JP2019522220A - 速度の曖昧さの解消を含むｍｉｍｏレーダにおける速度検出のための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

説明する例において、方法（８００）は、レーダによって検出されるオブジェクトの速度が最大速度より速いか否かを、少なくとも２つの送信機から送信されオブジェクトで反射されるチャープの少なくとも１つのフレームを複数の受信機で受信することによって判定する。各送信機によって送信されるチャープのシーケンス（フレーム）に対応する、各受信機によって受信される信号の仮想アレイベクトルＳにおける速度誘導位相シフト（φｄ）が推定される（８０４）。仮想アレイベクトルＳの各要素の位相がφｄを用いて補正されて補正された仮想アレイベクトルＳｃが生成される（８０５）。補正された仮想アレイベクトルＳｃに対して第１フーリエ変換（８０６）が実施されて補正された仮想アレイスペクトルが生成される。オブジェクトが最大速度より速い絶対速度を有することを示すシグネチャを検出するため、補正された仮想アレイスペクトルが解析される（８０８）。

Description

本開示は、概して、オブジェクト検出及び速度判定に関し、より詳細には、周波数変調連続波（ＦＭＣＷ）レーダシステムにおける速度検出に関する。

ＦＭＣＷレーダの基本的な送信信号は周波数ランプ（これは「チャープ」としても一般に知られている）である。チャープは、経時的に周波数が線形に変化する信号である。例えば、ミリ波ＦＭＣＷレーダは、７７ＧＨｚで始まり８１ＧＨｚまで線形に上昇する４ＧＨｚ帯域幅を有するチャープを送信し得る。送信（ＴＸ）アンテナによって送信される信号は１つ又は複数のオブジェクトで反射し、反射された信号は、１つ又は複数の受信（ＲＸ）アンテナで受信される。

ＦＭＣＷレーダは、一連のこのような等間隔チャープを、フレームと呼ばれるユニットで送信する。ＲＸアンテナで受信される対応する信号は、ダウンコンバートされ、デジタル化され、次いで、レーダ前方の複数のオブジェクトのレンジ、速度、及び到着角度を得るために処理される。

多入力多出力（ＭＩＭＯ）レーダは、ＦＭＣＷレーダの角度推定能力を改善するための技法である。ＭＩＭＯレーダを用いて、複数のＴＸアンテナが、同じセットのＲＸアンテナに送信する。複数のＴＸアンテナから発する信号は直交する必要がある（すなわち、互いに干渉すべきでない）。直交性を保証する一般的な方法の中には、時分割多重（ＴＤＭ−ＭＩＭＯ）、周波数分割多重（ＦＤＭ−ＭＩＭＯ）、及び符号位相多重がある。ＴＤＭ−ＭＩＭＯにおいては、異なるＴＸアンテナからの信号は、異なるタイムスロットを占める。ＦＤＭ−ＭＩＭＯにおいては、複数のＴＸアンテナからの信号が周波数で分離される。符号位相多重においては、複数のＴＸアンテナが、異なる疑似ランダムノイズ符号（ＰＮ符号）を用いて同時に信号を送信し、それによってこれらの信号が受信機において分離され得る。ＦＤＭ−ＭＩＭＯは、送信及び受信チェーンの双方に付加的なハードウェアの複雑さを課す。符号位相多重は、（逆拡散ノイズによる）性能の劣化、及び／又は、（チャープ内符号ＰＮシーケンスを復号するための）計算要件のかなりの増大を生じさせる。

その結果、ＴＤＭ−ＭＩＭＯは直交性を提供するための他の方法に対して有利である。しかし、ＴＤＭ−ＭＩＭＯの動作モードは、レーダによって測定され得る最大の曖昧でない速度を低減させる。従来のＴＤＭ−ＭＩＭＯレーダを用いると、最大の曖昧でない速度（ｖ_ｍａｘ）より速い速度で移動するオブジェクトは、その速度が不正確に推定される。

説明する例において、或る方法が、レーダによって検出されるオブジェクトの絶対速度が最大値より速いか否かを判定する。この方法は、少なくとも２つの送信機によって送信され、オブジェクトで反射されるチャープの少なくとも１つのフレームを複数の受信機で受け取ることを含む。仮想アレイベクトルＳにおける速度誘導位相シフト（φ_ｄ）が推定される。送信機によって送信されるチャープのシーケンス（フレーム）に対応する、各受信機によって受信される信号に基づいてＳが計算される。仮想アレイベクトルＳの各要素の位相がφ_ｄを用いて補正されて、補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃが生成される。補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃに対する第１フーリエ変換により、補正された仮想アレイスペクトルが生成される。オブジェクトが最大速度より速い絶対速度を有することを示すシグネチャを検出するため、補正された仮想アレイスペクトルが解析される。

ＦＭＣＷレーダの概略図である。

チャープ信号のグラフである。

インターリーブされたチャープ信号のグラフである。

別のレーダの概略図である。

２つの送信機を有するレーダシステムの概略図である。

速度と到来角の組み合わせ効果を示すグラフである。

理想的及び誤った補正マトリックスのフーリエ変換を示すグラフである。

例示の実施形態の方法態様のフローチャートである。

例示の実施形態の別の方法態様のフローチャートである。

別のアーキテクチャを有するＴＤＭ−ＭＩＭＯレーダシステムを示す。

図１０のアーキテクチャについての理想的及び誤った補正マトリックスのフーリエ変換を示すグラフである。

レンジドップラービンにおける２つのオブジェクトについての理想的及び誤った補正マトリックスのフーリエ変換を示すグラフである。

図面において、対応する数字及び記号は、指示されない限り、概して、対応する部分を指す。図面は一定の縮尺で描かれているとは限らない。

「結合される」という用語は、介在する要素を用いてなされる接続を含み得、付加的な要素及び様々な接続が「結合される」任意の要素間に存在し得る。

図１はＦＭＣＷレーダ１００の概略図である。図１において、レーダ１００は、図２に関して下記で説明するようにフレーム１０８を送信する単一の送信機１０２を備えて配される。フレーム１０８はオブジェクト１０６で反射し、反射信号１１０−１〜１１０−４が、それぞれ、４つの受信機１０４−１〜１０４−４によって受信される。チャープのフレームを単一のＲＸアンテナに送信する単一のＴＸアンテナを用いると、レーダに対するオブジェクトの相対的な運動が、後続のチャープにわたって受信信号における位相変化（φ_ｄ）を誘導する。各アンテナは、集積回路に部分的又は全体的に組み込まれ得る回路要素によって駆動される。例えば、集積回路は、信号を生成し得、１つ又は複数のパワートランジスタ又はパワーモジュールを用いてこれらの信号をアンテナに印加し得る。駆動回路要素は、モジュール内に組み込まれる個別の構成要素又は幾つかの構成要素とし得る。或る構成において、１つの集積回路が複数のアンテナを駆動し得る。他の構成において、別の回路が各アンテナ及び共通のプロセッサを駆動して信号を解析する。

図２は、ＲＸアンテナで受信されるチャープ信号のグラフ２００である。受信されるチャープ２１２−０は、基準チャープであり、フレーム２０８における第１のチャープである。受信されるチャープ２１２−１は、その送信タイミングからドップラー効果によってφ_ｄシフトされている。受信されるチャープ２１２−２は、その送信タイミングから２φ_ｄシフトされている。そのため、チャープにわたって受信された信号の位相には線形漸進（［０、φ_ｄ、２φ_ｄ．．．（Ｎ−１）φ_ｄ］）が存在する。この位相漸進は、チャープにわたるレンジＦＦＴ（下記でさらに説明する）の対応するピークに見られ、レンジＦＦＴは、各チャープに対する受信ＩＦ信号に対応するデジタル化されたサンプルに対して実施されるものである。図２に、このシーケンスを図示する。簡単のため、この説明においては、初期位相値をゼロと称する。受信信号の位相における線形漸進により、フーリエ変換を用いて後続のチャープにわたってφ_ｄを推定し得る。この推定は、後続のチャープにわたる受信信号に対する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）デバイス及び技法を用いて実現され得る。位相変化φ_ｄは、オブジェクトの速度に正比例し、式（１）によって与えられる。
φ_ｄ＝４πＴ_ｃｖ／λ （１）
ここで、Ｔ_ｃはチャープ周期性（すなわち、１つのチャープの開始から次のチャープの開始までの時間）であり、λはチャープの開始周波数に対応する波長である。

そのため、φ_ｄが（ＦＦＴを用いることなどによって）推定された後、式（２）を用いてオブジェクトの速度がｖ_ｅｓｔとして推定され得る。
ｖ_ｅｓｔ＝φ_ｄλ／４πＴ_ｃ （２）

パラメータφ_ｄは、−πラジアン及びπラジアン間にある場合、曖昧にしか推定され得ない位相量である。φ_ｄに対する制限は、曖昧に推定され得る最大速度（ｖ_ｍａｘ）の値を直接的に制限する。φ_ｄ＝πを式（２）に代入することにより式（３）が得られ、式（３）により下記のｖ_ｍａｘ値が得られる。
ｖ_ｍａｘ＝λ／４Ｔ_ｃ （３）

そのため、レーダによって測定され得る最大の曖昧でない速度（±ｖ_ｍａｘ）はチャープ期間Ｔ_ｃに直接的に依存する。Ｔ_ｃが小さいほど大きいｖ_ｍａｘが得られる。周期性Ｔ_ｃは、同じＴＸアンテナからの連続するチャープの開始（又は任意の対応する点）間の時間を指す。そのため、すべての他の態様が等しいと、２つのＴＸアンテナを備えたＴＤＭ−ＭＩＭＯレーダ構成のｖ_ｍａｘは、単一ＴＸレーダ構成のｖ_ｍａｘの半分になる。図３は、フレーム３０８におけるこの点を図示する。グラフ３００は、１つの送信機（ＴＸ）によって送信され、第２の送信機からのチャープ３１４−０〜３１４−（Ｎ−１）によって時間インターリーブされる、チャープ３１２−０〜３１２−（Ｎ−１）を含む。Ｔ_ｃは１つの送信機からのチャープの期間である。図３はこの期間を図示し、ここで、Ｔ_ｃは、チャープ３１２−０の終わりからチャープ３１２−１の終わりまで測定される。Ｔｃがチャープ２１２−０の終わりからチャープ２１２−１の終わりまでである図２に図示する単一送信機ＴＤＭ−ＭＩＭＯに対して、図３の期間Ｔ_ｃは２倍長い。概して、Ｍ個の送信機を備えたＴＤＭ−ＭＩＭＯシステムの期間は、単一送信機システムの期間のＭ倍である。しかし、式（３）において上述したように、ｖ_ｍａｘはＴ_ｃに反比例する。そのため、使用する送信アンテナの数が多いほど、最大速度ｖ_ｍａｘは遅くなる。

図１において、オブジェクト１０６は送信機１０２及び受信機１０４−１〜１０４−４の真正面にある。この例は、オブジェクトがＴＤＭ−ＭＩＭＯアレイに直交する位置にあるため、受信されたチャープがすべての受信機に本質的に同時に到達する特殊なケースである。検出される大抵のオブジェクトは、ＴＤＭ−ＭＩＭＯシステムに対して或る角度に向いている。

図４は別のレーダ４００の概略図である。図１における要素と同様に番号が振られている図４における要素は同様の機能を実施する。例えば、要素４０２、４０４−１〜４０４−４、及び４０６は、図１の要素１０２、１０４−１〜１０４−４、及び１０６と同様の機能を実施する。図４において、オブジェクト４０６は、送信機（ＴＸ）４０２及び受信機（ＲＸ）４０４−１〜４０４−４に対して角度θをなす。送信機４０２から送信される信号はオブジェクト４０６で反射し、受信機４０４−１〜４０４−４がこの信号を受信する。受信機４０４−１〜４０４−４は、等間隔ｄ_ａｎｔで離間するアンテナを有する。連続する各ＲＸアンテナにおいて到達する信号は、前のアンテナに対して遅れる。これは、信号が通過しなければならない付加的な距離ｄのためである。この状況は、図４において受信機４０４−３と４０４−４の間の直角三角形によって図示されている。この付加的な遅延は、隣り合うＲＸアンテナにおいて到達する信号間の位相差φ_ａになる。そのため、連続するＲＸアンテナにおいて到達する信号の位相において線形漸進［０、φ_ａ、２φ_ａ、３φ_ａ］が存在する。この線形漸進により、例えばＦＦＴを用いて、φ_ａが推定され得る。アンテナ間の位相差φ_ａは、オブジェクトの到来角（θ）に関係する。φ_ａが推定されると、式（４）を用いて到来角θが推定され得る。
θ＝ｓｉｎ^−１（φ_ａλ／２πｄ_ａｎｔ） （４）
ここで、ｄ_ａｎｔは隣り合うＲＸアンテナ間の距離である。

図５は、２つの送信機５０２−１及び５０２−２を有するＴＤＭ−ＭＩＭＯシステム５００の概略図である。図４における要素と同様に番号が振られている図５における要素は、同様の機能を実施する。例えば、要素５０２、５０４−１〜５０４−４、及び５０６は、図４の要素４０２、４０４−１〜４０４−４、及び４０６と同様の機能を実施する。コントローラ及びプロセッサ５０８は、送信機５０２−１及び５０２−２並びに受信機５０４−１〜５０４−４を制御し、受信機５０４−１〜５０４−４で受信される信号を処理する。コントローラ及びプロセッサ５０８は、１つ又は複数の集積回路に部分的又は全体的に組み込まれ得る。例えば、集積回路が、信号を生成し得、１つ又は複数のパワートランジスタ又はパワーモジュールを用いてこれらの信号をアンテナに印加し得る。駆動回路要素は、モジュール内に組み込まれる個別の構成要素又は幾つかの構成要素とし得る。或る構成において、１つの集積回路が複数のアンテナを駆動し得る。他の構成において、別個の回路が、信号を解析するため各アンテナ及び共通のプロセッサが信号を駆動する。いくつかの構成において、コントローラ部分及びプロセッサ部分は、同じ集積回路に形成されるか、又は別個の集積回路とし得る。集積回路のプロセッサ部分は、ＣＰＵ、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、ミックスドシグナルプロセッサ（ＭＳＰ）、ＡＲＭコアなどの縮小命令セットコンピュータ（ＲＩＳＣ）コア、マイクロコントローラ、又は別の適切なプロセッサを含み得る。

システム５００のようなＴＤＭ−ＭＩＭＯシステムが、複数の送信機を用いてφ_ａの線形位相漸進の実行長さを長くし、そのため角度推定の質が改善される。図５は、複数の送信機の使用及び角度推定の効果を図示する。送信機５０２−２からの信号は、送信機５０２−１に対して付加的な距離Ｄを進まなければならない。送信機５０２−１から送信されるチャープに対して、送信機５０２−２からのチャープが進まなければならないこの付加的な距離は、各受信機アンテナにおける信号に対する付加的な位相差となる。図５では、送信機５０２−１と５０２−２の間隔は、隣り合う受信機アンテナの間隔の４倍になるように選択される。しかし、本明細書で説明する原理は、送信機の任意の間隔に当てはまる。これに対応して、この付加的な位相差は４φ_ａになる。そのため、各受信機アンテナに対し、送信機５０２−１及び５０２−２からの、受信機によって観察される信号は、位相差４φ_ａを有する。この構成では、システム５００は下記のように動作する。
ａ）まず、送信機５０２−２が送信し、受信機５０４−１〜５０４−４において観察される位相は、それぞれ、「０ φ_ａ ２φ_ａ ３φ_ａ」である。
ｂ）続いて、送信機５０２−２が送信し、受信機５０４−１〜５０４−４において観察される位相は「４φ_ａ ５φ_ａ ６φ_ａ ７φ_ａ」である。

送信機５０２−１及び５０２−２からの連続的送信から得られる受信信号は、共に連結され得、位相がＰ＝［０ φ_ａ ２φ_ａ ３φ_ａ ４φ_ａ ５φ_ａ ６φ_ａ ７φ_ａ］の線形漸進を有する一層長い信号シーケンスがつくられ得る。これにより、φ_ａのより良好な推定が提供される。そのため、ＴＤＭ−ＭＩＭＯにおいて、複数のＴＸアンテナにわたって時分割多重送信によりＲＸアンテナアレイにおいて受信される信号は適切に配列されて、送信アンテナの数×受信アンテナの数に等しい長さの信号シーケンスがつくられ得る。この信号シーケンスは、本明細書において「仮想アレイ信号」と称する。本明細書において、仮想アレイ信号自体はＳと表わされ、このシーケンスに対応する位相はＰで表わされる。

仮想アレイ信号を生成するための１つのプロセスは、まず、下記で説明するように、各送信機／受信機ペアに対する２次元ＦＦＴ（２Ｄ−ＦＦＴ）処理を含む。送信されるチャープを対応する受信チャープと混合することによって中間周波数（ＩＦ）信号が得られる。ＩＦ信号に対応するデジタル化されたサンプルに対してレンジＦＦＴが実施される。レンジＦＦＴはレンジ内のオブジェクトを分解し、一連のビンをつくる。各ビンはレンジ値に対応する。或るビンにおける或る信号が、そのレンジにおけるオブジェクトを示す。この処理は、全フレームにわたって、各送信機／受信機ペアに対して各チャープについてなされる。次いで、各送信機／受信機ペアについて、チャープにわたる各レンジ−ビンに対してドップラーＦＦＴが実施される。この２Ｄ−ＦＦＴ（すなわち、レンジＦＦＴ、及びそれに続くドップラーＦＦＴ）処理により、２次元ＦＦＴグリッドが生成され、１つのこのような２Ｄ−ＦＦＴグリッドが、各送信機／受信機ペアに対して生成される。次いで、各受信機／送信機ペアに対して、すべての生成された２次元ＦＦＴグリッドにわたって特定のレンジ−ドップラービンに対応する信号サンプルを取り出すことによって、仮想アレイ信号Ｓが生成される。（例えば、Ｓｏｎｇらの「車両ＦＭＣＷレーダのためのニュートン補間を用いるドップラー推定の増強」、情報及び通信技術コンバージェンスの国際学会（ＩＣＴＣ）2014、615~616頁、（2014年）を参照されく、この文献全体は参照により本明細書に組み込まれている。）
Song, et al., "Enhancing Doppler estimation via newton interpolation for automotive FMCW radars", International Conference on Information and Communication Technology Convergence (ICTC) 2014, pp. 615-616 (2014)

図６は、速度と到来角の組み合わせ効果を示すグラフ６００である。図５における要素と同様に番号が振られている図６における要素は、同様の機能を実施する。例えば、チャープ６１２−０〜６１２−（Ｎ−１）及び６１４−０〜６１４−（Ｎ−１）は、図３のチャープ３１２−０〜３１２−（Ｎ−１）及び３１４−０〜３１４−（Ｎ−１）と同様の機能を実施する。図５を参照した上述の説明は、静止オブジェクトを暗に仮定している。レーダに対して相対的に動くオブジェクトの場合、受信機において観察される位相オフセットは、相対速度及び到来角の双方による寄与を有する。図６に関して、Ｔ_ｃ’は、同じ送信アンテナからの連続するチャープの開始間の時間を指す。また、φ_ｄは、同じ送信アンテナから発する連続するチャープ間の、受信機における速度誘導位相差を指す。そのため、送信機６０２−１及び６０２−２（図５）からの隣り合う送信間の対応する速度誘導位相差は０．５φ_ｄである。送信機６０２−１が送信するとき、４つの受信機６０４−１〜６０４−４で受信された信号の位相は、セット６２０−１に示すように、それぞれ、［０ φ_ａ ２φ_ａ ３φ_ａ］である。送信機６０２−２から発する信号の場合、４つの受信機６０４−１〜６０４−４における信号は、［４φ_ａ ５φ_ａ ６φ_ａ ７φ_ａ］の到来角誘導位相オフセットを有する。送信機６０２−２からの送信は送信機６０２−１からの送信から０．５Ｔ_ｃ遅れるので、これにより、セット６２０−２に示すように、０．５φ_ｄの付加的な位相が誘導される。そのため、到来角及び相対速度の両方の効果を組み込む仮想アレイ信号Ｓの位相Ｐは、式（５）によって与えられる。
P=[0 φ_a 2φ_a 3φ_a 0.5φ_d+4φ_a 0.5φ_d+5φ_a 0.5 φ_d+6φ_a 0.5φ_d+7φ_a] （５）

式（５）に示すように、仮想アレイ信号Ｓの位相Ｐは、（φ_ａによる）到来角及び（φ_ｄによる）相対速度の双方に依存する。そのため、速度及び到来角の推定が結合される。速度及び到来角は下記の技法を用いて判定され得る。
ａ． ステップ１
相対速度誘導位相（φ_ｄ）の推定
特定の送信ＴＸアンテナによって送信される連続チャープによる各ＲＸアンテナにおける位相差（φ_ｄ）を判定する。この処理は「ドップラーＦＦＴ処理」と呼ばれることがある。これは、特定のＴＸアンテナから送信されるチャープによるＲＸアンテナで受信される信号をＦＦＴ処理することによってなされる。通常、「フレーム内のチャープにわたるドップラーＦＦＴ」を実施する前に、各チャープに対応するＡＤＣサンプルに対してまずレンジＦＦＴが行われる。φ_ｄの推定は、式（２）を用いてオブジェクトの速度ｖを推定するために用いられる。実際には、すべてのＴＸ−ＲＸアンテナペアにわたって同様の処理が繰り返され、結果が平均されて、φ_ｄのより良好な推定が得られる（例えば、複数のＴＸ−ＲＸアンテナペアにわたるドップラーＦＦＴが非コヒーレントに平均され得、この非コヒーレントに平均されたＦＦＴがφ_ｄを推定するために用いられる）。
ｂ． ステップ２
ドップラー補正
ステップ１におけるφｄの推定は、Ｓの最後の４つの要素にｅ^{−ｊ（φｄ／２）}を乗算することによって、仮想アレイ信号Ｓのφ_ｄへの依存性を取り除くために用いられる。この演算により、補正された仮想アレイ信号Ｓ_ｃがつくられる。この信号の位相Ｐ_ｃは式（６）によって与えられる。
Ｐ＝［０ φ_ａ ２φ_ａ ３φ_ａ ４φ_ａ ５φ_ａ ６φ_ａ ７φ_ａ］ （６）
ｃ． ステップ３
角度推定
式（６）から、補正された仮想アレイ信号Ｓ_ｃの位相Ｐ_ｃは、φ_ａの線形漸進を有する。そのため、Ｐ_ｃに対するＦＦＴによりφ_ａが推定される。このφ_ａの推定は、式（４）において用いられて到来角θが求められる。

上述した技法は、オブジェクトの相対速度（ｖ）がｖ_ｍａｘ内である（すなわち、｜ｖ｜＜ｖ_ｍａｘ）と仮定している。この拘束から少しでも外れると、φ_ｄの推定に誤りが生じ、その結果、推定された速度（ｖ）並びにＳ_ｃ（及びその位相Ｐ_ｃ）に誤差が生じる。また、上述したように、実現可能なｖ_ｍａｘは送信機の数に反比例する（例えば、２つの送信機の場合、１／２になる）。これは、Ｔ_ｃが、送信機の数に比例して長くなるからである。

或る態様において、（上述したような）ｖ_ｍａｘの制限は、ＴＤＭ−ＭＩＭＯレーダにおいて改善される。下記のプロセスが用いられる。｜ｖ｜がｖ_ｍａｘを超える場合、φ_ｄの推定における誤差も、角度推定（上述のステップ３）の前になされたドップラー補正（上述のステップ２）に影響を及ぼす。補正された仮想アレイ信号Ｓｃの位相Ｐ_ｃにおいてこのように生じた誤差は、その角度ＦＦＴスペクトルにおける独自のシグネチャになる。こういったシグネチャは、検出され、下記でさらに説明するように｜ｖ｜がｖ_ｍａｘを超えたという条件を補正するために用いられる。

｜ｖ｜＞ｖ_ｍａｘの場合、｜φ_ｄ｜はπを超え、その結果、上述した方法のステップ２におけるφ_ｄの推定に誤りが生じる。例えば、φ_ｄがπを超える（すなわち、φ_ｄ＝π＋Δである）場合、ステップ１で推定されたφ_ｄの値（φ_{ｄ＿ｅｓｔ}）は−π＋Δとなる。同様に、φ_ｄの値が−πより小さい（すなわち、φ_ｄ＝−π−Δである）場合、φ_{ｄ＿ｅｓｔ}＝π−Δとなる。そのため、推定誤差φ_ｄ−φ_{ｄ＿ｅｓｔ}は±２πとなる。この推定誤差は位相Ｐ_ｃの誤差になり、誤った位相が式（７）によって与えられる。
Ｐ＝[0,φ_a 2φ_a 3φ_a π+4φ_a π+5φ_a π+6φ_a π+7φ_a] （７）

式（７）において、誤差項は、最後の４つのエントリ各々にπを加算したものである。そのため、このレーダアーキテクチャの場合の誤差のベクトル（「位相誤差ベクトル」）は、φ_{ｅｒｒｏｒ}＝［０ ０ ０ ０ π π π π］となる。

図７は、理想的なＳ_ｃ（すなわち、ｖがｖ_ｍａｘ未満の場合）、及び式（７）において上述した位相誤差を有するＳ_ｃのＦＦＴを示すグラフ７００である。理想的な補正された仮想アレイ信号Ｓ_ｃ（すなわち、式（６）によって表される位相Ｐ_ｃを有するもの）は、（φ_ａの推定、及びしたがってθに対応する）角度ＦＦＴにおける単一ピークを有する曲線７０２となる。一方、誤ったＳ_ｃ（すなわち、式（７）によって表される位相Ｐ_ｃを有するもの）は、その角度ＦＦＴにおける２つのピークを有する曲線７０４となる。また、ＦＦＴスペクトルにおけるこれら２つのピークは、３π／８ラジアン分離されており、等しいパワーを有する。そのため、１）２つのピークの特性、及び、２）これらのピークが３π／８分離されている場合の特性を示すいかなる角度ＦＦＴも、｜ｖ｜がｖ_ｍａｘを超える状況を示す可能性が高い。したがって、ｖ_ｍａｘ超え条件が、下記のチェック項目を用いて判定され得る。
１）チェック項目１： Ｓ_ｃのＦＦＴが、等しいパワーを有し、互いに３π／８ラジアン分離された２つのピークを有するか？
２）チェック項目２： チェック項目１が肯定である場合、Ｓ_ｃの最後の４つのサンプルを無効にし、角度ＦＦＴを再計算する。サンプルを無効にすることはその位相からπを減算することと等価なので、これにより、誤った位相（式（７））を理想的な位相（式（６））に戻す。
３）チェック項目３： チェック項目２から得られるＦＦＴが、中間に位置し、誤った角度ＦＦＴの２つのピークから等距離にある単一ピークを有することを確認する。
４）チェック項目４： チェック項目１〜３がＯＫの場合、２つのピークが（２Ｄ−ＦＦＴグリッドにおける）同じレンジドップラービンにおける２つのオブジェクトの存在によるものでないことを保証するための付加的なチェックを行う。
５）チェック項目５： チェック項目１〜４がＯＫの場合、ｖ_ｍａｘを超える速度偏位にフラグを立てる。真の速度は、式（８）を用いて計算される。
v_true=v_est+2v_max（v_est＜０の場合）、又はv_true=v_est-2v_max（v_est＞０の場合） （８）

図８は、或る態様方法８００のフローチャートである。方法８００はステップ８０２で始まる。ステップ８０４において、ドップラー位相シフトφ_ｄの推定が、上述したようなドップラーＦＦＴ処理を用いて判定される。ステップ８０５において、例えば、Ｓの最後の４つの要素にｅ^{−ｊ（φｄ／２）}を乗算することによって、仮想アレイ信号Ｓの依存性を取り除く。ステップ８０６において、上述したように角度ＦＦＴ処理を用いてφ_ａを判定する。ステップ８０８において、Ｓ_ｃのＦＦＴが、３π／８ラジアン分離された２つのピークを有するか否かを判定する（実際には、２つのＦＦＴピーク間の分離は３π／８から減算され得、この差の絶対値がＳＮＲに基づく閾値と比較される）。ステップ８０８が否定の場合、φ_ｄから直接的に速度を求め、ｖ_ｅｓｔ調整は必要とされない。ＳｃのＦＦＴが、３π／８ラジアン分離された2つのピークを有する場合、ステップ８１０において、φ_{ｅｒｒｏｒ}が影響を及ぼすＳ_ｃのサンプルが無効にされ、角度ＦＦＴが再計算される。ステップ８１２において、再計算された角度ＦＦＴが、誤った角度ＦＦＴのピークの中間に単一ピークを有することを確認する。他のアーキテクチャ（すなわち、２つの送信機及び４つの受信機でない）場合、｜ｖ｜＞ｖ_ｍａｘであることにより他の誤りシグネチャが生じる。そのため、これら他のアーキテクチャの場合、ステップ８０８及び８１２において他のアーキテクチャの他の誤りシグネチャ特性が検出される。適当な誤りシグネチャが見つからない場合、このデータから正確な速度を求めることができず、このプロセスはステップ８１８で終了する。適当なシグネチャが見つかる場合、２つのピークが１つのオブジェクトによって生じたか否かの判定が、図９に関して下記で説明する方法を用いてステップ８１４においてなされなければならない。このビンが１つだけオブジェクトを有する場合、ステップ８１６に示す式（式（８））により真の速度ｖ_ｔｒｕｅが判定される。この方法はステップ８１８で終了する。２つ以上のオブジェクトが検出される場合、このプロセスはステップ８１８で結果が得られずに終了する。

上記チェック項目４（ステップ８１４）は、２つのピーク（曲線７０４）が（誤った位相を有する）単一オブジェクトに対応し、同じレンジドップラービンにおける2つのオブジェクトの存在によるものでないことを確認するために用いられ得る単一オブジェクト確認方法を用いる。これは、固有値に基づく方法を用いて、下記の事実に依存して判定され得る。単一オブジェクトの場合、補正された仮想アレイ信号Ｓ_ｃに対応する２×２相関マトリックスの固有値は単一の支配的な固有値を有する。補正された仮想アレイ信号Ｓ_ｃは８要素ベクトルであり、式（９）に示すように、要素１〜４が、ＴＸ１からの４つのアンテナにおける受信信号に対応し、要素５〜８が、ＴＸ２からの受信信号に対応する。

下記の方法により、１つのオブジェクト又は２つのオブジェクトが同じレンジドップラービンに存在するか否かが判定される。
１． Ｓ_ｃからの隣接の要素で構成され、同じＴＸアンテナに対応する２×１ベクトルｒ_ｋ＝［ｓ_ｋ，ｓ_ｋ＋１］のセットＱを判定する。そのため、ｒ_１＝［ｓ_１ ｓ_２］はセットＱの一部であり、ｒ_４＝［ｓ_４ ｓ_５］はＱに含まれない。これは、ｓ_４がＴＸ１から受信される信号であり、ｓ_５がＴＸ２から受信される信号であるためである。
２． ２×２相関マトリックスＲ＝Σ_Ｑｒ_ｋｒ_ｋ ^Ｔを計算する。ここで、ｒ^Ｔはｒの転置である。
３． Ｒの２つの固有値を計算する。これら２つの固有値の計算は、２次方程式を解くことのみを必要とする従来の数学的プロセスであり、そのため、計算上簡単な閉形式の解が存在する。
４． ２つの固有値の比（大きい固有値に対する小さい固有値の比）を計算する。この比を信号雑音比（ＳＮＲ）閾値と比較する。この比が閾値未満である場合、信号は「１つのオブジェクト」を含み、この比が閾値より大きい場合、信号は「２つ以上のオブジェクト」を含む。ＳＮＲ閾値は、実験的に求められるか、又は、レーダシステムの特性から数学的に導出され得る。

図９は、或る態様方法９００のフローチャートである。方法９００は、２つ以上のオブジェクトがレンジドップラービンにあるかを判定する。ステップ９０２において、上述したように送信機にまたがらない２×１ベクトルのセットを求める。次いで、ステップ９０４において、このベクトルのセットから２×２相関マトリックスを求める。ステップ９０６において、相関マトリックスの固有値を計算し、ステップ９０８において、これらの固有値の比を計算する。ステップ９１０において、固有値の比と雑音閾値の比較に基づいて、２つ以上のオブジェクトが存在する（９１２）か、又は１つのオブジェクトが存在する（９１４）かを判定する。

上述した例示の技法は、図５の２つの送信機（２ＴＸ）×４つの受信機（４ＲＸ）アーキテクチャを対象としている。しかしながら、本願の態様はより広範な適用性を有する。例示の実施形態の態様において、補正された仮想アレイ信号における位相誤差の利用は、多くのアーキテクチャにおいて用いられ得る。２ＴＸ×４ＲＸの場合、補正された仮想アレイ信号Ｓ_ｃの位相Ｐ_ｃにおける誤差（φ_{ｅｒｒｏｒ}）は、位相Ｐ_ｃの最後の４つの要素の付加的な位相πを含む。図７は、ＦＦＴスペクトルにおける対応する誤りシグネチャを図示する。他のアーキテクチャが、補正された仮想アレイ信号Ｓ_ｃの位相Ｐ_ｃに異なる誤差φ_{ｅｒｒｏｒ}を有し得、それに対応して異なるシグネチャをＦＦＴスペクトルに有し得る。

例えば、図１０は、４つのＴＸアンテナ（１００２−１〜１００２−４）及び８つのＲＸアンテナ（１００４−１〜１００４−８）を含む、別のアーキテクチャを有するＴＤＭ−ＭＩＭＯシステム１０００を示す。システム１０００は、とりわけ、オブジェクト１００６の角度及び速度を検出する。実際には、このようなアーキテクチャは、通常、複数のレーダチップをつなげてＴＸ／ＲＸアンテナの利用可能性を広げることによって実現される。

４つのＴＸ及び８つのＲＸアンテナを用いると、補正された仮想アレイ信号が８×４＝３２個のサンプルで構成される。図１０のアーキテクチャのための補正された仮想アレイ信号の理想的な位相は、式（１０）に示すように、長さ３２の線形位相漸進である。
Ｐ_ｃ＝［０ φ_ａ ２φ_ａ ３φ_ａ．．．３２φ_ａ］ （１０）

正の方向（すなわち、ｖ＞ｖ_ｍａｘ）の偏位が、式（１１）によって与えられる下記の誤ったＰ_ｃとなる。

同様に、負の方向（すなわち、ｖ＜−ｖ_ｍａｘ）の偏位が、式（１２）によって与えられる下記の誤ったＰ_ｃとなる。

Ｓ_ｃのＦＦＴスペクトルにおける対応するシグネチャは、図１１のグラフ１１００に示されている。曲線１１０２は理想的な（偏位なし）スペクトルである。曲線１１０４はｖ＞ｖ_ｍａｘの場合のスペクトルである。曲線１１０６はｖ＜−ｖ_ｍａｘの場合のスペクトルである。

そのため、或る態様方法が、より全般的には下記のように説明される。
１． チャープにわたる相対速度誘導位相（φ_ｄ）を推定する。
２． φ_ｄを用いて仮想アレイ信号Ｓの位相を補正して、補正された仮想アレイ信号Ｓ_ｃを生成する。
３． ｜ｖ｜＞｜ｖ_ｍａｘ｜の場合、Ｓ_ｃの位相Ｐ_ｃは、Ｓ_ｃのスペクトルにおける特定のシグネチャを誘導する誤差（φ_{ｅｒｒｏｒ}）を有する。
４． Ｓ_ｃに対してＦＦＴを実施し、｜ｖ｜＞｜ｖ_ｍａｘ｜であることを示すシグネチャを検出するため、スペクトルを解析する。
ａ． 付加的なチェック項目が、Ｓ_ｃ要素にｅ^{−ｊφｅｒｒｏｒ}を有する要素を乗算すること、及び、得られた信号に対してＦＦＴを実施して補正φ_ｄを求めることを含み得る。
ｂ． Ｓ_ｃに対して付加的な計算を実施して、複数のオブジェクトがこのシグネチャを生じさせ得ているか否かを判定する。

上述した技法は計算上簡便である。しかし、これらの技法は、レンジドップラービンが１つの支配的なオブジェクトのみを有する場合に速度エイリアシングのため検出及び補正し得るだけである。例示の実施形態の付加的な態様において、より多くの計算を含む代替解決策が、この制約の一部を緩和する。N個のオブジェクトが同じレンジドップラービンにある場合、補正された仮想アレイ信号Ｓ_ｃは、理想的には、Ｎ個の複合トーンで構成され、Ｓ_ｃの周波数スペクトルは、理想的には、Ｎ個のピークを示す。しかし、ｖ_ｍａｘを超える相対速度のオブジェクトの存在により、φ_ｄの推定に誤りが生じ、その結果、Ｓ_ｃの位相Ｐ_ｃに誤差（φ_{ｅｒｒｏｒ}）が生じる。これは、概して、Ｓ_ｃの周波数スペクトルにおける付加的なピークとして現れる。例えば、図５のレーダアーキテクチャの場合、φ_{ｅｒｒｏｒ}＝［０ ０ ０ ０ π π π］であり、これはＳ_ｃの位相におけるπの位相不連続に相当する。図１２のグラフ１２００は、これをＮ＝２の場合について図示する。理想的なスペクトルは、曲線１２０２に示すように、２つのピークで構成される。｜ｖ｜＞ｖ_ｍａｘであることによって生じる誤ったスペクトルは付加的なピークを含む。これは、合計３つのピークを含む曲線１２０４においてＮ＝２の場合について示される。或る態様において、Ｎ＝２の場合の誤差状態は下記によって決定される。
１． 補正された仮想アレイ信号（Ｓ_ｃ）に対してスペクトル解析を実施する。
２． Ｓ_ｃにｅ^{−ｊφｅｒｒｏｒ}を乗算することによって第２の補正された仮想アレイ信号（Ｓ_ｃ’）を構築する。ここで、φ_{ｅｒｒｏｒ}は位相誤差ベクトルを指す。また、Ｓ_ｃ’に対してスペクトル解析を実施する。
３． ステップ１及び２における２つのスペクトル解析の結果を比較する。このスペクトル解析及び比較のために２つの手法が可能である。

方法１（ＦＦＴに基づくスペクトル解析）： Ｓ_ｃ及びＳ_ｃ’に対してＦＦＴを実施し、各スペクトルにおけるピーク（ｋ及びｋ’など）の数を推定する。ｋ＞ｋ’の場合、誤差状態（すなわち、｜ｖ｜＞ｖ_ｍａｘの１つ又は複数のオブジェクトの存在）を示す。実際には、このような技法は、ＦＦＴの長さ制限、ＳＮＲの考慮などにより問題となり得る。より堅固な技法が、下記で説明する方法２である。

方法２（固有値に基づく解析）： 固有値に基づく技法を用いることによって、Ｓ_ｃ及びＳ_ｃ’に対応するオブジェクト（ｍ及びｍ’など）の数を推定する。ｍ＞ｍ’の場合、誤差状態（すなわち、｜ｖ｜＞ｖ_ｍａｘの１つ又は複数のオブジェクトの存在）を示す。多くの場合において、推定されるオブジェクト（ｍ及びｍ’）の数の比較は、下記で説明するように、Ｓ_ｃ及びＳ_ｃ’を用いて計算される相関マトリックスの固有値の適切な比較で置き換えられ得る。

方法２に基づく例示の方法は下記のとおりである。
ステップ１： （ａ）同じＴＸアンテナに対応するＳ_ｃのすべての連続する３連構造を用いて３×３相関マトリックスＲを計算すること、及び、（ｂ）Ｒの固有値を推定し、次いで、これらの固有値の相対値を用いてオブジェクトの数を推定することによって、レンジドップラービンに存在するオブジェクトの数を把握する。オブジェクトの数が１であると判定される場合、図１〜７に関して上述した方法を用いる。オブジェクトの数が２であると判定される場合、下記のステップに従う。オブジェクトの数が２より多いと判定される場合、この方法は結果を求めずに終了する。
ステップ２： ｒ_ｋ＝［ｓ_ｋ ｓ_ｋ＋１ ｓ_ｋ＋２］とする。Ｒ＝Σ_{ｋ＝１：６}ｒ_ｋｒ_ｋ ^Ｔによって表されるＳ_ｃの３×３相関マトリックスを計算し、Ｒの固有値を計算する。λはこれらの固有値の最小値に等しい。Ｓ_ｃを計算しながら、従来の「前方−後方」平滑技法などの平滑技法を用い得る。
ステップ３： 上記ステップ２のプロセスを用いてＳ_ｃ’の相関マトリックスＲ’を判定する。λ’はＲ’の固有値の最小値に等しい。
ステップ４： 比λ’／λを計算し、これを特定のレーダアーキテクチャについて実験的又は数学的に求められる２つの閾値Ｔ１及びＴ２と比較する。
・ λ’／λ＞Ｔ１の場合、誤差状態は存在しない（すなわち、いずれのオブジェクトの速度もｖ_ｍａｘより遅い）。
・ Ｔ１＞λ’／λ＞Ｔ２の場合、オブジェクトの一方の速度がｖ_ｍａｘより速い。
・ λ’／λ＜Ｔ１の場合、いずれのオブジェクトの速度もｖ_ｍａｘより速い。

例示の態様において、集積回路が少なくとも２つのポート及びプロセッサを含み、少なくとも２つのポートは、少なくとも２つの送信機によって送信され、オブジェクトで反射される複数のチャープを受信するように結合される。プロセッサは、送信機の１つからポートの１つに送信されるチャープにわたる速度誘導位相シフト（φ_ｄ）を推定し、各送信機によって送信されるチャープのシーケンス（フレーム）に対応する各ポートによって受信される信号の仮想アレイベクトルＳを選択し、φ_ｄを用いて仮想アレイベクトルＳの各要素の位相を補正して補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃを生成し、補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃに対して第１のフーリエ変換を実施して補正された仮想アレイスペクトルを生成し、補正された仮想アレイスペクトルを解析して、オブジェクトが最大速度より速い絶対速度を有することを示すシグネチャを検出するように構成される。

別の例示の態様において、プロセッサはさらに、シグネチャに対応する位相誤差ベクトルを用いて補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃを補正し、結果として得られるマトリックスに対して第２のフーリエ変換を実施して、得られたマトリックスからシグネチャが取り除かれたか否かを判定するように構成される。

別の例示の態様において、プロセッサはさらに、オブジェクトの正しい速度を求める。

さらに別の例示の態様において、正しい速度は、式ｖ_ｅｓｔ＝φ_ｄλ／４πＴ_ｃを用いて求められる。ここで、Ｔ_ｃはチャープ期間であり、λはチャープの波長であり、ｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ＋２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＜０の場合）又はｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ−２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＞０の場合）である。ここで、ｖ_ｔｒｕｅは正しい速度であり、ｖ_ｍａｘは式ｖ_ｍａｘ＝λ／４Ｔ_ｃによって求められる。

別の例示の態様において、集積回路が４つのポートを含む。

別の例示の態様において、集積回路はさらに、少なくとも２つの送信機の少なくとも１つを駆動するための回路要素を含む。

別の例において、プロセッサはさらに、シグネチャが複数のオブジェクトによって生じたか否かをＳ_ｃを解析することによって判定する。

さらに別の例示の態様において、或る方法が、レーダによって検出されるオブジェクトの速度が最大速度より速いか否かを、少なくとも２つの送信機によって送信され、オブジェクトで反射されるチャープの少なくとも１つのフレームを複数の受信機で受信することによって判定する。送信機の1つから受信機の１つに送信されるチャープにわたる速度誘導位相シフト（φ_ｄ）が推定される。各送信機によって送信される１つのチャープに対応する、各受信機によって受信される信号の仮想アレイベクトルＳが選択される。仮想アレイベクトルＳの各要素の位相がφ_ｄを用いて補正されて、補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃが生成される。補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃに対して第１のフーリエ変換が実施されて、補正された仮想アレイスペクトルが生成され、オブジェクトが最大速度より速い絶対速度を有することを示すシグネチャを検出するために補正された仮想アレイスペクトルが解析される。

さらに別の態様において、シグネチャに対応する位相誤差ベクトルを用いて補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃが補正され、結果として得られるマトリックスに対して第２のフーリエ変換が実施されて、得られたマトリックスからシグネチャが取り除かれたか否かが判定される。

別の態様において、オブジェクトの正しい速度が求められる。

別の態様において、正しい速度は、式ｖ_ｅｓｔ＝φ_ｄλ／４πＴ_ｃを用いて求められる。ここで、Ｔ_ｃはチャープ期間であり、λはチャープの波長であり、ｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ＋２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＜０の場合）又はｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ−２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＞０の場合）である。ここで、ｖ_ｔｒｕｅは正しい速度であり、ｖ_ｍａｘは、式ｖ_ｍａｘ＝λ／４Ｔ_ｃによって求められる。

さらに別の例は４つの受信機を有する。

別の態様において、Ｓ_ｃを解析することによってシグネチャが複数のオブジェクトによって生じたか否かが判定される。

別の態様において、レーダシステムが、複数のチャープを送信するように構成される少なくとも２つの送信機を含む。このシステムはさらに、オブジェクトで反射されるチャープを受信する少なくとも２つの受信機と、プロセッサとを含む。プロセッサは、送信機の１つから受信機の１つに送信されるチャープにわたる速度誘導位相シフト（φ_ｄ）を推定し、各送信機によって送信されるチャープのシーケンス（フレーム）に対応する各受信機によって受信される信号の仮想アレイベクトルＳを選択し、φ_ｄを用いて仮想アレイベクトルＳの各要素の位相を補正して補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃを生成し、補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃに対して第１のフーリエ変換を実施して補正された仮想アレイスペクトルを生成し、オブジェクトが最大速度より速い絶対速度を有することを示すシグネチャを検出するために補正された仮想アレイスペクトルを解析するように構成される。

さらに別の態様において、プロセッサはさらに、シグネチャに対応する位相誤差ベクトルを用いて補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃを補正し、結果として得られるマトリックスに対して第２のフーリエ変換を実施して、得られたマトリックスからシグネチャが取り除かれたか否かを判定するように構成される。

さらに別の態様において、プロセッサはさらに、オブジェクトの正しい速度を求める。

さらなる態様において、正しい速度は、式ｖ_ｅｓｔ＝φ_ｄλ／４πＴ_ｃを用いて求められる。ここで、Ｔ_ｃはチャープ期間であり、λはチャープの波長であり、ｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ＋２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＜０の場合）又はｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ−２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＞０の場合）である。ここで、ｖ_ｔｒｕｅは正しい速度であり、ｖ_ｍａｘは、式ｖ_ｍａｘ＝λ／４Ｔ_ｃによって求められる。

別の態様において、レーダシステムは４つの受信機を含む。

別の態様において、レーダシステムは４つの送信機を含む。

さらに別の態様において、プロセッサはさらに、シグネチャが複数のオブジェクトによって生じたか否かを、Ｓ_ｃを解析することによって判定するように構成される。

特許請求の範囲内で、説明した実施形態における改変が可能であり、他の実施形態が可能である。

Claims (20)

1. 集積回路であって、
   少なくとも２つの送信機によって送信され、オブジェクトで反射される複数のチャープを受信するように結合される少なくとも２つのポート、及び
   プロセッサ、
   を含み、
   前記プロセッサが、
   前記少なくとも２つの送信機によって送信されるチャープのシーケンス（フレーム）に対応する各受信機によって受信される信号に基づいて信号の仮想アレイベクトルＳにおける速度誘導位相シフト（φ_ｄ）を推定し、
   補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃを生成するため、φ_ｄを用いて前記仮想アレイベクトルＳの各要素の位相を補正し、
   補正された仮想アレイスペクトルを生成するため、前記補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃに対して第１のフーリエ変換を実施し、
   前記オブジェクトが最大速度より速い絶対速度を有することを示すシグネチャを検出するため、前記補正された仮想アレイスペクトルを解析する、
   ように構成される、
   集積回路。
2. 請求項１に記載の集積回路であって、前記プロセッサがさらに、前記シグネチャに対応する位相誤差ベクトルを用いて前記補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃを補正し、結果として得られるマトリックスから前記シグネチャが取り除かれたか否かを判定するために前記結果として得られたマトリックスに対して第２のフーリエ変換を実施するように構成される、集積回路。
3. 請求項１に記載の集積回路であって、前記プロセッサがさらに前記オブジェクトの正しい速度を判定する、集積回路。
4. 請求項３に記載の集積回路であって、前記正しい速度が、式ｖ_ｅｓｔ＝φ_ｄλ／４πＴ_ｃを用いて判定され、ここで、Ｔ_ｃはチャープ期間であり、λは前記チャープの波長であり、ｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ＋２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＜０の場合）又はｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ−２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＞０の場合）であり、ここで、ｖ_ｔｒｕｅが前記正しい速度であり、ｖ_ｍａｘが、式ｖ_ｍａｘ＝λ／４Ｔ_ｃによって判定される、集積回路。
5. 請求項１に記載の集積回路であって、前記少なくとも２つのポートが４つのポートである、集積回路。
6. 請求項１に記載の集積回路であって、前記少なくとも２つの送信機の少なくとも１つを駆動するための回路要素をさらに含む、集積回路。
7. 請求項１に記載の集積回路であって、前記プロセッサがさらに、前記シグネチャが複数のオブジェクトによって生じたか否かを、Ｓ_ｃを解析することによって判定する、集積回路。
8. レーダによって検出されるオブジェクトの速度が最大速度より速いか否かを判定する方法であって、前記方法が、
   少なくとも２つの送信機によって送信され、前記オブジェクトで反射される、チャープの少なくとも１つのフレームを複数の受信機で受信すること、
   各送信機によって送信されるチャープのシーケンス（フレーム）に対応する、各受信機によって受信される信号の仮想アレイベクトルＳにおける速度誘導位相シフト（φ_ｄ）を推定すること、
   補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃを生成するため、前記仮想アレイベクトルＳの各要素の位相を、φ_ｄを用いて補正すること、
   補正された仮想アレイスペクトルを生成するため、前記補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃに対して第１のフーリエ変換を実施すること、及び
   前記オブジェクトが前記最大速度より速い絶対速度を有することを示すシグネチャを検出するため、前記補正された仮想アレイスペクトルを解析すること、
   を含む、方法。
9. 請求項８に記載の方法であって、前記シグネチャに対応する位相誤差ベクトルを用いて前記補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃを補正すること、及び、結果として得られるマトリックスから前記シグネチャが取り除かれたか否かを判定するため、前記結果として得られたマトリックスに対して第２のフーリエ変換を実施することを含む、方法。
10. 請求項８に記載の方法であって、前記オブジェクトの正しい速度を判定することをさらに含む、方法。
11. 請求項１０に記載の方法であって、前記正しい速度が、式ｖ_ｅｓｔ＝φ_ｄλ／４πＴ_ｃを用いて判定され、ここで、Ｔ_ｃはチャープ期間であり、λは前記チャープの波長であり、ｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ＋２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＜０の場合）又はｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ−２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＞０の場合）であり、ここで、ｖ_ｔｒｕｅが前記正しい速度であり、ｖ_ｍａｘが、式ｖ_ｍａｘ＝λ／４Ｔ_ｃによって判定される、方法。
12. 請求項８に記載の方法であって、前記複数の受信機が４つの受信機である、方法。
13. 請求項８に記載の方法であって、前記シグネチャが複数のオブジェクトによって生じたか否かを、Ｓ_ｃを解析することによって判定することをさらに含む、方法。
14. レーダシステムであって、
    複数のチャープを送信するように構成される少なくとも２つの送信機、
    オブジェクトで反射される前記チャープを受信する少なくとも２つの受信機、及び
    プロセッサを含み、
    前記プロセッサが、
    各送信機によって送信されるチャープのシーケンス（フレーム）に対応する、各受信機によって受信される信号の仮想アレイベクトルＳにおける速度誘導位相シフト（φ_ｄ）を推定し、
    補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃを生成するため、φ_ｄを用いて前記仮想アレイベクトルＳの各要素の位相を補正し、
    補正された仮想アレイスペクトルを生成するため、前記補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃに対して第１のフーリエ変換を実施し、
    前記オブジェクトが最大速度より速い絶対速度を有することを示すシグネチャを検出するため、前記補正された仮想アレイスペクトルを解析する、
    ように構成される、
    レーダシステム。
15. 請求項１４に記載のレーダシステムであって、前記プロセッサがさらに、前記シグネチャに対応する位相誤差ベクトルを用いて前記補正された仮想アレイベクトルＳ_ｃを補正し、結果として得られるマトリックスから前記シグネチャが取り除かれたか否かを判定するために前記得られたマトリックスに対して第２のフーリエ変換を実施するように構成される、レーダシステム。
16. 請求項１４に記載のレーダシステムであって、前記プロセッサがさらに前記オブジェクトの正しい速度を判定する、レーダシステム。
17. 請求項１６に記載のレーダシステムであって、前記正しい速度が、式ｖ_ｅｓｔ＝φ_ｄλ／４πＴ_ｃを用いて判定され、ここで、Ｔ_ｃはチャープ期間であり、λは前記チャープの波長であり、ｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ＋２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＜０の場合）又はｖ_ｔｒｕｅ＝ｖ_ｅｓｔ−２ｖ_ｍａｘ（ｖ_ｅｓｔ＞０の場合）であり、ここで、ｖ_ｔｒｕｅが前記正しい速度であり、ｖ_ｍａｘが、式ｖ_ｍａｘ＝λ／４Ｔ_ｃによって判定される、レーダシステム。
18. 請求項１４に記載のレーダシステムであって、前記少なくとも２つの受信機が４つの受信機である、レーダシステム。
19. 請求項１４に記載のレーダシステムであって、前記少なくとも２つの送信機が４つの送信機である、レーダシステム。
20. 請求項１４に記載のレーダシステムであって、前記プロセッサがさらに、前記シグネチャが複数のオブジェクトによって生じたか否かを、Ｓ_ｃを解析することによって判定するように構成される、レーダシステム。

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