CN102427302B - 电池储能用全npc三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电力电子拓扑、多电平技术、中点控制技术，特别是电池储能用全NPC三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法，该结构包括DC/AC环节和DC/DC环节，DC/AC环节为六桥臂NPC三电平DC/AC变换器，DC/DC环节为半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器，该调制方法通过中点平衡控制策略持续向中点提供有益的控制能力而抑制中点电位偏移，并在中点电位出现明显偏移时实施强制恢复；本拓扑结构可使储能系统输出的高频功率波动在直流母线得到缓冲，对电池组起到保护作用；三电平结构使输出电压等级更高，对变压器要求相对降低，系统效率更高；本发明应用于10MW级电池储能系统时，DC/AC环节无须并联，可靠性提高。

Description

电池储能用全NPC三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法

技术领域

本发明涉及电力电子拓扑、多电平技术、中点控制技术，特别是电池储能用全NPC三电平两级变换器的拓扑结构与调制方法。

背景技术

电池储能装置在风电场接入电网的电能稳定，核电站应急电源系统、核电站备用电池车等大功率领域具有重要的应用价值和市场。电池储能变换器是储能系统的重要组件，随着储能市场的迅速扩大，众多世界一流厂商都基于原有技术推出了电池储能变流器产品，如ABB的PCS100-ESS就是在PCS100通用变流器模块的基础上发展起来的。从技术的角度考虑，将原有的DC/AC变换器通过并联扩容用于电池储能系统，存在两方面的问题：一是单级DC/AC变换器直接和电池连接，快速小幅度的功率波动直接由电池组承受，影响电池寿命，而电池成本占到了整个系统成本的60%以上；二是两电平的单级变换器，考虑电池输出直流电压的因素，一般输出电压为低压，电压范围一般为几百伏，和风场的10kV母线或者核电站的母线连接时需要高升压比的大功率变压器，由于低压侧存在巨大电流，对变压器的设计、性能等要求非常高。

发明内容

本发明为解决上述技术问题，提供了电池储能用的DC/DC/AC（Direct Current/DirectCurrent/Alternative Current，直流/直流/交流）全NPC（Neutral-Point Clamped,中点钳位）三电平两级变换器拓扑结构，采用全三电平NPC拓扑结构，兼顾了大容量、电压等级以及电池电压匹配的问题，高频功率流动的影响在两级之间的DC环节得到有效的缓冲，对电池组起到保护作用；同时，针对NPC全三电平结构的中电电压平衡问题，完全解决该新型结构的中点电位平衡问题。

本发明的实施方案如下：

电池储能用全NPC三电平两级变换器拓扑结构，其特征在于：包括DC/AC（DirectCurrent/Alternative Current，直流/交流）环节和DC/DC（Direct Current/Direct Current，直流/直流）环节，DC/AC环节为六桥臂NPC三电平DC/AC变换器，DC/DC环节为半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器；

所述六桥臂NPC三电平DC/AC变换器包括三组三电平H桥臂，分别对应A、B、C三相，每相H桥的结构和参数相同；每个H桥均为标准NPC三电平电路，由两个NPC三电平半桥组成，分别称为正桥臂和负桥臂，每个桥臂都由四个全控电力电子开关器件串联而成，正桥臂开关器件从上到下为T1+、T2+、T3+、T4+；负桥臂开关器件从上到下为T1-、T2-、T3-、T4-，每个全控开关器件均与一个二极管反并联，每个桥臂的四个串联开关管中的最上面两个，即T1+和T2+、T1-和T2-的连接点分别通过续流二极管连接到直流母线的中点M，每个桥臂的四个串联开关管中的最下面两个，即T3+和T4+、T3-和T4-的的连接点通过与所述续流二极管方向相反的二极管与M点连接；直流母线由两组电容器串联而成，串联连接点即为直流母线的中点M；

所述半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的半桥桥臂与六桥臂NPC三电平DC/AC变换器中的单个桥臂结构和参数一致，且半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器和所述直流母线及其中点M相连；

所述半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的桥臂上，包括四个串联的全控器件T1、T2、T3、T4，位于中间的两个全控器件T2、T3的连接点与直流平波电抗器连接，直流母线的负极连接电池组的负极E-，电池组E的正极E+与平波电抗器串联；当单个半桥双向NPC三电平DC/DC变换器的容量无法达到DC/AC环节的容量时，可以通过将多个DC/DC环节并联至直流母线及其中点M的方式实现容量的匹配。

所述DC/DC/AC全NPC三电平两级变换器拓扑结构应用于大容量电池储能系统时，由于半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的平波电抗器的电感取值Lf与电流纹波的大小以及DC/DC环节的响应速度密切相关，DC/DC环节的响应速度直接关系到网侧变换器直流电压的稳定和储能系统的功率控制效果，所以平波电抗器取值满足以下条件：

L_f＜U_L/Rt_imax

其中，U_L表示平波电抗器两端电压，Rt_imax为电感电流的最大变化率，该范围取值满足有功功率最大变化率要求。

关于所述平波电抗器取值的范围推导过程如下：

由上述DC/DC/AC的全NPC三电平两级变换器拓扑结构可知：

$\mathrm{DUdc}-E=\mathrm{Lf}\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}---(1-1)$

其中，U_dc表示直流母线电压，D为调制信号占空比，E为储能电池电压。

由于D可以在0～1之间变换，故（DU_dc-E）的取值范围为：

U_L∈(-E，Udc一E)    (1-2)

其中，UL表示电感两端电压，而电流变化率

由储能系统的有功功率变化率决定，储能系统的有功功率变化率可以表示为式（3-4）所示：

Rt_p＝Δp/Δt    (1-3)

其中Rt_p表示有功功率的变化率，Δp表示Δt时间内有功功率的变化量。有功功率的最大变化率用Rt_pmax表示。则电感电流的最大变化率可以表示为：

Rt_imax＝Rt_pmax/E    (1-4)

故由式（1-1）、式（1-3）和式（1-4）可知，为满足有功功率最大变化率要求，平波电抗器取值应满足以下条件，即：

L_fKU_L/Rt_imax    (1-5)

由于根据功率流向的不同，U_L的取值范围跨越正、负区间，故在利用式（1-5）计算Lf取值范围时，应当满足无论U_L在正或负区间，当U_L的绝对值最大时，电流的变化率均能满足功率跟踪的要求，故U_L应当按照式（1-6）进行计算：

U_L＝min{|U_Lmax|，|U_Lmin|}    (1-6)

在满足功率变化率要求的情况下，尽量选取大的电抗器取值，以达到理想的纹波要求。

DC/DC环节的器件选型在额定电压上与DC/AC环节一致，额定电流可以与DC/AC环节不一致，只要保证DC/DC环节的并联变换器的总容量与DC/AC环节一致则可。

三电平变换器具有du/dt(变换器开关状态转换过程的电压变化率)小、开关损耗小、耐压等级高的优点，缺点是中点电位不易控制，中点电位偏移会对变换器的安全造成严重影响甚至影响系统的安全。本发明针对DC/DC/AC全NPC三电平两级变换器拓扑结构，基于DPWM（Direct Pulse Width Modulation，直接脉冲宽度调制）技术，提出一整套解决该结构储能变换器中点电位不平衡问题的解决方案，通过新型调制技术，在不增加辅助电路的前提下解决中点不平衡问题。

所述六桥臂NPC三电平DC/AC变换器的j相输出电压表示为：

$u_{\mathrm{rj}}=\frac{{\mathrm{Sj}}^{+}-{\mathrm{Sj}}^{-}}{2}\mathrm{Udc},j=a,b,c---(2-1)$

其中，用S表示桥臂的开关状态：Sj⁺为2时，j相正桥臂最上面两个开关器件T1⁺、T2⁺导通；Sj⁺为1时，j相正桥臂中间两个器件T2⁺、T3⁺导通；Sj⁺为0时，j相正桥臂最下面两个器件T3⁺、T4⁺导通；Sj^-为2时，j相负桥臂最上面两个开关器件T1^-、T2^-导通；Sj^-为1时，j相负桥臂中间两个器件T2^-、T3^-导通；Sj^-为0时，j相负桥臂最下面两个器件T3^-、T4^-导通；各相桥臂（即正负桥臂组成的H桥）对应输出-1，-0.5，0，0.5，1五个等级的电平（输出电平和电压指令均以Udc为单位归一化处理）。

根据直接DPWM调制原理，当指令电压Vr*落在两个电平V_a和V_b之间时，该指令可以由V_a和V_b合成指令电平，表示为下式：

$u_r^{*}\mathrm{Ts}=v_a(\mathrm{Ts}-t_b)+v_b{t}_b---(2-2)$

其中，Ts为采样周期。根据式（2-2）可以得到式（2-3）

$(u_r^{*}-v_a)\mathrm{Ts}=(v_b-v_a)t_b---(2-3)$

由此，可以得到一个采样周期内j相输出电平V_a和V_b的作用时间ta、tb的计算公式如下

$\left\{\begin{array}{c}{t}_b=\frac{(u_r^{*}-v_a)}{(v_b-v_a)}\mathrm{Ts}\\ t_a=\mathrm{Ts}-t_b\end{array}\right.---(2-4)$

因为六桥臂NPC三电平DC/AC变换器的每相H桥有9种开关状态，但是只有5个输出电平，以C相为例，也有不同输出电平对应的开关状态，如下：

从式（2-5）可知，电平-0.5、0、0.5都有冗余开关状态组合可以选择。当开关状态为2或1时，j相输出电流isj对中点电位没有影响。当开关状态为1时，若Udc1>Udc2，电流流入中点则抑制偏移，流出中点则加剧偏移；若Udc1<Udc2，电流流出中点则抑制偏移，流入中点则加剧偏移。另外需要注意的是当

和

同时为1时，中点电位不受相电流影响。故根据上述结论可以得出开关状态的选择策略，如表2所示。

表2开关状态的选择策略

对以上情况逐一分析：

（1）Udc1>Udc2，0.5<Ur*≤1：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平+1，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；

（2）Udc1<Udc2，0.5<Ur*≤1：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j-桥臂流出中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平+1，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移；

（3）Udc1>Udc2，0<Ur*≤0.5：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平+0，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平+0，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；

（4）Udc1<Udc2，0<Ur*≤0.5：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平+0，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j-桥臂流出中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平+0，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移；

（5）Udc1>Udc2，-0.5<Ur*≤0：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平0，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平+0，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；

（6）Udc1<Udc2，0.5<Ur*≤1：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平-0.5，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移；

（7）Udc1>Udc2，-1<Ur*≤-0.5：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平-1，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平-1，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；

（8）Udc1<Udc2，-1<Ur*≤-0.5：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平-1，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平-1，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移。

根据上述分析可知，该中点平衡控制策略能够持续向中点提供有益的控制能力而抑制中点偏移，且不会增加总的开关损耗，在实现三电平DPWM调制的同时简单地实现中点平衡控制。

为了提高电压等级，半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器采用三电平结构，但和半桥双向NPC三电平并联DC/DC结构不同的是：由于DC/DC侧电流为直流量，当直流电流持续流入或者流出中点的时候若开关函数为1的状态持续时间较长导致在某段时间内流入或者流出中点的电流作用效果强于六桥臂NPC三电平DC/AC变换器对中点电位的控制作用，则中点电位将会出现严重的偏移，对器件的安全造成威胁，为了解决该问题，本发明提出了一种中点电位强制恢复解决方案，有效控制了中点电位严重偏移问题且不会增加du/dt。

由于半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的电流id为直流量，只有当功率方向改变时电流方向才会发生改变，持续的单向电流必然会对中点电位构成严重冲击。正常工作状态下，由于电池电压一般比电容电压的二分之一还要低，故半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的开关函数Sdc长期工作在0，1状态，而六桥臂NPC三电平DC/AC变换器实时工作在中点控制状态且每一相变换器都对中点电位有很强的控制能力，能够吸收掉半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器对中点电位的全部或者部分扰动。但是，当BESS有功功率流突变或是电池电压较高导致占空比Ddc较大，Sdc=1态的工作时间增长，从而对中点电位构成冲击。为了保证动态过程中系统的安全稳定工作，控制策略中包含了一种中点电位强制恢复策略。

由分析可知，只有当Sdc=1时，才会对中点电位造成影响，故如果能在故障状态中尽量使半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器避免或是尽量少的工作在Sdc=1的状态则能有效控制中点电位。

工作在两电平模式下时，由于半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器永远不会输出Sdc=1对应的电平，故不会对中点电位造成冲击，但是两电平模式下，开关应力大、电磁干扰严重。事实上，只需要对该工作模式做少许改进，则可以有效的抑制du/dt。只需要将电平从0跳变到0.5的时间提前Δt，把电平从0.5跳变到1的时间推迟Δt，且Δt大于器件完全导通、关断所需时间，则可将du/dt控制到普通三电平等级，而id对中点电位的冲击时间仅仅为4Δt，因此中点电位强制恢复模式下三电平时间片的计算式如下：

$\left\{\begin{array}{c}t1=\frac{\mathrm{Ts}}{2}-\frac{\mathrm{Vdc}\_\mathrm{ref}*\mathrm{Ts}}{2\mathrm{Udc}}-\mathrm{\&Delta;t}\\ t2=t1+2\mathrm{\&Delta;t}\\ t3=\mathrm{Ts}-t2\\ t4=t3+2\mathrm{\&Delta;t}\end{array}\right.---(3-1)$

其中，Vdc_ref表示参考电压，Ts为采用周期。

当中点电位的偏移量大于设定值时，半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器须自动切换到该模式下工作以抑制中点电位动态过程中发生严重偏移。

本发明的有益效果如下：

1、本发明可以使得高频的功率波动在直流母线得到缓冲，对电池组起到保护作用；

2、多电平结构可以使得容量更大、系统效率更高、电压等级更高、对变压器的要求相对降低；

3、通过该调制方法可以有效解决该NPC结构的中点电位不平衡问题；

4、在大容量应用中（如10MW级应用等级），DC/AC环节无须并联，可靠性提高。

附图说明

图1为本发明的拓扑结构示意图

图2为本发明的单个半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的结构示意图

图3为本发明为六桥臂NPC三电平DC/AC变换器j相（j=a,b,c）桥臂的结构示意图

图4为本发明DC/AC环节的j相（j=a,b,c）输出电平示意图

图5为本发明的中点电位强制恢复控制原理图

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明。

如图1所示，电池储能用全NPC三电平两级变换器拓扑结构，包括DC/AC环节和DC/DC环节，DC/AC环节为六桥臂NPC三电平DC/AC变换器，DC/DC环节为半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器；

如图3所示，所述六桥臂NPC三电平DC/AC变换器包括三组三电平H桥臂，分别对应A、B、C三相，每相H桥的结构和参数相同；每个H桥均为标准NPC三电平电路，由两个NPC三电平半桥组成，分别称为正桥臂和负桥臂，每个桥臂都由四个全控电力电子开关器件串联而成，正桥臂开关器件从上到下为T1+、T2+、T3+、T4+；负桥臂开关器件从上到下为T1-、T2-、T3-、T4-，每个全控开关器件均与一个二极管反并联，每个桥臂的四个串联开关管中的最上面两个，即T1+和T2+、T1-和T2-的连接点分别通过续流二极管连接到直流母线的中点M，每个桥臂的四个串联开关管中的最下面两个，即T3+和T4+、T3-和T4-的的连接点通过与所述续流二极管方向相反的二极管与M点连接；直流母线由两组电容器串联而成，串联连接点即为直流母线的中点M；

所述半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的半桥桥臂与六桥臂NPC三电平DC/AC变换器中的单个桥臂结构和参数一致，且半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器和所述直流母线及其中点M相连；

如图2所示，所述半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的桥臂上，包括四个串联的全控器件T1、T2、T3、T4，位于中间的两个全控器件T2、T3的连接点与直流平波电抗器连接，直流母线的负极连接电池组的负极E-，电池组E的正极E+与平波电抗器串联；当单个半桥双向NPC三电平DC/DC变换器的容量无法达到DC/AC环节的容量时，可以通过将多个DC/DC环节并联至直流母线及其中点M的方式实现容量的匹配。

所述DC/DC/AC全NPC三电平两级变换器拓扑结构应用于大容量电池储能系统时，由于半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的平波电抗器的电感取值Lfy与电流纹波的大小以及DC/DC环节的响应速度密切相关，DC/DC环节的响应速度直接关系到网侧变换器直流电压的稳定和储能系统的功率控制效果，所以平波电抗器取值满足以下条件：

L_f＜U_L/Rt_imax

其中，U_L表示平波电抗器两端电压，Rt_imax为电感电流的最大变化率，该范围取值满足有功功率最大变化率要求。

关于所述平波电抗器取值的范围推导过程如下：

由上述DC/DC/AC的全NPC三电平两级变换器拓扑结构可知：

$\mathrm{DUdc}-E=\mathrm{Lf}\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}---(1-1)$

其中，U_dc表示直流母线电压，D为调制信号占空比，E为储能电池电压。

由于D可以在0～1之间变换，故（DU_dc-E）的取值范围为：

U_L∈(-E，Udc-E)    （1-2）

其中，UL表示电感两端电压，而电流变化率

由储能系统的有功功率变化率决定，储能系统的有功功率变化率可以表示为式（3-4）所示：

Rt_p＝Δp/Δt    （1-3）

其中Rt_p表示有功功率的变化率，Δp表示Δt时间内有功功率的变化量。有功功率的最大变化率用Rt_pmax表示。则电感电流的最大变化率可以表示为：

Rt_imax＝Rt_pmax/E    (4)

故由式（1-1）、式（1-3）和式（1-4）可知，为满足有功功率最大变化率要求，平波电抗器取值应满足以下条件，即：

L_f＜U_L/Rt_imax    （1-5）

由于根据功率流向的不同，U_L的取值范围跨越正、负区间，故在利用式（1-5）计算Lf取值范围时，应当满足无论U_L在正或负区间，当U_L的绝对值最大时，电流的变化率均能满足功率跟踪的要求，故U_L应当按照式（1-6）进行计算：

U_L＝min{|U_Lmax|，|U_Lmin|}    （1-6）

在满足功率变化率要求的情况下，尽量选取大的电抗器取值，以达到理想的纹波要求。

不同的器件可以提供不同的耐压能力和系统容量，表1给出了采用不同器件时的三电平NPC六桥臂变换器容量等级，1700V器件从经济性和总容量等因素考虑，都是非常理想的选择，可以作为10MW电池储能AC/DC双级三电平NPC变换器的推荐方案提供，之所以着重提出10MW的方案，是因为10MW储能系统在中国的50MW风场的功率平抑应用中是非常适合的选择。另外，作为核电站的备用电池系统，10MW也正好符合符合要求。

表1不同IGBT器件应用于AC/DC双级三电平NPC变换器的关键指标

DC/DC环节的器件选型在额定电压上与DC/AC环节一致，额定电流可以与DC/AC环节不一致，只要保证DC/DC环节的并联变换器的总容量与DC/AC环节一致则可。由于电池的成组电压等级一般不会太高，通常在1000V左右甚至更低，以1000V电池为例，单个DC/DC的容量为

S＝E×i_max＝1000×3600×0.6＝2MW

通过5个DC/DC模块的并联可以达到10MW容量。

三电平变换器具有du/dt(变换器开关状态转换过程的电压变化率)小、开关损耗小、耐压等级高的优点，缺点是中点电位不易控制，中点电位偏移会对变换器的安全造成严重影响甚至影响系统的安全。本发明针对DC/DC/AC全NPC三电平两级变换器拓扑结构，基于DPWM（Direct Pulse Width Modulation，直接脉冲宽度调制）技术，提出一整套解决该结构储能变换器中点电位不平衡问题的解决方案，通过新型调制技术，在不增加辅助电路的前提下解决中点不平衡问题。

所述六桥臂NPC三电平DC/AC变换器的j相输出电压表示为：

$u_{\mathrm{rj}}=\frac{{\mathrm{Sj}}^{+}-{\mathrm{Sj}}^{-}}{2}\mathrm{Udc},j=a,b,c---(2-1)$

其中，用S表示桥臂的开关状态，如图3所示：Sj⁺为2时，j相正桥臂最上面两个开关器件T1⁺、T2⁺导通，Sj⁺为1时，j相正桥臂中间两个器件T2⁺、T3⁺导通，Sj⁺为0时，j相正桥臂最下面两个器件T3⁺、T4⁺导通；Sj^-为2时，j相负桥臂最上面两个开关器件T1^-、T2^-导通，Sj^-为1时，j相负桥臂中间两个器件T2^-、T3^-导通，Sj^-为0时，j相负桥臂最下面两个器件T3^-、T4^-导通；各相桥臂（即正负桥臂组成的H桥）对应输出-1，-0.5，0，0.5，1五个等级的电平，如图4所示，输出电平和电压指令均以Udc为单位归一化处理。

根据直接DPWM调制原理，当指令电压Vr*落在两个电平V_a和V_b之间时，该指令可以由V_a和V_b合成指令电平，表示为下式：

$u_r^{*}\mathrm{Ts}=v_a(\mathrm{Ts}-t_b)+v_b{t}_b---(2-2)$

其中，Ts为采样周期。根据式（2-2）可以得到式（2-3）

$(u_r^{*}-v_a)\mathrm{Ts}=(v_b-v_a)t_b---(2-3)$

由此，可以得到一个采样周期内j相输出电平V_a和V_b的作用时间ta、tb的计算公式如下

$\left\{\begin{array}{c}{t}_b=\frac{(u_r^{*}-v_a)}{(v_b-v_a)}\mathrm{Ts}\\ t_a=\mathrm{Ts}-t_b\end{array}\right.---(2-4)$

因为六桥臂NPC三电平DC/AC变换器的每相H桥有9种开关状态，但是只有5个输出电平，以C相为例，也有不同输出电平对应的开关状态，如下：

从式（2-5）可知，电平-0.5、0、0.5都有冗余开关状态组合可以选择。分析图3可知，当开关状态为2或1时，j相输出电流isj对中点电位没有影响。当开关状态为1时，若Udc1>Udc2，电流流入中点则抑制偏移，流出中点则加剧偏移；若Udc1<Udc2，电流流出中点则抑制偏移，流入中点则加剧偏移。另外需要注意的是当和

同时为1时，中点电位不受相电流影响。故根据上述结论可以得出开关状态的选择策略，如表2所示。

表2开关状态的选择策略

对以上情况逐一分析：

（1）Udc1>Udc2，0.5<Ur*≤1：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平+1，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；

（2）Udc1<Udc2，0.5<Ur*≤1：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j-桥臂流出中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平+1，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移；

（3）Udc1>Udc2，0<Ur*≤0.5：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平+0，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数输出电平+0，对中点没有任何影响；开关函数输出电平+0.5，电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；

（4）Udc1<Udc2，0<Ur*≤0.5：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平+0，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j-桥臂流出中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平+0，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移；

（5）Udc1>Udc2，-0.5<Ur*≤0：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平0，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平+0，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；

（6）Udc1<Udc2，0.5<Ur*≤1：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平+1，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平-0.5，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移；

（7）Udc1>Udc2，-1<Ur*≤-0.5：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平-1，且对中点没有任何影响；开关函数输出电平-0.5，电流从j+桥臂流入中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平-1，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平+0.5，电流从j-桥臂流入中点，抑制中点偏移；

（8）Udc1<Udc2，-1<Ur*≤-0.5：

当isj>0时，电流从j+桥臂流入而从j-桥臂流出；故当isj>0时，开关函数

输出电平-1，且对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移；

当isj<0时，电流从j+桥臂流出中点而从j-桥臂流入中点；故当isj<0时，开关函数

输出电平-1，对中点没有任何影响；开关函数

输出电平-0.5，电流从j+桥臂流出中点，抑制中点偏移。

根据上述分析可知，该中点平衡控制策略能够持续向中点提供有益的控制能力而抑制中点偏移，且不会增加总的开关损耗，在实现三电平DPWM调制的同时简单地实现中点平衡控制。

为了保证动态过程中系统的安全稳定工作，控制策略中包含了一种中点电位强制恢复策略。如图5所示，中点电位强制恢复控制原理图，Vdc_ref表示参考电压，Ts为采用周期，To为半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器工作在两电平模式下时Sdc=2的作用时间。

工作在两电平模式下时，由于半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器永远不会输出Sdc=1对应的电平，故不会对中点电位造成冲击，但是两电平模式下，开关应力大、电磁干扰严重。事实上，只需要对该工作模式做少许改进，则可以有效的抑制du/dt。图5中的点线给出了合成Vdc_ref的三电平时间片分割线，从图中可以看出，只需要将电平从0跳变到0.5的时间提前Δt，把电平从0.5跳变到1的时间推迟Δt，且Δt大于器件完全导通、关断所需时间，则可将du/dt控制到普通三电平等级，而id对中点电位的冲击时间仅仅为4Δt，因此中点电位强制恢复模式下三电平时间片的计算式如下：

$\left\{\begin{array}{c}t1=\frac{\mathrm{Ts}}{2}-\frac{\mathrm{Vdc}\_\mathrm{ref}*\mathrm{Ts}}{2\mathrm{Udc}}-\mathrm{\&Delta;t}\\ t2=t1+2\mathrm{\&Delta;t}\\ t3=\mathrm{Ts}-t2\\ t4=t3+2\mathrm{\&Delta;t}\end{array}\right.$

当中点电位的偏移量大于设定值时，半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器须自动切换到该模式下工作以抑制中点电位动态过程中发生严重偏移。

Claims (5)

1.电池储能用全NPC三电平两级变换器拓扑结构，其特征在于：包括DC/AC环节和DC/DC环节，DC/AC环节为六桥臂NPC三电平DC/AC变换器，DC/DC环节为半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器；

所述六桥臂NPC三电平DC/AC变换器包括三组三电平H桥臂，分别对应A、B、C三相，每相H桥的结构和参数相同；每个H桥均为标准NPC三电平电路，由两个NPC三电平半桥组成，分别称为正桥臂和负桥臂，每个桥臂都由四个全控电力电子开关器件串联而成，正桥臂开关器件从上到下为T1+、T2+、T3+、T4+；负桥臂开关器件从上到下为T1-、T2-、T3-、T4-，每个全控开关器件均与一个二极管反并联，每个桥臂的四个串联开关管中的最上面两个，即T1+和T2+、T1-和T2-的连接点分别通过续流二极管连接到直流母线的中点M，每个桥臂的四个串联开关管中的最下面两个，即T3+和T4+、T3-和T4-的的连接点通过与所述续流二极管方向相反的二极管与M点连接；直流母线由两组电容器串联而成，串联连接点即为直流母线的中点M；所述半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的半桥桥臂与六桥臂NPC三电平DC/AC变换器中的单个桥臂结构和参数一致，且半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器和所述直流母线及其中点M相连；

所述半桥双向NPC三电平并联DC/DC变换器的桥臂上，包括四个串联的全控器件T1、T2、T3、T4，位于中间的两个全控器件T2、T3的连接点与直流平波电抗器连接，直流母线的负极连接电池组的负极E-，电池组E的正极E+与平波电抗器串联；当单个半桥双向NPC三电平DC/DC变换器的容量无法达到DC/AC环节的容量时，通过将多个DC/DC环节并联至直流母线及其中点M的方式实现容量的匹配；

当所述拓扑结构应用于大容量电池储能系统时，平波电抗器的电感取值L_f满足以下条件：

L_f＜U_L/Rt_imax

其中，U_L表示平波电抗器两端电压，Rt_imax为电感电流的最大变化率，该L_f的范围取值满足有功功率最大变化率要求；

由于根据功率流向的不同，U_L的取值范围跨越正、负区间，故应当满足无论U_L在正或负区间，当U_L的绝对值最大时，电流的变化率均能满足功率跟踪的要求，故U_L应当满足：

U_L=min{|U_Lmax|,|U_Lmin|}

在满足功率变化率要求的情况下，选取大的电抗器取值，以达到理想的纹波要求。

2.根据权利要求1所述的拓扑结构，其特征在于：DC/DC环节的变换器的总容量与DC/AC环节的变换器的总容量一致，DC/DC环节的器件选型与DC/AC环节的器件在额定电压上一致。

3.根据权利要求1所述的拓扑结构，其特征在于：所述六桥臂NPC三电平DC/AC变换器的单相输出电压表示为：

$u_{\mathrm{rj}}=\frac{{\mathrm{Sj}}^{+}-{\mathrm{Sj}}^{-}}{2}\mathrm{Udc},j=a,b,c$

其中，Sj⁺为2时，j相正桥臂最上面两个开关器件导通，Sj⁺为1时，j相正桥臂中间两个器件导通，Sj⁺为0时，j相正桥臂最下面两个器件导通；Sj^-为2时，j相负桥臂最上面两个开关器件导通，Sj^-为1时，j相负桥臂中间两个器件导通，Sj^-为0时，j相负桥臂最下面两个器件导通；各相正、负桥臂构成的H桥对应输出-1，-0.5，0，0.5，1五个等级的电平，输出电平和电压指令均以U_dc为单位归一化处理。

4.针对权利要求3所述拓扑结构的调制方法，其特征在于：所述六桥臂NPC三电平DC/AC变换器的每相H桥有九种开关状态，五个输出电平，当单相的正或负桥臂开关状态为2或1时，j相输出电流i_sj对中点电位没有影响，其中，j=a,b或c；当开关状态为1时，若Udc1>Udc2，电流流入中点则抑制偏移，流出中点则加剧偏移；若Udc1<Udc2，电流流出中点则抑制偏移，流入中点则加剧偏移；当

和

同时为1时，中点电位不受相电流影响。

5.根据权利要求4所述的调制方法，其特征在于：为控制中点电位平衡，j相电压指令Ur*在不同输出电平范围、直流母线上下电容电压Udc1和Udc2、输出j相电流i_sj满足如下关系时，对应的开关策略如下：

A、当0.5<Ur*≤1时，若Udc1>Udc2，i_sj>0，则开关状态选取：

当0.5<Ur*≤1时，若Udc1>Udc2，i_sj<0，则开关状态选取：

当0.5<Ur*≤1时，若Udc1<Udc2，i_sj>0，则开关状态选取：

当0.5<Ur*≤1时，若Udc1<Udc2，i_sj<0，则开关状态选取：

B、当0<Ur*≤0.5时，若Udc1>Udc2，i_sj>0，则开关状态选取：

当0<Ur*≤0.5时，若Udc1>Udc2，i_sj<0，则开关状态选取：

当0<Ur*≤0.5时，若Udc1<Udc2，i_sj>0，则开关状态选取：

当0<Ur*≤0.5时，若Udc1<Udc2，i_sj<0，则开关状态选取：

C、当-0.5<Ur*≤0时，若Udc1>Udc2，i_sj>0，则开关状态选取：

当-0.5<Ur*≤0时，若Udc1>Udc2，i_sj<0，则开关状态选取：

当-0.5<Ur*≤0时，若Udc1<Udc2，i_sj>0，则开关状态选取：

当-0.5<Ur*≤0时，若Udc1<Udc2，i_sj<0，则开关状态选取：

D、当-1≤Ur*≤-0.5时，若Udc1>Udc2，i_sj>0，则开关状态选取：

当-1≤Ur*≤-0.5时，若Udc1>Udc2，i_sj<0，则开关状态选取：

当-1≤Ur*≤-0.5时，若Udc1<Udc2，i_sj>0，则开关状态选取：

当-1≤Ur*≤-0.5时，若Udc1<Udc2，i_sj<0，则开关状态选取：

根据上述开关策略，中点平衡控制能够持续向中点提供有益的控制能力而抑制中点偏移，且不会增加总的开关损耗，在实现三电平DPWM调制的同时简单地实现中点平衡控制。

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