンテナ（例えば図１に示す４個の受信アンテナＲｘ＿ａｎｔ１〜Ｒｘ＿ａｎｔ４を用いているが、これに限定されない。）において受信する。レーダ装置１は、４個の受信アンテナＲｘ＿ａｎｔ１〜Ｒｘ＿ａｎｔ４が受信した反射波信号を信号処理し、ターゲットの有無を検出する。

なお、ターゲットはレーダ装置１が検出する対象の物体であり、例えば自動車又は人を含み、以下の各実施形態においても同様である。なお、受信アンテナＲｘ＿ａｎｔ１〜Ｒｘ＿ａｎｔ４は受信アンテナ素子でも良い。

先ず、レーダ装置１の各部の構成について簡略に説明する。

図１に示すレーダ装置１は、基準信号生成部Ｌｏ、レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘを含む。レーダ送信部Ｔｘは、送信信号生成部２、及び送信アンテナＴｘ＿ａｎｔ１が接続された送信ＲＦ部３を有する。

基準信号生成部Ｌｏは、レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘに接続されている。基準信号生成部Ｌｏは、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘに共通に供給し、レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部Ｒｘの処理を同期させる。

レーダ受信部Ｒｘは、例えば４個のアンテナ系統処理部Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４、ピーク周波数選択部２１、周辺時間周波数成分抽出部２２及び相関行列生成加算部２３を含む。図１に示すレーダ受信部Ｒｘは例えば４個のアンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４を有するが、アンテナ系統処理部の個数は４個に限定されず２個以上であれば良い。なお、各アンテナ系統処理部は同様の構成を有するため、以下の各実施形態においてアンテナ系統処理部Ｄ１を例示して説明する。

アンテナ系統処理部Ｄ１は、受信アンテナＲｘ＿ａｎｔ１が接続された受信ＲＦ部１１、及び信号処理部１２を有する。信号処理部１２は、相関演算部１８及びコヒーレント加算部１９を含む。

次に、レーダ送信部Ｔｘの各部の構成を、図２を参照して詳細に説明する。図２に示すレーダ送信部Ｔｘは、送信信号生成部２、送信アンテナＴｘ＿ａｎｔ１が接続された送信ＲＦ部３を有する。

送信信号生成部２は、符号生成部４、変調部５、ＬＰＦ（Low Pass Filter）６及びＤ／Ａ（Digital Analog）変換部７を有する。図２では、ＬＰＦ６は送信信号生成部２の外部に設けられても良く、ＬＰＦ６の出力はＤ／Ａ変換部７に入力される。送信ＲＦ部３は、周波数変換部８及び増幅器９を含む。

次に、レーダ送信部Ｔｘの各部の動作を詳細に説明する。

送信信号生成部２は、基準信号生成部Ｌｏが生成したリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号を生成する。送信信号生成部２の各部は、送信基準クロック信号に基づいて動作する。

送信信号生成部２が生成したベースバンドの送信信号は、図３に示す例えば送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］では、符号長Ｌの符号系列Ｃ_ｎの１つの符号あたり送信基準クロック信号のＮｏ［個］のサンプルを用いて変調される。ここで、ｎは１からＬ（＞０）である。Ｌ（整数）は符号系列Ｃ_ｎの符号長を表す。

送信信号生成部２におけるサンプリングレートは（Ｎｏ×Ｌ）／Ｔｗであり、送信信号生成部２は、送信周期Ｔｒの送信区間Ｔｗ［秒］ではＮｒ（＝Ｎｏ×Ｌ）［個］のサンプルを用いて変調する。送信信号生成部２は、送信周期Ｔｒの無信号区間（Ｔｒ−Ｔｗ）［秒］ではＮｕ［個］のサンプルを用いて変調する。

送信信号生成部２は、符号長Ｌの符号系列Ｃ_ｎの変調によって、数式（２）に示すベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を周期的に生成する。ｊは、ｊ^２＝−１を満たす虚数単位である。時刻ｋは、送信周期Ｔｒの開始タイミングを基準（ｋ＝１）とした離散時刻であり、ｋは１から（Ｎｒ＋Ｎｕ）までの離散値であり、送信信号の生成タイミングを表す時刻である。

Ｍはレーダ送信信号の送信周期Ｔｒの序数を表す。送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおける送信信号を表し、同相信号成分Ｉ（ｋ、Ｍ）と、虚数単位ｊが乗算された直交信号成分Ｑ（ｋ、Ｍ）との加算結果となる（数式（２）参照）。

符号生成部４は、送信周期Ｔｒ毎に、符号長Ｌの符号系列Ｃ_ｎの送信符号を生成する。符号系列Ｃ_ｎの要素は、例えば、［−１，１］の２値、若しくは［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値を用いて構成される。送信符号は、レーダ受信部Ｒｘが低いサイドローブ特性を得るために、例えば相補符号のペアを構成する符号系列、Ｂａｒｋｅｒ符号系列、ＰＮ（Pseudorandom Noise）符号、Ｇｏｌａｙ符号系列、Ｍ系列符号、及びスパノ符号を構成する符号系列のうち少なくとも１つを含む符号であることが好ましい。符号生成部４は、生成された符号系列Ｃ_ｎの送信符号を変調部５に出力する。以下、符号系列Ｃ_ｎの送信符号を、便宜的に送信符号Ｃ_ｎと記載する。

符号生成部４は、送信符号Ｃ_ｎとして相補符号（例えば、Ｇｏｌａｙ符号系列、スパノ符号系列）のペアを生成する場合には、２個の送信周期（２Ｔｒ）を用いて、送信周期毎に交互にペアとなる送信符号Ｐ_ｎ，Ｑ_ｎをそれぞれ生成する。即ち、符号生成部４は、第Ｍ番目の送信周期では相補符号のペアを構成する一方の送信符号Ｐ_ｎを生成して変調部５に出力し、続く第（Ｍ＋１）番目の送信周期では相補符号のペアを構成する他方の送信符号Ｑ_ｎを生成して変調部５に出力する。同様に、符号生成部４は、第（Ｍ＋２）番目以降の送信周期では、第Ｍ番目及び第（Ｍ＋１）番目の２個の送信周期を一つの単位として、送信符号Ｐ_ｎ，Ｑ_ｎを繰り返し生成して変調部５に出力する。

変調部５は、符号生成部４が生成した送信符号Ｃ_ｎをパルス変調し、数式（２）に示すベースバンドの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を生成する。パルス変調は、振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying））又は位相変調（ＰＳＫ（Phase Shift Keying）であり、以下の各実施形態においても同様である。

例えば位相変調（ＰＳＫ）は、符号系列Ｃ_ｎが例えば［−１，１］の２値の位相変調ではＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）となり、符号系列Ｃ_ｎが例えば［１，−１，ｊ，−ｊ］の４値の位相変調ではＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）若しくは４相ＰＳＫとなる。即ち、位相変調（ＰＳＫ）では、ＩＱ平面上のコンスタレーションにおける所定の変調シンボルが割り当てられる。

変調部５は、送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）のうち予め設定された制限帯域以下の送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を、ＬＰＦ６を介してＤ／Ａ変換部７に出力する。なお、ＬＰＦ６は送信信号生成部２において省略し、Ｄ／Ａ変換部７の後段に設けられても良く、以下の各実施形態でも同様である。

Ｄ／Ａ変換部７は、変調部５が生成したデジタルの送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）をアナログの送信信号に変換する。Ｄ／Ａ変換部７は、アナログの送信信号を送信ＲＦ３に出力する。

送信ＲＦ部３は、基準信号生成部Ｌｏが生成したリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍したキャリア周波数帯域の送信基準信号を生成する。なお、逓倍信号は、送信信号生成部２と送信ＲＦ部３とそれぞれ、異なる倍数に逓倍した信号でもよいし、同一の倍数に逓倍した信号でもよい。送信ＲＦ部３の各部は、送信基準信号に基づいて動作する。

周波数変換部８は、送信信号生成部２が生成した送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）をアップコンバートすることで、キャリア周波数帯域（例えばミリ波帯域）のレーダ送信信号を生成する。周波数変換部８は、レーダ送信信号を増幅器９に出力する。

増幅器９は、周波数変換部８が生成したレーダ送信信号の信号レベルを所定の信号レベルに増幅して送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘに出力する。増幅器９が増幅したレーダ送信信号は、送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘを介した空間に放射される。

送信アンテナＡｎｔ−Ｔｘは、送信ＲＦ部３が生成したレーダ送信信号を空間に放射（送信）する。レーダ送信信号は、送信周期Ｔ_ｒのうち送信区間Ｔ_ｗの間に送信され、非送信区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）の間には送信されない（図３（Ａ）参照）。

なお、送信ＲＦ部３と、各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４の受信ＲＦ部とには、基準信号生成部Ｌｏが生成したリファレンス信号が共通に入力されている。送信ＲＦ部３はリファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準信号に基づいて動作し、各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４の受信ＲＦ部はリファレンス信号を送信ＲＦ部３と同一の所定倍に逓倍した受信基準信号に基づいて動作する。従って、送信ＲＦ部３と各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４の受信ＲＦ部との間の処理は同期する。

なお、送信信号生成部２は、符号生成部４、変調部５及びＬＰＦ６を有さず、送信信号生成部２が生成した送信符号Ｃ_ｎを予め記憶する送信符号記憶部ＣＭを有する送信信号生成部２ｒでも良い（図３（Ｂ）参照）。

送信符号記憶部ＣＭは、送信信号生成部２が相補符号のペアとなる送信符号を生成する場合に対応して、相補符号のペア、例えば、送信符号Ｐ_ｎ及びＱ_ｎを記憶しても良い。図３（Ｂ）に示す送信信号生成部２ｒの構成は、本実施形態に限らず、後述の各実施形態にも同様に適用できる。送信信号生成部２ｒは、送信符号記憶部ＣＭ及びＤ／Ａ変換部７を有する。

送信符号記憶部ＣＭは、基準信号生成部Ｌｏが生成したリファレンス信号を所定倍に逓倍した送信基準クロック信号に基づいて、送信周期Ｔｒ毎に、送信符号Ｃ_ｎ又は相補符号のペアを構成する送信符号Ｐ_ｎ，送信符号Ｑ_ｎを、送信符号記憶部ＣＭから巡回的に読み出してＤ／Ａ変換部７に出力する。以降の動作は上述したＤ／Ａ変換部７の動作と同様であるため、説明は省略する。

次に、レーダ受信部Ｒｘの各部の構成を、図２を参照して説明する。

図２に示すレーダ受信部Ｒｘは、例えばアレーアンテナを構成する受信アンテナの本数に対応して設けられた４個のアンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４、ピーク周波数選択部２１、周辺時間周波数成分抽出部２２、相関行列生成加算部２３及び距離方位検出部２４を有する。

アンテナ系統処理部Ｄ１は、受信アンテナＲｘ＿ａｎｔ１が接続された受信ＲＦ部１１、及び信号処理部１２を有する。受信ＲＦ部１１は、増幅器１３、周波数変換部１４及び直交検波部１５を有する。信号処理部１２は、２個のＡ／Ｄ変換部１６，１７、相関演算部１８、コヒーレント加算部１９及びＤＦＴ処理部２０を有する。レーダ受信部Ｒｘは、レーダ送信信号の各送信周期Ｔｒを、各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４の信号処理部における信号処理区間として周期的に演算する。

次に、レーダ受信部Ｒｘの各部の動作を、図２、図４〜図６を参照して詳細に説明する。図４は、レーダ送信信号と、遅延時間τ１のレーダ受信信号と、遅延時間τ２のレーダ受信信号との関係を示す図である。図５（Ａ）は、ピーク周波数選択部２１の動作説明図である。図５（Ｂ）は、周辺時間周波数成分抽出部２２の動作説明図である。図６は、アレーアンテナを構成する各受信アンテナＲｘ＿ａｎｔ１〜Ｒｘ＿ａｎｔ４の配置と方位角θ_ｑとの関係を示す説明図である。

受信アンテナＲｘ＿ａｎｔ１は、レーダ送信部Ｔｘが送信したレーダ送信信号がターゲットにより反射された反射波信号を受信する。受信アンテナＲｘ＿ａｎｔ１が受信した高周波のレーダ受信信号は、受信ＲＦ部１１に入力される。

受信ＲＦ部１１は、送信ＲＦ部３と同様に、基準信号生成部Ｌｏが生成したリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍したキャリア周波数帯域の受信基準信号を生成する。受信ＲＦ部１１の各部は、受信基準信号に基づいて動作する。

増幅器１３は、受信アンテナＲｘ＿ａｎｔ１が受信したレーダ受信信号の信号レベルを所定の信号レベルに増幅して周波数変換部１４に出力する。

周波数変換部１４は、増幅器１３が増幅したレーダ受信信号と受信基準信号とを用いて、高周波のレーダ受信信号をベースバンドにダウンコンバートすることで、ベースバンドの受信信号を生成する。周波数変換部１４は、ベースバンドの受信信号を直交検波部１５に出力する。

直交検波部１５は、周波数変換部１４が生成したベースバンドの受信信号を直交検波することで、同相信号（In-phase signal）及び直交信号（Quadrate signal）を用いて構成される受信信号を生成する。直交検波部１５は、ベースバンドの受信信号のうち、同相信号をＡ／Ｄ変換部１６に出力し、直交信号をＡ／Ｄ変換部１７に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１６は、直交検波部１５が生成したベースバンドの同相信号を離散時刻ｋ毎にサンプリングし、アナログデータの同相信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部１６は、デジタルデータの同相信号成分を相関演算部１８に出力する。

Ａ／Ｄ変換部１６は、レーダ送信部Ｔｘが生成する送信信号ｒ（ｋ、Ｍ）の１つのパルス幅（パルス時間）Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたりＮｓ［個］をサンプリングする。即ち、Ａ／Ｄ変換部１６のサンプリングレートは（Ｎｓ×Ｌ）／Ｔｗ＝Ｎｓ／Ｔｐとなり、１パルスあたりのオーバーサンプル数はＮｓとなる。

Ａ／Ｄ変換部１７は、直交検波部１５が生成したベースバンドの直交信号に対して、Ａ／Ｄ変換部１６と同様に動作し、デジタルデータの直交信号成分を相関演算部１８に出力する。また、Ａ／Ｄ変換部１７のサンプリングレートはＮｓ／Ｔｐとなり、１パルスあたりのオーバーサンプル数はＮｓである。

以下、Ａ／Ｄ変換部１６，１７の出力としての第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋにおけるベースバンドの受信信号を、同相信号成分Ｉｒ（ｋ、Ｍ）及び直交信号成分Ｑｒ（ｋ、Ｍ）を用いて、数式（３）の複素信号ｘ（ｋ、Ｍ）として表す。

図４の第１段は、レーダ送信信号の送信タイミングを表す。図４の第１段では、信号処理部１２は、離散時刻ｋ＝１、即ち各送信周期Ｔｒの開始タイミングから、送信周期Ｔｒが終了する前までのサンプルタイミングであるｋ＝Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏまでを信号処理区間として周期的に動作する。

即ち、信号処理部１２は、離散時刻ｋ＝１〜Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏにおいて周期的に動作する（図４の第２段参照）。図４の第２段は、遅延時間τ_１のレーダ受信信号の受信タイミングを示す図である。図４の第３段は、遅延時間τ_２のレーダ受信信号の受信タイミングを示す図である。離散時刻ｋ＝Ｎｒ×（Ｎｓ／Ｎｏ）は、各送信周期Ｔｒにおける送信区間Ｔｗの終了直前時点を示す。以下、Ａ／Ｄ変換部１６，１７の出力としてのデジタルの受信信号ｘ（ｋ、Ｍ）を離散サンプル値ｘ（ｋ、Ｍ）という。

相関演算部１８は、基準信号生成部Ｌｏが生成したリファレンス信号を所定倍に逓倍した受信基準クロック信号に基づいて、離散時刻ｋ毎に、符号長Ｌの送信符号Ｃ_ｎを周期的に生成する。ｎは１〜Ｌの整数であり、Ｌは符号系列Ｃ_ｎの符号長を表す。

相関演算部１８は、Ａ／Ｄ変換部１６，１７の出力としての各離散サンプル値Ｉｒ（ｋ、Ｍ），Ｑｒ（ｋ、Ｍ）、即ち、受信信号としての離散サンプル値ｘ（ｋ、Ｍ）と、送信符号Ｃ_ｎとのスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する。ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、第Ｍ番目の送信周期の離散時刻ｋにおけるスライディング相関値を表す。

具体的には、相関演算部１８は、図４の第２段に示す各送信周期Ｔｒ、即ち、各離散時刻ｋ＝１〜Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏに対して、数式（４）に従ってスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を演算する。相関演算部１８は、数式（４）に従って演算した離散時刻ｋ毎のスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）をコヒーレント加算部１９に出力する。数式（４）における＊（アスタリスク）は、複素共役演算子である。

図４の第２段では、レーダ送信信号の送信開始時から遅延時間τ_１の経過後にレーダ受信信号が受信された場合のレーダ受信部Ｒｘにおける測定期間の範囲が示されている。図４の第３段では、レーダ送信信号の送信開始時から遅延時間τ_２の経過後にレーダ受信信号が受信された場合のレーダ受信部Ｒｘにおける測定期間の範囲が示されている。遅延時間τ１及びτ２は、それぞれ数式（５）及び数式（６）により示される。

なお、相関演算部１８は、レーダ装置１の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ、即ちスライディング相関値ＡＣ（ｋ，ｍ）の演算範囲を示す離散時刻ｋの範囲を限定しても良い。これにより、レーダ装置１は、相関演算部１８の演算量を低減できるので、信号処理部１２における演算量を削減することでレーダ受信部Ｒｘの消費電力量を低減できる。

なお、レーダ装置１は、相関演算部１８が離散時刻ｋ＝Ｎｓ（Ｌ＋１）〜Ｎｓ（Ｎｒ＋Ｎｕ）／Ｎｏ−ＮｓＬの範囲におけるスライディング相関値ＡＣ（ｋ，ｍ）を演算する場合には、レーダ送信信号の送信周期Ｔｒのうち送信区間Ｔｗを測定期間から除外しても良い。

この場合、レーダ装置１は、レーダ送信信号がレーダ受信部Ｒｘに直接的に回り込んだとしても、回り込みによる影響を排除して測定できる。また、測定レンジ（離散時刻ｋの範囲）を限定する場合、コヒーレント加算部１９、ＤＦＴ処理部２０、ピーク周波数選択部２１、周辺時間周波数成分抽出部２２、相関行列生成加算部２３及び距離方位検出部２４も同様の限定された測定レンジにおいて動作するため、各部の処理量を削減でき、レーダ受信部Ｒｘにおける消費電力を一層低減できる。

第１コヒーレント加算部としてのコヒーレント加算部１９は、第Ｍ番目の送信周期Ｔｒの離散時刻ｋ毎に相関演算部１８が演算したスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を基に、所定回数（Ｎｐ回）の送信周期Ｔｒの期間（Ｎｐ×Ｔｒ）にわたってスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）をコヒーレント加算（同相加算）する。

具体的には、コヒーレント加算部１９は、所定回数（Ｎｐ回）の送信周期Ｔｒの期間（Ｎｐ×Ｔｒ）にわたるスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を離散時刻ｋ毎に加算することで、第ｍ番目のＮｐ回の送信周期Ｔｒにおける離散時刻ｋ毎のコヒーレント加算値ＣＩ（ｋ，ｍ）を、数式（７）に従って演算する。Ｎｐは、コヒーレント加算部１９における加算回数を表す所定値である。ｍは、各アンテナ系統処理部のコヒーレント加算部１９におけるコヒーレント加算回数Ｎｐ毎のコヒーレント加算の出力の序数を表す。例えばｍ＝１なら、第１番目のコヒーレント加算部１９からのコヒーレント加算の出力である。コヒーレント加算部１９は、コヒーレント加算値ＣＩ（ｋ，ｍ）をＤＦＴ処理部２０に出力する。

コヒーレント加算部１９は、スライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）のＮｐ回の加算により、ターゲットからの反射波信号が高い相関を有する離散時刻ｋの範囲において、反射波信号に含まれる雑音成分を抑圧でき、反射波信号の受信品質（ＳＮＲ）を改善できる。更に、コヒーレント加算部１９は、反射波信号の受信品質を改善できるので、ターゲットにより反射された反射波信号の到来方向の推定精度を向上できる。

なお、理想的な加算利得が得られるためには、スライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）の加算回数Ｎｐの加算区間においてスライディング相関値ＡＣ（ｋ，Ｍ）の位相成分がある程度の同じ範囲に揃う必要がある。つまり、ターゲットが移動する場合には、移動に伴う位相変動が生じるため、加算回数Ｎｐは、ターゲットの想定最大移動速度を基に設定されることが好ましい。

ターゲットの想定最大移動速度が大きいほど、ターゲットにより反射された反射波信号に含まれるドップラー周波数の変動量が大きく、高い相関値を有する離散時間間隔が短くなる。このため、加算回数Ｎｐが小さくなり、コヒーレント加算部１９のコヒーレント加算利得の向上効果が小さくなる。

なお、本実施形態を含む各実施形態では、コヒーレント加算部１９がＤＦＴ処理部２０の前段に設けることで、ＤＦＴ部２０の加算回数を低減できる効果が得られるが、コヒーレント加算部１９を設けない構成でも良い。なお、本実施形態を含む各実施形態では、以下、コヒーレント加算部１９を含めた構成を用いて動作の説明を行うが、必ずしもコヒーレント加算部１９は必須ではなく、コヒーレント加算部１９を設けない場合でも、本実施形態のレーダ装置１の効果が得られる。なお、コヒーレント加算部１９を設けない場合の動作は、コヒーレント加算回数Ｎｐ＝１とすることで、以降の説明での相違点はなく、同様な効果が得られる。

第２コヒーレント加算部としてのＤＦＴ（Discrete Fourier Transform）処理部２０は、２Ｎｆ＋１個の異なるドップラー周波数成分ｆ_ｓに応じた位相変動θ（ｆ_ｓ）（数式（８）参照）を補正係数として用いて、離散時刻ｋ毎に得られたコヒーレント加算部１９のＮｃ個の出力としてのコヒーレント加算結果ＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ×ｗ）を単位としてコヒーレント加算する（数式（９）参照）。ＤＦＴ処理部２０は、コヒーレント加算回数Ｎｃ回のコヒーレント加算結果を、ピーク周波数選択部２１及び周辺時間周波数成分抽出部２２に出力する。

ｗは１以上の整数であり、送信周期ＴｒのＮｐ×Ｎｃ回毎の繰り返し回数を表す。例えばｗ＝１であれば、１回目の送信周期ＴｒからＮｐ×Ｎｃ回目の送信周期Ｔｒまでの合計Ｎｐ×Ｎｃ個の送信周期Ｔｒを表す。つまり、ＤＦＴ処理部２０は、送信周期ＴｒがＮｐ×Ｎｃ回繰り返す度に、数式（９）に示すコヒーレント加算結果をピーク周波数選択部２１及び周辺時間周波数成分抽出部２２に出力する。

数式（９）において、Ｎａｎｔは、アンテナ系統処理部の序数（番号）、即ち１〜Ｎａ（定数）であり、例えば図２に示すレーダ受信部ＲｘではＮａ＝４である。更に、数式（９）において、指数関数部分（ｅｘｐ成分）は、ターゲットの移動に応じて反射波信号に含まれた位相変動θ（ｆ_ｓ）を打ち消すための、２Ｎｆ＋１個の異なるドップラー周波数成分ｆ_ｓに応じた位相変動のキャンセル量を表す。ｑは、１〜Ｎｃの自然数であり、ＤＦＴ処理部２０におけるコヒーレント加算回数の範囲を表す。

ＦＴ＿ＣＩ^Ｎａｎｔ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ＤＦＴ処理部２０の第ｗ番目の出力を表し、第Ｎａｎｔ番目のアンテナ系統処理部の離散時刻ｋにおけるドップラー周波数成分ｆ_ｓに応じたコヒーレント加算結果を表す。ｋは１〜（（Ｎｒ＋Ｎｕ）×Ｎｓ／Ｎｏ）である。ｆ_ｓは、−Ｎｆ×α_ｆ，〜，０，〜，Ｎｆ×α_ｆである。α_ｆは、ドップラー周波数間隔であって定数である。ｊは虚数単位である。

これにより、各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４は、数式（９）の演算により、送信周期Ｔｒの（Ｎｐ×Ｎｃ）回の期間（Ｔｒ×Ｎｐ×Ｎｃ）毎に、離散時刻ｋ毎の２Ｎｆ＋１個のドップラー周波数成分ｆ_ｓに応じたコヒーレント加算結果であるＦＴ＿ＣＩ^Ｎａｎｔ（ｋ，−Ｎｆ，ｗ）〜ＦＴ＿ＣＩ^Ｎａｎｔ（ｋ，Ｎｆ，ｗ）が得られる。

なお、ＤＦＴ処理部２０は、コヒーレント加算回数と同一の窓関数長Ｎｃの窓関数ｗｉｎｄｏｗ（ｇ）を用いて、ドップラー周波数成分を検出して、離散時刻ｋ毎の２Ｎｆ＋１個のドップラー周波数成分ｆ_ｓに応じたコヒーレント加算しても良い（数式（１０）参照）。これにより、レーダ装置１は、ドップラー周波数成分ｆ_ｓに応じたコヒーレント加算結果におけるサイドローブを低減できる。ｇは１〜Ｎｃの整数である。窓関数ｗｉｎｄｏｗ（ｇ）は、例えばハミング窓（hamming window）又はハニング窓（hanning window）などを用いる。

各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４のＤＦＴ処理部の出力であるＦＴ＿ＣＩ^１（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）〜ＦＴ＿ＣＩ^Ｎａｎｔ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）が、相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）として（数式（１１）参照）、ピーク周波数選択部２１及び周辺時間周波数成分抽出部２２に入力される。

相関ベクトル抽出部の一例としての、ピーク周波数選択部２１は、ｗ番目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期Ｔｒにおいて、２Ｎｆ＋１個のドップラー周波数成分ｆ_ｓに応じた各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４からのコヒーレント加算結果として得られた相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の各要素の二乗和を演算する。

ピーク周波数選択部２１は、相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の各要素の二乗和||ｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）||^２が所定値Ｌｅｖ＿ｈを超える相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を抽出し（図５（Ａ）参照）、抽出された相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）のうち、極大値（ピーク値）を与えるドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}の相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を選択する。

図５（Ａ）の横軸はドップラー周波数成分ｆ_ｓを示し、図５（Ａ）の縦軸は相関ベクトルの各要素の二乗和||ｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）||^２を示す。ピーク周波数選択部２１は、離散時刻ｋ毎に、極大値（ピーク値）を与えるドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}及びドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}の相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を、周辺時間周波数成分抽出部２２及び相関行列生成加算部２３に出力する。

なお、ピーク周波数選択部２１は、複数の極大値（ピーク値）を与えるドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}がある場合には、複数のドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}及びドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}の相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を、周辺時間周波数成分抽出部２２及び相関行列生成加算部２３に出力する。

なお、ピーク周波数選択部２１は、相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の各要素の二乗和||ｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）||^２が所定値Ｌｅｖ＿ｈを超える相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を抽出すると説明したが、ピーク値となるドップラー周波数成分ｆ_ｓの選択は、これに限定されず、例えば相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の特定の要素の振幅値あるいは二乗値を基準に、ピーク値となるドップラー周波数成分ｆ_ｓを選択しても良い。

相関ベクトル抽出部の一例としての、周辺時間周波数成分抽出部２２は、ピーク周波数選択部２１により選択された離散時刻ｋ毎のドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}の相関ベクトル（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を中心として（図５（Ｂ）に示す白丸参照）、ドップラー周波数成分ｆ_ｓ及び離散時刻ｋを座標軸とした２次元座標の相関ベクトル（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）の周辺の｛（２ＮＥ＋１）×（２ＮＴ＋１）−１｝個の相関ベクトルを抽出して相関行列生成加算部２３に出力する（図５（Ｂ）に示す黒丸参照）。

具体的には、周辺時間周波数成分抽出部２２は、ピーク周波数選択部２１により選択された離散時刻ｋ毎のドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}の両側に隣接する２ＮＥ個のドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}−ＮＥ×α_ｆ，〜，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}−α_ｆ及びｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}＋α_ｆ，〜，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}＋ＮＥ×α_ｆと、離散時刻ｋの両側に隣接する２ＮＴ個の離散時刻ｋ−ＮＴ，〜，ｋ−１及びｋ＋１，〜，ｋ＋ＮＴとにより定まる｛（２ＮＥ＋１）×（２ＮＴ＋１）−１｝個の相関ベクトルを抽出する。

例えば、周辺時間周波数成分抽出部２２は、ＮＥ＝ＮＴ＝１の場合には、ドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}の周辺８個の相関ベクトルを抽出する。図５（Ｂ）の横軸は離散時刻ｋを示し、図５（Ｂ）の縦軸はドップラー周波数成分ｆ_ｓを示す。ＮＥは、図５（Ｂ）に示すドップラー周波数成分ｆ_ｓの軸の成分（相関ベクトル）からの抽出個数を示す。ＮＴは、図５（Ｂ）に示す離散時刻ｋの軸の成分（相関ベクトル）からの抽出個数を示す。

なお、ＮＥ及びＮＴは、必ずしも同一値でなくても良く、異なる値でも良い。例えば、周辺時間周波数成分抽出部２２は、離散時刻ｋ毎又はドップラー周波数成分ｆ_ｓ毎の相関ベクトルのピーク値（極大値）の二乗和||ｈ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）||^２の信号広がりが大きい方向の抽出個数ＮＥ又はＮＴを大きな値としても良い。これにより、レーダ装置１は、相関ベクトルの二乗和の信号広がりが十分に大きい範囲において相関ベクトルを多く抽出できるので、相関行列生成加算部２３における加算相関行列のランク数、即ち、加算相関行列の生成に十分となるのに必要な相関ベクトルの数を十分に確保できる。

相関行列生成加算部２３は、ピーク周波数選択部２１が選択した１個の相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）と、周辺時間周波数成分抽出部２２が抽出した（２ＮＥ＋１）（２ＮＴ＋１）−１個の相関ベクトルとを含む合計（２ＮＥ＋１）×（２ＮＴ＋１）個の相関ベクトルを基に、各受信アンテナが受信した反射波信号（受信信号）の相関を表す相関行列を生成する。相関行列生成加算部２３は、生成された相関行列を加算することで、数式（１２）に従って、加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を演算して距離方位検出部２４に出力する。数式（１２）において、上付き添え字Ｈは、複素共役転置を示す。

なお、相関行列生成加算部２３は、生成された相関行列に、数式（１３）により示される重み付け係数ｗｃ_ｕｖを乗算することで、数式（１４）に従って、加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を演算しても良い。ｕ＝−ＮＴ〜ＮＴの整数であり、ｖ＝−ＮＥ〜ＮＥの整数である。これにより、レーダ装置１は、ｕ，ｖが大きいほど小さい重み付け係数を用いることで、ピーク値周辺の相関ベクトルに信号レベルの低い信号が含まれる場合でも、ノイズ信号の影響を低減できる。

距離方位検出部２４は、相関行列生成加算部２３からの出力である加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を用いて、離散時刻ｋ毎の方位検出を行い、ターゲットの距離及び方位検出を行う。方位検出は、あらかじめ記憶していた方向ベクトルa（θ_ｑ）と加算相関行列R_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を用いて、所定の到来方向推定アルゴリズム（例えばＭＵＳIＣ法、Ｃａｐｏｎ法など）による方向推定評価関数Ｐ_ＤＯＡ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ，θ_ｑ）の演算結果を出力する。

ここで、方向ベクトルａ（θ_ｑ）は、ターゲットにより反射された反射波信号が方位角θ_ｑの方向から到来した場合の各受信アンテナの複素応答を表すＮａ次の列ベクトルである。方位角θ_ｑ毎の各受信アンテナの複素応答である方向ベクトルａ（θ_ｑ）は、例えば電波暗室において予め測定され、各受信アンテナ間の間隔に応じて幾何学的に演算される位相差情報に加え、各受信アンテナ間のアンテナ素子間の結合、並びに振幅誤差及び位相誤差の各偏差情報を含み、後述の各実施形態においても同様である。

例えば、アレーアンテナを構成する各受信アンテナの素子が直線上に等しい素子間隔ｄにて配置されている場合（図６参照）、受信アンテナ間の位相偏差及び振幅偏差が無い理想的な方向ベクトルａ（θ_ｑ）は数式（１５）により示される。

方位角θ_ｑは、レーダ装置１における反射波信号の到来方向の推定範囲［θ_ｍｉｎ，θ_ｍａｘ］において、所定の間隔Δθ毎に変化させた変数であり、例えば数式（１６）により示される。ｑは、０からＮＵまでの整数である。ＮＵは数式（１７）により示される。数式（１７）において、ｆｌｏｏｒ［ｙ］は実数ｙを超えない最大の整数値を出力する関数である。

距離方位検出部２４は、相関行列生成加算部２３が演算した加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を基に、離散時刻ｋ毎に、レーダ装置１からターゲットまでの距離又は方位角を推定し、推定結果に応じてターゲットの有無を検出する。

具体的には、距離方位検出部２４は、方向ベクトルａ（θ_ｑ）と加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）とを基に、所定の到来方向推定アルゴリズム（例えばフーリエ法、ＭＵＳＩＣ法又はＣａｐｏｎ法）による方向推定評価関数Ｐ_ＤＯＡ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ，θ_ｑ）を、数式（１８）に従って演算する。

距離方位検出部２４は、方位角θ_ｑの［θ_ｍｉｎ，θ_ｍａｘ］の範囲内において、離散時刻ｋ毎に方向推定評価関数Ｐ_ＤＯＡ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ，θ_ｑ）の極大値（ピーク値）を検出する。距離方位検出部２４は、離散時刻ｋ毎の極大値が所定閾値以上である場合に、離散時刻ｋ毎の極大値を与える方位角θ_ｑを、ターゲットにより反射された反射波信号の到来方向と推定する。

更に、距離方位検出部２４は、方向推定評価関数Ｐ_ＤＯＡ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ，θ_ｑ）の極大値を与える離散時刻ｋを基に、数式（１９）に従って、レーダ装置１の測定地点からターゲットまでの距離Ｄ（ｋ）を推定する。Ｃ_０は、光速である。

なお、同一の離散時刻ｋ及び同一のドップラー周波数成分ｆ_ｓにおいて、複数のターゲットにより反射された反射波信号が存在する場合には、各反射波信号間の相関が高くなる傾向がある。このため、距離方位検出部２４は、加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）に空間スムージング手法を適用することで、各反射波信号間の相関を抑圧でき、複数の反射波信号の分離精度を向上できる。

また、レーダ受信部Ｒｘにおける各受信アンテナが等間隔に直線的に並んだアレーアンテナである場合には、距離方位検出部２４は、アレーアンテナの位相共役対称性によって、加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）に下記参考非特許文献１に示すユニタリ変換を施すことで、各反射波信号間の相関を抑圧でき、複数の反射波信号の分離精度を向上できる。

（参考非特許文献１）K.C.Huarng and C.C.Yeh, “A unitary transformation method for angle of arrival estimation”, IEEE Trans. Acoust., Speech, Signal Process., vol.39, no.4, pp.975-977, April 1991.

図７は、第１の実施形態のレーダ装置１における反射波信号の方位角検出シミュレーション結果を示すグラフである。図７の横軸は方位（角）［degree］を示し、図７の縦軸は方向推定評価関数値［ｄＢ］を示す。

図７に示す実線は、本実施形態のレーダ装置１がドップラー周波数成分ｆ_ｓ及び離散時刻ｋの２次元による加算相関行列を用いて生成した、方位±３０度範囲の方向推定評価関数値を示す。シミュレーション条件は、例えばアンテナ系統処理部の数Ｎａ＝４、受信アンテナ素子の間隔＝０．５波長、等間隔に直線的に並んだアレーアンテナであって、Ｎｓ＝２、Ｎｃ＝６４、Ｎｐ＝１２８、Ｎｆ＝６４、Ｌ＝８、Ｔｒ＝０．３５［μｓ］、更に、ＮＥ＝ＮＴ＝１である場合の加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）が用いた。

一方、図７に示す長鎖線は、従来のレーダ装置が離散時刻方向のみの相関行列を用いて（すなわち、ＮＥ＝０，ＮＴ＝４とした場合）、加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を生成して方向推定評価関数値を算出した結果を示す。

また、図７に示す一点鎖線は、従来のレーダ装置がドップラー周波数成分方向のみの相関行列を用いて（すなわち、ＮＥ＝４，ＮＴ＝０とした場合）、生成した方向推定評価関数値を示す。

また、ターゲットは、レーダ装置１からの方位角が−３°と＋３°の方向であって同じ距離に２個配置される。距離方位検出部２４における到来方向推定アルゴリズムは、下記参考非特許文献２に示すＵ−Ｃａｐｏｎ法が用いて方向推定評価関数値の演算を行った。

（参考非特許文献２）N.KIKUMA, K.MOURI, H.HIRAYAMA, K.SAKAKIBARA, “Performance Analysis of Unitary Capon Method for DOA Estimation with High Computational Efficiency”, WE3-5, pp.313-316, Proceedings of ISAP2005, Seoul, Korea.

図７では、本実施形態のレーダ装置１は、レーダ装置がドップラー周波数成分ｆ_ｓ方向の１次元方向の方向推定評価関数値（図７に示す長鎖線及び図９（Ａ）参照）、或いは離散時刻ｋ方向の１次元方向の方向推定評価関数値（図７に示す一点鎖線及び図９（Ｂ）参照）に比べて、２個のターゲットを明確に分離でき、高い分解能と高いピークレベルとが得られる。

図８は、第１の実施形態のレーダ装置１におけるドップラー周波数成分ｆ_ｓ毎又は離散時刻ｋ毎の受信電力プロファイルを示すグラフである。図８に示す横軸は離散時刻ｋ及びドップラー周波数成分ｆ_ｓを示し、図８に示す縦軸は受信電力を示す。

図８では、受信電力波形の信号は、ドップラー周波数成分ｆ_ｓ方向及び離散時刻ｋ方向の２軸方向に広がり、極大値（ピーク値）が現れる。離散時刻ｋ方向の受信電力波形の信号広がりは、Ａ／Ｄ変換部１６，１７のサンプリングレートに依存し、レーダ送信信号における１つのパルス時間Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたりＮｓ個の離散サンプル数、即ち１パルス当たりのオーバーサンプル数が大きいほど相対的に大きくなる。図８では、Ｎｓ＝２である。

図８では、受信電力波形の極大値（ピーク値）となる離散時刻ｋ_ｐｅａｋの両側に隣接する離散時刻ｋ_ｐｅａｋ−１，ｋ_ｐｅａｋ＋１では十分な受信電力が得られるが、例えば離散時刻ｋ_ｐｅａｋ−１に隣接する離散時刻ｋ_ｐｅａｋ−２、及び離散時刻ｋ_ｐｅａｋ＋１に隣接する離散時刻ｋ_ｐｅａｋ＋２では、受信電力が急激に低下する。

ここで、離散時刻ｋ方向の受信電力波形の信号広がりを拡大するため、レーダ送信信号の１パルス当たりのオーバーサンプル数Ｎｓを大きくすると、Ａ／Ｄ変換部１６，１７のサンプルレートを高くする必要があり、レーダ装置１における検知距離範囲内の離散時刻ｋの数が増大してレーダ装置１の回路規模が増大する。

一方、ドップラー周波数成分ｆ_ｓ方向の受信電力波形の信号広がりは、ドップラー周波数成分ｆ_ｓの間隔α_fに依存する。ドップラー周波数成分ｆ_ｓの間隔α_fを小さくすることで、ドップラー周波数成分ｆ_ｓ方向の受信電力波形の信号広がりは相対的に大きくなる。

図８では、受信電力波形の極大値（ピーク値）となるドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}の両側に隣接するドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}−α_f，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}＋α_fでは十分な受信電力が得られるが、例えばドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}−α_fに隣接するドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}−２α_f、及びドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}＋α_fに隣接するドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}＋２α_fでは、受信電力が急激に低下する。なお、図８ではα_f＝１を用いている。

ここで、ドップラー周波数成分ｆ_ｓ方向の受信電力波形の信号広がりを拡大するため、ドップラー周波数成分ｆ_ｓの間隔α_fを小さくすると、レーダ装置１における検知ドップラー周波数成分ｆ_ｓの範囲内に対し、ドップラー周波数成分ｆ_ｓの総数２Ｎｆ＋１が増大することになり、レーダ装置１の回路規模が増大する。

本実施形態のレーダ装置１では、周辺時間周波数成分抽出部２２は、ドップラー周波数成分ｆｓ及び離散時刻ｋの２次元座標において、ピーク周波数選択部２１により選択された相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）の周辺の範囲に含まれる（２ＮＥ＋１）×（２ＮＴ＋１）個の相関ベクトルを抽出する。

図９（Ａ）は、周辺時間周波数成分抽出部が周辺離散時刻毎の相関ベクトルを抽出する動作説明図である。図９（Ｂ）は、周辺時間周波数成分抽出部がドップラー周波数毎の相関ベクトルを抽出する動作説明図である。図９（Ａ）及び図９（Ｂ）に示す横軸は離散時刻ｋを示し、図９（Ａ）及び図９（Ｂ）に示す縦軸はドップラー周波数成分ｆ_ｓを示す。

例えば、従来のレーダ装置が９個の相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を用いて加算相関行列Ｈ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を算出する場合は、離散時刻ｋ方向の１次元座標における受信電力波形の信号広がりを用いると、４次隣接までの相関ベクトルの加算が必要となる（図９（Ａ）参照）。

従って、従来のレーダ装置が離散時刻ｋ方向の１次元座標における十分に高い受信電力波形の信号広がりを用いると、相関ベクトルを用いた加算相関行列を演算するために、１パルス当たりのオーバーサンプル数Ｎｓとして４程度を必要とする。このため、高速なＡ／Ｄ変換部が必要となり、従来のレーダ装置における検知距離範囲内の離散時刻ｋの数が増大し、従来のレーダ装置の回路規模が著しく増大する。

一方、本実施形態のレーダ装置１では、離散時刻ｋ方向の相関ベクトルの加算は１次隣接までで良いため、レーダ装置１の１パルス当たりのオーバーサンプル数Ｎｓは２であれば十分である。

また例えば、従来のレーダ装置が９個の相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を用いて加算相関行列Ｈ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を算出する場合は、ドップラー周波数成分ｆ_ｓ方向の１次元座標における受信電力波形の信号広がりを用いると、４次隣接までの相関ベクトルの加算が必要となる（図９（Ｂ）参照）。

従って、従来のレーダ装置がドップラー周波数成分ｆ_ｓ方向の１次元座標における十分高い受信電力波形の信号レベルを用いると、相関ベクトルを用いた加算相関行列を演算するために、ドップラー周波数成分ｆ_ｓの間隔α_fを、本実施形態のレーダ装置１における間隔α_ｆの１／４程度に小さくする必要がある。このため、従来のレーダ装置における検知ドップラー周波数成分ｆ_ｓの範囲では、ドップラー周波数成分ｆ_ｓの総数が４倍に増大するので、従来のレーダ装置の回路規模が著しく増大する。

一方、本実施形態のレーダ装置１では、ドップラー周波数成分ｆ_ｓの相関ベクトルの加算は１次隣接までで良いため、ドップラー周波数成分ｆ_ｓの間隔α_ｆを小さくする必要が無く、回路規模が増大することがない。

以上により、本実施形態のレーダ装置１は、ドップラー周波数成分ｆ_ｓ及び離散時刻ｋの２次元座標において、ピーク周波数選択部２１により選択された相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）と、相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）の両側に隣接する｛（２ＮＥ＋１）×（２ＮＴ＋１）−１｝個の相関ベクトルとを含む合計（２ＮＥ＋１）×（２ＮＴ＋１）個の相関ベクトルを用いて加算相関行列を生成できる。

これにより、レーダ装置１は、アレーアンテナを構成する複数の受信アンテナにおいて受信された反射波信号間の相関が高く、且つ、ＳＮＲが良好な反射波信号を用いて、レーダ装置１からターゲットまでの距離又はターゲットにより反射された反射波信号の到来方向の方位角を高精度に推定できる。

また、レーダ装置１は、各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４において高いコヒーレント加算利得が得られるので反射波信号のＳＮＲを向上でき、更に、合計（２ＮＥ＋１）×（２ＮＴ＋１）個の相関ベクトルを用いて加算相関行列を生成できる。従って、レーダ装置１は、例えば相関行列の逆行列を生成するための十分なランク数が得られるため、従来のレーダ装置に比べ、回路規模の増大を抑制でき、高分解能によって高い受信電力波形の極大値（ピーク値）が得られ、ターゲットの検出精度を向上できる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態のレーダ装置１Ａについて、図１０を参照して説明する。図１０は、第２の実施形態のレーダ装置１Ａの内部構成を詳細に示すブロック図である。レーダ装置１Ａは、基準信号生成部Ｌｏ、レーダ送信部Ｔｘ及びレーダ受信部ＲｘＡを含む。

レーダ受信部ＲｘＡは、例えば４個のアンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４、ピーク周波数選択部２１、周辺時間周波数成分抽出部２２Ａ、到来波数推定部２５、相関行列生成加算部２３及び距離方位検出部２４を有する。以下、本実施形態のレーダ装置１Ａと第１の実施形態のレーダ装置１とにおいて同様の構成及び動作については同一の符号を用いて説明を省略又は簡略化し、レーダ装置１と異なる内容について説明する。

本実施形態のレーダ装置１Ａは、ターゲットから反射された反射波信号の到来波数を到来波数推定部２５において推定し、到来波数が２波以上であると判定した場合に、第１の実施形態において説明した加算相関行列を用いて、レーダ装置１Ａからターゲットまでの距離又は反射波信号の到来方向を推定する。

到来波数推定部２５は、ピーク周波数選択部２１により選択された離散時刻ｋ毎のドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}の相関ベクトル（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を基に、ターゲットにより反射された反射波信号の到来波数を推定する。具体的には、到来波数推定部２５は、ドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}の相関ベクトル（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）のうちの２個の要素間の位相差のばらつきを基に、ターゲットにより反射された反射波信号の到来波数を推定する。

例えば、レーダ受信部ＲｘＡのアレーアンテナを構成する複数の受信アンテナの素子間隔ｄが一定であって各受信アンテナが直線上に配置されている場合、到来波数推定部２５は、数式（２０）に従って、相関ベクトル（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）の第ｚ番目の要素ＦＴ＿ＣＩ^ｚ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）と第（ｚ＋１）番目の要素ＦＴ＿ＣＩ^{（ｚ＋１）}（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）との間の位相差θ_ｚを演算する。ｚは１〜Ｎａ−１の整数である。数式（２０）のａｎｇｌｅ［ｙｙ］は複素数ｙｙの角度［ｒａｄ］を出力する演算子である。

到来波数推定部２５は、第ｚ番目（ｚ＝１〜Ｎａ−１）の隣接する受信アンテナ間の位相差θ_ｚの偏差を演算し、演算されたＮａ−１個の位相差θ_ｚの偏差が所定値より大きい場合に、複数の反射波信号が到来していると判定する。到来波数推定部２５は、到来波数の判定結果を周辺時間周波数成分抽出部２２Ａに出力する。

周辺時間周波数成分抽出部２２Ａは、到来波数推定部２５における到来波数の推定結果に応じて、ドップラー周波数成分ｆ_ｓの軸の成分（相関ベクトル）からの抽出個数ＮＥと、離散時刻ｋの軸の成分（相関ベクトル）からの抽出個数ＮＴとを変更する。

周辺時間周波数成分抽出部２２Ａは、変更後の抽出個数ＮＥ，ＮＴを基に、ピーク周波数選択部２１により選択された離散時刻ｋ毎のドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}の両側に隣接する２ＮＥ個のドップラー周波数成分ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}−ＮＥ×α_ｆ，〜，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}−α_ｆ及びｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}＋α_ｆ，〜，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}＋ＮＥ×α_ｆと、離散時刻ｋの両側に隣接する２ＮＴ個の離散時刻ｋ−ＮＴ，〜，ｋ−１及びｋ＋１，〜，ｋ＋ＮＴとにより定まる｛（２ＮＥ＋１）×（２ＮＴ＋１）−１｝個の相関ベクトルを抽出する。

周辺時間周波数成分抽出部２２Ａは、例えば到来波数推定部２５における到来波数の推定結果として到来波数が１である場合には、複数の到来波の高い分離性能が必要無いので、抽出個数ＮＥ＝ＮＴ＝０に変更する。これにより、レーダ装置１Ａは、周辺時間周波数成分抽出部２２Ａからの相関ベクトルの出力数がゼロとなるので、相関行列生成加算部２３における相関行列の生成演算量を低減できる。

また、周辺時間周波数成分抽出部２２Ａは、例えば到来波数推定部２５における到来波数の推定結果として到来波数が複数である場合には、複数の到来波の高い分離性能が必要となるので、抽出個数ＮＥ，ＮＴを大きな値に変更する。これにより、レーダ装置１Ａは、周辺時間周波数成分抽出部２２Ａからの相関ベクトルの出力数が増加するので、相関行列生成加算部２３における加算相関行列のランク数を到来波数程度以上に確保し易くなり、複数の到来波（反射波信号）の分離性能を向上できる。

以上により、本実施形態のレーダ装置１Ａは、到来波数推定部２５の到来波数の推定結果を基に、周辺時間周波数成分抽出部２２Ａにおける相関ベクトルの抽出個数ＮＥ，ＮＴを可変できるので、相関行列生成加算部２３における加算相関行列の演算量を低減でき、複数の到来波（反射波信号）の分離性能を向上できる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態のレーダ装置１Ｂについて、図１１及び図１２を参照して説明する。図１１は、第３の実施形態のレーダ装置１Ｂの内部構成を詳細に示すブロック図である。図１２は、送信ビーム制御部Ｂｅ、送信ビーム形成部２７及び距離方位検出部２４Ｂの各出力と送信周期Ｔｒとの関係を示す図である。レーダ装置１Ｂは、基準信号生成部Ｌｏ、送信ビーム制御部Ｂｅ、レーダ送信部ＴｘＢ及びレーダ受信部ＲｘＢを含む。

レーダ送信部ＴｘＢは、送信信号生成部２、送信ビーム形成部２７、及び合計Ｎ＿Ｔｘ個の送信ＲＦ部３１，３２，…，３Ｎ＿Ｔｘを有する。各送信ＲＦ部３１，３２，…，３Ｎ＿Ｔｘには、送信アンテナＴｘ＿ａｎｔ１，Ｔｘ＿ａｎｔ２，…，Ｔｘ＿ａｎｔＮ＿Ｔｘが対応して接続されている。

レーダ受信部ＲｘＢは、例えば４個のアンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４、ピーク周波数選択部２１、周辺時間周波数成分抽出部２２、相関行列生成加算部２３及び距離方位検出部２４Ｂを有する。以下、本実施形態のレーダ装置１Ｂと第１の実施形態のレーダ装置１とにおいて同様の構成及び動作については同一の符号を用いて説明を省略又は簡略化し、レーダ装置１と異なる内容について説明する。

本実施形態のレーダ装置１Ｂは、レーダ送信部ＴｘＢでは、ビームフォーミング技術を用いて主ビーム方向を切り換えたレーダ送信信号を送信し、レーダ受信部ＲｘＢでは、ターゲットにより反射された反射波信号の到来方向の推定範囲をレーダ送信信号の主ビーム方向に応じて切り換える。

送信ビーム制御部Ｂｅは、レーダ送信部ＴｘＢが送信するレーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘを制御する。具体的には、送信ビーム制御部Ｂｅは、Ｎｐ回の送信周期Ｔｒ毎に、レーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘを、反射波信号の到来方向の推定範囲と同じ範囲内において所定間隔Δθ_Ｔｘ毎に切り換える（図１２参照）。

送信ビーム制御部Ｂｅは、第ｍ回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期Ｔｒ（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、レーダ送信信号の主ビーム方向をθ_Ｔｘ（ｍ）とするための制御信号を、送信ビーム形成部２７及び距離方位検出部２４Ｂに出力する。

図１２では、送信ビーム制御部Ｂｅは、第１回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期Ｔｒ（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、レーダ送信信号の主ビーム方向をθ_Ｔｘ（１）とするための制御信号を、送信ビーム形成部２７及び距離方位検出部２４Ｂに出力する。

また、送信ビーム制御部Ｂｅは、第２回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期Ｔｒ（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、レーダ送信信号の主ビーム方向をθ_Ｔｘ（２）とするための制御信号を、送信ビーム形成部２７及び距離方位検出部２４Ｂに出力する。

また、送信ビーム制御部Ｂｅは、第３回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期Ｔｒ（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、レーダ送信信号の主ビーム方向をθ_Ｔｘ（３）とするための制御信号を、送信ビーム形成部２７及び距離方位検出部２４Ｂに出力する。

送信ビーム形成部２７は、Ｄ／Ａ変換部７の出力としての送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を基に、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じた主ビーム方向θ_Ｔｘの送信ビームを形成する。

具体的には、送信ビーム形成部２７は、Ｄ／Ａ変換部７の出力としての送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）に、１番目からＮ＿Ｔｘ番目の合計Ｎ＿Ｔｘ個の要素を有する重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ_Ｔｘ（ｍ））をそれぞれ乗算する。重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ（ｍ））は、各々の送信アンテナＴｘ＿ａｎｔ１〜Ｔｘ＿ａｎｔＮ＿Ｔｘが等間隔に配置され、各々の素子間隔がｄである場合には（図６参照）、数式（２１）により示される。λはレーダ送信信号の波長である。なお、アンテナ配置は、上記では、直線状の配置について説明したが、これに限定されず、円形、楕円のアンテナ配置の形状でも重み付け係数をアンテナ配置に応じた値にすることで、同様に適用できる。

送信ビーム形成部２７は、合計Ｎ＿Ｔｘ個の要素を有する重み付け係数がそれぞれ乗算された合計Ｎ＿Ｔｘ個の送信信号を、重み付け係数の要素の序数（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ）に一致する送信ＲＦ部３１〜３Ｎ＿Ｔｘにそれぞれ出力する。Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘは１からＮ＿Ｔｘまでの１以上の整数である。

図１２では、送信ビーム形成部２７は、第１回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じて、Ｄ／Ａ変換部７の出力としての送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）に、重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ（１））を乗算する。

また、送信ビーム形成部２７は、第２回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じて、Ｄ／Ａ変換部７の出力としての送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）に、重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ（２））を乗算する。

また、送信ビーム形成部２７は、第３回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じて、Ｄ／Ａ変換部７の出力としての送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）に、重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ（３））を乗算する。

なお、送信ビーム形成部２７は、振幅成分及び位相成分を含む重み付け係数を用いて主ビーム方向をθ_Ｔｘとするレーダ送信信号を形成することで、レーダ送信信号のサイドローブを低減しても良い。サイドローブを低減するビーム形成手法として、例えば、二項アレー（Binomial Array）、チェビシェフアレー（Chebyshev Array）、テイラーアレー（Taylor Array）が適用可能である。

各々の送信ＲＦ部３１〜３Ｎ＿Ｔｘは、基準信号生成部Ｌｏが生成したリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍したキャリア周波数帯域の送信基準信号を生成する。各々の送信ＲＦ部３１〜３Ｎ＿Ｔｘは、送信基準信号に基づいて動作する。

Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信ＲＦ部は、重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ_Ｔｘ（ｍ））が乗算された送信信号と送信基準信号とを用いて、ベースバンドの送信信号を高周波のレーダ送信信号にアップコンバートする。

Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信ＲＦ部は、レーダ送信信号の信号レベルを所定の信号レベルに増幅し、Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信ＲＦ部に接続された送信アンテナに出力する。レーダ送信信号は、Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信アンテナから空間に放射される。なお、合計Ｎ＿Ｔｘ個の送信アンテナから送信された合計Ｎ＿Ｔｘ個のレーダ送信信号が空間的に合成されることで、主ビーム方向θ_Ｔｘのレーダ送信信号が形成される。

距離方位検出部２４Ｂは、Ｎｐ×Ｎｃ回の送信周期Ｔｒ毎に（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じた主ビーム方向θ_Ｔｘ（ｍ）と送信ビーム幅程度に相当する範囲ＢＷとを基に、反射波信号の到来方向の方位角の推定範囲θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｍ）］を選択する（数式（２２）参照）。

距離方位検出部２４Ｂは、Ｎｐ×Ｎｃ回の送信周期Ｔｒ毎に、予め記憶した方向ベクトルａ（θ_ｑ）のうち、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じて選択した方位角の推定範囲θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｍ）］に対応した方向ベクトルａ（θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｍ）］）を選択する。

例えば、距離方位検出部２４Ｂは、第１回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じて、反射波信号の到来方向の推定範囲θ_ｑ［θ_Ｔｘ（１）］を、「θ_Ｔｘ（１）−ＢＷ／２」から「θ_Ｔｘ（１）＋ＢＷ／２」までの範囲に選択する。

また、距離方位検出部２４Ｂは、第２回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じて、反射波信号の到来方向の推定範囲θ_ｑ［θ_Ｔｘ（２）］を、「θ_Ｔｘ（２）−ＢＷ／２」から「θ_Ｔｘ（２）＋ＢＷ／２」までの範囲に選択する。

また、距離方位検出部２４Ｂは、第３回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じて、反射波信号の到来方向の推定範囲θ_ｑ［θ_Ｔｘ（３）］を、「θ_Ｔｘ（３）−ＢＷ／２」から「θ_Ｔｘ（３）＋ＢＷ／２」までの範囲に選択する。

距離方位検出部２４Ｂは、方向ベクトルａ（θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｍ）］）と加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）とを基に、所定の到来方向推定アルゴリズム（例えばＭＵＳＩＣ法又はＣａｐｏｎ法など）による方向推定評価関数Ｐ_ＤＯＡ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｍ）］，ｗ）を用いて演算出力する。数式（２３）は、到来方向推定アルゴリズムの一例としてＣａｐｏｎ法を用いた場合の方向推定評価関数を示している。

距離方位検出部２４Ｂは、レーダ送信部ＴｘＢが送信するレーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘのθ_ｍｉｎからθ_ｍａｘまでの切り換えが完了した場合に、方位角θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｍ）］の［θ_ｍｉｎ，θ_ｍａｘ］の範囲内において、離散時刻ｋ毎に方向推定評価関数Ｐ_ＤＯＡ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｍ）］，ｗ）の極大値（ピーク値）を検出する。距離方位検出部２４Ｂは、離散時刻ｋ毎の極大値が所定閾値以上である場合に、離散時刻ｋ毎の極大値を与える方位角θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｍ）］を、ターゲットにより反射された反射波信号の到来方向と推定する。

距離方位検出部２４Ｂは、方向推定評価関数Ｐ_ＤＯＡ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｍ）］，ｗ）の極大値における離散時刻ｋを基に、数式（１９）に従って、レーダ装置１Ｂの測定地点からターゲットまでの距離Ｄ（ｋ）を推定する。

なお、送信ビーム制御部Ｂｅは、レーダ送信部ＴｘＢが送信するレーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘ（θ_ｍｉｎ≦θ_Ｔｘ≦θ_ｍａｘ）のθ_ｍｉｎからθ_ｍａｘまでの切り換えを繰り返す場合には、主ビーム方向θ_Ｔｘをθ_ｍｉｎからθ_ｍａｘまで又はθ_ｍａｘからθ_ｍｉｎまで切り換える制御信号を、送信ビーム形成部２７及び距離方位検出部２４Ｂに出力し、以下同様である。

以上により、本実施形態のレーダ装置１Ｂは、第１の実施形態のレーダ装置１の効果を有し、更に、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じて送信ビーム形成部２７がレーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘと送信ビーム幅程度に相当する範囲ＢＷ内とに応じた範囲（数式（２２）参照）において、反射波信号の到来方向を推定する。

これにより、レーダ装置１Ｂは、ターゲットにより反射された反射波信号の受信ＳＮＲが最も良好となる範囲を用いて反射波信号の到来方向の推定範囲を選択でき、反射波信号の方向推定における誤差を低減できる。

また、レーダ装置１Ｂは、レーダ装置１Ｂの距離分解能以内に、受信アンテナ数以上の複数のターゲットが存在しても、Ｎｐ回の送信周期Ｔｒ毎にレーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘを切り換えるので、レーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘと送信ビーム幅の範囲ＢＷとに応じた推定範囲θ_ｕ［θ_Ｔｘ（ｍ）］以外に存在するターゲットにより反射された反射波信号を空間的に抑圧できる。

これにより、レーダ装置１Ｂは、レーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘと送信ビーム幅の範囲ＢＷとに応じた推定範囲θ_ｕ［θ_Ｔｘ（ｍ）］内の方向に含まれる距離分解能（＝Ｃ_０×Ｔｐ／２）以内に存在する複数のターゲットにより反射される反射波信号が、受信アンテナ数より少ないターゲットとなる確率を増加でき、送信ビーム幅内に存在する１つ又は複数のターゲットを高分解能且つ高精度に検出できる。

なお、本実施形態のレーダ受信部ＲｘＢは、第２の実施形態において説明した到来波数推定部２５を更に含んでも良い（図１３参照）。図１３は、第３の実施形態の変形例のレーダ装置１Ｃの内部構成を詳細に示すブロック図である。これにより、レーダ装置１Ｃは、第２及び第３の各実施形態の効果を有する。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態のレーダ装置１Ｄについて、図１５及び図１２を参照して説明する。図１５は、第４の実施形態のレーダ装置１Ｄの内部構成を詳細に示すブロック図である。第４の実施形態のレーダ装置１Ｄは、第３の実施形態のレーダ装置１Ｃ（図１１参照）に、バッファ部４０が更に追加された構成である。

バッファ部４０は、各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４におけるＤＦＴ処理部２０の現在の出力結果がｗ番目とした場合、以前（例えばひとつ前）の第（ｗ−１）番目の出力である相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ−１）を一次的に記憶する。

以下、第３の実施形態のレーダ装置１Ｃと異なる内容について説明を行い、第３の実施形態のレーダ装置１Ｃの内容と同一の内容の説明は簡略化又は省略する。

本実施形態のレーダ装置１Ｄは、レーダ送信部ＴｘＢでは、ビームフォーミング技術を用いて主ビーム方向を切り換えたレーダ送信信号を送信し、レーダ受信部ＲｘＤでは、ターゲットにより反射された反射波信号の到来方向の推定範囲をレーダ送信信号の主ビーム方向に応じて切り換える。

送信ビーム制御部Ｂｅは、レーダ送信部ＴｘＢが送信するレーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘを制御する。具体的には、送信ビーム制御部Ｂｅは、（Ｎｐ×Ｎｃ）回の送信周期Ｔｒ毎に、レーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘを、所定間隔Δθ_Ｔｘ毎に切り換える（図１２参照）。

送信ビーム制御部Ｂｅは、第ｗ回目のＮｐ×Ｎｃ回の送信周期Ｔｒ（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）の間では、レーダ送信信号の主ビーム方向をθ_Ｔｘ（ｗ）とするための制御信号を、送信ビーム形成部２７及び距離方位検出部２４Ｂに出力する。

送信ビーム形成部２７は、Ｄ／Ａ変換部７の出力としての送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）を基に、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じた主ビーム方向θ_Ｔｘの送信ビームを形成する。

具体的には、送信ビーム形成部２７は、Ｄ／Ａ変換部７の出力としての送信信号ｒ（ｋ，Ｍ）に、１番目からＮ＿Ｔｘ番目の合計Ｎ＿Ｔｘ個の要素を有する重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ_Ｔｘ（ｗ））をそれぞれ乗算する。重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ（ｗ））は、各々の送信アンテナＴｘ＿ａｎｔ１〜Ｔｘ＿ａｎｔＮ＿Ｔｘが等間隔に配置され、各々の素子間隔がｄである場合には（図６参照）、数式（２４）により示される。λはレーダ送信信号の波長である。なお、アンテナ配置は、上記では、直線状の配置について説明したが、これに限定されず、円形、楕円のアンテナ配置の形状でも重み付け係数をアンテナ配置に応じた値にすることで、同様に適用できる。

送信ビーム形成部２７は、合計Ｎ＿Ｔｘ個の要素を有する重み付け係数がそれぞれ乗算された合計Ｎ＿Ｔｘ個の送信信号を、重み付け係数の要素の序数（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ）に一致する送信ＲＦ部３１〜３Ｎ＿Ｔｘにそれぞれ出力する。Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘは１からＮ＿Ｔｘまでの１以上の整数である。

なお、送信ビーム形成部２７は、振幅成分及び位相成分を含む重み付け係数を用いて主ビーム方向をθ_Ｔｘとするレーダ送信信号を形成することで、レーダ送信信号のサイドローブを低減しても良い。サイドローブを低減するビーム形成手法として、例えば、二項アレー（Binomial Array）、チェビシェフアレー（Chebyshev Array）、テイラーアレー（Taylor Array）が適用可能である。

各々の送信ＲＦ部３１〜３Ｎ＿Ｔｘは、基準信号生成部Ｌｏが生成したリファレンス信号に基づいて、リファレンス信号を所定倍に逓倍したキャリア周波数帯域の送信基準信号を生成する。各々の送信ＲＦ部３１〜３Ｎ＿Ｔｘは、送信基準信号に基づいて動作する。

Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信ＲＦ部は、重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ_Ｔｘ（ｗ））が乗算された送信信号と送信基準信号とを用いて、ベースバンドの送信信号を高周波のレーダ送信信号にアップコンバートする。

Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信ＲＦ部は、レーダ送信信号の信号レベルを所定の信号レベルに増幅し、Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信ＲＦ部に接続された送信アンテナに出力する。レーダ送信信号は、Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信アンテナから空間に放射される。なお、合計Ｎ＿Ｔｘ個の送信アンテナから送信された合計Ｎ＿Ｔｘ個のレーダ送信信号が空間的に合成されることで、主ビーム方向θ_Ｔｘ（ｗ）のレーダ送信信号が形成される。

距離方位検出部２４Ｂは、Ｎｐ×Ｎｃ回の送信周期Ｔｒ毎に（Ｎｐ×Ｎｃ×Ｔｒ）、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じた主ビーム方向θ_Ｔｘ（ｗ）と送信ビーム幅程度に相当する範囲ＢＷとを基に、反射波信号の到来方向の方位角の推定範囲θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｗ）］を選択する（数式（２５）参照）。

距離方位検出部２４Ｂは、（Ｎｐ×Ｎｃ）回の送信周期Ｔｒ毎に、予め記憶した方向ベクトルａ（θ_ｑ）のうち、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じて選択した方位角の推定範囲θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｍ）］に対応した方向ベクトルａ（θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｗ）］）を選択する。

バッファ部４０は、各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４におけるＤＦＴ処理部２０の第ｗ−１番目の出力である相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ−１）を一次的に記憶する。ここでｋは１〜（（Ｎｒ＋Ｎｕ）×Ｎｓ／Ｎｏ）である。ｆ_ｓは、−Ｎｆ×α_ｆ，〜，０，〜，Ｎｆ×α_ｆである。α_ｆは、ドップラー周波数間隔であって定数である。

相関行列生成加算部２３は、ピーク周波数選択部２１が選択した１個の相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）と、周辺時間周波数成分抽出部２２が抽出した（２ＮＥ＋１）×｛（２ＮＴ＋１）−１｝個の相関ベクトルとを含む合計（２ＮＥ＋１）×（２ＮＴ＋１）個の相関ベクトルを基に、各受信アンテナが受信した反射波信号（受信信号）の相関を表す相関行列を生成する。相関行列生成加算部２３は、生成された相関行列を加算することで、数式（２６）、あるいは数式（２７）及び数式（１３）に従って、加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）を演算し距離方位検出部２４に出力する。数式（２６）、数式（２７）において、上付き添え字Ｈは、複素共役転置を示す。

距離方位検出部２４Ｂは、方向ベクトルａ（θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｗ）］）と加算相関行列Ｒ_ｓｕｍ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，ｗ）とを基に、所定の到来方向推定アルゴリズム（例えばＭＵＳＩＣ法又はＣａｐｏｎ法など）による方向推定評価関数Ｐ_ＤＯＡ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｗ）］，ｗ）を用いて演算出力する。数式（２８）は、到来方向推定アルゴリズムの一例としてＣａｐｏｎ法を用いた場合の方向推定評価関数を示している。

距離方位検出部２４Ｂは、レーダ送信部ＴｘＢが送信するレーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘのθ_ｍｉｎからθ_ｍａｘまでの切り換えが完了した場合に、方位角θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｗ）］の［θ_ｍｉｎ，θ_ｍａｘ］の範囲内において、離散時刻ｋ毎に方向推定評価関数Ｐ_ＤＯＡ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｗ）］，ｗ）の極大値（ピーク値）を検出する。距離方位検出部２４Ｂは、離散時刻ｋ毎の極大値が所定閾値以上である場合に、離散時刻ｋ毎の極大値を与える方位角θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｗ）］を、ターゲットにより反射された反射波信号の到来方向と推定する。

距離方位検出部２４Ｂは、方向推定評価関数Ｐ_ＤＯＡ（ｋ，ｆ_{ｐｅａｋ（ｋ）}，θ_ｑ［θ_Ｔｘ（ｗ）］，ｗ）の極大値における離散時刻ｋを基に、数式（１９）に従って、レーダ装置１Ｂの測定地点からターゲットまでの距離Ｄ（ｋ）を推定する。

なお、送信ビーム制御部Ｂｅは、レーダ送信部ＴｘＢが送信するレーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘ（θ_ｍｉｎ≦θ_Ｔｘ≦θ_ｍａｘ）のθ_ｍｉｎからθ_ｍａｘまでの切り換えを繰り返す場合には、主ビーム方向θ_Ｔｘをθ_ｍｉｎからθ_ｍａｘまで又はθ_ｍａｘからθ_ｍｉｎまで切り換える制御信号を、送信ビーム形成部２７及び距離方位検出部２４Ｂに出力し、以下同様である。

以上により、本実施形態のレーダ装置１Ｄは、第１の実施形態のレーダ装置１の効果を有し、更に、送信ビーム制御部Ｂｅが出力した制御信号に応じて送信ビーム形成部２７がレーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘと送信ビーム幅程度に相当する範囲ＢＷ内とに応じた範囲（数式（２５）参照）に加えて、隣接する送信ビーム方向θ_Ｔｘ＋Δθ_Ｔｘによって得られた相関行列も含めて相関行列生成加算部で加算した後に、到来方向推定アルゴリズムによる方向推定評価関数を演算出力することで、複数波が到来した場合でも相関行列の空間的な平均化効果により、複数波が到来した場合の角度方向の分離性能が向上する効果が得られる。

なお、バッファ部４０においては、各アンテナ系統処理部Ｄ１〜Ｄ４におけるＤＦＴ処理部２０の第（ｗ−１）番目の出力である相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ−１）を一次的に記憶した場合を示したが、これに限定されず、第（ｗ−２）番目の出力である相関ベクトルｈ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ−２）など、さらに以前の出力である相関ベクトルを記憶して、相関行列生成加算部２３において、さらに以前の出力である相関ベクトルから得られる相関行列の加算処理を行ってもよい。この場合、バッファ部４０で必要となるバッファ容量は増加するが、相関行列の空間的な平均化効果がさらに高まり、複数波が到来した場合の角度方向の分離性能がさらに向上する効果が得られる。

これにより、レーダ装置１Ｄは、ターゲットにより反射された反射波信号の受信ＳＮＲが最も良好となる範囲を用いて反射波信号の到来方向の推定範囲を選択でき、反射波信号の方向推定における誤差を低減できる。

また、レーダ装置１Ｄは、レーダ装置１Ｄの距離分解能以内に、受信アンテナ数以上の複数のターゲットが存在しても、Ｎｐ回の送信周期Ｔｒ毎にレーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘを切り換えるので、レーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘと送信ビーム幅（範囲ＢＷ）とに応じた推定範囲θ_ｕ［θ_Ｔｘ（ｗ）］以外に存在するターゲットにより反射された反射波信号を空間的に抑圧できる。

これにより、レーダ装置１Ｄは、レーダ送信信号の主ビーム方向θ_Ｔｘと送信ビーム幅（範囲ＢＷ）とに応じた推定範囲θ_ｕ［θ_Ｔｘ（ｗ）］内の方向に含まれる距離分解能（＝Ｃ_０×Ｔｐ／２）以内に存在する複数のターゲットにより反射される反射波信号が、受信アンテナ数より少ないターゲットとなる確率を増加でき、送信ビーム幅内に存在する１つ又は複数のターゲットを高分解能且つ高精度に検出できる。

なお、本実施形態のレーダ受信部ＲｘＤは、第２の実施形態において説明した到来波数推定部２５を更に含んでも良い（図１６に示すレーダ受信部ＲｘＥ参照）。図１６は、第４の実施形態の変形例のレーダ装置１Ｅの内部構成を詳細に示すブロック図である。これにより、レーダ装置１Ｅは、第２及び第４の各実施形態の効果を有する。

以上、図面を参照して各種の実施形態について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。

なお、本開示は、２０１３年６月１３日出願の日本特許出願（特願２０１３−１２４９７８）に基づくものであり、その内容は本開示の中に参照として援用される。

本開示は、複数の反射波を受信した場合でも、コヒーレント加算利得を損なわずに相関行列のランク数を確保し、複数の反射波の方位推定精度を向上させるレーダ装置として有用である。

１、１Ａ、１Ｂ、１Ｃ レーダ装置
２ 送信信号生成部
３、３１、３２、３Ｎ＿Ｔｘ 送信ＲＦ部
４ 符号生成部
５ 変調部
６ ＬＰＦ
７ Ｄ／Ａ変換部
８、１４ 周波数変換部
９、１３ 増幅器
１１ 受信ＲＦ部
１２ 信号処理部
１５ 直交検波部
１６、１７ Ａ／Ｄ変換部
１８ 相関演算部
１９ コヒーレント加算部
２０ ＤＦＴ処理部
２１ ピーク周波数選択部
２２、２２Ａ 周辺時間周波数成分抽出部
２３ 相関行列生成加算部
２４、２４Ｂ 距離方位検出部
２５ 到来波数推定部
２７ 送信ビーム形成部
Ｂｅ 送信ビーム制御部
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ アンテナ系統処理部
Ｌｏ 基準信号生成部
Ｒｘ、ＲｘＡ、ＲｘＢ、ＲｘＣ レーダ受信部
Ｔｘ、ＴｘＢ レーダ送信部

Claims (12)

1. 送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換し、前記レーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、
   前記レーダ送信信号がターゲットにより反射された反射波信号を複数の受信アンテナにより受信し、前記反射波信号と前記送信信号との相関ベクトルを含む信号を生成する複数のアンテナ系統処理部を用いて、前記反射波信号の到来方向を推定するレーダ受信部と、を含み、
   前記レーダ受信部は、
   前記相関ベクトルを含む信号の極大値と、前記極大値を与えるドップラー周波数及び時間に隣接するＮＥ（ＮＥ：１以上の整数）個のドップラー周波数及びＮＴ（ＮＴ：１以上の整数）個の時間に対応する（ＮＥ×ＮＴ−１）個の前記相関ベクトルを含む信号とを、それぞれの前記複数のアンテナ系統処理部毎に抽出する相関ベクトル抽出部と、
   抽出された前記複数のアンテナ系統処理部毎の（ＮＥ×ＮＴ）個の前記相関ベクトルを含む信号を基に、前記複数の受信アンテナにより受信された前記反射波信号の相関を表す相関行列を生成する相関行列生成部と、を有する、
   レーダ装置。
2. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記相関行列と、前記反射波信号の到来方向の方位角に応じて生じる振幅及び位相差の情報を含む方向ベクトルとに応じた評価関数を演算し、前記評価関数の極大値を基に、前記レーダ装置から前記ターゲットまでの距離又は方位角を推定する距離方位検出部、を更に有する、
   レーダ装置。
3. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記相関行列生成部は、
   抽出された（ＮＥ×ＮＴ）個の前記相関ベクトルと、所定の重み付け係数とを用いて、前記相関行列を生成する、
   レーダ装置。
4. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記相関ベクトルを含む信号の極大値を基に、前記反射波信号の到来波数を推定する到来波数推定部、を更に有する、
   レーダ装置。
5. 請求項４に記載のレーダ装置であって、
   前記相関ベクトル抽出部は、
   前記反射波信号の到来波数の推定結果に応じて、前記相関ベクトルを含む信号の周波数軸成分の抽出個数ＮＥと、前記相関ベクトルを含む信号の時間軸成分の抽出個数ＮＴとを変更する、
   レーダ装置。
6. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
   前記相関ベクトル抽出部は、相関ベクトルを含む信号のドップラー周波数軸成分又は時間軸成分における極大値の信号広がりに応じて、相関ベクトルを含む信号の抽出個数ＮＥ及びＮＴを変更する、
   レーダ装置。
7. 請求項２に記載のレーダ装置であって、
   所定回数の送信周期毎に、前記レーダ送信信号の主ビーム方向を切り換える制御信号を出力する送信ビーム制御部、を更に備え、
   前記レーダ送信部は、
   前記制御信号を基に、前記主ビーム方向が切り換えられた前記レーダ送信信号を送信する、
   レーダ装置。
8. 請求項７に記載のレーダ装置であって、
   前記距離方位検出部は、
   前記送信ビーム制御部が出力した前記制御信号に応じた前記レーダ送信信号の主ビーム方向を中心とした前記レーダ送信信号の略送信ビーム幅の範囲を、前記評価関数の演算範囲として選択する、
   レーダ装置。
9. 請求項１〜８のうちいずれか一項に記載のレーダ装置であって、
   前記アンテナ系統処理部は、
   受信アンテナと、
   前記レーダ送信信号の送信周期毎に、前記受信アンテナにより受信された前記反射波信号と前記送信信号との相関値を演算する相関演算部と、
   第１所定回の前記送信周期にわたって前記相関値をコヒーレント加算する第１コヒーレント加算部と、
   前記第１所定回の前記送信周期にわたって演算された前記相関値の第１コヒーレント加算結果を単位として、所定数個の異なるドップラー周波数成分に応じた位相変動を含めて、第２所定回にわたって前記第１コヒーレント加算結果をコヒーレント加算する第２コヒーレント加算部と、を有する、
   レーダ装置。
10. 請求項１に記載のレーダ装置であって、
    前記複数のアンテナ系統処理部により生成された以前の前記相関ベクトルを一次的に記憶するバッファ部、を更に有する、
    レーダ装置。
11. 送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換し、前記レーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、
    前記レーダ送信信号がターゲットにより反射された反射波信号を複数の受信アンテナにより受信し、前記反射波信号と前記送信信号との相関ベクトルを含む信号を生成する複数のアンテナ系統処理部を用いて、前記反射波信号の到来方向を推定するレーダ受信部と、を含み、
    前記レーダ受信部は、
    前記相関ベクトルを含む信号の極大値と、前記極大値を与えるドップラー周波数及び時間に隣接するＮＥ（ＮＥ：１以上の整数）個のドップラー周波数及びＮＴ（ＮＴ：１以上の整数）個の時間に対応する（ＮＥ×ＮＴ−１）個の前記相関ベクトルを含む信号とを、抽出する相関ベクトル抽出部と、
    抽出された（ＮＥ×ＮＴ）個の前記相関ベクトルを含む信号を基に、前記複数の受信アンテナにより受信された前記反射波信号の相関を表す相関行列を生成する相関行列生成部と、
    前記相関ベクトルを含む信号の極大値を基に、前記反射波信号の到来波数を推定する到来波数推定部と、を有し、
    前記相関ベクトル抽出部は、前記反射波信号の到来波数の推定結果に応じて、前記相関ベクトルを含む信号の周波数軸成分の抽出個数ＮＥと、前記相関ベクトルを含む信号の時間軸成分の抽出個数ＮＴとを変更する、
    レーダ装置。
12. 送信信号を高周波のレーダ送信信号に変換し、前記レーダ送信信号を送信アンテナから送信するレーダ送信部と、
    前記レーダ送信信号がターゲットにより反射された反射波信号を複数の受信アンテナにより受信し、前記反射波信号と前記送信信号との相関ベクトルを含む信号を生成する複数のアンテナ系統処理部を用いて、前記反射波信号の到来方向を推定するレーダ受信部と、を含み、
    前記レーダ受信部は、
    前記相関ベクトルを含む信号の極大値と、前記極大値を与えるドップラー周波数及び時間に隣接するＮＥ（ＮＥ：１以上の整数）個のドップラー周波数及びＮＴ（ＮＴ：１以上の整数）個の時間に対応する（ＮＥ×ＮＴ−１）個の前記相関ベクトルを含む信号とを、抽出する相関ベクトル抽出部と、
    抽出された（ＮＥ×ＮＴ）個の前記相関ベクトルを含む信号を基に、前記複数の受信アンテナにより受信された前記反射波信号の相関を表す相関行列を生成する相関行列生成部と、を有し、
    前記相関ベクトル抽出部は、相関ベクトルを含む信号のドップラー周波数軸成分又は時間軸成分における極大値の信号広がりに応じて、相関ベクトルを含む信号の抽出個数ＮＥ及びＮＴを変更する、
    レーダ装置。

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