CN104115021B - 多路径检测方法以及到达角度计算装置 - Google Patents

Abstract

提供能够高精度地检测多路径的多路径检测方法。本发明的多路径检测方法，从用多个天线接收到的信号，判定多路径的有无，其特征在于，将各天线的接收信号分别变换到频率域，对频率域的振幅特性和频率特性中的至少一个特性在天线间的平衡进行比较，来判定多路径的有无。根据该结构，将接收信号分别变换到频率域并对于其振幅特性和相位特性中的至少一个特性在天线间进行平衡的比较，由此能够高精度地检测多路径。

Description

多路径检测方法以及到达角度计算装置

技术领域

本发明涉及对到达的电波的相位进行检测并将其用于电波到达角度的计算中的到达角度计算装置。

背景技术

在以往的到达方向估计装置中，使用互相关系数的计算、逆矩阵运算等的运算量大的运算，需要达数百符号量的运算。为此，期望能够以简便的运算估计到达方向的到达方向估计装置。

在专利文献1中，提出了缩小了运算规模的到达方向估计装置。在专利文献1所述的到达方向估计装置中，对于用两个天线接收到的接收信号，通过复共轭电路和乘法电路来计算到达方向的系数，并在到达方向检测电路中进行反正切运算和反余弦运算，由此估计接收波的到达方向。

在该到达方向估计装置中，为了提高到达方向的估计精度而需要将接收波中的多路径的影响充分地去除。作为判别希望波和由多路径引起的延迟波的方法，在专利文献2中，公开了如下方法：基于接收信号的功率而将表示信号功率为极大值的点判定为希望波，接下来将信号功率较大的点判定为第一延迟波。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开平10－177064号公报

专利文献2：日本特开2007－281991号公报

发明的概要

发明要解决的课题

然而，在专利文献2的方法中，对于延迟波相对于希望波的延迟时间短而希望波与延迟波在时间上重叠的这种接收波，无法判别延迟波。为此，在使用希望波和延迟波在时间上重叠的接收波来计算到达方向时，受延迟波的影响，到达方向的估计精度降低。

作为判别希望波和延迟波的方法，也考虑到了在信号功率比阈值大的情况下判定为希望波并且在比阈值小的情况下判定为延迟波的方法，但在该方法中，在与希望波接近的信号电平的延迟波存在的情况下会发生误判定。

发明内容

本发明是鉴于上述的点而做出的，目的在于提供一种能够高精度地检测多路径的多路径检测方法以及能够防止由多路径的影响引起的精度劣化的到达角度计算装置。

用于解决课题的手段

本发明的多路径检测方法，是根据用多个天线接收到的信号判定多路径的有无的多路径检测方法，其特征在于，将各天线的接收信号分别变换到频率域，在天线间对所述频率域的振幅特性和频率特性中的至少一个特性进行比较，来判定多路径的有无。

根据该结构，将接收信号分别变换到频率域并对其振幅特性和相位特性中的至少一个特性在天线间进行平衡的比较，由此能够高精度地检测多路径。

在本发明的多路径检测方法中，优选的是，对所述频率域的振幅特性和相位特性这两者的平衡分别进行比较来判定多路径的有无。根据该结构，对振幅特性和相位特性分别进行比较来判定多路径的有无，因此能够更高精度地检测多路径。

在本发明的多路径检测方法中，优选的是，所述振幅特性用以振幅曲线的中心频率为中心的规定宽度下的低频域侧的信号功率与高频域侧的信号功率的比率来表示，所述相位特性用以振幅曲线的中心频率为中心的规定宽度下的相位的倾斜来表示。根据该结构，通过低频域侧的信号功率与高频域侧的信号功率的比率、以及相位的倾斜，能够对天线间的平衡进行恰当的比较，因此能够高精度地检测多路径。

在本发明的多路径检测方法中，可以是，设一个天线的振幅特性为Pr1，并设另一个天线的振幅特性为Pr2，为了对两个天线间的振幅特性的平衡进行比较而计算Pr1与Pr2的比率Pr，如果Pr从1偏离了规定值以上，则判定为有多路径。

在本发明的多路径检测方法中，可以是，设一个天线的相位倾斜为Δφ1，并设另一个天线的相位倾斜为Δφ2，为了对两个天线间的相位倾斜的平衡进行比较而计算Δφ1与Δφ2的差Δφ，如果Δφ从0偏离了规定值以上，则判定为有多路径。

本发明的到达角度计算装置，其特征在于，具备：多个天线；多路径检测单元，根据用多个天线接收到的信号，判定多路径的有无；到达角度计算单元，根据用所述多个天线接收到的信号的相位差，计算电波的到达角度，所述多路径检测单元，将各天线的接收信号分别变换到频率域，对所述频率域的振幅特性和频率特性中的至少一个特性在天线间的平衡进行比较，来判定多路径的有无，在无多路径的情况下，使用用所述多个天线接收到的信号的相位差，计算电波的到达角度。

根据该结构，将各天线的接收信号分别变换到频率域，并对其振幅特性和频率特性中的至少一个特性在天线间的平衡进行比较，从而能够判定多路径的有无。由此，能够恰当地检测对到达角度的计算精度有影响的多路径，能够高精度地计算到达角度。

在本发明的到达角度计算装置中，也可以是，所述多路径检测单元具备：峰值检测部，检测各天线的接收信号的峰值；FFT部，将各天线的接收信号分别变换到频率域；以及多路径判定部，对所述频率域的振幅特性和频率特性中的至少一个特性在天线间的平衡进行比较，来判定多路径的有无。

发明的效果

根据本发明，能够提供能够高精度地检测多路径的多路径检测方法以及能够防止由多路径的影响引起的精度劣化的到达角度计算装置。

附图说明

图1是对实施方式涉及的到达角度计算装置的构成例进行表示的框图。

图2是对实施方式涉及的到达角度计算装置的具体的构成(DSSS)进行表示的框图。

图3是对实施方式涉及的信号判定部的具体的构成进行表示的框图。

图4是对加法器的输出波形的例子进行表示的图。

图5A是对来自定时控制部的输出波形的例子进行表示的图。图5B是对来自峰值功率检测部的输出波形的例子进行表示的图。图5C是对来自FFT部的输出波形的例子进行表示的图。

图6A是对反正切部的输出波形的例子进行表示的图。图6B是对功率计算部的输出波形的例子进行表示的图。

图7是对到达天线的电波的几何学的关系进行表示的示意图。

图8是对包含到达角度计算装置的位置检测系统的例子进行表示的示意图。

图9是到达角度计算装置中的到达角度计算的流程图。

图10是对峰值检测部输入的信号的示意图。

图11是对使用DSSS作为调制方式的情况下对峰值检测部输入的信号的例子进行表示的示意图。

图12是对从FFT部输出的振幅频率曲线以及相位频率曲线的例子进行表示的图。

图13是对到达角度计算部的另一个例子进行表示的框图。

图14是对相位差的计算范围进行表示的示意图。

图15是对被计算的相位差数据的例子进行表示的示意图。

图16是对相位差为+180°或－180°附近的情况下的到达角度计算的概略进行表示的示意图。

图17是相位差为+180°或－180°附近的情况下的到达角度计算的流程图。

图18是对到达角度计算部的另一个例子进行表示的框图。

图19是对实施方式涉及的到达角度计算装置的具体的构成(OFDM)进行表示的框图。

图20A是对OFDM中的符号的构成进行表示的示意图。图20B是对OFDM符号串的相关处理的状况进行表示的示意图。

图21A、图21B是对来自功率计算部的输出波形的例子进行表示的图。图21C是对来自加法部的输出波形的例子进行表示的图。图21D是对来自反正切部的各部的输出波形的例子进行表示的图。

图22是对使用了到达角度计算装置的胶囊内窥镜系统的构成例进行表示的示意图。

具体实施方式

图1是对本发明的一实施方式涉及的到达角度计算装置的构成例进行表示的框图。本实施方式涉及的到达角度计算装置1具备：基准信号发生部10，能够以规定的振荡频率振荡出基准信号；接收用天线11a、11b，隔开规定间隔而配置；接收部12a、12b，使用从基准信号发生部10输出的基准信号，将由接收用天线11a、11b接收到的电波变换为接收信号后输出；以及运算部13，根据从接收部12a、12b输出的接收信号，进行到达角度计算所用的各种运算处理。另外，到达角度计算装置1基于由电波的传播延迟引起的相位滞后来计算到达角度，因此需要在隔开规定间隔的2点(或2个以上的点)接收具有相同信息的电波。为此，需要具有与接收电波对应的二个(或其以上)天线以及接收系统。但是，只要能够在隔开规定间隔的2个以上的位置接收同一到达电波(相同的信息单位)即可，到达角度计算装置1不限定于具备2个以上的接收系统的构成。

接收部12a、12b构成为，包括低噪声放大器、混频器、带通滤波器等，且能够接收规定频率的电波。运算部13构成为，包括：相关处理部21a、21b，进行接收信号的相关处理；峰值检测部22a、22b，检测经相关处理过的接收信号的峰值；定时控制部23a、23b，相应于由峰值检测部22a、22b检测到的峰值的定时，输出来自相关处理部21a、21b的信号；判定部24，基于定时控制部23a、23b的输出，判定多路径的干扰；到达角度计算部25，基于来自定时控制部23a、23b以及判定部24的信号，进行到达角度的计算。另外，运算部13的构成、功能可以用硬件实现，也可以用软件实现。

相关处理部21a、21b将来自接收部12a、12b的接收信号和与该接收信号相关较高的信号相乘后输出。相关处理部21a、21b中所乘的信号与接收信号的相关较高，因此从相关处理部21a、21b输出的信号在相关区间具有峰值。峰值检测部22a、22b计算来自相关处理部21a、21b的输出信号的功率，检测输出信号的功率峰值。定时控制部23a、23b相应于在峰值检测部22a、22b中检测到的峰值定时，将来自相关处理部21a、21b的输出信号输出至判定部24以及到达角度计算部25。判定部24将从定时控制部23a、23b输出的时间域的信号变换为频率域的信号，基于该频率域的信号对接收波中的多路径的有无进行评价。然后，基于该评价，判定是否将成为对象的与信息单位相当的期间(以下，称为信息单位期间)的接收信号使用于到达角度的计算。该判定结果被通知至到达角度计算部25。

图2是对使用直接序列扩频(DSSS)作为调制方式的情况下的到达角度计算装置的具体的构成例进行表示的框图。另外，在图2中，仅示出了与图1中的运算部13相当的构成。

在图2中，相关处理部21a具备：扩频码产生器31，产生扩频码；乘法器32a、32b，将接收信号和扩频码相乘；加法器33a、33b，将乘法器32a、32b的输出增加1比特期间(信息单位期间)的量并输出至峰值检测部22a以及定时控制部23a。峰值检测部22a具备：功率计算部34a，计算从加法器33a、33b输出的信号的功率；峰值功率检测部35a，检测该功率峰值并输出至定时控制部23a。定时控制部23a具备缓冲部36a，该缓冲部36a基于来自峰值功率检测部35a的信号，控制将来自加法器33a、33b的信号输出至判定部24以及到达角度计算部25的定时。同样地，相关处理部21b具备扩频码产生器31、乘法器32c、32d、加法器33c、33d，峰值检测部22b具备功率计算部34b、峰值功率检测部35b，定时控制部23b具备缓冲部36b。

图3是对判定部24的具体的构成例进行表示的框图。如图3所示，判定部24具备：FFT部37a、37b，以任意的期间剪切出从定时控制部23a、23b输出的时间域的信号并变换为频率域的信号；多路径判定部38，基于从FFT部37a、37b输出的频率域的信号，对接收波判定在对象的信息单位期间是否存在多路径。在FFT部37a、37b中被变换为频率域的信号的期间，能够相应于希望进行多路径的判定的期间而适当变更。例如，在想要对信息单位期间整体判定多路径的有无的情况下将信息单位期间整体变换到频率域即可，在想要判定接收信号的峰值点附近的期间(峰值期间)中的多路径的干扰的情况下仅将峰值期间变换到频率域即可。多路径判定部38中的判定结果(评价结果)被通知至到达角度计算部25的平均化部45。

如图2所示，到达角度计算部25具备：复共轭部41，取缓冲部36a的输出的复共轭；复数乘法部42，将复共轭部41的输出和缓冲部36b的输出复数相乘；反正切部43，使用复数乘法部42的输出进行反正切运算；功率计算部44，从复数乘法部42的输出信号，计算每个码片(chip)区间的功率；平均化部45，基于来自判定部24以及功率计算部44的信息，使反正切部43的输出平均化；以及到达角度变换部46，使用平均化部45的输出，并变换为到达角度。平均化部45构成为，基于由多路径判定部38通知的判定结果(评价结果)，决定是否使用与成为对象的信息单位期间相当的反正切部43的输出，并能够相应于该决定而使反正切部43的输出平均化。

扩频码产生器31产生用于使通过DSSS而在频率轴上扩频了的信号逆扩频的扩频码。该扩频码对应于在发送侧进行编码调制(扩频)时所使用的扩频码。乘法器32a、32b将接收信号与上述扩频码相乘，进行逆扩频。乘法器32a被输入来自接收部12a的接收信号中的同相成分I1。此外，乘法器32b中被输入来自接收部12a的接收信号中的正交成分Q1。加法器33a、33b将乘法器32a、32b的每个码片区间的输出增加与1比特相当的期间(比特区间)并输出。图4A中示出了来自加法器33a的输出波形的例子。图4B是图4A所示的输出波形的局部放大图。此外，图4C中示出了来自加法器33b的输出波形的例子。图4D是图4C所示的输出波形的局部放大图。

加法器33a的输出信号以及加法器33b的输出信号被输入至峰值检测部22a的功率计算部34a、以及定时控制部23a的缓冲部36a。功率计算部34a从加法器33a、33b的输出信号，计算每个码片区间的功率。具体而言，功率计算部34a将与同相成分相当的加法器33a的输出信号的绝对值和与正交成分相当的加法器33b的输出信号的绝对值相加，并将相加后的结果作为每个码片区间的功率信息而输出至峰值功率检测部35a。峰值功率检测部35a接收每个码片区间的功率信息后，检测接收信号中的功率峰值，并作为功率峰值信息而输出至定时控制部23a的缓冲部36a。另外，也可以将加法器33a的输出信号的平方值和加法器33b的输出信号的平方值相加后输出至峰值功率检测部35a。

从峰值检测部22a(峰值功率检测部35a)输出的功率峰值信息是判定接收信号的峰值的有无的信息。具体而言，功率峰值信息是，表示接收信号的峰值点附近的期间(峰值期间t₁)中的功率的和A、与从成为DSSS中的信息单位的1比特期间去掉峰值期间t₁后的期间t₂中的功率的和B的比率R_a(＝A/B)是否比阈值R_th1大的信息(例如，参照图10)。在功率峰值信息中，R_a比R_th1大的情况下，定时控制部23a(缓冲部36a)设为在该定时接收信号具有峰值，并将1比特量的信号Ia1以及信号Qa1输出至判定部24以及到达角度计算部25。这样，能够通过使用功率峰值信息来恰当地判别峰值的位置。另外，比率R_a(＝A/B)的值例如在单位期间的期间t₂中存在多路径的情况下变得比规定值小。为此，也可以使用R_a和规定值(阈值R_th2)判定多路径的有无。在此情况下，在R_a比R_th2小的情况下能够判定为在单位期间的期间t₂中存在多路径。

判定部24的FFT部37a以任意的期间剪切出从定时控制部23a(缓冲部36a)输出的信号Ia1以及信号Qa1并通过高速傅里叶变换变换为频率域的信号。在FFT部37a中变换为频率域的信号的期间如上所述那样，能够相应于希望进行多路径的判定的期间而适当变更。图5A中示出了来自定时控制部23a(缓冲部36a)的输出波形(1比特量)的例子。图5B中示出了来自峰值功率检测部35a的输出波形(1比特量)的例子。此外，图5C中示出了来自FFT部37a的输出波形的例子。如图5A以及图5B所示，例如，在多路径的延迟时间短从而多路径相对于希望波的峰值而重叠的情况下，无法从时间域的信号判定多路径的有无。这样，在使用希望波和多路径在时间上重叠的接收信号来计算到达方向的情况下，由于多路径的影响，到达方向的估计精度降低。因此，在本实施方式涉及的到达角度计算装置1中，通过FFT部37a将时间域的信号变换为频率域的信号(参照图5C)，多路径判定部38使用该频率域的信号来判定任意的期间中的多路径的有无。具体而言，对频率域的信号的振幅特性与相位特性中的至少一个特性在天线间的平衡进行比较，来判定多路径的有无。当然，也可以分别对振幅特性和相位特性这两者的平衡进行比较，来判定多路径的有无。由此，能够判别根据时间域的信号无法判别的多路径，因此在到达角度的计算中能够不使用存在多路径的接收信号。即，能够高精度地计算到达角度。

相关处理部21b(扩频码产生器31、乘法器32c、32d、加法器33c、33d)、峰值检测部22b(功率计算部34b、峰值功率检测部35b)、定时控制部23b(缓冲部36b)、FFT部37b的动作、功能与上述相关处理部21a(扩频码产生器31、乘法器32a、32b、加法器33a、33b)、峰值检测部22a(功率计算部34a、峰值功率检测部35a)、定时控制部23a(缓冲部36a)、FFT部37a的动作、功能相同。即，判定部24的FFT部37b以任意的期间剪切出从定时控制部23b(缓冲部36b)输出的信号Ia2以及信号Qa2并通过高速傅里叶变换变换为频率域的信号，并送至多路径判定部38。在通过多路径判定部38判定了成为对象的期间中的多路径的有无时，该判定结果被通知至到达角度计算部25的平均化部45。

对相关处理部21b输入的接收信号和对相关处理部21a输入的接收信号，是在隔开规定间隔的2点接收到同一电波而获得的信号，相位稍微不同。为此，在从定时控制部23b输出的信号和从定时控制部23a输出的信号之间，相位稍微不同。将与同相成分相当的信号设为实部并将与正交成分相当的信号设为虚部，来以复数表现定时控制部23a的输出O_a1以及定时控制部23b的输出O_a2时，成为如下述式(1)、(2)那样。另外，φ₁以及φ₂表示各信号的相位。

[数式1]

$O_{a1}=\mathrm{Ia}1+\mathrm{iQa}1={\mathrm{Ae}}^{i{\mathrm{\φ}}_1}=A{\cos \mathrm{\φ}}_1+\mathrm{IA}\sin {\mathrm{\φ}}_1\·\·\·\left(1\right)$

[数式2]

$O_{a2}=\mathrm{Ia}2+\mathrm{iQa}2={\mathrm{Ae}}^{i{\mathrm{\φ}}_2}=A\cos {\mathrm{\φ}}_2+\mathrm{iA}{\sin \mathrm{\φ}}_2\·\·\·\left(2\right)$

定时控制部23a的输出O_a1被输入至到达角度计算部25的复共轭部41。复共轭部41将定时控制部23a的输出O_a1的复共轭输出至复数乘法部42。即，从复共轭部41输出信号Ia1、和信号Qa1的符号反转后的信号。在复共轭部41的输出O_a1′以复数表现时，成为如下述式(3)那样。

[数式3]

$O_{{a1}^{\′}}=\mathrm{Ia}1-\mathrm{iQa}1=A{e}^{-i{\mathrm{\φ}}_1}={A\cos \mathrm{\φ}}_1-\mathrm{iA}\sin {\mathrm{\φ}}_1\·\·\·\left(3\right)$

复数乘法部42将复共轭部41的输出O_a1′和定时控制部23b的输出O_a2进行复数相乘，并将作为相乘结果的信号Ib以及信号Qb输出至反正切部43以及功率计算部44。复数乘法部42的输出O_b、输出O_b的同相成分Ib以及正交成分Qb如下述式(4)～(6)那样表示。

[数式4]

$\begin{array}{c}{O}_b={\mathrm{Ae}}^{-i{\mathrm{\φ}}_1}\·{\mathrm{Ae}}^{i{\mathrm{\φ}}_2}(={\mathrm{Be}}^{i({\mathrm{\φ}}_2-{\mathrm{\φ}}_1)})\\ =(\mathrm{Ia}1\×\mathrm{Ia}2+\mathrm{Qa}1\×\mathrm{Qa}2)+i(\mathrm{Qa}1\×\mathrm{Ia}2-\mathrm{Ia}1\×\mathrm{Qa}2)\end{array}\·\·\·\left(4\right)$

[数式5]

Ib＝Ia1×Ia2+Qa1×Qa2…(5)

[数式6]

Qb＝Qa1×Ia2-Ia1×Qa2…(6)

反正切部43使用复数乘法部42的输出来进行反正切运算。具体而言，进行将复数乘法部42的输出信号Ib作为分母且将输出信号Qb作为分子的值的反正切运算。图6A中示出了来自反正切部43的输出波形的例子。反正切部43的输出O_arctan相当于相位差φ₂－φ₁，以下述式(7)表示。

[数式7]

$O_{\arctan }={\tan }^{-1}\frac{\mathrm{Qb}}{\mathrm{Ib}}={\mathrm{\φ}}_2-{\mathrm{\φ}}_1\·\·\·\left(7\right)$

功率计算部44根据复数乘法部42的输出信号，计算每个码片区间的功率。具体而言，功率计算部44将Ib的绝对值和Qb的绝对值相加，并将相加的结果作为每个码片区间的功率信息而输出至平均化部45。另外，也可以将Ib的平方值和Qb的平方值相加后输出至平均化部45。图6B中示出了来自功率计算部44的输出波形的例子。平均化部45接收每个码片区间的功率信息后，基于从判定部24通知的判定结果，使反正切部43的输出O_arctan平均化后输出至到达角度变换部46。在此，例如，在从判定部24对于平均化部45通知了在成为对象的信息单位期间的接收信号中包含多路径的意旨的判定的情况下，平均化部45不将与对象的信息单位期间相当的反正切部43的输出O_arctan使用于平均化。另一方面，在从判定部24对于平均化部45通知了在成为对象的信息单位期间的接收信号中不包含多路径的意旨的判定的情况下，平均化部45将与对象的信息单位期间相当的反正切部43的输出O_arctan使用于平均化。由此，能够将在时间域中包含有与希望波的峰值重叠的干扰性的多路径的接收信号排除在外而计算到达角度，所以能够使到达角度的计算精度提高。

到达角度变换部46使用平均化部45的输出并通过反三角函数运算来变换为到达角度。作为反三角函数运算，例如能够应用反正弦运算。通过该运算求出的值即到达角度变换部46的输出相当于到达角度θ(rad)。到达角度变换部46的输出O_arcsin以下述式(8)表示。另外，在下述式中，λ(m)是接收波的波长，d(m)是接收用天线间的距离。

[数式8]

$O_{\arcsin }={\sin }^{-1}\frac{O_{43}}{2\mathrm{\π}}\·\frac{\mathrm{\λ}}{d}=\mathrm{\θ}\·\·\·\left(8\right)$

通过上述处理获得到达角度是因为，如图7所示的几何学的关系成立。设以规定的方向为基准、到达隔开间隔d(m)而配置的两个接收用天线11a、11b的电波所成的角度为θ(rad)。到达接收用天线11b的电波的传播距离与到达接收用天线11a的电波的传播距离相比，长Δ(m)，产生相位延迟(相位差φ₂－φ₁(rad))。在使用接收波的波长λ(m)来表示在该模型下产生的传播距离的差分Δ与相位差φ2－φ1的关系时，如下述式(9)那样。另外，在下述式中，Δ＜λ。

[数式9]

$\mathrm{\Δ}=\mathrm{\λ}\·\frac{{\mathrm{\φ}}_2-{\mathrm{\φ}}_1}{2\mathrm{\π}}\·\·\·\left(9\right)$

此外，根据上述模型中的传播距离的差分Δ、天线间隔d、到达角度θ的几何学的关系，下述式(10)成立。

[数式10]

Δ＝dsinθ…(10)

即，到达角度θ如下述式(11)那样表示。另外，式(11)相当于到达角度变换部46中的处理。这样，可知，通过本实施方式的到达角度计算装置可计算到达角度。

[数式11]

$\mathrm{\θ}={\sin }^{-1}\frac{{\mathrm{\φ}}_2-{\mathrm{\φ}}_1}{2\mathrm{\π}}\·\frac{\mathrm{\λ}}{d}\·\·\·\left(11\right)$

接下来，对使用了到达角度计算装置的位置检测系统的例子进行说明。图8所示的位置检测系统101构成为包括：到达角度计算装置1a；与到达角度计算装置1a隔开规定距离D而配置的其他的到达角度计算装置1b；以及访问点2或用户终端3。访问点2以及用户终端3构成为，分别具备发送系统以及接收系统(未图示)，且能够进行双向的信息传送(通信)。此外，访问点2以及用户终端3构成为，能够通过各自具备的发送系统，对到达角度计算装置1a以及到达角度计算装置1b发送到达角度计算用的电波。位置检测的对象可以是访问点2或用户终端3的任一方。

到达角度计算装置1a用接收用天线11aa、11ab来接收从访问点2的发送用天线发送的电波，并且计算以到达角度计算装置1a为基准的到达角度。此外，到达角度计算装置1b用接收用天线11ba、11bb来接收从访问点2的发送用天线发送的电波，计算以到达角度计算装置1b为基准的到达角度。如果到达角度计算装置1a和到达角度计算装置1b的位置关系是已知的，则能够根据将它们分别作为基准的到达角度来决定访问点2的位置。在用户终端3的位置检测的情况下，到达角度计算装置1a以及到达角度计算装置1b计算从用户终端3发送的电波的到达角度。

图9是本实施方式涉及的到达角度计算装置1中的到达角度计算的流程图。到达角度计算装置1接收到达角度计算对象的电波后，接收部12a、12b对相关处理部21a、21b输出接收信号。然后，相关处理部21a、21b进行接收信号的相关处理以及加法处理(步骤S201)。

然后，峰值检测部22a、22b从相关处理部21a、21b的输出信号检测功率的峰值值P_peak。然后，计算峰值点附近的期间(峰值期间t₁)中的功率的和A、及从1比特期间(信息单位的期间)去除了峰值期间t₁后的期间t₂中的功率的和B，并计算用作功率峰值信息的比率R_a(＝A/B)(步骤S202)。由峰值检测部22a、22b计算出的R_a被送至定时控制部23a、23b。定时控制部23a、23b将计算出的比率R_a(＝A/B)与规定的阈值R_th1进行比较，在与R_th1相比R_a更大的情况下，设为接收信号中存在峰值并将到达角度的计算所需的信号输出至到达角度计算部25。

图10示意地示出了对峰值检测部22a、22b输入的信号。如图10所示，峰值期间t₁中存在希望波，邻接的期间t₃中存在多路径。峰值功率P_peak是图10中的峰值点P的功率，A是峰值期间t₁中的功率之和，B是从1比特期间去除了峰值期间t₁后的期间t₂中的功率之和。例如，如图11所示，在使用DSSS作为调制方式的情况下，形成峰值，该峰值具有扩频码的周期tc的大致2倍的时间宽度。为此，能够将该2·tc的期间作为峰值期间t₁。

判定部24的FFT部37a、37b通过高速傅里叶变换将以时间域表示的接收信号变换为频率域的信号，计算振幅频率曲线(振幅曲线)和相位频率曲线(相位曲线)(步骤S203)。如图10所示，在时间域中希望波的峰值与多路径重叠的情况下，使用该接收信号计算到达角度时，由于多路径的影响，到达角度的计算精度降低。因此，本实施方式涉及的到达角度计算装置1如以下的步骤所示那样，使用根据振幅频率曲线和相位频率曲线而计算的振幅特性以及相位特性，判定对象的期间中的多路径的有无。图12A、图12B中分别示出了从FFT部37a输出的振幅频率曲线以及相位频率曲线、从FFT部37b输出的振幅频率曲线以及相位频率曲线的例子。

判定部24的多路径判定部38基于从FFT部37a输出的振幅频率曲线，计算与其中心频率相比低频域侧的信号功率的和P_L1以及高频域的信号功率的和P_H1，并计算功率P_L1与功率P_H1的比率Pr₁(＝P_H1/P_L1)。此外，多路径判定部38基于从FFT部37b输出的振幅频率曲线，计算与其中心频率相比低频域侧的信号功率的和P_L2以及高频域侧的信号功率的和P_H2，计算功率P_L2与功率P_H2的比率Pr₂(＝P_H2/P_L2)。然后，根据Pr₁和Pr₂，计算振幅特性Pr(＝Pr₁/Pr₂)，并判定Pr的值是否处于规定范围内(步骤S204)。Pr₁以及Pr₂的值分别示出了与从FFT部37a输出的振幅频率曲线的中心频率有关的对称性、以及与从FFT部37b输出的振幅频率曲线的中心频率有关的对称性。多路径的影响体现在上述的平衡丧失的方向，所以能够通过Pr的值是否位于规定范围内，而判断成为对象的期间的信号是否受到多路径的影响。例如，在几乎不受到多路径的影响的情况下，Pr₁以及Pr₂的值接近于1，因此Pr的值也接近于1。另一方面，在受到多路径的影响的情况下，Pr₁和Pr₂的平衡丧失，Pr的值远离1。例如，Pr的值是0.8～1.2的情况下，能够判定为未受多路径的影响。

Pr的值在规定范围内的情况下(步骤S204中为是)，多路径判定部38基于从FFT部37a输出的相位频率曲线，计算相位频率曲线的倾斜Δφ₁(平均值)。此外，多路径判定部38基于从FFT部37b输出的相位频率曲线，计算相位频率曲线的倾斜Δφ₂(平均值)。然后，根据Δφ₁和Δφ₂，计算相位特性Δφ(＝Δφ₁－Δφ₂)，判定Δφ的值是否在规定范围内(步骤S205)。Δφ的值表示从FFT部37a输出的相位频率曲线的倾斜与从FFT部37b输出的相位频率曲线的倾斜之差，多路径的影响体现在上述差变大的方向。为此，能够根据Δφ的值是否在规定范围内，判断成为对象的期间的信号是否受到多路径的影响。例如，Δφ的值是－20°～+20°的情况下，能够判定为未受多路径的影响。

Δφ的值在规定范围内的情况下(步骤S205中为是)，多路径判定部38判定为在对象的期间不存在多路径，并对到达角度计算部25的平均化部45通知该判定结果(步骤S206)。

另一方面，Pr的值在规定范围外的情况下(步骤S204中为否)，或Δφ的值在规定范围外的情况下(步骤S205中为否)，多路径判定部38判定为在对象的期间存在多路径，并对到达角度计算部25的平均化部45通知该判定结果(步骤S207)。

在判定为对象的期间不存在多路径的情况下(步骤S206)，收到判定结果的通知的平均化部45使用与包含对象期间的信息单位期间相当的来自反正切部43的输出来计算到达角度(步骤S208)。此外，在判定为对象的期间存在多路径的情况下(步骤S207)，收到判定结果的通知的平均化部45不使用与包含对象期间的信息单位期间相当的来自反正切部43的输出，而计算到达角度(步骤S208)。

如以上所示，本实施方式涉及的到达角度计算装置1，将接收信号分别变换到频率域并对其振幅特性和相位特性中的至少一个特性在天线间的平衡进行比较，由此能够高精度地检测多路径。其结果是，能够恰当地去除多路径而高精度地计算到达角度。

图13是对到达角度计算装置1中的到达角度计算部25的另一个形态进行说明的框图。图13所示的到达角度计算部25具备：复共轭部51，取定时控制部23a的输出O_a1的复共轭；复数乘法部52，将复共轭部51的输出O_a1′与定时控制部23b的输出O_a2复数相乘；以及反正切部53，使用复数乘法部52的输出来进行反正切运算。复共轭部51、复数乘法部52、反正切部53的动作、功能与上述的复共轭部41、复数乘法部42、反正切部43的动作、功能相同。此外，还包括：相位差修正部54，基于反正切部53的运算结果(相位差)，修正运算结果；平均化部55，使相位差修正部54的输出平均化；相位差再修正部56，在相位差修正部54中进行了修正的情况下，修正平均化部55的运算结果(平均值)；到达角度变换部57，使用相位差再修正部56的输出来变换为到达角度。到达角度变换部57的动作、功能与上述的到达角度变换部46的动作、功能相同。

相位差修正部54在作为反正切部53的运算结果的相位差为+180°(+π)附近、－180°(－π)附近的值的情况下，进行对反正切部的运算结果增加规定的角度(相位差)的处理。如图14的I－Q平面所示，本实施方式的到达角度计算部25将相位差投影到－180°～+180°(－π～+π)的相位差范围的坐标上。为此，例如，如图15A所示，由反正切部53计算的相位差不是+180°以及－180°附近的值的情况下，能够通过将其平均化从而恰当地计算到达角度。然而，如图15B所示，由反正切部53计算的相位差是+180°以及－180°附近的值的情况下，计算出的相位差的少许误差将对角度计算造成较大的影响。在此，假定：作为相位差数据获得－178°以及+178°这两个值，作为一个值的+178°从作为本来的值的－178°产生－4°的误差而为+178°。这些差实际上仅仅是4°。即，如果原来的话，相位差的平均值为约180°。然而，在平均化处理中，在选择－178°和+178°并平均化后，平均值为0°。与实际上存在约180°的相位差的情况无关地通过平均化处理而作为0°来对待。这样，在平均化后的相位差大幅偏离本来的相位差时，难以进行恰当的到达角度计算。

因此，图13所示的到达角度计算部25，在由反正切部53计算的相位差为+180°以及－180°附近的值的情况下，相位差修正部54进行对反正切部53的运算结果增加规定的角度(相位差)的修正处理，并进行恰当的平均化。反正切部53的运算结果是否是+180°或－180°附近的值，能够基于作为反正切部53的运算结果而获得的多个相位差的分布来判定。例如，在比+90°(+π/2)大或比－90°(－π/2)小的相位差的数多于比+90°小并且比－90°大的相位差的数的情况下，能够判定为反正切部53的运算结果是+180°以及－180°附近的值。相位差修正部54增加的角度(相位差)例如能够设为+90°，但只要是能够进行恰当的平均化处理的角度即可，不限于此。也可以是－90°、+180°或－180°中的任一角度。

平均化部55将相位差修正部54的输出平均化。本实施方式的到达角度计算部25在计算出不适于平均化的相位差的情况下进行增加相位差的修正，因此能够在平均化部55进行恰当的平均化处理。另外，在干扰性的多路径存在的情况下，不使用对象的接收信号而进行平均化这一点与平均化部45是相同的。在相位差修正部54进行了相位差的修正的情况下，相位差再修正部56对平均化部55的输出进行修正。具体而言，进行将在相位差修正部54中作为修正值而增加的角度(相位差)减去的修正。

图16中示意地示出了相位差在+180°以及－180°附近的情况下的到达角度计算的概略。由反正切部53计算出的相位差在I－Q平面中在+180°以及－180°附近的情况下，相位差修正部54对相位差增加修正值(+90°)并使坐标轴旋转，而变换到平均值计算用的坐标轴。平均化部55基于该数据而计算出平均值(－92°)。相位差再修正部56进行从相位差修正部54的输出数据减去修正值(+90°)的修正，并对到达角度变换部57输出修正后的数据(+178°)。

图17是上述到达角度计算部25中的处理流程图。到达角度计算部25的复共轭部51在步骤301中，计算定时控制部23a的输出O_a1的复共轭。此外，复数乘法部52在步骤302中，将定时控制部23b的输出O_a2与复共轭部51的输出O_a1′相乘。然后，反正切部53在步骤303中，使用复数乘法部52的输出来进行反正切运算，计算接收信号间的相位差。

在步骤304中，相位差修正部54判定计算出的相位差在I－Q平面中是否是+180°以及－180°附近的值。在计算出的相位差不是+180°以及－180°附近的值的情况下进入到步骤305，到达角度计算部25不修正相位差，计算到达角度。在计算出的相位差是+180°附近或－180°附近的值的情况下，进入到步骤306。该判定如上所述，能够以比+90°大或比－90°小的相位差的数是否多于比+90°小并且比－90°大的相位差的数为基准而进行。

在步骤306中，相位差修正部54进行对作为反正切部53的运算结果的相位差增加90°的处理(将相位差设为+90°)。在步骤307中，平均化部55将相位差修正部54的输出平均化。然后，在步骤308中，相位差再修正部56进行从作为平均化部55的运算结果的平均值减去90°的处理(将相位差设为－90°)。然后，在步骤309中，到达角度变换部57根据相位差再修正部56的输出来计算到达角度。这样，图13所示的到达角度计算部25中，通过在增加规定的相位差并进行平均化后减去规定的相位差这一系列的处理来计算恰当的平均值，因此到达角度的计算精度不会降低。其结果是，能够将到达角度的计算精度充分地提高。

另外，在此，相位差修正部54进行对反正切部53的运算结果增加规定的角度的处理，但只要是能够实现恰当的平均化处理即可，不限于此。例如，也能够使用如图18所示的构成的到达角度计算部25。图18所示的到达角度计算部25具备：复共轭部61，取定时控制部23a的输出O_a1的复共轭；复数乘法部62，将复共轭部61的输出O_a1′和定时控制部23b的输出O_a2复数相乘。复共轭部61、复数乘法部62的动作、功能与上述的复共轭部41、复数乘法部42的动作、功能相同。此外，还具备：IQ比较部63，对复数乘法部62的输出的同相成分(I成分)的绝对值和正交成分(Q成分)的绝对值进行比较；以及反正切部64，使用复数乘法部62的输出，相应于IQ比较部63的输出而选择并变更运算方法来进行反正切运算。此外，还具备：平均化部65，将作为反正切部64的运算结果的相位差平均化；相位差再修正部66，相应于反正切部64的运算方法，对平均化部65的运算结果即平均值进行修正；到达角度变换部67，使用相位差再修正部66的输出并变换为到达角度。到达角度变换部67的动作、功能与上述的到达角度变换部46的动作、功能相同。

IQ比较部63判定复数乘法部的输出的同相成分(I成分)是否为负，并且对复数乘法部62的输出的同相成分(I成分)的绝对值和正交成分(Q成分)的绝对值进行比较。具体而言，IQ比较部63判定同相成分Ib的符号，并且判定同相成分的绝对值|Ib|是否比正交成分的绝对值|Qb|充分大(正交成分的绝对值|Qb|是否比同相成分的绝对值|Ib|充分小)。接收信号的相位差在I－Q平面中取+180°以及－180°附近的值的情况下，同相成分Ib为负(Ib＜0)，同相成分的绝对值|Ib|比正交成分的绝对值|Qb|充分大。为此，通过判定同相成分Ib的符号并判定同相成分的绝对值|Ib|是否比正交成分的绝对值|Qb|充分大，由此能够判定相位差是否取+180°以及－180°附近的值。

反正切部64使用复数乘法部62的输出，相应于IQ比较部63的输出而选择运算方法并进行反正切运算。在同相成分为正的情况下、同相成分为负并且同相成分的绝对值|Ib|与正交成分的绝对值|Qb|为相同程度或比其小的情况下，进行将复数乘法部62的输出Ib作为分母并将输出Qb作为分子的值的反正切运算。同相成分为负并且同相成分的绝对值|Ib|比正交成分的绝对值|Qb|充分大的情况下，例如，进行以将复数乘法部62的输出Qb的符号反转后的－Qb作为分母并以输出Ib为分子的值的反正切运算。另外，同相成分的绝对值|Ib|比正交成分的绝对值|Qb|充分大的情况下的上述处理相当于使坐标轴旋转+90°后进行反正切运算的处理。即，通过该处理而获得的相位差是对原来的相位差增加了+90°后的值。

另外，同相成分的绝对值|Ib|比正交成分的绝对值|Qb|充分大的情况下的处理不限于上述的处理。例如，也可以进行将复数乘法部62的输出Qb作为分母并将使输出Ib的符号反转后的－Ib作为分子的值的反正切运算。该处理相当于使坐标轴旋转－90°后进行反正切运算的处理。即，通过该处理而获得的相位差是对原来的相位差增加了－90°后的值(减去了+90°后的值)。此外，例如，也可以使复数乘法部62的输出Ib的符号和输出Qb的符号反转后进行反正切运算。该处理相当于使坐标轴旋转+180°(或－180°)后进行反正切运算的处理。即，通过该处理而获得的相位差是对原来的相位差增加了+180°(或－180°)后的值。即使通过这样的处理，也能够计算恰当的平均值。

平均化部65将反正切部64的输出平均化。本实施方式的到达角度计算部25由于在计算出不适于平均化的相位差的情况下进行实质上使相位差增加(或减少)的修正，因此在平均化部65能够进行恰当的平均化处理。相位差再修正部66在反正切部64进行使坐标轴旋转+90°的处理的情况下对平均化部65的输出进行修正。具体而言，进行减少+90°的修正。另外，反正切部64进行使坐标轴旋转－90°的处理的情况下，进行减少－90°的修正(即，增加+90°的修正)。同样地，反正切部64进行使坐标轴旋转+180°(或－180°)的处理的情况下，进行减少+180°(或－180°)的修正。

这样，图18所示的到达角度计算部25也能够与图13所示的到达角度计算部25同样地、计算恰当的平均值，因此到达角度的计算精度不会降低。其结果是，能够将到达角度的计算精度充分地提高。

图19是对使用正交频率分割多重(OFDM)作为调制方式的情况下的到达角度计算装置的具体的构成例进行表示的框图。另外，图19中，仅示出了与图1中的运算部13相当的构成。

图19中，相关处理部21a具备：复共轭部71a，取接收部12a的输出的复共轭；延迟部72a，使接收部12a的输出延迟规定期间并输出；复数乘法部73a，将复共轭部71a的输出和延迟部72a的输出复数相乘；加法器74a、74b，对复数乘法部73a的输出增加GI(保护间隔)期间并输出。峰值检测部22a具备：功率计算部75a，计算，从加法器74a、74b输出的信号的功率；峰值功率检测部76a，检测该功率峰值并输出至定时控制部23a。定时控制部23a具备延迟部77a，该延迟部77a基于来自峰值功率检测部76a的信号，控制来自接收部12a的信号对判定部24以及到达角度计算部25的输出定时。同样地，相关处理部21b具备复共轭部71b、延迟部72b、复数乘法部73b、加法器74c、74d，峰值检测部22b具备功率计算部75b、峰值功率检测部76b，定时控制部23b具备延迟部77b。

判定部24与图3所示的判定部相同。即，判定部24具备：FFT部37a、37b，以任意的期间剪切出从定时控制部23a、23b输出的时间域的信号并变换为频率域的信号；多路径判定部38，基于从FFT部37a、37b输出的频率域的信号，对接收波判定在对象的信息单位期间是否存在多路径。在FFT部37a、37b中被变换为频率域的信号的期间能够相应于希望进行多路径的判定的期间而适当变更。例如，在想要对信息单位期间整体判定多路径的有无的情况下将信息单位期间整体变换到频率域即可，在想要判定接收信号的峰值点附近的期间(峰值期间)中的多路径的干扰的情况下仅将峰值期间变换到频率域即可。多路径判定部38中的判定结果(评价结果)被通知至到达角度计算部25的平均化部85。另外，图19中，为了纸面上的方便而分别以一个系统(日语：一系統)的线来表示从延迟部77a、77b向判定部24的输入，但与图1的情况同样地，从延迟部77a输入Ia1以及Qa1，从延迟部77b输入Ia2以及Qa2。

到达角度计算部25具备：复共轭部81，取延迟部77a的输出的复共轭；复数乘法部82，将复共轭部81的输出与延迟部77b的输出复数相乘；加法部83a、83b，将复数乘法部42的输出增加GI(保护间隔)期间并输出；反正切部84，使用加法部83a、83b的输出来进行反正切运算；平均化部85，基于来自判定部24的信息，将反正切部84的输出平均化；到达角度变换部86，使用平均化部85的输出，变换为到达角度。平均化部85构成为，基于由多路径判定部38通知的判定结果(评价结果)，决定是否使用与成为对象的信息单位期间相当的反正切部83的输出，并能够相应于该决定而使反正切部83的输出平均化。

延迟部72a、72b取OFDM符号串的自相关，因此将接收部12a的输出延迟规定期间后输出。具体而言，延迟部72a、72b以在相同的定时对复数乘法部73a输入由复共轭部71a输出的OFDM符号的尾部和由延迟部72a、72b输出的GI(保护间隔)的方式，将接收部12a的输出延迟规定期间后输出。复数乘法部73a将复共轭部71a的输出与延迟部72a的输出复数相乘。加法器74a、74b将复数乘法部73a的每个码片区间的输出增加GI期间并输出。

图20A是对OFDM符号串的构成进行表示的示意图。如图20A所示，OFDM符号串包括：作为数据部的OFDM符号、配置于OFDM符号的开头的GI。GI是将OFDM符号尾部复制而获得的数据，为了防止OFDM符号间的干扰而插入GI。图20B是对相关处理部21a中的OFDM符号串的相关处理(自相关处理)的状况进行表示的示意图。如图20A所示，延迟部72a的输出相对于复共轭部71a的输出，滞后OFDM符号长。为此，在复数乘法部73a中，能够将复共轭部71a的输出和延迟部72a的输出相乘从而取自相关。自相关值(GI相关值)在复共轭部71a的输出和延迟部72a的输出中表现有与GI相同的数据时表示峰值，因此通过使用自相关值，能够检测作为数据部的OFDM符号的开头。

加法器74a、74b的输出信号被输入至峰值检测部22a的功率计算部75a。功率计算部75a从加法器74a、74b的输出信号，计算每个码片区间的功率。具体而言，功率计算部34a将与同相成分相当的输出信号的绝对值和与正交成分相当的输出信号的绝对值相加，并将相加的结果作为每个码片区间的功率信息而输出至峰值功率检测部76a。另外，也可以将与同相成分相当的输出信号的平方值和与正交成分相当的输出信号的平方值相加并输出至峰值功率检测部76a。图21A中示出了来自功率计算部75a的输出波形的例子。图21B是图21A所示的输出波形的局部放大图。峰值功率检测部76a接收每个码片区间的功率信息后，检测接收信号中的功率峰值，并作为功率峰值信息而输出至定时控制部23a的延迟部77a。

从峰值检测部22a(峰值功率检测部35a)输出的功率峰值信息是判定接收信号的峰值的有无的信息。具体而言，功率峰值信息是，对接收信号的峰值点附近的期间(峰值期间t₁)中的功率的和A、与从OFDM中的成为信息单位的1个符号期间去掉峰值期间t₁后的期间t₂中的功率的和B的比率R_a(＝A/B)是否比阈值R_th1大进行表示的信息。在使用OFDM作为调制方式的情况下，峰值期间t₁与GI期间相等。此外，所谓的1个符号期间，相当于将GI期间与数据期间(OFDM符号期间)合计后的期间。功率峰值信息中，R_a比R_th1大的情况下，定时控制部23a(延迟部77a)设为在该定时接收信号具有峰值，将来自接收部12a的接收信号输出至判定部24以及到达角度计算部25。

判定部24的FFT部37a以任意的期间剪切出从定时控制部23a(延迟部77a)输出的信号Ia1以及信号Qa1后通过高速傅里叶变换变换为频率域的信号并送至多路径判定部38。在FFT部37a中变换为频率域的信号的期间如上所述，能够相应于希望进行多路径的判定的期间而适当变更。多路径判定部38使用该频率域的信号来判定信息单位期间中的多路径的有无。具体而言，对频率域的信号的振幅特性与相位特性中的至少一个特性在天线间的平衡进行比较，来判定多路径的有无。当然，也可以分别对振幅特性和相位特性这两者的平衡进行比较，来判定多路径的有无。由此，能够判别根据时间域的信号无法判别的多路径，因此在到达角度的计算中能够不使用多路径存在的接收信号。即，能够高精度地计算到达角度。

相关处理部21b(复共轭部71b、延迟部72b、复数乘法部73b、加法器74c、74d)、峰值检测部22b(功率计算部75b、峰值功率检测部76b)、定时控制部23b(延迟部77b)、FFT部37b的动作、功能，与相关处理部21a(复共轭部71a、延迟部72a、复数乘法部73a、加法器74a、74b)、峰值检测部22a(功率计算部75a、峰值功率检测部76a)、定时控制部23a(延迟部77a)、FFT部37a的动作、功能相同。即，判定部24的FFT部37b以任意的期间剪切出从定时控制部23b(延迟部77b)输出的信号Ia2以及信号Qa2后通过高速傅里叶变换变换为频率域的信号，并送至多路径判定部38。在通过多路径判定部38判定了成为对象的期间中的多路径的有无时，该判定结果被通知至到达角度计算部25的平均化部85。

对相关处理部21b输入的接收信号和对相关处理部21a输入的接收信号，是在隔开规定间隔2点接收同一电波而获得的，因此相位稍微不同。为此，在从定时控制部23b输出的信号和从定时控制部23a输出的信号之间，相位稍微不同。

定时控制部23a的输出被输入至到达角度计算部25的复共轭部81。复共轭部81将定时控制部23a的输出的复共轭输出至复数乘法部82。复数乘法部82将复共轭部81的输出和定时控制部23b的输出复数相乘，并将运算结果输出至加法部83a、83b。加法部83a、83b将复数乘法部82的每个码片区间的输出增加GI期间并输出至反正切部84。图21C中示出了来自加法部83a、83b的输出波形的例子。图中，加法部83a的输出波形以I示出，加法部83b的输出波形以Q示出。

反正切部84使用加法部83a、83b的输出进行反正切运算，并计算接收信号的相位差。图21D中示出了来自反正切部84的输出波形的例子。平均化部85基于从判定部24通知的判定结果，将反正切部84的输出平均化后输出至到达角度变换部86。在此，例如，在从判定部24对平均化部85通知了在成为对象的期间的接收信号中包含有多路径这一判定结果的情况下，平均化部85不将与包含对象期间的信息单位期间相当的反正切部84的输出用于平均化。另一方面，在从判定部24对平均化部85通知了在作为对象的期间的接收信号中不包含多路径这一判定结果的情况下，平均化部85将与包含对象期间的信息单位期间相当的反正切部84的输出用于平均化。由此，能够将包含干扰性的多路径的接收信号排除而计算到达角度，因此能够使到达角度的计算精度提高。到达角度变换部86使用平均化部85的输出并通过反三角函数运算变换为到达角度。通过该运算求出的值，即，到达角度变换部86的输出相当于到达角度。

这样，在具有图19的运算部13的到达角度计算装置1中，也将接收信号分别变换到频率域并对其振幅特性和相位特性中的至少一个特性，在天线间进行平衡的比较，由此能够高精度地检测多路径。其结果是，能够恰当地去除多路径而高精度地计算到达角度。

图22是对将到达角度计算装置1应用于胶囊内窥镜的位置确定的胶囊内窥镜系统进行表示的示意图。图22所示的胶囊内窥镜系统具备：多个传感器阵列401、记录来自传感器阵列401的数据的数据记录器402。传感器阵列401构成为，具备与到达角度计算装置1的接收用天线相当的天线，能够接收来自患者吞入的胶囊内窥镜的电波。数据记录器402根据在传感器阵列401中接收到的电波具有的相位信息，确定患者吞入的胶囊内窥镜的位置。

患者吞入的胶囊内窥镜通过消化道的蠕动运动而移动。胶囊内窥镜的位置被监视，能够确定是否到达了诊察部位。胶囊内窥镜到达诊察部位时，胶囊内窥镜对诊察部位的状况进行摄影并发送至数据记录器402，数据记录器402记录图像信息。这样，通过监视胶囊内窥镜的位置，能够不看漏诊察部位地进行摄影。此外，在胶囊内窥镜到达诊察部位的定时能够接通摄像机等的电源，且在偏离了诊察部位的情况下能够切断摄像机等的电源，因此能够减小电池容量。此外，能够削减传感器(天线)的数目。此外，如果电池容量相同，则与以往型的胶囊内窥镜相比较能够发送更多的图像，能够获得鲜明的图像。

这样，通过将到达角度计算装置1应用于胶囊内窥镜的位置确定，从而能够构筑优秀的胶囊内窥镜系统。

如以上所述，根据本发明的到达角度计算装置，将接收信号分别变换到频率域并在天线间对其振幅特性和相位特性中的至少一个特性进行平衡的比较，由此能够高精度地检测多路径。其结果是，能够恰当地去除多路径而高精度地计算到达角度。

另外，本发明不限定于上述实施方式的记载，能够以发挥其效果的形态适当变更。此外，在上述实施方式中，附图所示的构成等不限于此，能够在发挥本发明的效果的范围内适当变更。

工业实用性

本发明的到达角度计算装置能够使用于确定对象的位置的系统及其他的各种用途。

本申请基于2012年2月8日申请的特愿2012－25283。在先申请的全部内容包含于此。

Claims (6)

1.一种多路径检测方法，根据多个天线所接收到的信号，判定多路径的有无，其特征在于，

将各天线的接收信号分别变换到频率域，在天线间对所述频率域的振幅特性和相位特性中的至少一个特性进行比较，从而判定多路径的有无，

所述频率域的振幅特性用以振幅曲线的中心频率为中心的规定宽度下的低频域侧的信号功率与高频域侧的信号功率的比率来表示，

所述相位特性用以振幅曲线的中心频率为中心的规定宽度下的相位的倾斜来表示。

2.如权利要求1所述的多路径检测方法，其特征在于，

分别对所述频率域的振幅特性和相位特性进行比较，来判定多路径的有无。

3.如权利要求1所述的多路径检测方法，其特征在于，

设一个天线的振幅特性为Pr1，并设另一个天线的振幅特性为Pr2，为了对两个天线间的振幅特性的平衡进行比较而计算Pr1与Pr2的比率Pr，

如果Pr从1偏离了规定值以上，则判定为有多路径。

4.如权利要求1或3所述的多路径检测方法，其特征在于，

设一个天线的相位倾斜为Δφ1，并设另一个天线的相位倾斜为Δφ2，为了对两个天线间的相位倾斜的平衡进行比较而计算Δφ1与Δφ2的差Δφ，

如果Δφ从0偏离了规定值以上，则判定为有多路径。

5.一种到达角度计算装置，其特征在于，具备：

多个天线；

多路径检测单元，根据多个天线所接收到的信号，判定多路径的有无；以及

到达角度计算单元，根据所述多个天线所接收到的信号的相位差，计算电波的到达角度，

所述多路径检测单元，将各天线的接收信号分别变换到频率域，对所述频率域的振幅特性和相位特性中的至少一个特性在天线间的平衡进行比较，来判定多路径的有无，

所述频率域的振幅特性用以振幅曲线的中心频率为中心的规定宽度下的低频域侧的信号功率与高频域侧的信号功率的比率来表示，

所述相位特性用以振幅曲线的中心频率为中心的规定宽度下的相位的倾斜来表示，

在无多路径的情况下，使用所述多个天线所接收到的信号的相位差，计算电波的到达角度。

6.如权利要求5所述的到达角度计算装置，其特征在于，

所述多路径检测单元具备：

峰值检测部，检测各天线的接收信号的峰值；

FFT部，将各天线的接收信号分别变换到频率域；以及

多路径判定部，对所述频率域的振幅特性和相位特性中的至少一个特性在天线间的平衡进行比较，来判定多路径的有无。