JP5774086B2

JP5774086B2 - 電力変換回路

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Description

本発明は、交流を直流に、または直流を交流に変換する電力変換装置、特にいわゆる３レベルコンバータと呼ばれる電力変換装置の電力変換回路に関するものである。

最近、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）に代表されるワイドバンドギャップ半導体の開発が進み、低損失、高耐圧、高温動作可能といった特性から、電力変換装置への応用が盛んに検討されている。一方、２レベルの出力が得られる２レベルコンバータに対して、３レベルの出力が得られ、出力電圧に含まれる高調波の低減が可能な３レベルコンバータ回路が従来から知られている。この３レベルコンバータ回路のダイオードにシリコンカーバイドを用いたものが例えば特許文献１に開示されている。特許文献１では、３レベルの出力を持つ電力変換回路を構成する全てのダイオードにシリコンカーバイド製の素子を適用している。

ＤＥ１９６３８６２０（Ｆｉｇ．３）

従来の電力変換回路は上記のように構成されており、全てのダイオードがシリコンカーバイドで構成されるため、スイッチングに伴う損失を低減することができるものの、回路動作上、必ずしもシリコンカーバイドのダイオード全てがその特性を活かしたものとなっておらず、現在電力変換回路のダイオードに広く用いられているシリコン製の素子を用いた電力変換回路と比較してコストアップとなるという課題があった。この発明は、このような課題を解決するために行われたもので、回路動作、特に逆回復動作を詳細に検討し、逆回復動作に伴うスイッチング損失（以下、リカバリ損失という）を低減させつつ、コストアップも抑制できる電力変換回路を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換回路は、直流の高電位を与える高電位端子と直流の低電位を与える低電位端子と該高電位と該低電位との中間の電位である中間電位を与える中間電位端子とを備えた直流三端子と、交流一端子との間に設けられた複数のスイッチング素子を、交流一端子の交流電圧の半周期の間に複数回スイッチングすることにより、直流三端子と交流一端子の間で電力を変換する電力変換回路であって、高電位端子と交流一端子との間に第一のスイッチング素子とこの第一のスイッチング素子に逆並列に接続された第一のダイオードとの第一の並列体を接続し、交流一端子と低電位端子との間に第二のスイッチング素子とこの第二のスイッチング素子に逆並列に接続された第二のダイオードとの第二の並列体を接続し、中間電位端子と交流一端子との間に、第三のスイッチング素子とこの第三のスイッチング素子に逆並列に接続された第三のダイオードとの第三の並列体と、第四のスイッチング素子とこの第四のスイッチング素子に逆並列に接続された第四のダイオードとの第四の並列体との直列体を、第三の並列体が中間電位端子側となるよう接続し、上記第一から第四のダイオードをワイドバンドギャップ半導体とするとともに、上記第三のダイオードの電流容量を上記第二のスイッチング素子の電流容量よりも小さく設定し、上記第四のダイオードの電流容量を上記第一のスイッチング素子の電流容量よりも小さく設定した。

ダイオードにワイドバンドギャップ半導体を適用するため、損失が少ない電力変換回路とすることができる。

本発明の実施の形態１による電力変換回路を示す回路図である。本発明の実施の形態１による電力変換回路を適用した電力変換装置を示す回路図である。本発明の実施の形態１による電力変換回路の電圧、電流波形の概略図である。本発明の実施の形態１による電力変換回路の動作を示す図である。本発明の実施の形態２による電力変換回路を示す回路図である。本発明の実施の形態２による電力変換回路を適用した電力変換装置を示す回路図である。本発明の実施の形態２による電力変換回路の電圧、電流波形の概略図である。本発明の実施の形態２による電力変換回路の動作を示す図である。本発明の実施の形態３による電力変換回路を示す回路図である。本発明の実施の形態４による電力変換回路を示す回路図である。本発明の実施の形態５による電力変換回路を適用した電力変換装置を示す回路図である。本発明の実施の形態５による電力変換回路を示す回路図である。本発明の実施の形態５による電力変換回路の動作を示す図である。本発明の実施の形態６による電力変換回路を示す回路図である。本発明の実施の形態６による電力変換回路を適用した電力変換装置を示す回路図である。本発明の実施の形態６による電力変換回路の動作を示す図である。本発明の実施の形態７による電力変換回路を示す回路図である。本発明の実施の形態８による電力変換回路の動作を示す図である。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１による電力変換回路を示す回路図である。すなわち、３レベルの出力をもつ電力変換装置の１相分の回路構成である。図１において、１〜４はスイッチング素子、６、７、９、１０、１０５、１０８はダイオード、１１及び１２は電圧源としてのコンデンサである。ここで、スイッチング素子１とダイオード１０５は導通極性が逆となるように並列に、いわゆる逆並列に接続されている。他のスイッチング素子とダイオードも同様に逆並列に接続されている。また、Ｐは例えば正の電位を与える高電位端子、Ｎは高電位端子の電位より低い電位、例えば負の電位を与える低電位端子、Ｍは高電位端子の電位と低電位端子の電位の中間の電位を与える中間電位端子、ＡＣは交流電位が出現する交流一端子である。単相出力の場合にはこれを２回路用い、三相出力の場合にはこれを３回路用いて電力変換装置を構成する。本実施の形態１においては、ダイオード１０５およびダイオード１０８をワイドバンドギャップ半導体のダイオードとし、その他のダイオードは、シリコン製など比較的逆回復は遅いが低コストのダイオードとしている。なお、図１においてワイドバンドギャップ半導体のダイオードは大きなダイオード記号で示しており、以下の図でも同様である。

実施の形態１を適用する電力変換装置として、例えば三相入力の高力率コンバータの代表的な回路図を図２に、その動作波形を図３に示す。図２において２０１〜２０３は３レベルの出力をもつ電力変換装置の１相分の回路構成、すなわち、図１に示す回路構成であり、三相受電に対応するため１相分の回路を３つ並列接続している。それぞれの交流一端子ＡＣは三相リアクトル２０４を介して三相系統電源２０５に接続される。リアクトル２０４の電流を対象に周知の制御により相電流が高力率化される。

ここで、図２で示すようにパワーフロー（電力の流れ）が系統から電力変換装置へ向かう場合を考える。すなわち中間電位端子Ｍの電位を基準にして高電位端子Ｐの電位を出力するモードを正電圧出力モード、中間電位端子Ｍの電位を基準にして低電位端子Ｎの電位を出力するモードを負電圧出力モードと定義するとき、正電圧出力モードでは交流一端子ＡＣに流れる電流は電力変換装置に流れ込む方向にあり、負電圧出力モードでは交流一端子ＡＣに流れる電流は電力変換装置から流れ出す方向にある。

図３を参照してこの動作を説明する。高力率コンバータでは、力率を１にできるだけ近づける動作をするため、三相系統電源２０５の１相分の電圧Ｖｒとこれに流れる電流Ｉｒは図３（ａ）のように周波数と位相が概ね一致する。またこのときの１相分の電力変換回路２０１の出力電圧波形Ｖｒｃは図３（ｂ）のようになり、系統電源の電圧Ｖｒとコンバータの電圧Ｖｒｃは概ね位相が一致する。従って図３（ｂ）に示す（Ａ）の期間においては、相の電流Ｉｒは正（図２中Ｉｒの矢印の向き）の電流が流れる。一方、図３（ｂ）に示す（Ｂ）の期間においては、相の電流Ｉｒは負（図２中Ｉｒの矢印の向きとは逆向き）の電流が流れる。

図３（ｂ）の（Ａ）の期間、（Ｂ）の期間のコンバータ１相分の動作を以下に説明する。まず図３（ｂ）の（Ａ）の期間の動作を図４（ａ）にしたがって説明する。この期間における交流一端子ＡＣの電流は矢印で示すように電力変換回路に流れ込む方向である。この期間の動作において、○で囲んだスイッチング素子２はオンしている。またスイッチング素子４はオフしている。このときスイッチング素子１とスイッチング素子３を相補的にオンオフすることにより、交流一端子ＡＣには高電位端子Ｐの電位と中間電位端子Ｍの電位が交互に現れ、図３（ｂ）における（Ａ）の期間のＶｒｃの電圧波形を得ることができる。ここでスイッチング素子３がオンしたときにはスイッチング素子１がオフするため、ダイオード１０５に逆電圧が印加されてダイオード１０５が逆回復動作をする。なおスイッチング素子１がオンしたときには上記のような逆回復動作をするダイオードはない。ダイオード１０５が逆回復動作をするため、ダイオード１０５に逆回復が速いシリコンカーバイドなどのワイドバンドギャップ半導体のダイオードを用いることでリカバリ損失が少ない電力変換回路とすることができる。

次に、図３（ｂ）の（Ｂ）の期間の動作を、図４（ｂ）にしたがって説明する。この期間における交流一端子ＡＣの電流は矢印で示すように電力変換回路から流れ出る方向である。この期間の動作において、○で囲んだスイッチング素子３はオンしている。またスイッチング素子１はオフしている。このときスイッチング素子２とスイッチング素子４を相補的にオンオフすることにより、交流一端子ＡＣには中間電位端子Ｍの電位と低電位端子Ｎの電位が交互に現れ、図３（ｂ）における（Ｂ）の期間のＶｒｃの電圧波形を得ることができる。ここでスイッチング素子２がオンしたときにはスイッチング素子４がオフするため、ダイオード１０８に逆電圧が印加されダイオード１０８が逆回復動作をする。なおスイッチング素子４がオンしたときには上記のような逆回復動作をするダイオードはない。ダイオード１０８が逆回復動作をするため、ダイオード１０８に逆回復が速いシリコンカーバイドなどのワイドバンドギャップ半導体のダイオードを用いることでリカバリ損失が少ない電力変換回路とすることができる。

以上のように、パワーフローが系統から電力変換装置へ向かう電力変換装置の電力変換回路において、ダイオード１０５およびダイオード１０８にワイドバンドギャップ半導体のダイオードを用い、その他のダイオードはシリコン製などの安価なダイオードを用いることで、低コストかつ損失の小さい電力変換回路が得られる。

実施の形態２．
図５は、本発明に係る実施の形態２による電力変換回路の回路図である。すなわち、３レベルの出力をもつ電力変換装置の１相分の回路構成である。図５において、図１と同様１〜４はスイッチング素子、５〜８、１０９、１１０はダイオード、１１及び１２は電圧源としてのコンデンサである。単相出力の場合にはこれを２回路用い、三相出力の場合にはこれを３回路用いて電力変換装置を構成する。本実施の形態２においては、ダイオード１０９およびダイオード１１０をワイドバンドギャップ半導体のダイオードとし、その他のダイオードは、シリコン製など比較的逆回復は遅いが低コストのダイオードとしている。

実施の形態２を適用する電力変換装置として、例えば三相入力の高力率コンバータの代表的な回路図を図６に、その動作波形を図７に示す。図６において２１１〜２１３は３レベルの出力をもつ電力変換装置の１相分の回路構成、すなわち、図５に示す回路構成であり、三相受電に対応するため１相分の回路を３つ並列接続している。それぞれの交流一端子は三相リアクトル２０４を介して三相系統電源２０５に接続される。リアクトル２０４の電流を対象に周知の制御により相電流が高力率化される。

ここで、図６で示すようにパワーフローが電力変換装置から系統へ向かう場合を考える。すなわち中間電位端子Ｍの電位を基準にして高電位端子Ｐの電位を出力するモードを正電圧出力モード、中間電位端子Ｍの電位を基準にして低電位端子Ｎの電位を出力するモードを負電圧出力モードと定義するとき、正電圧出力モードでは交流一端子ＡＣに流れる電流は電力変換装置から流れ出す方向にあり、負電圧出力モードでは交流一端子ＡＣに流れる電流は電力変換装置に流れ込む方向にある。

図７を参照してこの動作を説明する。高力率コンバータでは、力率を１にできるだけ近づける動作をするため、三相系統電源２０５の１相分の電圧Ｖｒとこれに流れる電流Ｉｒは図７（ａ）のように周波数が一致するが位相は概ね反転する。またこのときの１相分の電力変換回路２１１の出力電圧波形Ｖｒｃは図７（ｂ）のようになり、ＶｒとＶｒｃは概ね位相が一致する。従って図７（ｂ）の（Ａ）の期間においては、相の電流Ｉｒは負（図６中Ｉｒの矢印の向きとは逆向き）の電流が流れる。一方、図７（ｂ）の（Ｂ）の期間においては、相の電流Ｉｒは正（図６中Ｉｒの矢印の向き）の電流が流れる。

図７（ｂ）の（Ａ）の期間、（Ｂ）の期間のコンバータ１相分の動作を以下に説明する。まず図７（ｂ）の（Ａ）の期間の動作を図８（ａ）にしたがって説明する。この期間における交流一端子ＡＣの電流は矢印で示すように電力変換回路から流れ出る方向である。この期間の動作において、○で囲んだスイッチング素子２はオンしている。またスイッチング素子４はオフしている。このときスイッチング素子１とスイッチング素子３を相補的にオンオフすることにより、交流一端子ＡＣには高電位端子Ｐの電位と中間電位端子Ｍの電位が交互に現れ、図７（ｂ）における（Ａ）の期間のＶｒｃの電圧波形を得ることができる。ここでスイッチング素子１がオンしたときにはスイッチング素子３がオフするため、ダイオード１０９に逆電圧が印加されてダイオード１０９が逆回復動作をする。なおスイッチング素子３がオンしたときには上記のような逆回復動作をするダイオードはない。ダイオード１０９が逆回復動作をするため、ダイオード１０９に逆回復が速いシリコンカーバイドなどのワイドバンドギャップ半導体のダイオードを用いることでリカバリ損失が少ない電力変換回路とすることができる。

次に、図７（ｂ）の（Ｂ）の期間の動作を、図８（ｂ）にしたがって説明する。この期間における交流一端子ＡＣの電流は矢印で示すように電力変換回路に流れ込む方向である。この期間の動作において、○で囲んだスイッチング素子３はオンしている。またスイッチング素子１はオフしている。このときスイッチング素子２とスイッチング素子４を相補的にオンオフすることにより、交流一端子ＡＣには中間電位端子Ｍの電位と低電位端子Ｎの電位が交互に現れ、図７（ｂ）における（Ｂ）の期間のＶｒｃの電圧波形を得ることが
できる。ここでスイッチング素子４がオンしたときにはスイッチング素子２がオフするため、ダイオード１１０に逆電圧が印加され、ダイオード１１０が逆回復動作をする。なおスイッチング素子２がオンしたときには上記のような逆回復動作をするダイオードはない。ダイオード１１０が逆回復動作をするため、ダイオード１１０に逆回復が速いシリコンカーバイドなどのワイドバンドギャップ半導体のダイオードを用いることでリカバリ損失が少ない電力変換回路とすることができる。

以上のように、パワーフローが系統から電力変換装置へ向かう電力変換装置の電力変換回路において、ダイオード１０９およびダイオード１１０にワイドバンドギャップ半導体のダイオードを用い、その他のダイオードはシリコン製などの安価なダイオードを用いることで、低コストかつ損失の小さい電力変換回路が得られる。

実施の形態３．
図９は、本発明に係る実施の形態３による電力変換回路の回路図である。すなわち、３レベルの出力をもつ電力変換装置の１相分の回路構成である。図９において、大きなダイオード記号で示すダイオード１０５、１０８、１０９、１１０がシリコンカーバイド等のワイドバンドギャップ素材からなるダイオードである。実施の形態１および２で説明した、いずれの動作も含む双方向の電力変換装置においては、逆回復動作するダイオードはダイオード６及びダイオード７以外の全てのダイオードである。そこで、逆回復動作するダイオード１０５、１０８、１０９、１１０にシリコンカーバイド等のワイドバンドギャップ素材からなるダイオードを適用すれば、パワーフローが系統から電力変換装置、電力変換装置から系統のいずれの動作も行う双方向の電力変換装置の電力変換回路において、損失が少ない電力変換回路とすることができる。なおダイオードは逆回復電荷が無視できるショットキーバリアダイオードが好適である。これによりリカバリ損失が低減でき、電力変換回路の効率向上が達成できるという効果がある。

逆回復動作を伴わないダイオード６、７にはシリコン等の低コストの素材によるダイオードを適用することにより、電力変換回路のコストアップを極力避けることができるという効果がある。

実施の形態４．
図１０は本発明に係る実施の形態４による電力変換回路の回路図である。１０５〜１０８はダイオードであり、シリコンカーバイド等のワイドバンドギャップ素材からなる。ここでスイッチング素子１とダイオード１０５、スイッチング素子２とダイオード１０６、スイッチング素子３とダイオード１０７、スイッチング素子４とダイオード１０８がそれぞれペアとなり、ペア毎に１つのパワーモジュールを構成する。

なおここでは実施の形態１と同様に、電力変換回路を高力率コンバータとして適用する。高力率コンバータは系統からの受電電力の力率を１にする制御であり、コンバータの出力電圧と出力電流の位相が概ね一致する制御である。本実施の形態４ではパワーフローが系統から電力変換装置へ向かう場合を考える。すなわち中間電位端子Ｍの電位を基準にして高電位端子Ｐの電位を出力するモードを正電圧出力モード、中間電位端子Ｍの電位を基準にして低電位端子Ｎの電位を出力するモードを負電圧出力モードと定義するとき、正電圧出力モードでは交流一端子ＡＣに流れる電流は電力変換回路に流れ込む方向にあり、負電圧出力モードでは交流一端子ＡＣに流れる電流は電力変換回路から流れ出す方向にある。

この場合、動作は実施の形態１の図４で説明したのと同じ動作となる。すなわち逆回復するダイオードはダイオード１０５とダイオード１０８のみとなる。なお本実施の形態ではスイッチング素子とワイドバンドギャップ素材からなるダイオードをペアとするモジュ
ールを並べるため、逆回復しないダイオード１０６及び１０７もワイドバンドギャップ素材となるものの、単一のモジュールを並べることで主回路を構成でき、異種のモジュールを並べることが無いため、主回路接続のミスを未然に防止することができる。

その他の逆回復動作を伴わないダイオード９、１０にはシリコン等の低コストの素材によるダイオードを適用することにより、電力変換回路のコストアップを極力避けることができるという効果がある。

実施の形態５．
図１１は本発明に係る実施の形態５による電力変換回路の回路図である。図１１において、４１〜４４はスイッチング素子、４７、４８、１４５、１４６はダイオードである。４７、４８、１４５、１４６のダイオードのうち、本実施の形態５では、ダイオード１４５及び１４６にシリコンカーバイド製のダイオードを適用し、その他のダイオード４７及び４８には例えば従来のシリコン製のダイオードを適用する。

実施の形態５を適用する電力変換装置として、例えば三相入力の高力率コンバータの代表的な回路図を図１２に示す。図１２において３０１〜３０３は３レベルの出力をもつ電力変換装置の１相分の回路構成、すなわち、図１１に示す回路構成であり、三相受電に対応するため１相分の回路を３つ並列接続している。それぞれの交流一端子ＡＣは三相リアクトル２０４を介して三相系統電源２０５に接続される。リアクトル２０４の電流を対象に周知の制御により相電流が高力率化される。

ここで、図１２に示すようにパワーフローが系統から電力変換装置へ向かう場合を考える。その動作波形は図３と同じであるため図３を参照して動作を説明する。高力率コンバータでは、力率を１にできるだけ近づける動作をするため、三相系統電源２０５の１相分の電圧Ｖｒとこれに流れる電流Ｉｒは図３（ａ）と同様に周波数と位相が概ね一致する。またこのときの１相分の電力変換回路３０１の出力電圧波形Ｖｒｃは図３（ｂ）のようになり、系統電源の電圧Ｖｒとコンバータの電圧Ｖｒｃは概ね位相が一致する。従って図３（ｂ）に示す（Ａ）の期間においては、相の電流Ｉｒは正（図１２中Ｉｒの矢印の向き）の電流が流れる。一方、図３（ｂ）に示す（Ｂ）の期間においては、相の電流Ｉｒは負（図１２中Ｉｒの矢印の向きと逆向き）の電流が流れる。

図３（ｂ）の（Ａ）の期間、（Ｂ）の期間のコンバータ１相分の動作を以下に説明する。まず図３（ｂ）の（Ａ）の期間の動作を図１３（ａ）にしたがって説明する。この期間における交流一端子ＡＣの電流は矢印で示すように電力変換回路に流れ込む方向である。この期間、スイッチング素子４３はオン、スイッチング素子４２はオフしている。このときスイッチング素子４１とスイッチング素子４４を相補的にオンオフすることにより、交流一端子ＡＣには高電位端子Ｐの電位と中間電位端子Ｍの電位が交互に現れる。ここでスイッチング素子４４がオンしたときにはダイオード１４５に逆電圧が印加されダイオード１４５が逆回復動作をする。なおスイッチング素子４１がオンしたときには上記のような逆回復動作をするダイオードはない。

次に、図３（ｂ）の（Ｂ）の期間の動作を、図１３（ｂ）にしたがって説明する。この期間における交流一端子ＡＣの電流は矢印で示すように電力変換回路から流れだす方向である。この期間、スイッチング素子４４はオン、スイッチング素子４１はオフしている。このときスイッチング素子４２とスイッチング素子４３を相補的にオンオフすることにより、交流一端子ＡＣには中間電位端子Ｍの電位と低電位端子Ｎの電位が交互に現れる。ここでスイッチング素子４３がオンしたときにはダイオード１４６に逆電圧が印加されダイオード１４６が逆回復動作をする。なおスイッチング素子４２がオンしたときには上記のような逆回復動作をするダイオードはない。

以上のように、パワーフローが系統から電力変換装置へ向かう場合は、逆回復するダイオードはダイオード１４５とダイオード１４６のみとなる。そこで逆回復動作するダイオード１４５及び１４６にシリコンカーバイド等のワイドバンドギャップ素材からなるダイオードを適用する。なおダイオードは逆回復電荷が無視できるショットキーバリアダイオードが好適である。これによりリカバリ損失が低減でき、電力変換回路の効率向上が達成できるという効果がある。また、逆回復動作を伴わないダイオード４７及び４８にはシリコン等の低コストの素材によるダイオードを適用することにより、電力変換回路のコストアップを極力避けることができるという効果がある。

実施の形態６．
図１４は、本発明に係る実施の形態６による電力変換回路の回路図である。すなわち、３レベルの出力をもつ電力変換装置の１相分の回路構成である。図１４において、図１１と同様４１〜４４はスイッチング素子、４５、４６、１４７、１４８はダイオード、１１及び１２は電圧源としてのコンデンサである。単相出力の場合にはこれを２回路用い、三相出力の場合にはこれを３回路用いて電力変換装置を構成する。本実施の形態６においては、ダイオード１４７およびダイオード１４８をワイドバンドギャップ半導体のダイオードとし、その他のダイオードは、シリコン製など比較的逆回復は遅いが低コストのダイオードとしている。

実施の形態６を適用する電力変換装置として、例えば三相入力の高力率コンバータの代表的な回路図を図１５に示す。図１５において３１１〜３１３は３レベルの出力をもつ電力変換装置の１相分の回路構成、すなわち、図１４に示す回路構成であり、三相受電に対応するため１相分の回路を３つ並列接続している。それぞれの交流一端子ＡＣは三相リアクトル２０４を介して三相系統電源２０５に接続される。リアクトル２０４の電流を対象に周知の制御により相電流が高力率化される。

ここで、図１５に示すようにパワーフローが電力変換装置から系統へ向かう場合を考える。動作波形は図７に示すものと同じであるため、図７を参照して動作を説明する。高力率コンバータでは、力率を１にできるだけ近づける動作をするため、三相系統電源２０５の１相分の電圧Ｖｒとこれに流れる電流Ｉｒは図７（ａ）のように周波数が一致するが位相は概ね反転する。またこのときの１相分の電力変換回路３１１の出力電圧波形Ｖｒｃは図のようになり、ＶｒとＶｒｃは概ね位相が一致する。従って図７（ｂ）の（Ａ）の期間においては、相の電流Ｉｒは負（図１５中Ｉｒの矢印の向きと逆向き）の電流が流れる。一方、図７（ｂ）の（Ｂ）の期間においては、相の電流Ｉｒは正（図１５中Ｉｒの矢印の向き）の電流が流れる。

図７（ｂ）の（Ａ）の期間、（Ｂ）の期間のコンバータ１相分の動作を以下に説明する。まず図７（ｂ）の（Ａ）の期間の動作を図１６（ａ）にしたがって説明する。この期間における交流一端子ＡＣの電流は矢印で示すように電力変換回路から流れ出る方向である。この期間、スイッチング素子４３はオン、スイッチング素子４２はオフしている。このときスイッチング素子４１とスイッチング素子４４を相補的にオンオフすることにより、交流一端子ＡＣには高電位端子Ｐの電位と中間電位端子Ｍの電位が交互に現れる。ここでスイッチング素子４１がオンしたときにはダイオード１４８に逆電圧が印加されダイオード１４８が逆回復動作をする。なおスイッチング素子４４がオンしたときには上記のような逆回復動作をするダイオードはない。

次に、図７（ｂ）の（Ｂ）の期間の動作を、図１６（ｂ）にしたがって説明する。この期間における交流一端子ＡＣの電流は矢印で示すように電力変換回路に流れ込む方向である。この期間、スイッチング素子４４はオン、スイッチング素子４１はオフしている。このときスイッチング素子４２とスイッチング素子４３を相補的にオンオフすることにより、交流一端子ＡＣには中間電位端子Ｍの電位と低電位端子Ｎの電位が交互に現れる。ここでスイッチング素子４２がオンしたときにはダイオード１４７に逆電圧が印加されダイオード１４７が逆回復動作をする。なおスイッチング素子４３がオンしたときには上記のような逆回復動作をするダイオードはない。

以上のように、パワーフローが電力変換装置から系統へ向かう場合は、逆回復するダイオードはダイオード１４７とダイオード１４８のみとなる。そこで逆回復動作するダイオード１４７及び１４８にシリコンカーバイド等のワイドバンドギャップ素材からなるダイオードを適用する。なおダイオードは逆回復電荷が無視できるショットキーバリアダイオードが好適である。これによりリカバリ損失が低減でき、電力変換回路の効率向上が達成できるという効果がある。また、逆回復動作を伴わないダイオード４５及び４６にはシリコン等の低コストの素材によるダイオードを適用することにより、電力変換回路のコストアップを極力避けることができるという効果がある。

実施の形態７．
図１７は本発明に係る実施の形態７による電力変換回路の回路図である。本実施の形態７では、図１７のダイオード１４５、１４６、１４７、１４８の全てにシリコンカーバイド等のワイドバンドギャップ素材からなるダイオードを適用する。実施の形態５および６で説明した、いずれの動作も含む双方向の電力変換装置においては、逆回復動作するダイオードは全てのダイオードである。そこで、逆回復動作するダイオード１４５、１４６、１４７、１４８にシリコンカーバイド等のワイドバンドギャップ素材からなるダイオードを適用すれば、パワーフローが系統から電力変換装置、電力変換装置から系統のいずれの動作も行う双方向の電力変換装置の電力変換回路において、損失が少ない電力変換回路とすることができる。なおダイオードは逆回復電荷が無視できるショットキーバリアダイオードが好適である。これによりリカバリ損失が低減でき、電力変換回路の効率向上が達成できるという効果がある。

実施の形態８．
実施の形態２では、図５において逆電圧が印加されるダイオード１０９、１１０のみをワイドバンドギャップ半導体のダイオードとした。図６に示すような電力変換装置において、直流母線電圧、すなわち図６における高電位端子Ｐと低電位端子Ｎとの間の電圧に対する出力電圧Vrcの比が高い場合、いわゆる変調率が高い運転を行う場合には、図１８に
示すように出力電圧Vrcのパルス幅が広がり、ＡＣの電位においてＰ点電位が発生する割
合はＭ点電位が発生する割合よりも高くなる。

図１８は出力電圧が正となる半周期分の電流と電圧を示す図であり、上から図５におけるスイッチング素子１を流れる電流、ダイオード１０９を流れる電流、ＡＣ側の出力電圧Vrcを示している。図で判るように、変調率が高いこと（図１８では変調率が０．９の場合）からスイッチ１を流れる電流よりもダイオード１０９を流れる電流が実効値で少なくなる。図１８の例では、スイッチング素子１の電流実効値は１２０Aであるのに対し、ダイオード１０９の電流実効値は５０Aとなる。従って図５に示したワイドバンドギャップ半導体からなるダイオード１０９の電流容量はスイッチング素子１の電流容量よりも小さいものを選定できる。出力電圧が負となるもう一方の半周期も同様であるため、ワイドバンドギャップ半導体からなるダイオード１１０の電流容量はスイッチング素子４の電流容量よりも小さいものを選定できる。なお、この選定は、実施の形態３、すなわち図９の電力変換回路にもあてはまる。図９において、変調率が高い場合に電流の実効値が少なくなるのはダイオード１０９及びダイオード１１０であるため、これらのダイオードの電流容量をスイッチング素子よりも小さく設定することができる。

以上のように、パワーフローが電力変換装置から系統へ向かう電力変換装置の電力変換回路であって、かつ変調率が高い変換を行う場合には、ダイオード１０９及びダイオード１１０にスイッチング素子１やスイッチング素子４よりも電流容量の小さいワイドバンドギャップ半導体のダイオードを用いることで、ワイドバンドギャップ半導体のチップサイズを縮小し、更なる低コストかつ損失の小さい電力変換回路が得られる。

このことは同様に実施の形態６の図１４の電力変換回路にもあてはまる。図１５に示すような電力変換装置において、変調率が高い運転を行う場合には、図１８と同様に出力電圧Vrcのパルス幅が広がり、ＡＣの電位のＰ点電位が発生する割合はＭ点電位が発生する割合よりも高くなる。従ってスイッチング素子４１を流れる電流よりもダイオード１４８を流れる電流が実効値で少なくなる。よって図１４に示したワイドバンドギャップ半導体からなるダイオード１４８の電流容量はスイッチング素子４１の電流容量よりも小さいものを選定できる。出力電圧が負となるもう一方の半周期も同様であるため、ワイドバンドギャップ半導体からなるダイオード１４７の電流容量はスイッチング素子４２の電流容量よりも小さいものを選定できる。なお、この選定は、実施の形態７、すなわち図１７の電力変換回路にもあてはまる。図１７において、変調率が高い場合に電流の実効値が少なくなるのはダイオード１４７及びダイオード１４８であるため、これらのダイオードの電流容量をスイッチング素子よりも小さく設定することができる。

以上のように、パワーフローが電力変換装置から系統へ向かう電力変換装置の電力変換回路であって、かつ変調率が高い変換を行う場合には、ダイオード１４７及びダイオード１４８にスイッチング素子４１やスイッチング素子４２よりも電流容量の小さいワイドバンドギャップ半導体のダイオードを用いることで、ワイドバンドギャップ半導体のチップサイズを縮小し、更なる低コストかつ損失の小さい電力変換回路が得られる。

実施の形態９．
実施の形態１〜６においては、逆回復動作しないダイオードを非ワイドバンドギャップ半導体によるダイオードとした。ここでダイオードが逆回復動作しないことを条件に、ダイオードをPINダイオード（p-intrinsic-n Diode）としてもよい。PINダイオードとは、PN間に電気抵抗の大きな半導体層をはさみ少数キャリア蓄積効果を大きくしたものであり、ダイオードに順方向電流を流したときのダイオード両端電圧を極めて低くすることができる。ただし逆回復電荷が大きくなるという欠点があるが、実施の形態１〜６においては逆回復するダイオードのみを、例えばシリコンカーバイドなどのワイドバンドギャップ半導体によるショットキーバリアダイオードで構成しており、逆回復動作しないダイオードをPINダイオードとしても問題とはならない。これよりダイオードに発生する導通損失を
更に抑制することができるため、電力変換回路の更なる高効率化を達成することができるという効果がある。

また、実施の形態１〜８においては逆回復動作をするダイオードをシリコンカーバイド等のワイドバンドギャップ半導体で構成したが、スイッチング素子についてもシリコンカーバイド等のワイドバンドギャップ半導体を適用することができる。これによりスイッチング速度が向上し、電力変換回路の更なる効率向上を実現できるという効果がある。

また、ワイドバンドギャップ半導体としてシリコンカーバイド（炭化珪素、ＳｉＣ）を例にとって説明したが、シリコンカーバイドに限らず、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドなどの半導体であっても良い。
また、本発明では、実施の形態１〜４と実施の形態５〜７の２種類の３レベルの出力をもつ電力変換回路を示したが、それ以外の３レベルの出力をもつ電力変換回路についても同様に当てはまることは言うまでも無い。

１〜４、４１〜４４：スイッチング素子
５〜１０、４５〜４８：ダイオード
１０５〜１１０、１４５〜１４８：ワイドバンドギャップ半導体のダイオード
Ｐ：高電位端子Ｎ：低電位端子
Ｍ：中間電位端子ＡＣ：交流一端子

Claims

直流の高電位を与える高電位端子と直流の低電位を与える低電位端子と該高電位と該低電位との中間の電位である中間電位を与える中間電位端子とを備えた直流三端子と、交流一端子との間に設けられた複数のスイッチング素子を、上記交流一端子の交流電圧の半周期の間に複数回スイッチングすることにより、上記直流三端子と上記交流一端子の間で電力を変換する電力変換回路であって、
上記高電位端子と上記交流一端子との間に第一のスイッチング素子とこの第一のスイッチング素子に逆並列に接続された第一のダイオードとの第一の並列体を接続し、
上記交流一端子と上記低電位端子との間に第二のスイッチング素子とこの第二のスイッチング素子に逆並列に接続された第二のダイオードとの第二の並列体を接続し、
上記中間電位端子と上記交流一端子との間に、第三のスイッチング素子とこの第三のスイッチング素子に逆並列に接続された第三のダイオードとの第三の並列体と、第四のスイッチング素子とこの第四のスイッチング素子に逆並列に接続された第四のダイオードとの第四の並列体との直列体を、上記第三の並列体が上記中間電位端子側となるよう接続し、上記第一から第四のダイオードをワイドバンドギャップ半導体とするとともに、
上記第三のダイオードの電流容量は上記第二のスイッチング素子の電流容量よりも小さく設定され、上記第四のダイオードの電流容量は上記第一のスイッチング素子の電流容量よりも小さく設定されたことを特徴とする電力変換回路。
スイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体のスイッチング素子であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換回路。