JP5829259B2 - 周波数測定装置 - Google Patents

Description

本発明は周波数測定装置に関し、特に、被測定信号を短いサンプリング周期で連続的に計数し、計数値列から高周波成分を除いて周波数変動成分を検出する短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置の改良に関する。

周波数測定の方式には、決められたゲートタイム内に通過するパルスをカウントする直接カウント方式（例えば、特許文献１参照）、パルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式（例えば、特許文献２参照）、ΔΣ変調信号を得ることで周波数を知る方式（例えば、特許文献３参照）が知られている。

特開２００１−１１９２９１号公報 特開平５−１７２８６１号公報 米国特許第７２３０４５８号

出願人は、上記に加え新たな提案として、短ゲートタイムカウント方式による周波数測定装置を提案している（特願２００８−０９９７２１号）。

この周波数カウント方式は、短いゲートタイムで途切れることなく繰り返しカウント（サンプリング）を行い、得られたカウント値の列から高周波成分を取り除くようにしたもの（フィルタリング）で、時間分解能・周波数分解能ともに大幅に改善することができる。本方式の周波数カウンタは、カウンタ回路と小規模な演算回路で構成され、回路規模の増大を抑えつつマルチチャネル化が容易という特長を持つ。また、サンプリング周波数を高めるほど分解能が向上する等の特徴がある。

上記高周波成分を取り除くためにローパスフィルターが使用される。例えば、ローパスフィルター部の構成としてデジタルフィルターを用いる場合、メモリと演算装置が必要になる。ローパスフィルターとして移動平均フィルターを用いることで演算量を大幅に削減することができ、高精度なリアルタイム測定が可能となる。短ゲートカウント部はハードウエアとしても単純な構成であるため高速動作に適しているのに対し、フィルター部の処理には多ビットの加減算が必要となるため、リアルタイム測定におけるサンプリング周波数の上限を規定するのは、主にフィルター部の処理能力である。かかる部分の回路が簡素化されれば、高速動作化、リアルタイム処理、低電力化が可能となる。

よって、本発明は短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置においてローパスフィルター部等の回路を可及的に簡素化し、回路動作の高速化と低電力化を可能とした周波数測定装置を提供することを目的とする。

また、本発明は被測定信号が、パルス列信号、ビットストリーム信号（シリアルに出力されるデジタルデータ）などの２値レベル信号であるとき、当該周波数測定装置をより簡易に構成することを可能とした周波数測定装置を提供することである。

上記目的を達成するため本発明の周波数測定装置の実施態様用の一つは、被測定信号を所定のサンプリング周波数で計数しビットストリームの計数出力を出力する短ゲートタイムカウンター部と、上記計数出力をフィルタリングするローパスフィルター部と、を備え、上記ローパスフィルター部は第１の移動平均フィルターを含み、上記短ゲートタイムカウンター部と上記第１の移動平均フィルターとの組合せが等価回路によって簡略化された構成であり、上記サンプリング周波数を前記第１の移動平均フィルターのタップ数で割り算した値が、上記被測定信号の周波数変化範囲よりも大となるように設定されている。 上記目的を達成するため参考例の周波数測定装置の実施態様用の一つは、パルス列信号
を所定のサンプリング周波数で計数し、上記パルス列信号の周波数に対応したカウント値
を出力する短ゲートタイムカウンター部と、上記カウント値をフィルタリングするローパ
スフィルター部と、を備え、上記ローパスフィルター部は第１の移動平均フィルターを含
み、上記サンプリング周波数を上記第１の移動平均フィルターのタップ数で割り算した値
が、上記パルス列信号の周波数変化範囲よりも大となるように設定されている。

ここで、「サンプリング周波数÷移動平均フィルターのタップ数」をダイナミックレンジと定義する。ダイナミックレンジ内に被測定信号の周波数変化範囲（周波数の変化幅）を収めれば、移動平均フィルターの出力に桁上がり（オーバーフロー）、桁下がり（アンダーフロー）が生じない。

かかる構成とすることによって、カウンタの入力部からローパスフィルター部の一段目移動平均フィルターの出力部まで、信号の流れをビットストリーム化することができ、２値信号を処理する論理回路などによって当該部分を簡易に構成することができる。これにより、回路の簡易化、高速化、低消費電力化を図ることが可能となる。

上記周波数測定装置においては、動作を設定するパラメータとしての、上記被測定パルス列信号の周波数と上記サンプリング周波数との比である動作点（より正確には下記の動作点パラメータ）が、上記ローパスフィルター部の出力中のパターン雑音レベルの少ない値に選定されることが望ましい。それにより、パターン雑音を回避して、ＳＮ比を向上することが可能となる。動作点パラメータは、次のように定義される。

動作点パラメータ＝被測定周波数÷サンプリング周波数−Ｉｎｔ（被測定周波数÷サンプリング周波数） ただし、Ｉｎｔ（ｃ）はｃの整数部を返す関数である。定義式より、動作点パラメータの値は０〜１の間の値を取ることが判る。後述するように、短ゲートタイムカウント方式では、出力にパターン雑音の発生が見られる。動作点パラメータを適切に選定することによってパターン雑音の発生を回避し、あるいはパターン雑音のレベルを低下させることができる。

上記周波数測定装置において、更に、２値信号の列を入力とし、上記２値信号の列を反転して出力することができる反転／非反転調整部と、上記反転／非反転調整部に反転／非反転の指示を与える判定回路と、を備え、上記カウンタ値は２値信号の列として出力され上記反転／非反転調整部の入力となり、上記反転／非反転調整部の出力が上記ローパスフィルター部の入力となる、ことが望ましい。

被測定パルス列信号の周波数変化が少ない場合には１ビットのカウンタで短ゲートカウンター部をより簡易に回路構成することが可能である。ただし、この場合には、カウントしている"０"と"１"の値が大小（真値）を意味しているのか、補数（あるいは反転）を意味するのかが不明であるので、（極性）判別回路によってパルス列信号の周波数を一方向（周波数増加方向又は周波数減少方向）に変化させ、これに対応してカウント値が増加したか減少したかを判別することによってカウント値の意味（真値か、補数値か）を判別可能とすることが可能となる。

上記短ゲートタイムカウンター部及び上記一段目移動平均フィルターが、ラッチ回路と、シフトレジスタ回路と、排他的論理和回路によって構成される、ことが望ましい。短ゲートタイムカウンター部及び一段目移動平均フィルターが等価な簡略化された回路（等価回路）で構成される。それにより、回路簡易化、高速化、低消費電力化が図られて好ましい。

上記ローパスフィルター部は、更に、複数段の移動平均フィルターを備え、上記複数段の移動平均フィルターは、上記第１の移動平均フィルターの後段に設けられる、ことが望ましい。それにより、より良いローパスフィルター特性が得られる。

上記一段目移動平均フィルターの後段に、更に、アナログフィルター部が設けられ、上記複数段の移動平均フィルターは、上記第１の移動平均フィルターの後段に設けられる、ことが望ましい。それにより、より良いローパスフィルター特性が得られる。

上記ローパスフィルター部は、更に、アップカウンター部を備え、上記アップカウンター部は、前記第1の移動平均フィルターの後段に設けられる、ことが望ましい。

また、上記一段目移動平均フィルターの後段に、シフトレジスタとアップダウンカウンタが設けられる、ことが望ましい。シフトレジスタとアップダウンカウンタが移動平均フィルターとして機能し、一段移動平均フィルターのローパスフィルター特性が改善される。

上述した周波数測定装置は、水晶振動子を用いたＱＣＭ(Quartz Crystal Microbalance)法を使用することで振動子基板表面の微量の質量変化を周波数変化に変換するようにしたＱＣＭデバイス、例えば、質量センサ、ニオイセンサ、ガスセンサ、バイオセンサ等に使用して好適である。

１ビット出力の短ゲートタイムカウンターの出力を反転／非反転する回路を備えた短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置の例を説明するブロック図である。 短ゲートタイムカウンターの回路簡略化を説明する説明図である。 ビットストリーム構成の１ビットカウンタと移動平均フィルターの構成例を説明するブロック図である。 １ビット短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルターの等価回路化を説明するブロック図である。 １ビット短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルターの等価回路化を説明するブロック図である。 １ビット短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルターの等価回路化を説明するブロック図である。 １ビット短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルターの等価回路化を説明するブロック図である。 １ビット短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルターの等価回路化を説明するブロック図である。 短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルターの出力例（周波数変化大の例）を示すグラフである。 短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルターの出力例（周波数変化小の例）を示すグラフである。 短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルターの出力例（タップ数調整例）を示すグラフである。 短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルターの出力例（サンプリング周波数数調整例）を示すグラフである。 パターン雑音強度-動作点パラメータ特性を説明する図である。 一段移動平均フィルター出力におけるダイナミックレンジを説明する図である。 一段移動平均フィルターの出力レンジとカウント値の対応を説明する図である。 一段移動平均フィルター出力における補数の対応を説明する図である。 一段移動平均フィルター出力における補数の対応を説明する図である。 短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルター＋アナログフィルター構成の例を説明するブロック図である。 短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルター＋アナログフィルターの出力例（動作点０．３３６）を示すグラフである。 短ゲートカウンター＋一段移動平均フィルター＋アナログフィルターの出力例（動作点調整例）を示すグラフである。 短ゲートカウンター＋２段移動平均フィルター構成の例を説明するブロック図である。 短ゲートカウンター＋２段移動平均フィルターの出力例（動作点パラメータ０．３３６）を説明するブロック図である。 短ゲートカウンター＋２段移動平均フィルターの出力例（動作点パラメータ調整例）を説明するブロック図である。

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。

本発明の短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置では、被測定信号の入力部から一段移動平均フィルターの出力部までの信号の流れをビットストリーム化（２値信号の出力列）する。また、２値出力の回路で処理すべく、当該ビットストリーム部分において桁上げ、桁下げが生じないように、被測定信号周波数、サンプリング周波数、動作点、一段移動平均フィルターのタップ数等のパラメータが調整される。

（実施例１）

まず、本願で説明する短ゲートタイムカウント方式は、供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を得て、この一連のカウント値から高周波成分を除去して供給されるパルス列信号の周波数に対応する一連の信号を得ることによって周波数変化を抽出するものである。かかる短ゲートタイムカウント方式の基本については、既述した特願２００８−０９９７２１号に回路構成や動作について詳細に説明されている。また、１ビットカウンタで短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置を構成した例が特願２００８−０９９７２８号に説明されている。

図１（Ａ）は、短ゲートタイムカウント方式を使用して１ビット（２値）出力のカウンタで周波数測定装置を構成する例を説明するブロック図である。

同図に示すように、短ゲートタイムカウンター部１０、ローパスフィルター部２０及び反転/非反転部８０等によって周波数測定装置が構成されている。

短ゲートタイムカウンター部１０は、図示しないＱＣＭデバイスの水晶発振器などから供給される被測定信号（パルス列信号）の周波数を１ビット出力のカウンタで所定のサンプリング周期で計数してビットストリーム（一連の２値出力）の計数出力を発生する。信号源の周波数変化範囲が既知である場合、短ゲートタイムカウンター部１０のサンプリング周波数を適宜に設定することによって１ビットのカウンタにおいて桁上がりの生じない動作をさせることが可能である。このような条件下では、１ビットのカウンタで測定結果を得ることが出来る。

後述するように、例えば、簡略化された短ゲートタイムカウンター部（図２の１０ａに相当）は、サンプリング周波数ｆｓで動作するデータラッチと、１ビット出力の２進カウンタと、タップ数ｍの移動平均フィルターとを含んで構成される。

ローパスフィルター部２０は、短ゲートタイムカウンター部１０が出力するビットストリーム信号の計数出力から高周波成分を除去（フィルタ処理）して周波数変化に対応した計測値を出力する。フィルター処理は、その中に含まれている不要なものを取り除き、目的とする情報を取り出す処理である。

後述するように、１ビットカウンタの出力は、その「０」と「１」の列が計数値の大小に対応している場合（正出力の場合）と、出力値列が逆（補数）となっている場合（補数出力）とがある。これは、例えば、手動によって被測定信号の周波数を増加又は減少させ、これに対応して計数値が増加又は減少した場合には、出力値は入力周波数に正しく対応していると判別できる。また、被測定信号の周波数を増加又は減少させ、計数値が減少又は増加した場合には、出力値は補数出力になっていると判別できる。

反転/非反転部８０は、上記極性の判別結果に基づいて短ゲートタイムカウンター部１０の２値出力を反転又は非反転としてローパスフィルター部２０に中継する。これにより、１ビットカウンタを用いた周波数測定装置であっても、正しい周波数計数値を得ることができる。

図１（Ｂ）は、上述したカウンタ出力の補数判別・修正を自動的に行うようにした短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置の例を示している。
同図において、図１（Ａ）と対応する部分には同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。

上述したように、１ビット出力の２進カウンタでサンプリングを行い計数値を出力した場合には、１ビットの情報では、カウント値の０と１の出力がカウント値の大小に対応しているのか、補数の関係なのかを判断することが出来ない。そこで、この実施例ではビット判別部７０を更に設けている。他の構成は図１（Ａ）と同様である。

判定部７０は、例えば、コンピュータシステムに制御プログラムによって実行される機能として構成される。判定部７０（より正確にはコンピュータ）は所定イベントの発生に応じて動作する。判定部７０は、まず、ｕｐ／ｄｏｗｎ信号によって信号源１０の発振周波数を増減させる。これに対応してローパスフィルター部２０の出力が増減する場合には、カウンタ部１０の「０」と「１」の出力がカウント値の大小に対応していると判別する。また、信号源１０の発振周波数を増減させ、これに対応してローパスフィルターの出力が減増する場合には、カウンタ部１０の「０」と「１」の出力が補数の関係（出力が逆）になっていると判別する。補数の関係になっている場合には、判定部７０は補数判別信号を反転／非反転部８０に与え、カウンタ部１０の「０」と「１」の出力を反転させてローパスフィルター部２０に中継させる。
なお、判定部７０がモニタする出力は、ローパスフィルター部２０の出力の他、カウンタ部１０の出力や反転／非反転部８０の出力であっても良い。

次に、１ビット（２値）出力のカウンタを使用する短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置の回路簡略化について説明する。

図２（Ａ）乃至同図（Ｈ）は、周波数測定装置の回路簡易化過程の各段階を示している。各図において対応する部分には同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。

まず、図２（Ａ）に示すように、基本的な短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置は、被測定信号（例えば、ＱＣＭデバイスの水晶発振器等から供給されるパルス列信号）を所定サンプリング周波数で計数するｎビット出力のカウンタ部１０と、カウンタ部１０が出力する連続的なカウント値列から高周波成分を除いて周波変化成分を抽出するフィルタリング処理を行うローパスフィルター部２０を備えている。

同図（Ｂ）は、短ゲートタイムカウンター部１０が１ビット出力カウンタで構成されている。被測定信号の周波数変化範囲は既知であるか、余裕を見た十分大きい変化範囲（変化範囲幅がａで範囲幅のバラつきがｂであるとき、例えばａ＋３ｂ等）を仮定する。例えば、既述ＱＣＭデバイスの水晶発振器等では予め周波数変化範囲が判っているものがある。
このため、後述するように、計数結果に桁上がり、桁下がりが生じないようにサンプリング周波数が予め選定（周波数変化範囲＜サンプリング周波数）されている。この条件下では、短ゲートタイムカウンター部１０として１ビットカウンタを使用することができる。１ビットカウンタ１０の連続な２値の出力をローパスフィルター部２０で信号処理する。

同図（Ｃ）に示すように、１ビットのカウンタは、例えば、サンプリング周波数で動作するラッチ１１と、１ビットのカウンタとして機能するカウント値計算部１２によって構成することができる。１ビットのカウンタは、保持値が「０」のときに「０」が入力されると、出力は「０」、保持値が「０」のときに「１」が入力されると、出力は「１」、保持値が「１」のときに「０」が入力されると、出力は「１」、保持値が「１」のときに「１」が入力されると、出力は「０」となる。ローパスフィルター部２０は、例えば、３段の移動平均フィルター２１〜２３によって構成することができる。

同図（Ｄ）に示すように、ローパスフィルター部２０の三段移動平均フィルター２１〜２３のうち一段目２１を１ビットカウンタ部１０側に移動しても回路的に同じである。同図に、ラッチ１１、カウント値計算部１２、移動平均フィルター２１の部分を回路１０ａと表す。

同図（Ｅ）に示すように、残りのローパスフィルター部２０はローパスフィルターとして機能するものであればよい。後述するように、デジタルフィルターでもアナログフィルターであっても所要の特性が得られればよい。

図３は、図２（Ｃ）乃至同図（Ｅ）に示した、ラッチ部１１、カウント値計算部１２、移動平均フィルター２１の具体的な構成例を示している。１ビットカウンタは、１個のラッチ１１、１個のレジスタｚ^-1と１個の排他的論理和回路によって構成することができる。移動平均フィルター２１は、１ビットｍタップ（ｍ段）のシフトレジスタｚ^-mとアップダウンカウンタによって構成することができる。

図２（Ｆ）は、上述した、カウント値計算部１２と移動平均フィルター２１とを簡略化した、後述のカウント/フィルター部１３で構成した例を示している。

更に、同図（Ｇ）に示すように、１ビット出力のカウンタ部１０を使用する場合（あるいは２値信号のビットストリームで信号処理をする場合）には、出力が補数状態となる場合があるので、カウント/フィルター部１３の後段（一段目移動平均フィルターの出力に相当）に前述した反転/非反転部８０を設け、適宜にカウント出力の反転／非反転を行うようにしている。反転／非反転部８０の動作は、判定部７０によって制御される（図１参照）。このようにして、正しい計数値出力を維持することができる。

同図（Ｈ）は、反転／非反転部８０をカウント値計算部１２と移動平均フィルター部２１との間に設けた例を示している。また、図示しないが、反転／非反転部８０をローパスフィルター部２０の後段に設けても良い。このように、反転／非反転部８０は都合の良い位置に配置することができる。

図４（Ａ）は、図３に示される移動平均フィルター部（アップダウンカウンタ形式）２１を、ｍタップのシフトレジスタ、排他的論理和回路、１タップのシフトレジスタ、排他的論理和回路、によって構成した例を示している。ビットストリーム演算の場合、インクリメントとデクリメントは同じ結果となることから、アップダウンカウンタは排他的論理和と等価である。

更に、同図（Ｂ）は、同図（Ａ）のカウント値計算部１２及び移動平均フィルター部２１の部分を、その等価回路であるｍタップのシフトレジスタｚ^-mと排他的論理和回路とに置き換えた例を示している。

図５乃至図８は、図４（Ａ）の論理回路と同図（Ｂ）の論理回路が等価であることを説明する図である。図５（Ａ）及び同図（Ｂ）に示すように、各部の信号Ａ（ｉ）〜Ｊ（ｉ）を設定すると、図８に示すように、Ｇ（ｉ）＝Ａ（ｉ）＋Ａ（ｉ−ｎ）＝Ｊ（ｉ）として求められる。

この結果を利用すると、図２（Ｆ）に示したように、カウント値計算部１２と移動平均フィルター部２１の機能を、同等機能を有する簡略化されたカウント/フィルター回路１３（図４（Ｂ））に置き換えることができる。

次に、上述したビットストリーム（シリアルデジタルデータ）信号を処理する短ゲートタイムカウント方式の周波数測定装置において選定すべきパラメータ（ダイナミックレンジ、動作点）について説明する。ダイナミックレンジは短ゲートタイムカウント方式のカウンタ部１０における、桁上がり・桁下がりの発生に関連する。動作点はパターン雑音の発生・雑音レベルに関連する。

まず、ビットストリーム信号の信号処理において桁上がり、桁下がりが生じない条件について説明する。

図９は、図２（Ｅ）に１０ａで示す、ビットストリーム化の対象回路（１ビットカウンタ＋一段目移動平均フィルター）において、例えば、サンプリング周波数を１ｋＨｚ、動作点を０．２８３付近、一段目移動平均フィルター部２１のタップ数を１００とした場合の、出力例（一段目移動平均フィルター）を示している。図示のように、比較的に大きい周波数変化の被測定信号（図中に太い実線で示されている。）が入力されると、桁変動が生じ、図中に実線で示されるように出力は多値に及ぶ。

このような桁変動が生じる条件は、「被測定信号の周波数変化範囲（周波数の変化幅）＞一段目移動平均フィルターのダイナミックレンジ」である。この場合、ダイナミックレンジは「サンプリング周波数÷移動平均フィルターのタップ数」で表される。

これを図９の例に当てはめてみると、周波数変化は約２５Ｈｚ、サンプリング周波数は１ｋＨｚ、タップ数は１００である。ダイナミックレンジは、１ｋＨｚ÷１００＝１０Ｈｚとなる。周波数変化約２５Ｈｚ＞ダイナミックレンジ１０Ｈｚより、移動平均フィルター出力は多値に及ぶ。

図１０は、被測定信号の周波数変化が比較的に少ない場合の例を示している。他は図９の場合と同条件である。移動平均フィルター部２１の出力は２値に収まっている。このような桁変動が生じない条件は、「被測定信号の周波数変化範囲（周波数の変化幅）＜一段移動平均フィルターのダイナミックレンジ」である。この条件を満たすことによって、ビットストリームとして信号を処理することができる。

具体的に当てはめてみると、周波数変化は約７Ｈｚである。周波数変化約７Ｈｚ＜ダイナミックレンジ１０Ｈｚであることから、上の必要条件を満たしており、移動平均フィルター２１の出力値を２値に収めることができる。

図１１は、図９の被測定信号の周波数変化測定において、タップ数を減らすことでビットストリーム化に対処した例を示す。移動平均フィルターのタップ数を１００から２５に減らすことで、１ｋＨｚ÷２５＝４０Ｈｚとし、ダイナミックレンジを１０Ｈｚから４０Ｈｚに上げて上記必要条件を満たしている。

図１２は、図９の被測定信号の周波数変化測定において、サンプリング周波数を増加することでビットストリーム化に対処した例を示す。カウンタ及び移動平均フィルターの動作を１ｋＨｚから３ｋＨｚに引き上げ、３ｋＨｚ÷１００＝３０Ｈｚとし、ダイナミックレンジを１０Ｈｚから３０Ｈｚに上げて上記必要条件を満たしている。

以上説明したように、短ゲートカウント法では、ダイナミックレンジに関連するパラメータを適切に選択することによって、桁変化が生じないようにすることができる。被測定信号周波数がダイナミックレンジ内に収まり、カウント値は２値となり、情報はビットストリームで表現することができる。

ダイナミックレンジに関連するパラメータとしては、被測定信号周波数、サンプリング周波数ｆｓ、１段移動平均フィルター２１のタップ数ｍ、などがある。

図１３は、短ゲートタイムカウント法におけるパターン雑音強度分布の動作点パラメータ依存性の例を示している。

前述したように、動作点パラメータは「被測定周波数÷サンプリング周波数−Ｉｎｔ（被測定周波数÷サンプリング周波数）として定義される。ただし、Ｉｎｔ（ｃ）はｃの整数部を返す関数である。

定義式より、動作点パラメータは０〜１の間の値を取ることがわかる。短ゲートタイムカウント方式では、出力にパターン雑音の発生が見られる。パターン雑音の強度は動作点パラメータの複雑な関数であり、動作点パラメータ０．５で対称性を持つ。すなわち、動作点パラメータ０．５−ｄにおけるパターン雑音強度は、動作点パラメータ０．５＋ｄにおけるパターン雑音強度に等しいという性質がある（０＜ｄ≦０．５）。

そこで、図１３は、雑音強度と動作点の関係は、動作点パラメータ０〜０．５の範囲で示している。

同図から判るように、動作点パラメータが単純な有理数値に近い場合、大きなパターン雑音が発生する。１次ΔΣ変調においては、出力が周期的系列を生
成するような入力値があり、これに近い入力が加えられた場合に発生するパターン雑音が知られているが、これと同じアナロジーである。

しかしながら、ΔΣ変調時におけるパターン雑音の回避方法と、短ゲートタイムカウント方式におけるパターン雑音の回避方法では、その思想が異なる。ΔΣ変調の場合、パターン雑音自体を抑制するために高次の構成や多段の構成とする工夫がなされる。これは、ΔΣ変調を用いたＡＤ変換器では、ダイナミックレンジと同程度の入力信号変化を扱うことに起因する。短ゲートタイムカウント方式の場合、入力信号変化の幅をダイナミックレンジに対してある範囲に収まるように設計することが可能であるため、構成を変更することなく、動作点範囲を適宜選ぶことにより有害なパターン雑音を回避することができる。

上記２値化の条件選択に際しては、動作点パラメータも適切になるようにパラメータを選ぶことでＳＮ比を改善することができることが判る。

次に、図１４乃至図１７を参照して、上述した、短ゲートタイムカウント方式の短ゲートカウント出力の反転とビットストリームについて説明する。
を補足する。

図１４は、既述した、短ゲートカウント出力及び一段移動平均フィルター出力をビットストリームとして扱う場合の、サンプリング周波数と移動平均フィルタータップ数とダイナミックレンジの関係を説明するグラフである。

図示のグラフの横軸は時間（秒）、縦軸は周波数シフト（Ｈｚ）である。グラフ中には、ゲート時間を０．１秒（サンプリング周波数１０Ｈｚ）としたときの、短ゲートカウンターの出力（サンプリング周波数の下限値と上限値との間に細線で示されるパルス状の出力）、移動平均フィルター（タップ数５）の出力（太線で示されるパルス状の出力）、被測定周波数（パルス列内の曲線で示される移動平均フィルターの出力）を示している。以下の図１５乃至図１７においても同じである。

既述のように、ダイナミックレンジは「ダイナミックレンジ＝サンプリング周波数÷移動平均フィルターのタップ数」として定義される。この例では、ダイナミックレンジは２（＝１０÷５）である。このダイナミックレンジ内に被測定信号の周波数変動が収まっていれば、移動平均計算に桁上がり桁下がりが生じず、カウンタ部出力（一段移動平均フィルタ出力）は２値出力状態となってビットストリームの出力となる。これは、被測定信号の周波数に対してサンプリング周波数と移動平均フィルターのタップ数の選定によって実現できる。短ゲートタイムカウンター及び一段移動平均フィルターの部分の信号をビットストリームとすることによって、上述したように同部分の回路構成を論理ゲートなどによって簡略化することができる。後続する回路もデジタル（２値）回路で処理できるので簡略化することができる。

図１５乃至図１７は、カウンタの２値出力が補数かどうかを判別する他の手順を説明するものである。

まず、図１５は、短ゲートカウント値と移動平均フィルター出力値の例（カウント値と移動平均値を整数として扱う場合）を示している。

例えば、１２０Ｈｚ〜１３０Ｈｚの間で変化する被測定信号をゲート時間０．１秒（サンプリング周波数１０Ｈｚ）で測定した場合、短ゲートカウント値は１２又は１３となる。移動平均の計算は、区間内のカウント値の和をタップ数で除したものであるが、スケーリングを考えない場合はタップ数で除さなくとも良い。タップ数が５の場合、移動平均値として６０〜６５の値のいずれかが出力される。

図１６は、短ゲートカウント値と移動平均フィルター出力値の例（カウント値と移動平均値をビットストリームとして扱う場合）を示している。ビットストリームとして扱う場合には、２値に置き換える。すなわち、図１５のグラフの右側に示された、「１３」→「１」、「１２」→「０」、「６５」→「１」、「６４」→「０」、…、「６０」→「０」のように置き換えられる。

図１７は、移動平均フィルター出力値の例（カウント値と移動平均値をビットストリームとして扱う場合）を示している。同図のグラフの右側には、図１６中の「１」、「０」、…、「０」に対応して、移動平均フィルター出力値の各レンジに「ＯＫ」、「補数」、「ＯＫ」、…、「ＯＫ」が記載されている。

図１５と図１７とを比較すると、被測定周波数（図１５の右側欄）がどこのレンジ内に収まるかにより、移動平均フィルター出力値の大小関係が被測定周波数の増減関係と対応しているか、補数の関係にあるかが判る（図１７の右側欄）。

（実施例２）

図１８は、ローパスフィルター部２０の他の構成例を示している。この例では、カウント/フィルター部（１ビットカウンタ＋移動平均フィルターの機能）１３の後段に公知のアナログローパスフィルターを接続することによってアナログのレベル出力が得られる。

図１９は、装置動作のパラメータをサンプリング周波数３ｋＨｚ、動作点パラメータ０．３３６付近、に設定した場合の上記アナログフィルターの出力例である。被測定信号と比べると、歪みがある。

図２０は、動作点パラメータ０．２８３付近とし、他を図１９の場合と同条件とした場合の上記アナログフィルターの出力例を示している。略被測定信号と同じ出力が得られている。図１９及び図２０を比べると、動作点パラメータにより、ＳＮ比が異なることが判る。

上記図１８に示すような、デジタルフィルター（例えば、移動平均フィルター２１）とアナログフィルターとを用いるハイブリッドフィルターの利点について検討する。

フィルター処理をデジタルで処理する場合、情報の劣化が無く高ＳＮ比を確保できるが、計算に必要な情報を保持するためのメモリが必要となる。

アナログフィルターの場合、デジタルフィルターで必要であったメモリ部が省略できるため回路が単純化できるというメリットがあるが、高いサンプリング周波数を用いる際は被測定信号の変化量に対し大きく変化する信号を扱うことになるため、非線形ひずみ対策に工夫が必要な場合が出てくることがあり、これを補正するための回路が複雑化する。また、ダイナミックレンジに対し信号変化が小さいと、高ＳＮ比を確保することが本質的に困難となる。

ハイブリッドフィルターでは、デジタルフィルターの出力をアナログフィルターに入力する構成とする。この場合、２レベルで大きく変化する信号がデジタルフィルター（ここでは移動平均フィルター）により小さいステップサイズに変換されるので、(1)アナログフィルターの設計が容易になる、(2)高ＳＮ比が確保できる、(3)デジタルフィルターに高い性能も必要としないためデジタルフィルター部の構成が容易となる、等のメリットがある。

（実施例３）

図２１は、上記一段移動平均フィルター２１（カウント／フィルター回路１３）の後段に、ｍタップのシフトレジスタｚ^-mとアップダウンカウンタを用いた２段めの移動平均フィルターを設けて２段移動平均フィルター構成でデジタル出力を得るようにした例を示している。アップダウンカウンタまではビットストリームで信号が伝送され、アップダウンカウンタで複数ビットの出力となる。デジタル出力は、Ｉｎｔ（ｌｏｇ₂ｍ＋１）ビットとなる。

図２２は、サンプリング周波数を３ｋＨｚ、動作点パラメータを０．３３６、２段移動平均フィルターのタップ数を２００とした場合のデジタルフィルターの出力例を示している。被測定信号に比べるとノイズが大きいことが判る。

図２３は、動作点パラメータを０．２８３とし、他の条件を同じとした場合のデジタルフィルターの出力例を示している。ノイズが減少していることが判る。このように、動作点パラメータの選択によって、ＳＮ比が異なることが判る。

以上説明したように、本発明の実施例では、ビットストリーム化された短ゲートカウント部（１ビットカウンタ）＋１段移動平均フィルター部の構成を使用しているので、ビットストリーム化されていない場合と比較して回路を簡単化することができ、高速駆動可能となる。測定分解能が向上し、消費電力が抑制できる。

また、ビットストリーム化された短ゲートカウント部＋１段移動平均フィルター部の構成が等価回路によって簡単化され、回路面積が減り、消費電力の抑制が図られる。

また、短ゲートカウント部＋１段移動平均フィルター部の構成において、サンプリング周波数とタップ数を適切に選択することによって出力を２値出力とすることができ、当該構成における信号をビットストリーム化することができる。また、動作点パラメータの選択を適切に行うことによって、ビットストリーム化した際のパターン雑音の影響を低減できる。

また、短ゲートカウント部＋１段移動平均フィルター部＋アナログフィルター部の構成とすることによって、簡単な構成で高分解能なアナログ出力を得ることができる。

また、短ゲートカウント部＋１段移動平均フィルター部＋アップダウンカウンタの構成とすることによって、簡単な構成で２段移動平均フィルター出力（デジタル出力）を得ることができる。

上述した周波数測定装置は、回路規模が小さく実装が容易なため、装置を小型化・高精度化・軽量化・低コスト化できる。例えば、水晶を用いた各種センサの小型化・高分解能化に好適である。水晶を用いた各種センサの集積化・プラットフォーム化に好適である。ニオイセンサ、ガスセンサ、バイオセンサ用トランスデューサアレイ、ＱＣＭデバイス等に使用して好適である。

１０ 短ゲートタイムカウンター部、１０ａ ビットストリーム化対象回路、２０ ローパスフィルター部、５０ アップカウンター部、７０ 判定部、８０ 反転非反転部

Claims (5)

1. 被測定信号を所定のサンプリング周波数で計数しビットストリームの計数出力を出力する短ゲートタイムカウンター部と、
   前記計数出力をフィルタリングするローパスフィルター部と、
   を備え、
   前記ローパスフィルター部は第１の移動平均フィルターを含み、
   前記短ゲートタイムカウンター部と前記第１の移動平均フィルターとの組合せが、ラッチ回路とシフトレジスタ回路と排他的論理和回路とを含んで構成され、
   前記サンプリング周波数を前記第１の移動平均フィルターのタップ数で割り算した値が、前記被測定信号の周波数変化範囲よりも大となるように設定された、周波数測定装置。
2. パターン雑音を低減するように、被測定周波数÷サンプリング周波数−Ｉｎｔ（被測定周波数÷サンプリング周波数）の値、（ただし、Ｉｎｔ（ｃ）はｃの整数部を返す関数）を設定する、請求項１に記載の周波数測定装置。
3. 前記ローパスフィルター部は、更に、複数段の移動平均フィルターを備え、
   前記複数段の移動平均フィルターは、前記第１の移動平均フィルターの後段に設けられる、請求項１または２に記載の周波数測定装置。
4. 前記ローパスフィルター部は、更に、アナログフィルターを備え、
   前記アナログフィルターは、前記第１の移動平均フィルターの後段に設けられる、請求項１または２に記載の周波数測定装置。
5. 前記ローパスフィルター部は、更に、シフトレジスタ回路とアップダウンカウンターとを含む第２の移動平均フィルターを備え、
   前記第２の移動平均フィルターは、前記第１の移動平均フィルターの後段に設けられる、請求項１または２に記載の周波数測定装置。

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