JP2017167117A - レーダ装置および測位方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ターゲットの検出範囲を広く設定しても、移動物体の移動に起因するドップラ周波数への影響を好適に補正することができるレーダ装置を提供する。
【解決手段】移動物体としての車両に搭載されており、ドップラ補正位相回転制御部５００が、移動物体としての車両の移動に起因するドップラ周波数を補正するためのドップラ補正位相回転量を、車速Ｖｃに基づいて算出し、送信周期毎位相回転部１０２が、レーダ送信信号に対して、ドップラ補正位相回転量によりドップラ周波数成分ｆ_ｄｍの補正をレーダ送信信号の送信周期毎に予め行う。
【選択図】図４Ａ

Description

本開示は、ドップラ周波数を検出してレーダと物標（ターゲット）との相対速度を検出するレーダ装置および測位方法に関する。

近年、高分解能が得られるマイクロ波またはミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物標を広角範囲で検知するレーダ装置の開発が求められている。

ターゲット（物標）またはレーダ装置の少なくとも１つが移動した場合、レーダ反射波は、ターゲットとレーダ装置との相対速度に比例した量のドップラ周波数遷移を受ける。このため、レーダ装置は、ターゲットのドップラ周波数を検出することによって、ターゲットとレーダとの相対速度を算出することができる。

ドップラ周波数の検出方法としては、例えばＮ個の異なる時刻の送信パルスに対する受信パルスを、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理により周波数領域に変換してスペクトラムピークからドップラ周波数を検出するＦＦＴ処理を用いた方法が、例えば特許文献１に開示されている。なお、ドップラ周波数の検出方法は、ＦＦＴの代わりに、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform:離散フーリエ変換）を用いてもよい。ＦＦＴ処理を用いた方法は、ＤＦＴ処理を用いた方法よりも演算量が少なく、利用頻度も多いため、以下ではＦＦＴ処理を用いた方法について、説明を行う。なお、ドップラ周波数の検出方法は、ＤＦＴ処理を用いた場合であっても同様な効果が得られる。

ここで、ＦＦＴ処理を用いた方法では、サンプリング定理を超えるドップラ周波数成分が受信パルスに含まれる場合、ＦＦＴ結果にドップラ周波数折り返しが発生する。ＦＦＴ処理を用いた方法において、発生したドップラ周波数の折り返し成分を検出し、検出した折り返し成分を補正することで最大速度検出範囲を拡大する方法として、例えば特許文献２に開示された技術がある。

特許文献２には、ドップラ周波数の成分折り返しを検出し補正することで、ＦＦＴ処理を用いた方法による最大速度検出範囲を拡大する方式（スタガ方式）が開示されている。

特開２００２−１３１４２１号公報 特開２０１４−８９１１５号公報

スタガ方式は、２種類の送信周期ＰＲＩ（Pulse Repetition Interval）を送信する。従って、スタガ方式は、２種類の繰り返し周期ＰＲＩで得られるピークドップラ周波数スペクトラムの加算利得を同一にするため、スタガ方式を用いない方式と比較して、２倍の送信時間を要する。

本開示は、このような事情に鑑みてなされたものであり、本開示の目的は、送信時間を抑制して、最大速度検出範囲を拡大することができるレーダ装置を提供することである。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、移動物体に搭載されるレーダ装置であって、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含み、前記移動物体の移動速度に基づくドップラ周波数成分が補正されたレーダ送信信号を繰り返し送信するレーダ送信部と、前記補正されたレーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を受信する１つ以上の受信ブランチを含むレーダ受信部と、前記移動物体の移動速度に基づいて、前記ドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定するドップラ補正位相回転制御部と、を有し、前記レーダ送信部は、前記レーダ送信信号を生成するレーダ送信信号生成部と、前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記レーダ送信信号を補正し、前記補正されたレーダ送信信号を出力する送信周期毎位相回転部と、を有し、前記レーダ受信部は、さらに、前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する測位結果出力部を有する。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、移動物体に搭載されるレーダ装置であって、レーダ送信周期Ｔｒ毎にパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を繰り返し送信するレーダ送信部と、前記レーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を受信する１つ以上の受信ブランチを含むレーダ受信部と、前記移動物体の移動速度に基づいて、前記ドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定するドップラ補正位相回転制御部と、を有し、前記１つ以上の受信ブランチは、前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、前記レーダ送信周期Ｔｒ毎に、前記受信した反射波信号を補正する送信周期毎位相回転部と、前記補正された１つ以上の反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する測位結果出力部と、を有する。

本開示の一態様に係る測位方法は、移動物体の移動速度に基づくドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定し、前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を、補正し、前記補正されたレーダ送信信号を、前記移動物体に搭載されるレーダ送信部によって、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に繰り返し送信し、前記補正されたレーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を、１つ以上の受信ブランチを含み、前記移動物体に搭載されるレーダ受信部によって、受信し、前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する。

本開示の一態様に係る測位方法は、移動物体の移動速度に基づくドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定し、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を、移動物体に搭載されたレーダ送信部によって、繰り返し送信し、前記レーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を、１つ以上の受信ブランチを含み、移動物体に搭載されたレーダ受信部によって、受信し、前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記受信した反射波信号を補正し、前記補正された１つ以上の反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の態様を方法、装置、システム、記録媒体（コンピュータ読み取り可能な一過性でない記録媒体を含む）、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本開示の一態様によれば、ターゲットの検出範囲を広く設定しても、移動物体の移動に起因するドップラ周波数への影響を好適に補正することができる。

自己相関値演算結果（Ｒ_ａａ（τ），Ｒ_ｂｂ（τ））の加算値について説明するための図 パルス圧縮レーダにおける相補符号ａ_ｎ，ｂ_ｎを時分割送信する例について説明するための図 移動物体とその周囲に存在する静止ターゲット群との位置関係を例示した図 第１の実施の形態に係るレーダ装置の構成の一例を示すブロック図 第１の実施の形態に係るレーダ装置の構成の他の例を示すブロック図 車両とレーダ装置の設置角との関係を示す図 レーダ送信部から送信されるレーダ送信信号の一例を示す図 レーダ送信信号生成部の変形例を示す図 レーダ送信信号タイミングと測定範囲とを説明するための図 第２の実施の形態に係るレーダ装置の構成の一例を示すブロック図 第２の実施の形態に係るレーダ装置の構成の他の例を示すブロック図 第３の実施の形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 移動物体としての車両と、レーダ設置角と、レーダ送信ビーム方向との関係を示す図 第４の実施の形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 第５の実施の形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図

＜本開示に至る経緯＞
例えばパルス波を繰り返し発信し、物標（ターゲット）からの反射波に基づいてターゲットとの相対速度を検出するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両および歩行者の少なくとも１つを検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号である。このため、レーダ波を送信するレーダ送信部は、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波またはパルス変調波を送信する構成が要求される。また、ターゲットに反射されたレーダ波を受信するレーダ受信部は、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。

低レンジサイドローブ特性を得るためのパルス波（あるいはパルス変調波）を用いるレーダ装置として、例えば、Barker符号、Ｍ系列符号、または、相補符号などを用いたパルス圧縮レーダ装置が知られている。以下、一例として、相補符号を用いる場合について説明する。相補符号は、２つの符号系列（以下、相補符号系列ａ_ｎ，ｂ_ｎ、ただしｎ＝１，・・・，Ｌとする。Ｌは符号系列長）を含む。２つの符号系列の各々の自己相関演算は以下の数式（１）で表される。なお、ａ_ｎをパルス、ａ_１、ａ_２・・ａ_Ｌをサブパルスと呼ぶ。

ただし、数式（１）では、ｎ＞Ｌまたはｎ＜１においてａ_ｎ＝０，ｂ_ｎ＝０である。また、アスタリスクは複素共役演算子である。数式（１）に従って導出された自己相関値演算結果（Ｒ_ａａ（τ），Ｒ_ｂｂ（τ））の加算値は、図１および以下の数式（２）に示すように、遅れ時間（遅延時間あるいはシフト時間）τが０ではピークとなり、遅延時間τが０以外ではレンジサイドローブが存在せずに０となる。なお、図１は、自己相関値演算結果（Ｒ_ａａ（τ），Ｒ_ｂｂ（τ））の加算値について説明するための図である。図１において、横軸は自己相関値演算における遅れ時間（τ）を示し、縦軸は演算された自己相関値演算結果を示す。

図２に、上述した相補符号ａ_ｎに基づいて生成された高周波送信信号と、相補符号ｂ_ｎに基づいて生成された高周波送信信号とを、所定の送信周期毎に切り換えて時分割で送信するパルス圧縮レーダの相補符号を示す。図２は、パルス圧縮レーダにおける相補符号ａ_ｎ，ｂ_ｎを時分割送信する例について説明するための図である。

相補符号の生成方法としては、例えば下記の参考非特許文献１に開示された方法がある。すなわち、例えば、従来のパルス圧縮レーダは、要素‘１’または‘−１’を用いた相補性を有する符号系列ａ＝［１ １］，符号系列ｂ＝［１ −１］に基づいて、符号系列長Ｌ＝４，８，１６，３２，…，２Ｐの相補符号を順次生成する。従来のパルス圧縮レーダは、相補符号の符号系列長が長いほど受信に必要となるダイナミックレンジ（所要受信ダイナミックレンジ）が拡大する。一方、従来のパルス圧縮レーダは、相補符号の符号系列長が短いほどピークサイドローブ比（PSR: Peak Sidelobe Ration）は低くなるので、近距離のターゲットと遠距離のターゲットとからの複数の反射波が混合された場合でも、所要受信ダイナミックレンジを低減することができる。
［参考非特許文献１］Budisin, S.Z., "New complementary pairs of sequences," Electron. Lett., 1990, 26, (14), pp.881-883

一方、相補符号の代わりにＭ系列符号を用いる場合、ピークサイドローブ比（ＰＳＲ）は２０ｌｏｇ（１／Ｌ）［ｄＢ］によって与えられる。よって、従来のパルス圧縮レーダは、Ｍ系列符号において、低レンジサイドローブを得るには、相補符号よりも長い符号系列長Ｌが必要となる（例えば、ＰＳＲ＝６０ｄＢの場合、Ｌ＝１０２４）。

また、パルスレーダ信号を送受信する従来のパルスレーダ装置は、物標（ターゲット）のドップラ周波数を検出することによって、レーダ装置とターゲットとの相対速度を算出することができる。従来のパルスレーダ装置は、精度よく相対速度を算出するために、ターゲットのドップラ周波数を精度よく検出することが要望されている。

ドップラ周波数を検出する方法として、例えばＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）処理を用いた方法がある。ＦＦＴ処理を用いた方法では、従来のパルスレーダ装置は、Ｎ個の異なる時刻の送信パルスに対する受信パルスを、ＦＦＴ処理により周波数領域に変換して、スペクトラムピークからドップラ周波数を検出する。また、他のドップラ周波数を検出する方法として、（Ｎ_ｃ×Ｎ）個の異なる時刻の送信パルスに対する受信パルスを、Ｎ_ｃ個毎にコヒーレント加算処理した後に、ＦＦＴ処理により周波数領域に変換して、スペクトラムピークからドップラ速度を検出する手法もある（ここで、Ｎ_ｃは整数値である）。

なお、ドップラ周波数の検出方法は、ＦＦＴの代わりに、ＤＦＴ（Discrete Fourier Transform:離散フーリエ変換）を用いてもよい。ＦＦＴ処理を用いた方法は、ＤＦＴ処理を用いた方法よりも演算量が少なく、利用頻度も多いため、以下ではＦＦＴ処理を用いた方法について説明を行う。なお、ドップラ周波数の検出方法は、ＤＦＴ処理を用いた場合であっても同様な効果が得られる。

ＦＦＴ処理を用いた方法では、従来のパルスレーダ装置は、Ｎ個の受信パルスを用いて、ドップラ周波数解析を行うため、ピークとなるドップラ周波数スペクトラムにおいて、ＳＮＲがＮ倍となる加算利得が得られる。また、従来のパルスレーダ装置は、同じ距離に２波以上の反射信号が含まれるでも、それぞれのドップラ周波数を検出することができる。ここで、複数のドップラ周波数の分離性能（ドップラ周波数分解能）は、Ｎ個の送信パルスの送信時間を長くすることで、高めることができる。

しかし、ＦＦＴ処理を用いた方法では、送信パルスの送信時間間隔ΔＴに対し、ターゲットのドップラ周波数が１／（２ΔＴ）よりも大きくなる場合、従来のパルスレーダ装置は、サンプリング定理（標本化定理）を満たせないため、ＦＦＴ結果にドップラ周波数折り返しを発生する。特許文献１に開示されるように、従来のパルスレーダ装置は、（Ｎ_ｃ×Ｎ）個の異なる時刻の送信パルスに対する受信パルスを、Ｎ_ｃ個毎にコヒーレント加算処理した後に、ＦＦＴ処理によって得たターゲットのドップラ周波数が１／（２Ｎ_ｃΔＴ）よりも大きくなる場合、サンプリング定理が満たされなくなるため、ＦＦＴ結果にドップラ周波数折り返しを発生する。

このようにドップラ周波数折り返しが発生することによるドップラ周波数の検出精度の低下を防止するための技術として、２つのパルス繰り返し周期（ＰＲＩ）を切り替えてドップラ周波数解析を行うことで、２つのＰＲＩで検出されるドップラ周波数の特性の差から、ドップラ周波数の折り返しを補正するスタガ方式が知られている。

スタガ方式は、２種類の繰り返し周期ＰＲＩのそれぞれに対して、ＦＦＴ処理によるドップラ周波数検出が必要とされる。すなわち、スタガ方式は、２種類の送信周期ＰＲＩを送信する必要があるため、２種類の繰り返し周期ＰＲＩで得られるピークドップラ周波数スペクトラムの加算利得を同一にするためには、他の方式の２倍の送信時間が必要となる。また、スタガ方式では、同じ距離からの複数の反射波が受信される場合、２種類の繰り返し周期ＰＲＩによるＦＦＴスペクトラムピーク間のペアリングが複雑となる。

ここで、車両等の移動物体にレーダ装置を搭載した場合、ターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数は、ターゲットの移動および移動物体の移動に伴うドップラ周波数を含む。例えば、移動物体が直進する場合、移動物体周囲に存在する静止ターゲット群の反射波に含まれるドップラ周波数ｆ_ｄｍは、以下の数式（３）のように、移動物体の速度Ｖ_ｃと静止ターゲット群の方位角θとに依存する。なお、方位角θは移動物体の真横方向がθ＝０である。λはレーダ送信波のキャリア周波数の波長である。
ｆ_ｄｍ＝２Ｖ_ｃｓｉｎθ／λ （３）

数式（３）はターゲットが静止している場合の式であるが、ターゲットが移動している場合、ターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数は、数式（３）に示す移動物体の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍに、移動物体が静止していた場合に検出されるドップラ周波数ｆ_ｄが加わった値となる（すなわち、ｆ_ｄｍ＋ｆ_ｄ）。

図３は、移動物体とその周囲に存在する静止ターゲット群との位置関係を例示した図である。図３では、レーダ装置を移動物体の進行方向右側の側面に設置し、移動物体の進行方向に垂直となる角度（移相物体の真横方向）をθ＝０（図３ではレーダ装置の正面がθ＝０）とした場合、静止ターゲットがレーダ装置（移動物体の中心）より前に位置するか後ろに位置するかによって、それぞれの静止ターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数の極性（ドップラ周波数の正負）が変わる。一方、レーダ装置を移動物体の前方に取り付け、レーダ装置の検知範囲が移動物体の前方である場合、静止ターゲット群は正のドップラ周波数偏移を受けることになる。なお、レーダ装置の正面とは、レーダ装置のレーダ信号放射面である。

ここで、レーダ装置の検出角度範囲がγ_Ｓからγ_Ｅまでである場合、検出角度範囲内［γ_Ｓ、γ_Ｅ］に存在する静止ターゲット群のドップラ周波数は、レーダ装置の移動物体に搭載する取り付け角度と検出角度範囲に応じた広がりをもつ。

例えば、１０度の比較的狭い検出角度範囲として、検出角度範囲［−５°，５°］を有するレーダ装置の正面が車両前方（θ＝９０°方向）に取り付けられた場合、θの角度範囲８５°から９５°に存在する静止ターゲット群のドップラ周波数は２Ｖ_ｃ／λから１．９９２Ｖ_ｃ／λの範囲となり、静止ターゲット群のドップラ周波数の広がりは小さく、ほぼ一定の周波数とみなせる。

一方、１２０度の比較的広い検出角度範囲として、検出角度範囲［−６０°，６０°］を有するレーダ装置の正面が車両前方（θ＝９０°方向）に取り付けられた場合、θの角度範囲１５０°から３０°に存在する静止ターゲット群のドップラ周波数は２Ｖ_ｃ／λからＶ_ｃ／λの範囲となり、静止ターゲット群のドップラ周波数の広がりは、１０度の検出角度範囲よりも大きくなる。

また、移動物体の速度Ｖ_ｃが速くなるほど、ドップラ周波数の広がりは拡大する。例えば、移動物体の速度Ｖ_ｃが時速１０ｋｍ／ｈから時速１００ｋｍ／ｈまで、１０倍に増加した場合は、ドップラ周波数の広がりも１０倍に拡がる。つまり、レーダ装置は、移動物体の速度Ｖ_ｃが速くなるほど、求められる最大速度検出範囲が増大する。

このような経緯から、移動物体に搭載されたレーダ装置において、送信時間の増加を抑制し、最大速度検出範囲を拡大することができるレーダ装置が要望されている。以下説明する、本開示の実施の形態に係るレーダ装置は、移動物体の移動によるドップラ周波数偏移の補正をＦＦＴ処理前に行うことで、最大速度検出範囲を拡大できるものである。

＜第１の実施の形態＞
以下、本開示の第１の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、以下の各実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

［レーダ装置１０の構成］
図４Ａは、第１の実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。図４Ａに示すように、レーダ装置１０は、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００と、基準信号生成部３００と、車速検出部４００と、ドップラ補正位相回転制御部５００と、を有する。なお、レーダ装置１０は、移動物体の一例としての車両（図示せず）に搭載されているものとする。

［レーダ送信部１００の説明］
図４Ａに示すように、レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、所定のレーダ送信周期Ｔ_ｒにてレーダ送信波を繰り返し送信する。

レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）に反射したレーダ送信波である反射波を、受信アンテナ２０１で受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から入力されるリファレンス信号と、後述するドップラ補正位相回転制御部５００の出力するドップラ補正位相回転量とに基づいて、受信アンテナで受信した反射波を信号処理し、例えば、ターゲットの有無検出およびターゲットとレーダ間の距離推定の少なくとも１つを行う。なお、レーダ受信部２００は、受信アンテナを複数設けたアレーアンテナを用いて受信した反射波を信号処理し、ターゲットの到来方向推定を行ってもよい。レーダ受信部２００は、信号処理においてコヒーレント積分処理およびドップラ周波数解析処理（例えば、フーリエ変換処理を含む）を行う。なお、ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両および人の少なくとも１つを含む。

基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００およびレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００およびレーダ受信部２００に共通に供給する。レーダ装置は、レーダ送信部１００およびレーダ受信部２００における各処理を、リファレンス信号を用いて同期する。

車速検出部４００は、レーダ装置１０が搭載された図示しない車両の移動速度Ｖ_ｃを例えば、車速センサによって検出する。ドップラ補正位相回転制御部５００は、レーダ装置１０の測定開始タイミングにおいて、車速検出部４００から出力された車速Ｖ_ｃ、およびレーダ装置が搭載された車両におけるレーダ設置角に基づいて、車両の移動に伴うドップラ成分を予め補正するために、ドップラ補正位相回転量を決定する。

ここで、レーダ装置１０は、後述するレーダ送信信号を、レーダ送信周期Ｔ_ｒをＮ_ｃ×Ｎ_ｐ回繰り返して、例えば、物体と車両との距離の測定を行う。すなわち、１つの測定期間は、Ｎ_ｃ×Ｎ_ｐ×Ｔ_ｒであり、ドップラ補正位相回転制御部５００は、それぞれの測定開始タイミング（測定期間の最初のレーダ送信周期）でドップラ補正位相回転量を決定する。つまり、レーダ装置１０は、１つ以上の測定期間を用いて、物体と車両との距離の測定を行う。

図５は、車両とレーダ装置１０の設置角との関係を示す図である。ここで、レーダ設置角は、図５に示すように、レーダ装置に搭載されるアンテナの開口面に対する垂線方向と、車両の正面方向とのなす角Ψである。図５において、車両の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍは、以下の数式（４）で表すことができる。ここで、λは、レーダ送信波のキャリア周波数の波長である。

なお、レーダ装置の検出角度が広角な場合は、以下の数式（５）のように車両の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍを設定してもよい。ここで、レーダ装置に搭載されるアンテナの開口面に対する垂線方向（車両の正面方向）を基準として、レーダ装置の検出角度範囲がγ_Ｓからγ_Ｅまでである場合、検出角度範囲内［γ_Ｓ，γ_Ｅ］に存在する静止ターゲット群のドップラ周波数の最大値がｆ_{ｄｃ＿ｍａｘ}であり、検出角度範囲内［γ_Ｓ，γ_Ｅ］に存在する静止ターゲット群のドップラ周波数の最小値がｆ_{ｄｃ＿ｍｉｎ}である。

ドップラ補正位相回転制御部５００は、車両の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍおよびレーダ送信周期Ｔ_ｒに基づいて、車両の移動に伴うドップラ成分を予め補正するためのドップラ補正位相回転量φ_ｄｍを以下の数式（６）を用いて決定する。

なお、ドップラ補正位相回転制御部５００は、ドップラ補正位相回転量を、測定毎に算出するのではなく、予めドップラ周波数ｆ_ｄｍおよびレーダ送信周期Ｔ_ｒの各値におけるドップラ補正位相回転量φ_ｄｍをテーブル化して、ドップラ補正位相回転量φ_ｄｍの決定時には、測定されたドップラ周波数ｆ_ｄｍおよびレーダ送信周期Ｔ_ｒに最も近いドップラ補正位相回転量φ_ｄｍを選択するようにしてもよい。ドップラ補正位相回転制御部５００は、ドップラ補正位相回転量φ_ｄｍを、測定開始タイミング（測定期間の最初のレーダ送信周期）に決定する。ドップラ補正位相回転量φ_ｄｍは、各測定期間の測定内において一定とする。

［レーダ送信部１００の説明］
レーダ送信部１００は、図４Ａに示すように、レーダ送信信号生成部１０１と、送信周期毎位相回転部１０２と、無線送信部１０３と、送信アンテナ１０４とを有する。

レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から入力されるリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいてレーダ送信信号を生成する。そして、レーダ送信信号生成部１０１は、所定のレーダ送信周期（Ｔ_ｒ）にてレーダ送信信号を繰り返し出力する。レーダ送信信号ｒ（ｎ，Ｍ）は、ｒ（ｎ，Ｍ）＝Ｉ（ｋ，Ｍ）＋ｊＱ（ｋ，Ｍ）で表される。ここで、ｊは虚数単位を表し、ｋは離散時刻を表し、Ｍはレーダ送信周期の序数を表す。

レーダ送信信号生成部１０１は、符号生成部１０５と、変調部１０６と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１０７とを有する。

符号生成部１０５は、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、パルス圧縮符号である符号長Ｌの符号系列の符号ａ_ｎ（ｎ＝１，…，Ｌ）を生成する。符号系列としては、例えば、Ｍ系列符号、Barker符号系列、相補符号系列（例えば、ゴーレイ（Golay）符号系列、スパノ（Spano）符号系列を含む）が挙げられる。

例えば、符号系列として相補符号系列を用いる場合、符号生成部１０５は、レーダ送信周期毎に交互に送信されるペア符号Ｐ_ｎ、Ｑ_ｎ（図１に示すａ_ｎ、ｂ_ｎに相当）を生成する。すなわち、符号生成部１０５は、第Ｍ番目のレーダ送信周期（Ｔ_ｒ［Ｍ］と表す）ではパルス圧縮符号ａ_ｎとして符号Ｐ_ｎを変調部１０６へ出力し、続く第（Ｍ＋１）番目のレーダ送信周期（Ｔ_ｒ［Ｍ＋１］と表す）ではパルス圧縮符号として符号Ｑ_ｎを変調部１０６へ出力する。

同様にして、符号生成部１０５は、第（Ｍ＋２）番目以降のレーダ送信周期では、第Ｍ番目および第（Ｍ＋１）番目の２個のレーダ送信周期を１つの単位として、符号Ｐ_ｎ、Ｑ_ｎを繰り返し生成して変調部１０６へ出力する。ここで、１回の測定内ではレーダ送信周期Ｔ_ｒを、（後述する加算部２１０における加算回数Ｎ_ｃ）×（後述するドップラ周波数解析部２１１におけるＦＦＴサイズであるＮ_ｐ回）分繰り返して送信を行う。なお、Ｍ＝１，…，Ｎｃ×Ｎｐである。つまり、各測定期間は、Ｎ_ｃ×Ｎ_ｐ×Ｔ_ｒである。

変調部１０６は、符号生成部１０５から入力される符号ａ_ｎに対してパルス変調（例えば振幅変調ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying））または位相変調（Phase Shift Keying）を行い、生成した変調信号をＬＰＦ１０７へ出力する。

ＬＰＦ１０７は、変調部１０６から入力される変調信号のうち、所定の制限帯域以下の信号成分を、ベースバンドのレーダ送信信号として出力する。

送信周期毎位相回転部１０２は、ＬＰＦ１０７から入力されたレーダ送信信号に対して、ドップラ補正位相回転制御部５００から入力されるドップラ補正位相回転量φ_ｄｍを付与する。すなわち、送信周期毎位相回転部１０２は、ベースバンドのレーダ送信信号ｒ（ｎ，Ｍ）＝Ｉ（ｎ，Ｍ）＋ｊＱ（ｎ，Ｍ）に対し、以下の数式（７）に示すように位相回転を付与した信号を生成して無線送信部１０３に出力する。

無線送信部１０３は、ＬＰＦ１０７から入力されたレーダ送信信号に対して周波数変換を施してキャリア周波数（Radio Frequency：ＲＦ）帯のレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して送信アンテナ１０４へ出力する。そして、送信アンテナ１０４は、無線送信部１０３から入力されたレーダ送信信号をレーダ送信波として、所定の水平面の角度範囲、例えばアンテナ開口面に対する垂線方向を中心として角度γ_Ｓから角度γ_Ｅの範囲を半値幅程度とする指向性で送信する。例えば、角度範囲（γ_Ｓ−γ_Ｅ）は、３０°から１５０°程度の範囲である。

図６は、レーダ送信部１００から送信されるレーダ送信信号の一例を示す図である。図６では、符号送信区間Ｔ_ｗにおいて、レーダ送信部１００は、符号長Ｌのパルス符号系列を送信する。各レーダ送信周期Ｔ_ｒのうち、符号送信区間Ｔ_ｗにおいて、レーダ送信部１００は、パルス符号系列を送信し、残りの区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）では、レーダ送信部１００は、パルス符号系列を送信しない（つまり、区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）は無信号区間である）。レーダ送信部１００は、パルス符号系列ａ_ｎの１つのパルス符号（サブパルス）毎に、Ｎ_ｏ個のサンプルを用いたパルス変調を施すため、各符号送信区間Ｔｗには、Ｎ_ｒ（＝Ｎ_ｏ×Ｌ）個のサンプルの信号が含まれる。すなわち、変調部１０６におけるサンプリングレートは、（Ｎ_ｏ×Ｌ）／Ｔ_ｗである。また、無信号区間（Ｔ_ｒ−Ｔ_ｗ）には、Ｎ_ｕ個のサンプルが含まれる。

なお、レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図７に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。図７は、レーダ送信信号生成部の変形例を示す図である。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図４Ａに示す符号生成部１０５、変調部１０６およびＬＰＦ１０７の代わりに、符号記憶部１０８、送信周期毎位相回転部１０２ａ、Ｄ／Ａ変換部１０９を有する。図７では、符号記憶部１０８は、予め生成された符号系列を記憶しており、符号系列を順次巡回的に読み出す。送信周期毎位相回転部１０２ａは、上述した送信周期毎位相回転部１０２と同様の処理を符号記憶部１０８から入力される符号系列に対して行う。Ｄ／Ａ変換部１０９は、送信周期毎位相回転部１０２ａから入力されるデジタル信号をアナログのベースバンド信号に変換する。

［レーダ受信部２００の説明］
次に、レーダ受信部２００の構成について説明する。図４Ａでは、レーダ受信部２００は、受信アンテナ２０１と、無線受信部２０２と、信号処理部２０３とを有する。

受信アンテナ２０１は、ターゲットによって反射された反射波信号を受信し、受信した反射波信号を無線受信部２０２へ出力する。

無線受信部２０２は、後述する基準信号生成部３００から入力されるリファレンス信号を図示しないタイミングクロック生成部にて所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。図４Ａでは、無線受信部２０２は、増幅器２０４と、周波数変換部２０５と、直交検波部２０６と、を有する。

増幅器２０４は、受信アンテナ２０１から入力されたる受信信号を所定レベルに増幅する。周波数変換部２０５は、増幅された受信信号を無線周波帯域からベースバンド帯域に周波数変換する。直交検波部２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、Ｉ信号（同相信号：In-Phase Signal）およびＱ信号（直交信号：Quadrature-Phase Signal）を含むベースバンド帯域の受信信号に変換し、信号処理部２０３に出力する。

信号処理部２０３は、Ａ／Ｄ変換部２０７，２０８と、相関演算部２０９と、加算部２１０と、ドップラ周波数解析部２１１と、測位結果出力部２１２と、を有する。

Ａ／Ｄ変換部２０７は、直交検波部２０６からＩ信号が入力される。Ａ／Ｄ変換部２０８は、直交検波部２０６からＱ信号が入力される。Ａ／Ｄ変換部２０７は、Ｉ信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Ｉ信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部２０８は、Ｑ信号を含むベースバンド信号に対して、離散時間でのサンプリングを行うことにより、Ｑ信号をデジタルデータに変換する。

ここで、Ａ／Ｄ変換部２０７，２０８におけるサンプリングでは、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたり、Ｎ_ｓ個の離散サンプリングを実施する。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はＮ_ｓとなる。

以下の説明では、Ｉ信号Ｉｒ（ｋ，Ｍ）およびＱ信号Ｑｒ（ｋ，Ｍ）を用いて、Ａ／Ｄ変換部２０７，２０８の出力としての第Ｍ番目のレーダ送信周期Ｔ_ｒ［Ｍ］の離散時間ｋにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号ｘ（ｋ，Ｍ）＝Ｉｒ（ｋ，Ｍ）＋ｊＱｒ（ｋ，Ｍ）と表す。ｊは虚数単位である。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Ｔ_ｒ）の開始するタイミングを基準（ｋ＝１）とし、レーダ送信周期Ｔ_ｒが終了する前までのサンプル点であるｋ＝（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏまでが１周期である。すなわち、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏである。

相関演算部２０９は、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、Ａ／Ｄ変換部２０７，２０８から入力される離散サンプル値ｘ（ｋ，Ｍ）と、レーダ送信部１００において送信される符号長Ｌのパルス圧縮符号ａ_ｎ（ｎ＝１，…，Ｌ）とのスライディング相関演算を行う。例えば、第Ｍ番目のレーダ送信周期Ｔ_ｒ［Ｍ］における離散時刻ｋのスライディング相関演算の相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、以下の数式（８）に基づき算出される。

上記の数式（８）において、アスタリスクは複素共役演算子を表す。

相関演算部２０９は、例えば、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏの期間に亘って数式（８）を用いた相関演算を行う。

なお、相関演算部２０９は、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、ｋの範囲）を限定してもよい。これにより、相関演算部２０９は、演算処理量を低減することができる。

具体的には、例えば、相関演算部２０９は、ｋ＝Ｎ_ｓ（Ｌ＋１），…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏ−Ｎ_ｓＬに測定レンジを限定してもよい。図８では、レーダ装置１０は、符号送信区間Ｔｗに相当する時間区間では測定を行わない。図８は、レーダ送信信号タイミングと測定範囲とを説明するための図である。これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２０９による処理が行われないので、回り込みの影響を排除した測定を行うことができる。

また、レーダ装置１０は、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する加算部２１０、ドップラ周波数解析部２１１、測位結果出力部２１２の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用してもよい。これにより、各構成での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。

加算部２１０は、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎（すなわち離散時刻ｋ毎）に得られた相関演算部２０９の出力である相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を一単位として、以下の数式（９）のように所定の加算数Ｎ_ｐ回の加算を行う。換言すれば、離散時間ｋに対する第ｍ番目の加算部２１０の出力ＣＩ（ｋ，ｍ）は、ＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ（ｍ−１）＋１）からＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて加算した値である。ここで、Ｎ_ｐは１以上の整数であり、ｍは０より大きい整数である。

ドップラ周波数解析部２１１は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１０のＮ_ｃ個の出力であるＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）からＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ×ｗ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃え、以下の数式（１０）を用いて、２Ｎ_ｆ個の異なるドップラ周波数ｆ_ｓΔΦに応じた位相変動Φ（ｆ_ｓ）＝２πｆ_ｓ（Ｔｒ×Ｎ_ｐ）ΔΦを補正した上で、加算を行う。

数式（１０）において、ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ周波数解析部２１１における第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋで受信した反射波のドップラ周波数解析結果である。なお、ｆ_ｓ＝−Ｎ_ｆ＋１，．．，０，．．．，Ｎ_ｆであり、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏ，であり、ｗは０より大きい整数であり、ΔΦは位相回転単位である。また、ｊは虚数単位である。

数式（１０）を用いた加算により、ドップラ周波数解析部２１１は、離散時刻ｋ毎の２Ｎ_ｆ個のドップラ周波数成分に応じた加算結果であるＦＴ＿ＣＩ（ｋ，−Ｎ_ｆ＋１，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｆ−１，ｗ）を、レーダ送信周期Ｔ_ｒの複数回Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃの期間（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ）毎に得ることができる。

なお、数式（１０）において、ΔΦ＝１／（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ）、Ｎ_ｆ＝Ｎ_ｃ／２とした場合、ドップラ周波数解析部２１１は、以下の数式（１１）のように、加算部２１０の出力に対してサンプリング間隔Ｔｄ_ｓ＝（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ）、サンプリング周波数ｆｄ_ｓ＝１／Ｔｄ_ｓで離散フーリエ変換処理していることに相当する。さらに、ドップラ周波数解析部２１１は、Ｎ_ｃを２のべき乗の数に設定することで、ＦＦＴ処理を適用することができ、演算処理量を削減できる。

測位結果出力部２１２は、第ｗ番目毎にドップラ周波数解析部２１１の出力を電力値｜ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）｜^２に変換し、所定値以上の電力値｜ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）｜^２と、所定値以上の電力値のインデックス情報である時刻情報ｋおよびドップラ周波数ｆｓΔΦを出力する。ここで、測位結果出力部２１２は、ドップラ周波数解析部２１１から入力される電力値｜ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）｜^２のうち所定値以上となる電力値と、所定値以上の電力値のインデックス情報である時刻情報ｋおよびはドップラ周波数ｆ_ｓΔΦを基に、以下を出力する。

まず、測位結果出力部２１２は、所定値以上の電力値のドップラ周波数ｆ_ｓΔΦに対して、ドップラ補正位相回転制御部５００で決定されたドップラ周波数ｆ_ｄｍを加えて補正後のドップラ周波数（ｆ_ｓΔΦ＋ｆ_ｄｍ）を算出する。次に、測位結果出力部２１２は、所定値以上の電力値｜ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）｜^２、所定値以上の電力値のインデックス情報である時刻情報ｋ、および、補正後のドップラ周波数（ｆ_ｓΔΦ＋ｆ_ｄｍ）を出力する。これにより、レーダ装置１０が搭載された移動物体としての車両の車速Ｖ_ｃによるドップラ周波数成分を補正したターゲットのドップラ周波数を出力することができる。

なお、測位結果出力部２１２は、出力する時刻情報を距離情報に変換して出力してもよい。時刻情報ｋを距離情報Ｒ（ｋ）に変換するためには、例えば以下の数式（１２）を用いればよい。ここで、Ｔ_ｗは符号送信区間、Ｌはパルス符号長、Ｃ_０は光速度である。

また、測位結果出力部２１２は、ドップラ周波数を相対速度成分に変換して出力してもよい。ドップラ周波数ｆ_ｓΔΦを相対速度成分ｖ_ｄ（ｆ_ｓ）に変換するには以下の数式（１３）を用いればよい。

数式（１３）において、λは無線送信部１０３から出力されるレーダ送信波のキャリア周波数の波長である。

このように、第１の実施の形態に係るレーダ装置１０は、移動物体である車両に搭載されており、ドップラ補正位相回転制御部５００が、移動物体である車両の移動に起因するドップラ周波数を補正するためのドップラ補正位相回転量を、車速Ｖｃに基づいて算出し、送信周期毎位相回転部１０２が、レーダ送信信号に対して、ドップラ補正位相回転量によりドップラ周波数成分ｆ_ｄｍの補正をレーダ送信周期毎に予め行う。車両の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍは、車両の速度の増加に応じて、増加する。

ドップラ周波数解析部２１１で周波数折り返しが発生しないドップラ周波数範囲は、±１／（２ｆｄ_ｓ）であるが、測位結果出力部２１２において、予め車両の移動に起因するドップラ周波数成分ｆ_ｄｍの補正することで、レーダ装置１０は、−１／（２ｆｄ_ｓ）＋ｆ_ｄｍから＋１／（２ｆｄ_ｓ）＋ｆ_ｄｍの範囲のドップラ周波数を、周波数折り返しの発生なしに検出できる。これにより、レーダ装置１０は、車両の速度の増加に応じてドップラ周波数の検出範囲が可変されることになり、ドップラ周波数の検出範囲を拡大することができる。さらに、レーダ装置１０は、レーダ送信周期が１種類であるため、送信時間の延長を抑制できる。

また、第１の実施の形態に係るレーダ装置１０は、１つの測定期間において、ドップラ補正位相回転制御部５００が決定したドップラ補正位相回転量を、各測定の間、継続して使用する。すなわち、レーダ装置１０が搭載された移動物体（車両）の移動に起因するドップラ周波数を補正するためのドップラ補正位相回転量は、各測定の間、一定である。

なお、送信周期毎位相回転部１０２は、ＬＰＦ１０７から入力されたレーダ送信信号に対して、ドップラ補正位相回転制御部５００から入力されるドップラ補正位相回転量を、レーダ受信部における加算部の加算数Ｎ_ｐ回に基づいて、以下の数式（１４）を用いて決定してもよい。すなわち、送信周期毎位相回転部１０２は、ベースバンドのレーダ送信信号ｒ（ｎ，Ｍ）＝Ｉ（ｎ，Ｍ）＋ｊＱ（ｎ，Ｍ）に対し、以下の数式（１４）に示すように位相回転を付与した信号を生成して無線送信部１０３に出力する。ここで、ｃｅｉｌ（ｘ）は、要素ｘを、正の無限大方向の最も近い整数に丸める関数である。

このようなドップラ補正位相回転量を付与することで、レーダ受信部２００における加算部２１０で加算する送信周期間でドップラ補正位相回転量は一定値となる。このため、符号生成部１０５において、相補符号系列（例えば、ゴーレイ（Golay）符号系列、スパノ（Spano）符号系列を含む）を用いる場合、ドップラ補正位相回転量が加算部２１０で加算する送信周期間で一定値となるため、距離方向のサイドローブレベルの上昇を抑える効果が得られる。

なお、送信周期毎位相回転部１０２ｃは、観測対象となるターゲット群のドップラ周波数の分布が正方向あるいは負方向に偏りが存在することが既知である場合は、図４Ｂに示す構成を用いて、ターゲット群のドップラ周波数の分布の偏りを補正するドップラ補正量を予め付与してもよい。図４Ｂは、レーダ装置の構成の他の例を示すブロック図である。
以下、図４Ａと異なる部分の動作の説明を行う。

図４Ｂにおいて、固定ドップラ補正量設定部５０１は、観測対象となるターゲット群のドップラ周波数の分布が正方向あるいは負方向に偏りが存在することが既知である場合、ターゲット群のドップラ周波数の分布の偏りを補正する固定ドップラ補正量を、レーダ送信部１００ｄの送信周期毎位相回転部１０２ｃに予め付与する。

より具体的には、送信周期毎位相回転部１０２ｃは、観測対象となるターゲット群のドップラ周波数の分布が正方向に偏っている場合、車両の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍによらず、数式（１５）に示す固定的な負値である固定ドップラ補正量ｆ_ｄ０がさらに付与されたドップラ補正位相回転量φ_ｄｍをレーダ信号に付与する。これにより、レーダ受信部２００は、観測対象となるターゲット群のドップラ周波数分布に応じたドップラ補正を行うことができ、検出可能なターゲットのドップラ周波数範囲を拡大することができる。

同様に、送信周期毎位相回転部１０２ｃは、観測対象となるターゲット群のドップラ周波数の分布が負方向に偏っている場合、車両の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍによらず、数式（１６）に示す固定的な正値である固定ドップラ補正量ｆ_ｄ０がさらに付与されたドップラ補正位相回転量φ_ｄｍをレーダ信号に付与する。これにより、レーダ受信部２００は、観測対象となるターゲット群のドップラ周波数分布に応じたドップラ補正を行うことができ、検出可能なターゲットのドップラ周波数範囲を拡大することができる。

なお、固定ドップラ補正位相回転設定部５０１は、以下の実施の形態のいずれの構成にも含めることが可能であり、同様な効果を得ることができる。

＜第２の実施の形態＞
上述した第１の実施の形態に係るレーダ装置１０では、レーダ送信部１００が有する送信周期毎位相回転部１０２が、レーダ送信信号に対して、移動物体である車両の車速に応じたドップラ周波数成分の補正を、レーダ送信信号の送信時に、行っていた。本第２の実施の形態では、レーダ受信部が送信周期毎位相回転部を有し、受信した反射波信号に対して、レーダ受信部が移動物体である車両の車速に応じたドップラ周波数成分の補正を行う構成について説明する。

図９Ａは、第２の実施の形態に係るレーダ装置１０ａの構成を示すブロック図である。図９Ａでは、レーダ装置１０ａは、第１の実施の形態と同様に、レーダ送信部１００ａと、レーダ受信部２００ａと、基準信号生成部３００と、車速検出部４００と、ドップラ補正位相回転制御部５００ａと、を有する。なお、レーダ装置１０ａは、移動物体の一例としての車両（図示せず）に搭載されている。

第２の実施の形態に係るレーダ送信部１００ａは、第１の実施の形態にて説明したレーダ送信部１００から送信周期毎位相回転部１０２を除いた構成を有する。その他の構成については、第１の実施の形態とほぼ同様であるため、説明を省略する。

同様に、基準信号生成部３００、車速検出部４００、およびドップラ補正位相回転制御部５００ａについても、第１の実施の形態とほぼ同様であるため、説明を省略する。

第２の実施の形態に係るレーダ受信部２００ａは、信号処理部２０３ａが送信周期毎位相回転部２１３を有する点で第１の実施の形態と異なっている。また、加算部２１０ａおよびドップラ周波数解析部２１１ａは、処理する信号が送信周期毎位相回転部２１３の出力信号である点において第１の実施の形態と異なっている。

送信周期毎位相回転部２１３は、相関演算部２０９から出力された相関演算値に対して、ドップラ補正位相回転制御部５００ａから入力されるドップラ補正位相回転量φ_ｄｍを付与する。すなわち、送信周期毎位相回転部２１３は、相関演算部２０９の出力ＡＣ（ｋ、Ｍ）に対し、以下の数式（１７）の位相回転を付与した信号を生成して加算部２１０ａに出力する。

ここで、送信周期毎位相回転部２１３は、相関演算部２０９と同様に、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏの期間における数式（１７）の演算を行う。

加算部２１０ａは、離散時刻ｋ毎の送信周期毎位相回転部の出力に基づいて、レーダ送信周期Ｔ_ｒのＮ_ｐ回分の期間（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ）に亘る所定の加算数Ｎ_ｐの加算を以下の数式（１８）のように行う。換言すれば、離散時間ｋに対する第ｍ番目の加算部２１０ａの出力ＣＩ（ｋ，ｍ）は、ＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ（ｍ−１）＋１）からＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて加算した値である。ここで、Ｎ_ｐは１以上の整数値であり、ｍは０より大きい整数である。

ドップラ周波数解析部２１１ａは、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１０ａのＮ_ｃ個の出力であるＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）からＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ×ｗ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃え、以下の数式（１９）を用いて、２Ｎ_ｆ個の異なるドップラ周波数ｆ_ｓΔΦに応じた位相変動Φ（ｆ_ｓ）＝２πｆ_ｓ（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ）ΔΦを補正した上で、加算を行う。

数式（１９）において、ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ周波数解析部２１１ａにおける第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋで受信した反射波のドップラ周波数解析結果である。なお、ｆ_ｓ＝−Ｎ_ｆ＋１，．．，０，．．．，Ｎ_ｆであり、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏ，であり、ｗは自然数であり、ΔΦは位相回転単位である。また、ｊは虚数単位である。

数式（１９）を用いた加算により、ドップラ周波数解析部２１１ａは、離散時刻ｋ毎の２Ｎ_ｆ個のドップラ周波数成分に応じた加算結果であるＦＴ＿ＣＩ（ｋ，−Ｎ_ｆ＋１，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｆ−１，ｗ）を、レーダ送信周期Ｔ_ｒをＮ_ｐ×Ｎ_ｃ回、繰り返した期間（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ）毎に得ることができる。

このように、第２の実施の形態に係るレーダ装置１０ａでは、送信周期毎位相回転部２１３は、反射波信号に対して、車両の移動に起因するドップラ周波数成分ｆ_ｄｍの補正を行う。車両の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍは、車両の速度の増加に応じて、大きくなる。

ドップラ周波数解析部２１１ａで周波数折り返しが発生しないドップラ周波数範囲は±１／（２ｆｄ_ｓ）であるが、ドップラ周波数解析部２１１ａの前段にある送信周期毎位相回転部２１３において、予め車両の移動に起因するドップラ周波数成分ｆ_ｄｍの補正することで、レーダ装置１０ａは、−１／（２ｆｄ_ｓ）＋ｆ_ｄｍから＋１／（２ｆｄ_ｓ）＋ｆ_ｄｍの範囲のドップラ周波数検出が、周波数を、折り返しの発生なしに検出できる。これにより、レーダ装置１０ａは、車両の速度の増加に応じてドップラ周波数の検出範囲が可変されることになり、ドップラ周波数の検出範囲を拡大することができる。さらに、レーダ装置１０は、レーダ送信周期が１種類であるため、送信時間の延長を抑制できる。

また、第２の実施の形態に係るレーダ装置１０ａは、測定期間の最初のレーダ送信周期において、ドップラ補正位相回転制御部５００ａが決定したドップラ補正位相回転量を、１つの測定期間において、継続して使用する。すなわち、レーダ装置１０ａが搭載された移動物体（車両）の移動に起因するドップラ周波数を補正するためのドップラ補正位相回転量は、１つの測定期間の間、一定である。

本実施の形態において、送信周期毎位相回転部は、相関演算部の出力に対し処理を行う構成としたが、これに限定されず、図９Ｂに示す構成でも同様な効果を得ることができる。図９Ｂは、レーダ装置の構成の他の例を示すブロック図である。

以下、図９Ｂでは、送信周期毎位相回転部２１３ａは、加算部２１０ｂの後段に配置され、図９Ａに示す構成と異なる。以下、図９Ｂにおいて、図９Ａの構成と異なる動作の説明を行う。

加算部２１０ｂの動作は実施の形態１で示した動作と同様となる。すなわち、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎（すなわち離散時刻ｋ毎）に得られた相関演算部２０９の出力である相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を一単位として、数式（９）のように所定の加算数Ｎ_ｐ回の加算を行う。

換言すれば、離散時間ｋに対する第ｍ番目の加算部２１０の出力ＣＩ（ｋ，ｍ）は、ＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ（ｍ−１）＋１）からＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて加算した値である。ここで、Ｎ_ｐは１以上の整数であり、ｍは０より大きい整数である。

送信周期毎位相回転部２１３ａは、離散時間ｋに対する第ｍ番目の加算部２１０ｂの出力ＣＩ（ｋ，ｍ）に対して、ドップラ補正位相回転制御部５００ａから入力されるドップラ補正位相回転量φ_ｄｍに、加算部２１０ｂにける加算数Ｎ_ｐ回分の周期を考慮して、Ｎ_ｐを乗算したφ_ｄｍＮ_ｐを補正位相回転量として付与する。

すなわち、送信周期毎位相回転部２１３ａは、加算部２１０ｂの出力ＣＩ（ｋ，ｍ）に対し、以下の数式（２０）の位相回転を付与した信号を生成してドップラ周波数解析部２１１ｂに出力する。

ここで、送信周期毎位相回転部２１３ａは、相関演算部２０９と同様に、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏの期間における数式（２０）の演算を行う。

ドップラ周波数解析部２１１ｂは、離散時刻ｋ毎に得られた送信周期毎位相回転部２１３ａのＮ_ｃ個の出力である数式（２１）から数式（２２）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃え、以下の数式（２３）を用いて、２Ｎ_ｆ個の異なるドップラ周波数ｆ_ｓΔΦに応じた位相変動Φ（ｆ_ｓ）＝２πｆ_ｓ（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ）ΔΦを補正した上で、加算を行う。

以上のようなドップラ補正位相回転量を付与することで、実施の形態１と同様な効果を得ることができる。さらに、本構成においては、レーダ受信部２００ｅにおける加算部２１０ｂで加算する送信周期間でドップラ補正位相回転量は一定値となる。このため、符号生成部１０５において、相補符号系列（例えば、ゴーレイ（Golay）符号系列、スパノ（Spano）符号系列を含む）を用いる場合、ドップラ補正位相回転量が加算部で加算する送信周期間で一定値となるため、距離方向のサイドローブレベルの上昇を抑える効果が得られる。

＜第３の実施の形態＞
本第３の実施の形態は、上述した第１の実施の形態において、レーダ送信波の主ビーム方向を制御する構成を有する。

図１０は、第３の実施の形態に係るレーダ装置１０ｂの構成を示すブロック図である。図１０では、レーダ装置１０ｂは、レーダ送信部１００ｂと、レーダ受信部２００ｂと、基準信号生成部３００と、車速検出部４００と、ドップラ補正位相回転制御部５００ｂと、送信ビーム制御部６００と、を有する。なお、レーダ装置１０ｂは、移動物体の一例としての車両（図示せず）に搭載されている。図１０および以下の説明において、第１の実施の形態とほぼ同様の構成については、同一の符号を付し、説明を省略する。

まず、送信ビーム制御部６００について説明する。送信ビーム制御部６００は、レーダ送信ビームの主ビーム方向θ_ｂを決定し、レーダ送信部１００ｂに対して決定した主ビーム方向でのレーダ送信ビームの送信を指示する。図１１は、移動物体としての車両と、レーダ設置角と、レーダ送信ビーム方向との関係を示す図である。図１１に示すように、本実施の形態では、レーダ装置１０ｂのアンテナ開口面に対する垂線方向を基準としたレーダ送信ビームの角度を主ビーム方向θ_ｂと定義する。

具体的には、例えば、送信ビーム制御部６００は、予め設定されたビーム可変範囲θ_ｍｉｎ≦θ_ｂ≦θ_ｍａｘ内において、所定の間隔Δθで主ビーム方向を切り替える。送信ビーム制御部は、Ｎ_ｆ（＝Ｎ_ｃ×Ｎ_ｐ）回のレーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に主ビーム方向θ_ｂを切り換える。

ドップラ補正位相回転制御部５００ｂは、車速検出部４００の出力する車速Ｖ_ｃの情報に加えて、送信ビーム制御部６００が決定した主ビーム方向θ_ｂに基づいて、車両の移動に伴うドップラ成分を予め補正するドップラ補正位相回転量を決定する。ここで、主ビーム方向θ_ｂでの車両の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍは、レーダ設置角ψを考慮すると、以下の数式（２４）で表すことができる。ここで、λは、レーダ送信波のキャリア周波数の波長である。

ドップラ補正位相回転制御部５００ｂは、車両の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍおよびレーダ送信周期Ｔ_ｒに基づいて、車両の移動に伴うドップラ成分を予め補正するためのドップラ補正位相回転量φ_ｄｍを以下の数式（２５）を用いて決定する。

なお、ドップラ補正位相回転制御部５００ｂは、ドップラ補正位相回転量をレーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に算出するのではなく、予めドップラ周波数ｆ_ｄｍおよびレーダ送信周期Ｔ_ｒの各値におけるドップラ補正位相回転量φ_ｄｍをテーブル化して、ドップラ補正位相回転量φ_ｄｍの決定時に、テーブルを参照して、ドップラ周波数ｆ_ｄｍおよびレーダ送信周期Ｔ_ｒに最も近いドップラ補正位相回転量φ_ｄｍを選択するようにしてもよい。ドップラ補正位相回転制御部５００ｂは、ドップラ補正位相回転量φ_ｄｍを、測定毎に、決定する。ドップラ補正位相回転量φ_ｄｍは、１つの測定期間において、ドップラ周波数を一定とする。

［レーダ送信部１００ｂの説明］
次に、レーダ送信部１００ｂについて説明する。レーダ送信部１００ｂは、図１０では、送信周期毎位相回転部１０２ｂと、複数個、例えばＮ＿Ｔｘ（Ｎ＿Ｔｘは２以上の整数）個の無線送信部１０３ｂ＿１〜１０３ｂ＿Ｎ＿Ｔｘと、Ｎ＿Ｔｘ個の送信アンテナ１０４ｂ＿１〜１０４ｂ＿Ｎ＿Ｔｘと、送信ビーム形成部１１０と、を有する点において第１の実施の形態のレーダ装置１０と異なっている。

送信周期毎位相回転部１０２ｂは、ＬＰＦ１０７から出力されたベースバンドのレーダ送信信号ｒ（ｎ，Ｍ）＝Ｉ（ｎ，Ｍ）＋ｊＱ（ｎ，Ｍ）に対して、以下の数式（２６）に示すように、ドップラ補正位相回転制御部５００ｂから出力されるドップラ補正位相回転量φ_ｄｍをレーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に付与する。

送信ビーム形成部１１０は、Ｎ＿Ｔｘ個の無線送信部１０３ｂ＿１〜１０３ｂ＿Ｎ＿Ｔｘのそれぞれに対し、送信ビーム制御部６００によって決定された主ビーム方向θ_ｂとするために、送信周期毎位相回転部１０２ｂから出力されるベースバンドのレーダ送信信号に対して重み付けを行う。送信ビーム形成部１１０は、例えば重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ_ｂ）を乗算することで、重み付けする。Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘは、１からＮ＿Ｔｘ個の無線送信部のうちのいずれかの無線送信部を示すパラメータである。以下の説明において、第ｎ番目の送信ビーム方向をθ_ｎと記載する。

ここで、送信アンテナ１０４ｂ＿１〜１０４ｂ＿Ｎ＿Ｔｘが直線配置、素子間隔ｄである場合、重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ_ｂ）を以下の数式（２７）を用いて算出できる。

ただし、Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ＝１，…，Ｎ＿Ｔｘであり、λはレーダ送信波のキャリア周波数の波長であり、ｄは送信アンテナ間隔である。なお、送信ビーム形成部１１０は、レーダ送信信号の位相成分および振幅成分からなる重み付け係数をレーダ送信信号に付与してもよい。この場合、レーダ送信波のサイドローブレベルを低減することができる。

Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の無線送信部１０３ｂ＿Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘは、送信ビーム形成部１１０から出力された重み付け係数ＷＴｘ（Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ，θ_ｂ）で重み付けされたレーダ送信信号を、周波数変換によりキャリア周波数（ＲＦ：Radio Frequency）帯でのレーダ送信信号とし、増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して出力する。なお、１番目からＮ＿Ｔｘ番目の全ての無線送信部１０３ｂ＿１〜１０３ｂ＿Ｎ＿Ｔｘが同様の処理を行う。

Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の送信アンテナは、Ｉｎｄｅｘ＿Ｔｘ番目の無線送信部の出力を、送信ビーム制御部６００が決定した方向に放射する。無線送信部１０３ｂ＿１〜１０３ｂ＿Ｎ＿Ｔｘと同様に、１番目からＮ＿Ｔｘ番目の全ての送信アンテナ１０４ｂ＿１〜１０４＿Ｎ＿Ｔｘが同様の処理を行う。

［レーダ受信部２００ｂの説明］
レーダ受信部２００ｂは、複数の受信アンテナ系統２１４＿１〜２１４＿Ｎ＿Ｒｘと、到来方向推定部２１５と、測位結果出力部２１２ｂと、を有する。それぞれの受信アンテナ系統２１４は、それぞれ受信アンテナ２０１、無線受信部２０２（増幅器２０４、周波数変換部２０５、および直交検波部２０６）、および信号処理部２０３（Ａ／Ｄ変換部２０７および２０８、相関演算部２０９、加算部２１０、およびドップラ周波数解析部２１１）を含み、これらの構成の動作は第１の実施の形態と同様であるため、説明を省略する。

到来方向推定部２１５は、複数の受信アンテナ系統２１４＿１から２１４＿Ｎ＿Ｒｘのそれぞれにおけるドップラ周波数解析部２１１からの出力ＦＴ＿ＣＩ^１（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ^Ｎ＿Ｒｘ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）に基づいて、ターゲットからの反射波のアンテナ間の位相差を検出するために、以下の数式（２８）を用いて、離散時刻ｋ毎、およびドップラ周波数ｆ_ｓ毎の相関ベクトルＨｐ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を算出する。

到来方向推定部２１５は、送信ビーム制御部から通知される送信ビーム方向θ_ｂと、送信ビーム幅程度に相当する範囲ＢＷに基づいて、到来方向推定を行う推定範囲を限定する。そして、到来方向推定部２１５は、アレイアンテナの主ビームを走査させて到来方向を推定する方法であるビームフォーマ法を用いる場合、相関ベクトルＨｐ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）と範囲ＢＷ内の方向ベクトルとの相関演算を、離散時刻ｋ毎、およびドップラ周波数ｆ_ｓ毎に行い、送信ビームの到来方向を推定する。

ここで、方向ベクトルＤ（θ_ｕ）を定義する。方向ベクトルＤ（θ_ｕ）は、到来方位角θ毎のアレイアンテナの複素応答を記憶した値である。ここで、ｕ＝１，…，ＮＵである。ここで、ＮＵは記憶した方向ベクトルの角度の数を表す。アレイアンテナの複素応答は、電波暗室等で予め測定されればよく、アンテナ間の素子間隔に基づいて幾何工学的に算出される位相差情報に加えて、アレイ間のアンテナ素子間の結合や振幅／位相誤差といったアンテナ間の偏差情報を含む。

以下の数式（２９）を用いて算出される方向ベクトルＤ（θ_{ｓｅｌｅｃｔ}）は、推定範囲ＲａｎｇｅＤＯＡ（θ）に含まれる方向ベクトルである。

なお、推定範囲ＲａｎｇｅＤＯＡ（θ）は、送信ビーム制御部６００から通知される送信ビーム方向θ（ｑ）と、範囲ＢＷとに基づいて、到来方向推定を行うべき推定範囲として、以下の数式（３０）を用いて予め決定された範囲である。

そして、到来方向推定部２１５は、送信ビーム毎、離散時刻ｋ毎、およびドップラ周波数ｆｓ毎に、評価関数値Ｐ（Ｄ（θ），ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を算出し、極大値が得られる方位方向を、到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）として測位結果出力部２１２ｂに出力する。また極大値が得られる到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）のインデックス情報である時刻ｋおよびドップラ周波数ｆ_ｓΔΦもあわせて測位結果出力部２１２ｂに出力する。

なお、到来方向推定部２１５の到来方向推定方法として、ビームフォーマ法以外にも、ＣａｐｏｎやＭＵＳＩＣといった既知の手法を適用してもよい。

測位結果出力部２１２ｂは、到来方向推定部２１５から入力される送信ビーム毎の到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、および到来方向推定値のインデックス情報である時刻情報ｋおよびドップラ周波数ｆ_ｓΔΦを基に、下記を出力する。

まず、測位結果出力部２１２ｂは、到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）のインデックス情報であるドップラ周波数ｆ_ｓΔΦに対し、ドップラ補正位相回転制御部５００ｂで決定されたドップラ周波数ｆ_ｄｍを加え、ｆ_ｓΔΦ＋ｆ_ｄｍを補正後のドップラ周波数として算出する。次に、測位結果出力部２１２ｂは、送信ビーム毎の到来方向推定値ＤＯＡ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）、ＤＯＡのインデックス情報である時刻ｋ、および、補正後のドップラ周波数（ｆ_ｓΔΦ＋ｆ_ｄｍ）を出力する。なお、測位結果出力部２１２ｂは、時刻情報を距離情報に変換して出力してもよい。

ドップラ周波数ｆ_ｓΔΦは、ターゲットとレーダ装置との相対速度成分に変換して出力してもよい。ドップラ周波数ｆ_ｓΔΦを相対速度成分ｖ_ｄ（ｆ_ｓ）に変換するには以下の数式（３１）を用いればよい。

数式（３１）において、λは無線送信部から出力されるレーダ送信波のキャリア周波数の波長である。

さらに、引き続き検出範囲内の検出を行う場合は、送信ビーム走査を、順次、最初から再び開始する。あるいは、前回の送信ビーム走査の最後の方向から、逆方向に順次送信ビーム走査を行っても良い。

このように、第３の実施の形態に係るレーダ装置１０ｂでは、複数の無線送信部１０３ｂおよび送信アンテナ１０４ｂを有し、送信ビーム制御部６００が複数の送信アンテナ１０４ｂからの送信ビーム方向をそれぞれ所定の範囲内で変動させて、複数の方向に送信ビームを送信する。そして、複数方向からの反射波を複数の受信アンテナ系統２１４によって受信し、それぞれの受信アンテナ系統２１４が受信した反射波の到来方向を到来方向推定部２１５が推定する。そして反射波毎に到来方向の相関を示す相関ベクトルＨｐ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）に基づく評価関数値Ｐ（Ｄ（θ），ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の極大値が得られる方位方向を推定することで、ドップラ周波数の検出精度を向上させることができる。

このように、送信ビーム制御部６００の決定する送信ビーム範囲内でレーダ送信信号が送信されるので、第１および第２の実施の形態の効果に加え、よりレーダ検出範囲を広範囲とすることができるとともに、移動物体の移動によるドップラ周波数の補正精度を向上させ、最大速度検出範囲を拡大することができる。

＜第４の実施の形態＞
上述した第３の実施の形態に係るレーダ装置１０ｂでは、レーダ送信部１００ｂが有する送信周期毎位相回転部１０２ｂが、レーダ送信信号に対して、移動物体である車両の車速に応じたドップラ周波数成分の補正を予め行っていた。本第４の実施の形態では、レーダ受信部が送信周期毎位相回転部を有し、受信した反射波信号に対して、移動物体である車両の車速に応じたドップラ周波数成分の補正を行う構成について説明する。

図１２は、第４の実施の形態に係るレーダ装置１０ｃの構成を示すブロック図である。図１２に示すように、レーダ装置１０ｃは、第３の実施の形態と同様に、レーダ送信部１００ｃと、レーダ受信部２００ｃと、基準信号生成部３００と、車速検出部４００と、ドップラ補正位相回転制御部５００ｃと、を有する。なお、レーダ装置１０ｃは、移動物体の一例としての車両（図示せず）に搭載されているものとする。

第４の実施の形態に係るレーダ送信部１００ｃは、第３の実施の形態にて説明したレーダ送信部１００ｂから送信周期毎位相回転部１０２ｂを除いた構成を有する。その他の構成については、第１の実施の形態とほぼ同様であるため、説明を省略する。

同様に、基準信号生成部３００、車速検出部４００、およびドップラ補正位相回転制御部５００ｃについても、第３の実施の形態とほぼ同様であるため、説明を省略する。

第４の実施の形態に係るレーダ受信部２００ｃは、複数の受信アンテナ系統２１４ｃ＿１〜２１４ｃ＿Ｎ＿Ｒｘのそれぞれが送信周期毎位相回転部２１３ｃを有する点で第２の実施の形態と異なっている。また、信号処理部２０３ｃにおける加算部２１０ｃ、ドップラ周波数解析部２１１ｃ、到来方向推定部２１５ｃは、処理する信号が送信周期毎位相回転部２１３ｃの出力信号である点において第３の実施の形態と異なっている。

送信周期毎位相回転部２１３ｃは、相関演算部２０９から出力された相関演算値に対して、ドップラ補正位相回転制御部５００ｃから出力されるドップラ補正位相回転量φ_ｄｍを付与する。すなわち、送信周期毎位相回転部２１３ｃは、相関演算部２０９の出力ＡＣ（ｋ、Ｍ）に対し、以下の数式（３２）の位相回転を付与した信号を生成して加算部２１０ｃに出力する。

ここで、送信周期毎位相回転部２１３ｃは、相関演算部２０９と同様に、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏの期間における数式（３２）の演算を行う。

加算部２１０ｃは、離散時刻ｋ毎の送信周期毎位相回転部の出力に基づいて、レーダ送信周期Ｔ_ｒのＮ_ｐ回分の期間（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ）に亘る所定の加算数Ｎ_ｐの加算を以下の数式（３３）のように行う。換言すれば、離散時間ｋに対する第ｍ番目の加算部２１０ｃの出力ＣＩ（ｋ，ｍ）は、ＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ（ｍ−１）＋１）からＡＣ（ｋ，Ｎ_ｐ×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて加算したものである。ここで、Ｎ_ｐは１以上の整数値であり、ｍは自然数である。

ドップラ周波数解析部２１１ｃは、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１０ｃのＮ_ｃ個の出力であるＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ（ｗ−１）＋１）からＣＩ（ｋ，Ｎ_ｃ×ｗ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃え、以下の数式（３４）を用いて、２Ｎ_ｆ個の異なるドップラ周波数ｆ_ｓΔΦに応じた位相変動Φ（ｆ_ｓ）＝２πｆ_ｓ（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ）ΔΦを補正した上で、加算を行う。

数式（３４）において、ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）は、ドップラ周波数解析部２１１ｃにおける第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋで受信した反射波のドップラ周波数解析結果である。なお、ｆ_ｓ＝−Ｎ_ｆ＋１，．．，０，．．．，Ｎ_ｆであり、ｋ＝１，…，（Ｎ_ｒ＋Ｎ_ｕ）Ｎ_ｓ／Ｎ_ｏ，であり、ｗは自然数であり、ΔΦは位相回転単位である。また、ｊは虚数単位である。

数式（３４）を用いた加算により、ドップラ周波数解析部２１１ｃは、離散時刻ｋ毎の２Ｎ_ｆ個のドップラ周波数成分に応じた加算結果であるＦＴ＿ＣＩ（ｋ，−Ｎ_ｆ＋１，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，Ｎ_ｆ−１，ｗ）を、レーダ送信周期Ｔ_ｒの複数回Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃの期間（Ｔ_ｒ×Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ）毎に得ることができる。

到来方向推定部２１５ｃは、複数の受信アンテナ系統２１４ｃ＿１から２１４ｃ＿Ｎ＿Ｒｘのそれぞれにおけるドップラ周波数解析部２１１ｃからの出力ＦＴ＿ＣＩ^１（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ），…，ＦＴ＿ＣＩ^Ｎ＿Ｒｘ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）に基づいて、ターゲットからの反射波のアンテナ間の位相差を検出するために、第３の実施の形態と同様に、離散時刻ｋ毎、およびドップラ周波数ｆ_ｓ毎の相関ベクトルＨｐ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）を算出する。これ以後の処理は、第３の実施の形態とほぼ同様である。

このように、第４の実施の形態に係るレーダ装置１０ｃでは、複数の無線送信部１０３ｂおよび送信アンテナ１０４ｂを有し、送信ビーム制御部６００が複数の送信アンテナ１０４ｂからの送信ビーム方向をそれぞれ所定の範囲内で変動させて、複数の方向に送信ビームを送信する。そして、複数方向からの反射波を複数の受信アンテナ系統２１４ｃによって受信し、それぞれの受信アンテナ系統２１４ｃが受信した反射波の到来方向を到来方向推定部２１５ｃが推定する。そして反射波毎に到来方向の相関を示す相関ベクトルＨｐ（ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）に基づく評価関数値Ｐ（Ｄ（θ），ｋ，ｆ_ｓ，ｗ）の極大値が得られる方位方向を推定することで、ドップラ周波数の検出精度を向上させることができる。

このように、送信ビーム制御部６００の決定する送信ビーム範囲内でレーダ送信信号が送信されるので、第１および第２の実施で得られる効果に加え、よりレーダ検出範囲を広範囲とすることができ、移動物体の移動によるドップラ周波数の補正精度を向上させることができ、最大速度検出範囲を拡大することができる。

＜第５の実施の形態＞
上記発明に至る経緯にて説明したように、加算部の出力にｆｄ_ｓ／２を超えるドップラ周波数成分が含まれる場合（ｆｄ_ｓはサンプリング周波数）、あるいは、−ｆｄ_ｓ／２よりも小さいドップラ周波数成分が含まれる場合、サンプリング定理が満たされなくなり、ドップラ周波数解析部の周波数解析結果に折り返しが発生してしまう。本第５の実施の形態では、ドップラ周波数解析部の周波数解析結果に折り返しが発生してしまう事態を回避することができるレーダ装置１０ｄについて説明する。

図１３は、第５の実施の形態に係るレーダ装置１０ｄの構成を示すブロック図である。図１３に示すように、レーダ装置１０ｄは、第１の実施の形態と同様に、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００ｄと、基準信号生成部３００と、車速検出部４００と、ドップラ補正位相回転制御部５００と、を有する。なお、レーダ装置１０ｄは、移動物体の一例としての車両（図示せず）に搭載されている。

第５の実施の形態に係るレーダ送信部１００において、レーダ送信部１００、基準信号生成部３００、車速検出部４００、およびドップラ補正位相回転制御部５００についても、第１の実施の形態とほぼ同様であるため、説明を省略する。

第５の実施の形態に係るレーダ受信部２００ｄは、図１３では、信号処理部２０３ｄにおいて、第１加算部２１６、第２加算部２１７、第１ドップラ周波数解析部２１８、第２ドップラ周波数解析部２１９、ドップラ周波数補正部２２０を含む。以下では、これらの構成について説明する。

第１加算部２１６は、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎（すなわち離散時刻ｋ毎）に得られた相関演算部２０９の出力である相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を一単位として、第１の加算数Ｎ_ｐ１回の加算を行う。加算方法は、第１の実施の形態にて説明した加算部２１０と同様の方法を用いればよい。

第２加算部２１７は、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎（すなわち離散時刻ｋ毎）に得られた相関演算部２０９の出力である相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）を一単位として、第１の加算数Ｎ_ｐ１より小さい第２の加算数Ｎ_ｐ２回の加算を行う。加算方法は、第１の実施の形態にて説明した加算部２１０と同様の方法を用いればよい。

第１ドップラ周波数解析部２１８は、第１加算部２１６の加算結果に対して、ドップラ周波数解析を行う。ドップラ周波数解析の方法は、第１の実施の形態にて説明したドップラ周波数解析部２１１と同様の方法を用いればよい。

第２ドップラ周波数解析部２１９は、第２加算部２１７の加算結果に対して、ドップラ周波数解析を行う。ドップラ周波数解析の方法は、第１の実施の形態にて説明したドップラ周波数解析部２１１と同様の方法を用いればよい。

ここで、第１ドップラ周波数解析部２１８および第２ドップラ周波数解析部２１９の出力（解析結果）は、第１加算部２１６と第２加算部２１７の入力信号のドップラ周波数成分に対する振幅位相応答が反映された値である。

ドップラ周波数補正部２２０は、第１加算部２１６と第２加算部２１７との異なる振幅あるいは位相の出力特性に基づいて、ドップラ周波数折り返し成分の補正を行う。具体的には、ドップラ周波数補正部２２０は、第ｗ番目の第２ドップラ周波数解析部２１９の出力に対して、離散時刻ｋ毎にドップラ周波数応答から最大ピークドップラ周波数（ピークスペクトラム）ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}を選定する。そして、ドップラ周波数補正部２２０は、選定した最大ドップラ周波数ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}の第１ドップラ周波数解析部２１８の振幅応答との差分を以下の数式（３５）を用いて算出し、差分がゼロ以上となる場合、ドップラ周波数折り返しなしと判定し、数式（３５）の演算結果が負となる場合、ドップラ周波数折り返しありと判定する。

ドップラ周波数補正部２２０は、ドップラ周波数折り返しなしと判定した場合、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}の補正を省略して、第１ドップラ周波数解析部２１８および第２ドップラ周波数解析部２１９の出力（解析結果）を、測位結果出力部２１２ｄに出力する。一方、ドップラ周波数補正部２２０は、ドップラ周波数折り返し有りと判定した場合、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}≧０では、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}−ｆ_ｄｓ／２を、真のドップラ周波数として、測位結果出力部２１２ｄに出力し、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}＜０の場合、ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}＋ｆ_ｄｓ／２を真のドップラ周波数として、測位結果出力部２１２ｄに出力する。

あるいは、ドップラ周波数補正部２２０は、選定された最大ドップラ周波数ｆ_{ｓ＿ｐｅａｋ１}の第２加算部の位相応答との差分を用いて算出することで、ドップラ周波数の折り返しの有無を判定してもよい。

測位結果出力部２１２ｄは、第ｗ番目毎のドップラ周波数補正部２２０の出力のうち、所定値以上の出力値の時刻情報およびドップラ周波数を出力する。ここで、測位結果出力部２１２ｄは、ドップラ周波数として、算出したドップラ周波数ｆ_ｓΔΦに、ドップラ補正位相回転制御部５００で決定されたドップラ周波数ｆ_ｄｍを加えて、ドップラ周波数（ｆ_ｓΔΦ＋ｆ_ｄｍ）を出力する。これにより、レーダ装置１０が搭載された移動物体としての車両の車速Ｖ_ｃによるドップラ周波数成分を補正したターゲットのドップラ周波数を出力することができる。

このように、第５の実施の形態に係るレーダ装置１０ｄは、第１の実施の形態に係るレーダ装置１０と同様に、送信周期毎位相回転部１０２により、レーダ送信信号に対して、車両の移動に起因するドップラ周波数成分ｆ_ｄｍの補正を、レーダ送信部１００において、予め行う。車両の移動に起因するドップラ周波数ｆ_ｄｍは、車両の速度が大きくなるほど大きくなるため、ドップラ周波数の検出範囲を拡大することができるようになる。

これに加えて、第５の実施の形態に係るレーダ装置１０ｄは、第１加算部２１６の加算結果を用いてドップラ周波数解析を行う第１ドップラ周波数解析部２１８の解析結果と、第２加算部２１７の加算結果を用いてドップラ周波数解析を行う第２ドップラ周波数解析部２１９の解析結果と、に基づいて、ドップラ周波数補正部２２０が反射波に含まれるドップラ周波数に折り返し雑音があるか否かを判定し、折り返し雑音がある場合には補正を行う。このため、ドップラ周波数補正部２２０の出力に基づいてターゲットの測位結果を算出する測位結果出力部２１２ｄは、サンプリング定理を満たす出力結果［−ｆｄ_ｓ／２＋ｆ_ｄｍ，ｆｄ_ｓ／２＋ｆ_ｄｍ］を得ることができる。すなわち、ターゲットからの反射波に含まれるドップラ周波数の折り返し雑音を抑えることができる。

以上、第１および第２の変形例について説明した。なお、上記実施の形態、および、各変形例に係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。

なお、上述した各実施の形態におけるレーダ装置１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ、および１０ｆは、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。ただし、レーダ装置１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ、および１０ｄのハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ、および１０ｄの各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。また、上記実施の形態、および、各変形例に係る動作を適宜組み合わせて実施してもよい。

上記各実施形態では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

また、上記各実施形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には、入力端子および出力端子を有する集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続または設定を再構成可能なリコンフィギュラブル プロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術により,ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、移動物体に搭載されるレーダ装置であって、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含み、前記移動物体の移動速度に基づくドップラ周波数成分が補正されたレーダ送信信号を繰り返し送信するレーダ送信部と、前記補正されたレーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を受信する１つ以上の受信ブランチを含むレーダ受信部と、前記移動物体の移動速度に基づいて、前記ドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定するドップラ補正位相回転制御部と、を有し、前記レーダ送信部は、前記レーダ送信信号を生成するレーダ送信信号生成部と、前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記レーダ送信信号を補正し、前記補正されたレーダ送信信号を出力する送信周期毎位相回転部と、を有し、前記レーダ受信部は、さらに、前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する測位結果出力部を有する。

本開示のレーダ装置において、前記レーダ受信部は、前記受信した反射波信号を、所定の離散時間で、離散サンプリングするサンプリング部と、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記離散サンプリングの結果と前記複数のパルス圧縮符号との相関値を算出する相関演算部と、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に算出された前記相関値を、Ｎ_ｐ回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にＮ_ｐ回加算した加算結果を出力する加算部と、（Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ）回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒを１つの測定期間として、１つの測定期間に得られる前記加算部からのＮ_ｃ回の出力を基にドップラ周波数解析を行うドップラ周波数解析部と、を有する。

本開示のレーダ装置において、前記ドップラ補正位相回転量は、前記１つの測定期間において、同じ位相回転量である。

本開示のレーダ装置において、前記レーダ送信信号を送信する送信アンテナのビーム方向を決定する送信ビーム制御部をさらに含み、前記ドップラ補正位相回転制御部は、前記移動物体の移動速度および前記送信アンテナのビーム方向に基づいて、前記ドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定し、前記レーダ送信部は、さらに、前記補正されたレーダ送信信号を前記決定されたビーム方向に送信する１つ以上の送信アンテナを有し、前記レーダ受信部は、さらに、前記１つ以上の受信ブランチの各々が受信した反射波信号に対するドップラ周波数解析の解析結果に基づいて、前記反射波信号の到来方向を推定する到来方向推定部を有し、前記測位結果出力部は、前記推定された到来方向と、前記送信アンテナのビーム方向毎の前記ドップラ補正位相回転量とに基づいて、前記ターゲットの測位結果を算出する。

本開示のレーダ装置において、前記レーダ受信部は、さらに、前記受信した反射波信号を、所定の離散時間で、離散サンプリングするサンプリング部と、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記離散サンプリングの結果と前記複数のパルス圧縮符号との相関値を算出する相関演算部と、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に算出された前記相関値を、Ｎ_ｐ１回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にＮ_ｐ１回加算した第１の加算結果を出力する第１の加算部と、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に算出された前記相関値を、Ｎ_ｐ１回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に前記Ｎ_ｐ１回より少ないＮ_ｐ２回加算した第２の加算結果を出力する第２の加算部と、前記Ｎ_ｐ１回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に出力される前記第１の加算結果に対して第１のドップラ周波数解析を行う第１のドップラ周波数解析部と、前記Ｎ_ｐ１回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に出力される前記第２の加算結果に対して第２のドップラ周波数解析を行う第２のドップラ周波数解析部と、前記第１ドップラ周波数解析の結果および前記第２ドップラ周波数解析の結果に基づいて、前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号にドップラ周波数の折り返しがあるか否かを判定し、前記折り返しがある場合、前記第１ドップラ周波数解析の結果および前記第２ドップラ周波数解析の結果に基づいて、前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号に含まれるドップラ周波数を補正するドップラ周波数補正部と、を含み、前記測位結果出力部は、さらに、前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号にドップラ周波数の折り返しがある場合、前記ドップラ周波数補正された１つ以上の反射波信号と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する。

本開示のレーダ装置は、移動物体に搭載されるレーダ装置であって、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を繰り返し送信するレーダ送信部と、前記レーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を受信する１つ以上の受信ブランチを含むレーダ受信部と、前記移動物体の移動速度に基づいて、前記ドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定するドップラ補正位相回転制御部と、を有し、前記１つ以上の受信ブランチは、前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記受信した反射波信号を補正する送信周期毎位相回転部と、前記補正された１つ以上の反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する測位結果出力部と、を有する。

本開示のレーダ装置において、前記レーダ送信信号を送信する送信アンテナのビーム方向を決定する送信ビーム制御部をさらに含み、前記レーダ送信部は、さらに、前記レーダ送信信号を前記決定されたビーム方向に送信する１つ以上の送信アンテナを有し、前記ドップラ補正位相回転制御部は、前記移動物体の移動速度および前記送信アンテナのビーム方向に基づいて、前記ドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定し、前記レーダ受信部は、さらに、前記１つ以上の受信ブランチの各々が受信した反射波信号に対する前記ドップラ周波数解析の解析結果に基づいて、前記反射波信号の到来方向を推定する到来方向推定部を有し、測位結果出力部は、前記推定された到来方向と、前記送信アンテナのビーム方向毎の前記ドップラ補正位相回転量とに基づいて、前記ターゲットの測位結果を算出する。

本開示の測位方法において、移動物体の移動速度に基づくドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定し、前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を、補正し、前記補正されたレーダ送信信号を、前記移動物体に搭載されるレーダ送信部によって、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に繰り返し送信し、前記補正されたレーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を、１つ以上の受信ブランチを含み、前記移動物体に搭載されるレーダ受信部によって、受信し、前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する。

本開示の測位方法において、移動物体の移動速度に基づくドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定し、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を、移動物体に搭載されたレーダ送信部によって、繰り返し送信し、前記レーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を、１つ以上の受信ブランチを含み、移動物体に搭載されたレーダ受信部によって、受信し、前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記受信した反射波信号を補正し、前記補正された１つ以上の反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する。

本開示は、ドップラ周波数を検出してレーダとターゲットとの相対速度を検出するレーダ装置として好適である。

１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，１０ｄ、１０ｅ、１０ｆ レーダ装置
１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ レーダ送信部
１０１、１０１ａ レーダ送信信号生成部
１０２，１０２ａ，１０２ｂ、１０２ｃ 送信周期毎位相回転部
１０３，１０３ｂ＿１〜１０３ｂ＿Ｎ＿Ｔｘ 無線送信部
１０４、１０４ｂ＿１〜１０４ｂ＿Ｎ＿Ｔｘ 送信アンテナ
１０５ 符号生成部
１０６ 変調部
１０７ ＬＰＦ
１０８ 符号記憶部
１０９ Ｄ／Ａ変換部
１１０ 送信ビーム形成部
２００，２００ａ，２００ｂ，２００ｃ，２００ｄ レーダ受信部
２０１ 受信アンテナ
２０２ 無線受信部
２０３，２０３ａ，２０３ｃ，２０３ｄ 信号処理部
２０４ 増幅器
２０５ 周波数変換部
２０６ 直交検波部
２０７，２０８ Ａ／Ｄ変換部
２０９ 相関演算部
２１０，２１０ａ，２１０ｂ、２１０ｃ 加算部
２１１，２１１ａ，２１１ｂ，２１１ｃ ドップラ周波数解析部
２１２，２１２ｂ，２１２ｄ 測位結果出力部
２１３，２１３ａ、２１３ｃ 送信周期毎位相回転部
２１４＿１〜２１４＿Ｎ＿Ｒｘ，２１４ｃ＿１〜２１４ｃ＿Ｎ＿Ｒｘ 受信アンテナ系統
２１５，２１５ｃ 到来方向推定部
２１６ 第１加算部
２１７ 第２加算部
２１８ 第１ドップラ周波数解析部
２１９ 第２ドップラ周波数解析部
２２０ ドップラ周波数補正部
３００ 基準信号生成部
４００ 車速検出部
５００，５００ａ，５００ｂ，５００ｃ ドップラ補正位相回転制御部
５０１ 固定ドップラ補正位相回転制御部
６００ 送信ビーム制御部

Claims (9)

1. 移動物体に搭載されるレーダ装置であって、
   レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含み、前記移動物体の移動速度に基づくドップラ周波数成分が補正されたレーダ送信信号を繰り返し送信するレーダ送信部と、
   前記補正されたレーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を受信する１つ以上の受信ブランチを含むレーダ受信部と、
   前記移動物体の移動速度に基づいて、前記ドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定するドップラ補正位相回転制御部と、
   を有し、
   前記レーダ送信部は、
   前記レーダ送信信号を生成するレーダ送信信号生成部と、
   前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記レーダ送信信号を補正し、前記補正されたレーダ送信信号を出力する送信周期毎位相回転部と、
   を有し、
   前記レーダ受信部は、
   前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する測位結果出力部を有する、
   レーダ装置。
2. 前記レーダ受信部は、
   前記受信した反射波信号を、所定の離散時間で、離散サンプリングするサンプリング部と、
   前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記離散サンプリングの結果と前記複数のパルス圧縮符号との相関値を算出する相関演算部と、
   前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に算出された前記相関値を、Ｎ_ｐ回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にＮ_ｐ回加算した加算結果を出力する加算部と、
   （Ｎ_ｐ×Ｎ_ｃ）回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒを１つの測定期間として、１つの測定期間に得られる前記加算部からのＮ_ｃ回の出力を基にドップラ周波数解析を行うドップラ周波数解析部と、
   を有する、請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記ドップラ補正位相回転量は、前記１つの測定期間において、同じ位相回転量である、
   請求項１に記載のレーダ装置。
4. 前記レーダ送信信号を送信する送信アンテナのビーム方向を決定する送信ビーム制御部を含み、
   前記ドップラ補正位相回転制御部は、
   前記移動物体の移動速度および前記送信アンテナのビーム方向に基づいて、前記ドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定し、
   前記レーダ送信部は、
   前記補正されたレーダ送信信号を前記決定されたビーム方向に送信する１つ以上の送信アンテナを有し、
   前記レーダ受信部は、更に、
   前記１つ以上の受信ブランチの各々が受信した反射波信号に対するドップラ周波数解析の解析結果に基づいて、前記反射波信号の到来方向を推定する到来方向推定部を有し、
   前記測位結果出力部は、
   前記推定された到来方向と、前記送信アンテナのビーム方向毎の前記ドップラ補正位相回転量とに基づいて、前記ターゲットの測位結果を算出する、
   請求項１記載のレーダ装置。
5. 前記レーダ受信部は、
   前記受信した反射波信号を、所定の離散時間で、離散サンプリングするサンプリング部と、
   前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記離散サンプリングの結果と前記複数のパルス圧縮符号との相関値を算出する相関演算部と、
   前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に算出された前記相関値を、Ｎ_ｐ１回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にＮ_ｐ１回加算した第１の加算結果を出力する第１の加算部と、
   前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に算出された前記相関値を、Ｎ_ｐ１回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に前記Ｎ_ｐ１回より少ないＮ_ｐ２回加算した第２の加算結果を出力する第２の加算部と、
   前記Ｎ_ｐ１回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に出力される前記第１の加算結果に対して第１のドップラ周波数解析を行う第１のドップラ周波数解析部と、
   前記Ｎ_ｐ１回の前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に出力される前記第２の加算結果に対して第２のドップラ周波数解析を行う第２のドップラ周波数解析部と、
   前記第１ドップラ周波数解析の結果および前記第２ドップラ周波数解析の結果に基づいて、前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号にドップラ周波数の折り返しがあるか否かを判定し、前記折り返しがある場合、前記第１ドップラ周波数解析の結果および前記第２ドップラ周波数解析の結果に基づいて、前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号に含まれるドップラ周波数を補正するドップラ周波数補正部と、
   を含み、
   前記測位結果出力部は、更に、
   前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号にドップラ周波数の折り返しがある場合、
   前記ドップラ周波数補正された１つ以上の反射波信号と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する、
   請求項１に記載のレーダ装置。
6. 移動物体に搭載されるレーダ装置であって、
   レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を繰り返し送信するレーダ送信部と、
   前記レーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を受信する１つ以上の受信ブランチを含むレーダ受信部と、
   前記移動物体の移動速度に基づいて、前記ドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定するドップラ補正位相回転制御部と、
   を有し、
   前記１つ以上の受信ブランチは、
   前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記受信した反射波信号を補正する送信周期毎位相回転部と、
   前記補正された１つ以上の反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する測位結果出力部と、
   を有するレーダ装置。
7. 前記レーダ送信信号を送信する送信アンテナのビーム方向を決定する送信ビーム制御部を更に含み、
   前記レーダ送信部は、更に、
   前記レーダ送信信号を前記決定されたビーム方向に送信する１つ以上の送信アンテナを有し、
   前記ドップラ補正位相回転制御部は、
   前記移動物体の移動速度および前記送信アンテナのビーム方向に基づいて、前記ドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定し、
   前記レーダ受信部は、更に、
   前記１つ以上の受信ブランチの各々が受信した反射波信号に対する前記ドップラ周波数解析の解析結果に基づいて、前記反射波信号の到来方向を推定する到来方向推定部を有し、
   測位結果出力部は、
   前記推定された到来方向と、前記送信アンテナのビーム方向毎の前記ドップラ補正位相回転量とに基づいて、前記ターゲットの測位結果を算出する、
   請求項６記載のレーダ装置。
8. 移動物体の移動速度に基づくドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定し、
   前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を、補正し、
   前記補正されたレーダ送信信号を、前記移動物体に搭載されるレーダ送信部によって、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に繰り返し送信し、
   前記補正されたレーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を、１つ以上の受信ブランチを含み、前記移動物体に搭載されるレーダ受信部によって、受信し、
   前記１つ以上の受信ブランチが受信した反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する、
   測位方法。
9. 移動物体の移動速度に基づくドップラ周波数成分を補正するためのドップラ補正位相回転量を決定し、
   レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎にパルス圧縮符号を含むレーダ送信信号を、移動物体に搭載されたレーダ送信部によって、繰り返し送信し、
   前記レーダ送信信号がターゲットに反射された反射波信号を、１つ以上の受信ブランチを含み、移動物体に搭載されたレーダ受信部によって、受信し、
   前記ドップラ補正位相回転量に基づいて、前記レーダ送信周期Ｔ_ｒ毎に、前記受信した反射波信号を補正し、
   前記補正された１つ以上の反射波信号に対するドップラ周波数解析結果と、前記ドップラ補正位相回転量と、を用いて、前記ターゲットの測位結果を算出する、
   測位方法。

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