JP5744144B2 - 誘導性負荷の給電制御装置 - Google Patents

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Description

この発明は、例えば車載電子制御装置を構成する誘導性負荷の給電制御装置、特には給電制御回路部品で発生する電力損失を抑制するように改良された誘導性負荷の給電制御装置に関するものである。
誘導性負荷を含む一般の直流電気負荷において、電源極性を誤って接続した場合に電源短絡による焼損を防止するために逆接保護ダイオードを直列接続することは公知であり、正常極性で接続された通常運転中において、この逆接保護ダイオードの電圧降下による電力損失の発生を抑制するために電界効果形トランジスタを使用することも公知である。例えば、特開平０８−３０８１１６号公報（特許文献１）によれば、同公報の図７において、直流電源１を接続する一対の電源端子２、３を設け、その一対の電源端子２、３の間に保護対象回路４を介してＦＥＴ１０が接続されている。
直流電源１が正常に接続された時にソースからドレインに向って電流が流れる方向性を有するようにＦＥＴ１０を接続し、ＦＥＴ１０のゲートは抵抗１１を介して一方の電源端子２に接続することにより、正常動作時における電圧降下及び電力損失の小さい逆流阻止回路を提供するようになっている。
この特許文献１では直流電源１の下流側において、Ｎチャネル形の電界効果形トランジスタが逆接保護素子として使用されており、ＦＥＴ１０は内部の寄生ダイオードと同じ方向に導通するように駆動されている。
また、特開２０１１−２０００１６号公報（特許文献２）によれば、同公報の図２において、電源装置１、２を並列接続して負荷装置３に電力を供給しているときに、一方の電源装置に異常が生じて電圧が低下するなどした際、他方の正常な電源装置から異常を生じた電源装置に電流が逆流することを防ぐために、図１の逆流防止用のダイオードＤ１、Ｄ２に代わってＭＯＳＦＥＴが使用されている。
この特許文献２では電源装置１、２の上流側において、例えばＰチャネル形の電界効果形トランジスタが逆接保護素子として使用されており、ＦＥＴＱ１、ＦＥＴＱ２は内部の寄生ダイオードと同じ方向に導通するように駆動されている。
一方、特開２００５−１４３２８２号公報（特許文献３）によれば、同公報の図１において、直流電源Ｂと負荷１間に、第１のＭＯＳ型ＦＥＴトランジスタＱ１とリアクタンスＬの直列回路を接続し、その第１のトランジスタＱ１とリアクタンスＬの接続点とグランド間に第２のＭＯＳ型ＦＥＴトランジスタＱ２を設け、リアクタンスＬと負荷１との接続点とグランド間に平滑コンデンサＣを接続した降圧型ＰＷＭコンバータで、両トランジスタＱ１、Ｑ２が同時にオフとなるデッド期間ｔαを設けて、両トランジスタＱ１、Ｑ２のオンとオフを切り換える。こうすることで、第２のＭＯＳ型ＦＥＴトランジスタＱ２の寄生ダイオードＤ１、Ｄ２に電流が流れないようにしてスイッチング損失を低減するようになっている。
この特許文献３ではＮチャネル形の電界効果形トランジスタである第２のＭＯＳ型ＦＥＴトランジスタＱ２は、平滑コンデンサＣの充電電荷を速やかに放電するために、寄生ダイオードＤ２の導通方向とは逆の方向に導通するように制御されている。
なお、前記各特許文献の説明において使用した符号は、それぞれの特許文献において使用されている符号を引用したものである。
特開平０８−３０８１１６号公報（要約の欄、段落００１７、図３、図７） 特開２０１１−２０００１６号公報（要約の欄、図２） 特開２００５−１４３２８２号公報（要約の欄、図１）
前記の特許文献１及び特許文献２によれば、逆流防止用ダイオードに代えて、閉路電圧降下が小さな電界効果形トランジスタが使用されており、正常運転時には電界効果形トランジスタには直流電源から連続してゲート電圧が印加され、低消費電力で連続通電されるようになっている。なお、電界効果形トランジスタはゲート電圧の与え方によって、ソース端子とドレイン端子との間でどちらの方向でも導通駆動が行えるが、開閉素子として使用するときには内部の寄生ダイオードの導通方向とは逆の方向となるように閉路駆動するのが順方向駆動であるのに対し、逆流防止用ダイオードとして使用するときには寄生ダイオードの導通方向と同じ方向となるように逆方向駆動が行われている。
しかし、前記の特許文献１及び特許文献２に開示された技術は、誘導性負荷の転流ダイオードに電界効果形トランジスタを使用する概念を提示したものではない。
一方、前記の特許文献３によれば、誘導性負荷に対する転流ダイオードとして、電界効果形トランジスタの内部寄生ダイオードが使用されており、この寄生ダイオードによる電圧降下は、ソース端子とドレイン端子間の閉路電圧に比べて大きな値となり、大電流が転流すると消費電力が大きくなって、温度上昇が高くなる問題点がある。
この発明の第一の目的は、誘導性負荷に並列接続された転流回路素子に発生する電力損失を低減し、転流回路素子の温度上昇を抑制して小型安価な誘導性負荷の給電制御装置を提供することである。
また、この発明の第二の目的は、転流回路素子として使用される電界効果形トランジスタに対する、小型安価なゲート駆動回路を備えた誘導性負荷の給電制御装置を提供することである。
更に、この発明の第三の目的は、誘導性負荷と直列接続された負荷開閉素子と転流回路素子として使用される電界効果形トランジスタとが同時に導通して、電源短絡状態が発生するのを防止することができる誘導性負荷の給電制御装置を提供することである。
この発明による誘導性負荷の給電制御装置は、直流電源から給電される誘導性負荷に対して直列接続された負荷開閉素子と、前記誘導性負荷に対して並列接続され、前記負荷開閉素子が閉路給電状態から開路遮断状態となったときに、前記誘導性負荷に流れていた励磁電流が転流する転流回路素子とを備えた誘導性負荷の給電制御装置であって、
前記転流回路素子はＮチャネル形又はＰチャネル形の電界効果形トランジスタが使用されており、前記負荷開閉素子が閉路しているときに、前記転流回路素子のゲート端子とソース端子間を短絡して前記転流回路素子を不導通状態にする遮断トランジスタと、前記負荷開閉素子が閉路しているときに充電ダイオードを介して充電されるコンデンサと、前記負荷開閉素子が開路しているときに前記遮断トランジスタを開路するとともに、前記コンデンサの充電電圧を前記転流回路素子のゲート端子とソース端子間に印加する駆動抵抗と、を備え、前記負荷開閉素子が開路しているときには、前記転流回路素子はソース端子とドレイン端子との間に生成されている寄生ダイオードの通電方向と同方向に導通駆動されていることを特徴とするものである。
この発明による誘導性負荷の給電制御装置は、誘導性負荷に直列接続された負荷開閉素子を開閉制御することによって前記誘導性負荷に対する給電状態を制御する給電制御装置において、前記誘導性負荷には電界効果形トランジスタが使用された転流回路素子が並列接続され、前記負荷開閉素子が閉路しているときには前記転流回路素子を開路して充電ダイオードを介してコンデンサを充電し、前記負荷開閉素子が開路しているときには前記コンデンサの充電電荷によって前記転流回路素子は閉路する関係に接続されており、しかも前記転流回路素子の閉路導通方向は前記転流回路素子内部の寄生ダイオードの通電方向と同方向となる極性に接続されている。従って、転流ダイオードとして一般のダイオードや寄生ダイオードを使用した場合に比べて、転流期間における転流回路素子の電圧降下が大幅に減少して、転流回路素子の発熱による温度上昇を大幅に低減し、給電制御装置を小型安価にすることができる効果がある。
また、転流期間において転流回路素子を閉路駆動するための電源は、負荷開閉素子が開路しているときに充電ダイオードを介して充電されるコンデンサが使用され、このコンデンサは誘導性負荷の電流が減衰する短期間において、電界効果形トランジスタにゲート電圧を印加するだけの軽負荷で使用されるので、小容量のコンデンサを用いて小型安価にゲート駆動回路を構成できる効果がある。
更に、負荷開閉素子が閉路しているときには遮断トランジスタによって転流回路素子は開路され、転流回路素子は内部の寄生ダイオードの導通方向と逆方向に導通することがないので、負荷開閉素子と転流回路素子とが同時に導通して電源短絡状態が発生するのが防止できる効果がある。
この発明の実施の形態１による誘導性負荷の給電制御装置の全体回路図である。 この発明の実施の形態２による誘導性負荷の給電制御装置の全体回路図である。 この発明の実施の形態３による誘導性負荷の給電制御装置の全体回路図である。 この発明の実施の形態４による誘導性負荷の給電制御装置の全体回路図である。
以下、この発明による誘導性負荷の給電制御装置の好適な実施の形態について図面を用いて説明する。なお、各図において同一又は相当部分については同一符号を付して説明する。
実施の形態１．
（１）構成の詳細な説明
まず、この発明の実施の形態１による誘導性負荷の給電制御装置の構成について詳細に説明する。図１は、実施の形態１による誘導性負荷の給電制御装置の全体回路図である。図１において、給電制御装置１００Ａは、例えば車載バッテリである直流電源１０１から、電源リレーの出力接点である電源スイッチ１０２を介して給電され、例えば電磁コイルである誘導性負荷１０３に給電し、誘導性負荷１０３を単純にオン／オフ駆動するか、又はオン時間とオン／オフ周期との比率であるオンデューティの制御を行なって所定の励磁電流を供給するようになっている。
給電制御装置１００Ａの内部に設けられた電源ユニット１１０は、直流電源１０１から電源電圧Ｖｂを給電されて、所定の安定化電圧である例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧の制御電圧Ｖｃｃと、補助電圧Ｖｇｇを発生するようになっている。
開閉指令発生ユニット１２０には制御電圧Ｖｃｃが印加され、内蔵された図示しないマイクロプロセッサによって開閉指令信号ＤＲを発生するようになっている。
負荷開閉素子１３０Ａは、誘導性負荷１０３の下流側に直列接続された例えばＮチャネル形の電界効果形トランジスタであって、開閉指令信号ＤＲによる信号電圧は駆動抵抗１３１を介してゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間に供給され、開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｈ」になると負荷開閉素子１３０Ａのドレイン端子Ｄとソース端子Ｓ間が順方向に導通して、直流電源１０１から電源スイッチ１０２を介して誘導性負荷１０３に給電されるようになっている。また、開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｌ」になると負荷開閉素子１３０Ａのドレイン端子Ｄとソース端子Ｓ間の導通が遮断され、誘導性負荷１０３に流れていた励磁電流は後述の転流回路素子１４０に転流するようになっている。
なお、負荷開閉素子１３０ＡはＮＰＮ形の接合形トランジスタであってもよいが、電界効果形トランジスタを用いると閉路時の素子間電圧降下が非常に小さくなって、電力損失が抑制される利点がある。但し、電界効果形トランジスタを用いた場合には、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間に寄生ダイオード１３９が図示方向に生成されているので、寄生ダイオード１３９の導通方向に対しては開閉素子としての遮断機能を持たないことに注意する必要がある。
転流回路素子１４０は、誘導性負荷１０３に並列接続されたＮチャネル形の電界効果形トランジスタであって、この転流回路素子１４０は負荷開閉素子１３０Ａが開路したときに寄生ダイオード１４９を通じて励磁電流が転流できる構成となっている。しかし、実際には転流回路素子１４０がソース端子Ｓからドレイン端子Ｄの方向に逆導通し、逆導通による電圧降下が小さいため寄生ダイオード１４９には転流電流が持続しないようになっている。
転流回路素子１４０に対するゲート駆動回路を構成する充電ダイオード１４１は、負荷開閉素子１３０Ａが閉路している期間において補助電圧Ｖｇｇによってコンデンサ１４２を充電する。転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に接続された遮断トランジスタ１４４は、遮断ダイオード１４５とベース抵抗１４６を介して導通駆動されて、その結果として転流回路素子１４０が順方向（寄生ダイオード１４９の導通方向とは反対の方向）に導通しないようになっている。なお、開路安定抵抗１４７は、ＮＰＮ形の接合形トランジスタである遮断トランジスタ１４４のベース端子とエミッタ端子間に接続されている。また、遮断ダイオード１４５は、負荷開閉素子１３０Ａが開路しているときに、遮断トランジスタ１４４のエミッタ／ベース端子間に逆電圧が加わらないようにするためのものであって、図１に示すようにベース抵抗１４６に直列接続するか、又は開路安定抵抗１４７と並列接続してもよい。
負荷開閉素子１３０Ａが開路すると、遮断トランジスタ１４４のエミッタ電位が電源電圧Ｖｂ以上に上昇することによって遮断トランジスタ１４４が不導通になるとともに、コンデンサ１４２の充電電圧が駆動抵抗１４３を介して転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓの間に印加される。これにより、転流回路素子１４０はソース端子Ｓからドレイン端子Ｄの方向に逆導通するようになっている。なお、充電ダイオード１４１と遮断ダイオード１４５の正極端子には補助電圧Ｖｇｇが印加されているが、補助電圧Ｖｇｇに代えて電源電圧Ｖｂを印加するようにしてもよい。この場合にはコンデンサ１４２の耐圧を高くして大型のコンデンサを使用する必要があるとともに、ベース抵抗１４６の消費電力も大きくなる傾向にあるが、遮断ダイオード１４５は省略することができる。
また、負荷開閉素子１３０Ａの開路状態が持続すると、コンデンサ１４２の充電電荷は消滅することになるが、コンデンサ１４２は誘導性負荷１０３の励磁電流が転流して、減衰消滅するまでの期間において転流回路素子１４０に対するゲート電圧を維持すればよいので、小容量のコンデンサを使用することができる回路構成となっている。
（２）作用、動作の詳細な説明
次に、図１のように構成された実施の形態１による誘導性負荷の給電制御装置について、その作用並びに動作を詳細に説明する。
図１において、電源スイッチ１０２が閉路されて電源ユニット１１０に給電され、電源ユニット１１０が発生する制御電圧Ｖｃｃによって開閉指令発生ユニット１２０内のマイクロプロセッサが動作を開始すると、図示しないマイクロプロセッサに対する入力信号の動作状態と制御プログラムの内容とに応動して、開閉指令発生ユニット１２０は論理レベルを「Ｈ」又は「Ｌ」となる開閉指令信号ＤＲを発生する。
開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｈ」になると、負荷開閉素子１３０Ａのゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間にゲート電圧が印加され、負荷開閉素子１３０Ａはドレイン端子Ｄからソース端子Ｓの方向である順方向に導通駆動され、誘導性負荷１０３に対する励磁電流が流れる。しかし、転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間のゲート電圧は遮断トランジスタ１４４が導通することによって遮断されており、転流回路素子１４０は不導通の状態となっているとともに、コンデンサ１４２は充電ダイオード１４１から充電されるようになっている。
開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｌ」になると、負荷開閉素子１３０Ａのドレイン端子Ｄとソース端子Ｓ間の導通状態が遮断され、誘導性負荷１０３に対する励磁電流は一時的には転流回路素子１４０の寄生ダイオード１４９に転流する。しかし、遮断トランジスタ１４４が不導通となり、コンデンサ１４２の充電電圧が駆動抵抗１４３を介してゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に印加されることによって、転流回路素子１４０はソース端子Ｓからドレイン端子Ｄの方向に逆導通し、誘導性負荷１０３の転流電流は寄生ダイオード１４９側から逆導通回路側に入れ替わるようになっている。
（３）実施の形態１の要点と特徴
以上の説明で明らかなように、実施の形態１による誘導性負荷の給電制御装置は、直流電源１０１から給電される誘導性負荷１０３に対して直列接続された負荷開閉素子１３０Ａと、誘導性負荷１０３に対して並列接続され、負荷開閉素子１３０Ａが閉路給電状態から開路遮断状態となったときに、誘導性負荷１０３に流れていた励磁電流が転流する転流回路素子１４０とを備えた誘導性負荷の給電制御装置１００Ａであって、
転流回路素子１４０はＮチャネル形の電界効果形トランジスタが使用されており、負荷開閉素子１３０Ａが閉路しているときに、転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間を短絡して当該転流回路素子１４０を不導通状態にする遮断トランジスタ１４４と、充電ダイオード１４１を介して充電されるコンデンサ１４２と、負荷開閉素子１３０Ａが開路しているときに、遮断トランジスタ１４４を開路するとともに、コンデンサ１４２の充電電圧を転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間に印加する駆動抵抗１４３と、を備え、
負荷開閉素子１３０Ａが開路しているときには、転流回路素子１４０はソース端子とドレイン端子との間に生成されている寄生ダイオード１４９の通電方向と同方向に導通駆動されている。
負荷開閉素子１３０Ａは、誘導性負荷１０３の負側下流位置に接続されており、誘導性負荷１０３に並列接続される転流回路素子１４０は、Ｎチャネル形の電界効果形トランジスタであって、遮断トランジスタ１４４は転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間に接続されたＮＰＮ形の接合形トランジスタとなっている。
以上のとおり、この発明の請求項３に関連し、負荷開閉素子の上流位置にあって誘導性負荷と並列接続される転流回路素子としてＮチャネル形の電界効果形トランジスタが使用されており、当該トランジスタのゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間に接続された遮断トランジスタは、前記電界効果形トランジスタより応答速度が速いＮＰＮ形の接合形トランジスタが使用されている。従って、負荷開閉素子が閉路したときに、転流回路素子が導通するより早く遮断トランジスタが導通して、転流回路素子の導通を禁止するので、転流回路素子と負荷開閉素子の同時導通による電源短絡の発生を防止する特徴がある。
また、コンデンサ１４２と直列接続された充電ダイオード１４１と遮断トランジスタ１４４を導通駆動するベース抵抗１４６には、直流電源１０１の電源電圧Ｖｂであるか、又は電源電圧Ｖｂよりも低い電圧の補助電圧Ｖｇｇが印加されている。
以上のとおり、この発明の請求項４に関連し、コンデンサと直列接続された充電ダイオードと遮断トランジスタを駆動するベース抵抗には直流電源の電源電圧であるか、又は電源電圧よりも低い電圧の補助電圧が印加されている。従って、遮断トランジスタのベース電圧は電源電圧以下になっているので、負荷開閉素子が開路しているときに遮断トランジスタが導通して、転流回路素子が不導通になるのを防止することができるとともに、補助電圧を用いた場合には負荷開閉素子が閉路しているときに遮断トランジスタを導通駆動する電力が抑制されるとともに、コンデンサの耐圧を低くできる特徴がある。
実施の形態２．
（１）構成の詳細な説明
次に、この発明の実施の形態２による誘導性負荷の給電制御装置について説明する。図２は、実施の形態２による誘導性負荷の給電制御装置の全体回路図で、実施の形態１との相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。
実施の形態１との主な相違点は、実施の形態２の場合には直流電源１０１の接続極性を誤って接続した場合の短絡電流の発生を防止するために逆接保護素子１６０が追加されていることと、電源ユニット１１０が補助電圧Ｖｇｇを持たないことである。なお、図２において図１と同一符号は同一又は相等部分を示している。
図２において、給電制御装置１００Ｂは、直流電源１０１から電源スイッチ１０２を介して給電され、誘導性負荷１０３に給電するものである。給電制御装置１００Ｂの内部に設けられた電源ユニット１１０は、直流電源１０１から電源電圧Ｖｂが給電されて制御電圧Ｖｃｃを発生する。開閉指令発生ユニット１２０には制御電圧Ｖｃｃが印加され、内蔵された図示しないマイクロプロセッサによって開閉指令信号ＤＲを発生するようになっている。誘導性負荷１０３の下流側には、Ｎチャネル形の電界効果形トランジスタである負荷開閉素子１３０Ｂと、当該負荷開閉素子１３０Ｂとは逆方向に直列接続されたＮチャネル形の電界効果形トランジスタの逆接保護素子１６０とが相互に直列接続されている。
開閉指令信号ＤＲによる信号電圧は、駆動抵抗１３１を介して負荷開閉素子１３０Ｂのゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間に供給され、開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｈ」になると負荷開閉素子１３０Ｂのドレイン端子Ｄとソース端子Ｓ間が順方向に導通して、直流電源１０１から電源スイッチ１０２を介して誘導性負荷１０３に給電されるようになっている。また、開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｌ」になると負荷開閉素子１３０Ｂのドレイン端子Ｄとソース端子Ｓ間の導通が遮断され、誘導性負荷１０３に流れていた励磁電流は後述の転流回路素子１４０に転流するようになっている。
転流回路素子１４０は、誘導性負荷１０３に並列接続されたＮチャネル形の電界効果形トランジスタであって、この転流回路素子１４０は、負荷開閉素子１３０Ｂが開路したときに寄生ダイオード１４９を通じて励磁電流が転流できる構成となっている。しかし、実際には転流回路素子１４０がソース端子Ｓからドレイン端子Ｄの方向に逆導通し、逆導通による電圧降下が小さいため寄生ダイオード１４９の転流電流は持続しないようになっている。
転流回路素子１４０に対するゲート駆動回路を構成する充電ダイオード１４１は、負荷開閉素子１３０Ｂが閉路している期間において直流電源１０１の電源電圧Ｖｂによってコンデンサ１４２を充電する。転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に接続された遮断トランジスタ１４４は、ベース抵抗１４６を介して導通駆動されて、その結果として転流回路素子１４０が順方向（寄生ダイオード１４９の導通方向とは反対の方向）に導通しないようになっている。なお、開路安定抵抗１４７は、ＮＰＮ形の接合形トランジスタである遮断トランジスタ１４４のベース端子とエミッタ端子間に接続されている。
また、実施の形態２では実施の形態１における補助電圧Ｖｇｇが使用されていないので、ベース抵抗１４６に直列接続された遮断ダイオード１４５（図２中に破線で表示）は不要となっている。負荷開閉素子１３０Ｂが開路すると、遮断トランジスタ１４４のエミッタ電位が電源電圧Ｖｂ以上に上昇することによって遮断トランジスタ１４４が不導通になるとともに、コンデンサ１４２の充電電圧が駆動抵抗１４３を介して転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に印加されるので、転流回路素子１４０はソース端子Ｓからドレイン端子Ｄの方向に逆導通するようになっている。
逆接保護素子１６０のゲート端子Ｇには駆動抵抗１６１を介して電源電圧Ｖｂが印加されているが、実際にはゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に接続されたゲート抵抗１６３によって分圧された電圧が印加されるとともに、電源電圧Ｖｂが変動してもゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間に許容された制限電圧以上の電圧が印加されないようにするための定電圧ダイオード１６２によって印加電圧が制限されている。その結果、逆接保護素子１６０はソース端子Ｓからドレイン端子Ｄの方向に逆導通し、内部の寄生ダイオード１６９の導通方向と同じ方向に導通することによって、通常運転時におけるソース端子Ｓとドレイン端子Ｄ間の電圧降下を抑制するようになっている。もし、直流電源１０１の接続極性を誤って、点線で図示した極性に接続された場合には、逆接保護素子１６０は不導通となり、従って負荷開閉素子１３０Ｂ内の寄生ダイオード１３９と、転流回路素子１４０内の寄生ダイオード１４９との直列回路による電源短絡の発生が防止されるようになっている。なお、逆接保護素子１６０に代えて、図４で後述する逆接保護素子１７０を図２の点線位置に接続するようにしてもよい。
（２）作用、動作の詳細な説明
次に、実施の形態２による誘導性負荷の給電制御装置について、その作用並びに動作を詳細に説明する。
図２において、電源スイッチ１０２が閉路されて電源ユニット１１０に給電され、電源ユニット１１０が発生する制御電圧Ｖｃｃによって開閉指令発生ユニット１２０内のマイクロプロセッサが動作を開始すると、図示しないマイクロプロセッサに対する入力信号の動作状態と制御プログラムの内容とに応動して、開閉指令発生ユニット１２０は論理レベルを「Ｈ」又は「Ｌ」となる開閉指令信号ＤＲを発生する。開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｈ」になると、負荷開閉素子１３０Ｂのゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間にゲート電圧が印加され、負荷開閉素子１３０Ｂはドレイン端子Ｄからソース端子Ｓの方向である順方向に導通駆動されて誘導性負荷１０３に対する励磁電流が流れる。しかし、転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間のゲート電圧は遮断トランジスタ１４４が導通することによって遮断されており、転流回路素子１４０は不導通の状態となっているとともに、コンデンサ１４２は充電ダイオード１４１から充電されるようになっている。
開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｌ」になると、負荷開閉素子１３０Ｂのドレイン端子Ｄとソース端子Ｓ間の導通状態が遮断され、誘導性負荷１０３に対する励磁電流は一時的には転流回路素子１４０の寄生ダイオード１４９に転流する。しかし、遮断トランジスタ１４４が不導通となり、コンデンサ１４２の充電電圧が駆動抵抗１４３を介してゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に印加されることによって、転流回路素子１４０はソース端子Ｓからドレイン端子Ｄの方向に逆導通し、誘導性負荷１０３の転流電流は寄生ダイオード１４９側から逆導通回路側に入れ替わるようになっている。
一方、直流電源１０１の接続極性が正常である場合には、逆接保護素子１６０が内部の寄生ダイオード１６９の導通方向と同じ方向に導通して、ソース端子Ｓとドレイン端子Ｄ間の電圧降下が抑制されているのに対し、直流電源１０１の接続極性を誤って接続した場合には逆接保護素子１６０が不導通となって電源短絡異常が発生するのを防止するようになっている。
（３）実施の形態２の要点と特徴
以上の説明で明らかなように、実施の形態２による誘導性負荷の給電制御装置は、直流電源１０１から給電される誘導性負荷１０３に対して直列接続された負荷開閉素子１３０Ｂと、誘導性負荷１０３に対して並列接続され、負荷開閉素子１３０Ｂが閉路給電状態から開路遮断状態となったときに、誘導性負荷１０３に流れていた励磁電流が転流する転流回路素子１４０とを備えた誘導性負荷の給電制御装置１００Ｂであって、
転流回路素子１４０はＮチャネル形の電界効果形トランジスタが使用されており、負荷開閉素子１３０Ｂが閉路しているときに、転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間を短絡して当該転流回路素子１４０を不導通状態にする遮断トランジスタ１４４と、充電ダイオード１４１を介して充電されるコンデンサ１４２と、負荷開閉素子１３０Ｂが開路しているときに、遮断トランジスタ１４４を開路するとともに、コンデンサ１４２の充電電圧を転流回路素子１４０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間に印加する駆動抵抗１４３とを備え、
負荷開閉素子１３０Ｂが開路しているときには、転流回路素子１４０はソース端子とドレイン端子との間に生成されている寄生ダイオード１４９の通電方向と同方向に導通駆動されている。
負荷開閉素子１３０Ｂは、Ｎチャネル形の電界効果形トランジスタであって、当該負荷開閉素子１３０Ｂのゲート端子Ｇは、開閉指令発生ユニット１２０が発生する開閉指令信号ＤＲによって開閉駆動されるとともに、開閉指令発生ユニット１２０は直流電源１０１から給電されて、所定の制御電圧Ｖｃｃを発生する電源ユニット１１０から給電されており、電源ユニット１１０の下流位置には、転流回路素子１４０と負荷開閉素子１３０Ｂとの直列回路に対して直列接続された逆接保護素子１６０がさらに直列接続されており、逆接保護素子１６０は寄生ダイオード１６９を包含したＮチャネル形の電界効果形トランジスタであり、この逆接保護素子１６０は直流電源１０１が正しい極性で接続されているときに、寄生ダイオード１６９の通電方向と同方向に閉路駆動するようにゲート電圧を印加する駆動抵抗１６１が接続されていて、直流電源１０１の接続極性が誤っているときには逆接保護素子１６０の導通は阻止されている。
以上のとおり、この発明の請求項２に関連し、負荷開閉素子は電界効果形トランジスタが使用されており、負荷開閉素子と転流回路素子との直列回路に対して電界効果形トランジスタである逆接保護素子が直列接続され、負荷開閉素子に開閉指令信号を印加する開閉指令発生ユニットは直流電源と逆接保護素子との間に接続された電源ユニットから給電されるようになっている。
従って、直流電源の接続極性を誤った場合に、負荷開閉素子及び転流回路素子内部の寄生ダイオードによって電源短絡されるのを防止することができるとともに、正常運転中においては逆接保護素子と負荷開閉素子による電圧降下は、接合形トランジスタの一個分に比べても十分小さな値となって、消費電力と発熱による温度上昇を抑制することができる特徴がある。
また、負荷短絡異常や負荷の正線地絡異常、或いは負荷の負線天絡異常などによって、万一、逆接保護素子が過熱溶断したような場合であっても、電源ユニットと開閉指令発生ユニットは正常動作を持続して、異常発生を検出して報知を行うなどの異常処理を行うことができる特徴がある。
実施の形態３．
（１）構成の詳細な説明
次に、この発明の実施の形態３による誘導性負荷の給電制御装置の全体回路図である図３について、その構成を詳細に説明する。なお、実施の形態１との主な相違点は、実施の形態３の場合には負荷開閉素子１３０Ｃが誘導性負荷１０３の上流位置に接続されていて、負荷開閉素子１３０Ｃと転流回路素子１５０とはＰチャネル形の電界効果形トランジスタが使用されていることである。なお、図３において図１と同一符号は同一又は相等部分を示している。
図３において、給電制御装置１００Ｃは、例えば車載バッテリである直流電源１０１から、電源リレーの出力接点である電源スイッチ１０２を介して給電され、例えば電磁コイルである誘導性負荷１０３に給電し、誘導性負荷１０３を単純にオン／オフ駆動するか、又はオン時間とオン／オフ周期との比率であるオンデューティの制御を行なって所定の励磁電流を供給するようになっている。
給電制御装置１００Ｃの内部に設けられた電源ユニット１１０は、直流電源１０１から電源電圧Ｖｂを給電されて、所定の安定化電圧である例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧の制御電圧Ｖｃｃと、補助電圧Ｖｇｇを発生するようになっている。
開閉指令発生ユニット１２０には制御電圧Ｖｃｃが印加され、内蔵された図示しないマイクロプロセッサによって開閉指令信号ＤＲを発生するようになっている。
負荷開閉素子１３０Ｃは、誘導性負荷１０３の上流側に直列接続された例えばＰチャネル形の電界効果形トランジスタであって、開閉指令信号ＤＲによる信号電圧はベース抵抗１３５を介して駆動トランジスタ１３４を導通駆動する。その結果、駆動抵抗１３１とゲート抵抗１３３とによる分圧電圧が負荷開閉素子１３０Ｃのソース端子Ｓとゲート端子Ｇ間に印加され、負荷開閉素子１３０Ｃのソース端子Ｓとドレイン端子Ｄ間が順方向に導通し、直流電源１０１から電源スイッチ１０２を介して誘導性負荷１０３に給電されるようになっている。なお、ゲート抵抗１３３と並列接続された定電圧ダイオード１３２は、負荷開閉素子１３０Ｃのソース端子Ｓとゲート端子Ｇ間に過大電圧が印加されるのを防止するものである。
また、駆動トランジスタ１３４のベース端子とエミッタ端子間には開路安定抵抗１３６が接続され、開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｌ」であるときに、駆動トランジスタ１３４を確実に開路し、その結果、負荷開閉素子１３０Ｃのソース端子Ｓとドレイン端子Ｄ間の導通が遮断され、誘導性負荷１０３に流れていた励磁電流は後述の転流回路素子１５０に転流するようになっている。なお、負荷開閉素子１３０ＣはＰＮＰ形の接合形トランジスタであってもよいが、電界効果形トランジスタを用いると閉路時の素子間電圧降下が非常に小さくなって、電力損失が抑制される利点がある。但し、電界効果形トランジスタを用いた場合には、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとの間に寄生ダイオード１３９が図示方向に生成されているので、寄生ダイオード１３９の導通方向に対しては開閉素子としての遮断機能を持たないことに注意する必要がある。
転流回路素子１５０は誘導性負荷１０３に並列接続されたＰチャネル形の電界効果形トランジスタであって、この転流回路素子１５０は負荷開閉素子１３０Ｃが開路したときに寄生ダイオード１５９を通じて励磁電流が転流できる構成となっている。しかし、実際には転流回路素子１５０がドレイン端子Ｄからソース端子Ｓの方向に逆導通し、逆導通による電圧降下が小さいため寄生ダイオード１５９には転流電流が持続しないようになっている。
転流回路素子１５０に対するゲート駆動回路を構成する充電ダイオード１５１は、負荷開閉素子１３０Ｃが閉路している期間において電源電圧Ｖｂと補助電圧Ｖｇｇとの差電圧（Ｖｂ−Ｖｇｇ）によってコンデンサ１５２を充電する。転流回路素子１５０のソース端子Ｓとゲート端子Ｇとの間に接続された遮断トランジスタ１５４は、遮断ダイオード１５５とベース抵抗１５６を介して導通駆動され、その結果として転流回路素子１５０が順方向（寄生ダイオード１５９の導通方向とは反対の方向）に導通しないようになっている。なお、開路安定抵抗１５７はＰＮＰ形の接合形トランジスタである遮断トランジスタ１５４のベース端子とエミッタ端子間に接続されている。
また、遮断ダイオード１５５は負荷開閉素子１３０Ｃが開路しているときに、遮断トランジスタ１５４のエミッタ／ベース端子間に逆電圧が加わらないようにするためのものであって、図３に示すとおりベース抵抗１５６に直列接続するか、又は開路安定抵抗１５７と並列接続するようにしてもよい。
負荷開閉素子１３０Ｃが開路すると、遮断トランジスタ１５４のエミッタ電位が直流電源１０１の負端子電位以下に低下することによって遮断トランジスタ１５４が不導通になるとともに、コンデンサ１５２の充電電圧が駆動抵抗１５３を介して転流回路素子１５０のソース端子Ｓとゲート端子Ｇとの間に印加されるので、転流回路素子１５０はドレイン端子Ｄからソース端子Ｓの方向に逆導通するようになっている。なお、充電ダイオード１５１と遮断ダイオード１５５の正極端子には補助電圧Ｖｇｇが印加されているが、補助電圧Ｖｇｇに代わって直流電源１０１の負端子に接続されたグランド回路ＧＮＤに接続するようにしてもよい。この場合にはコンデンサ１５２の耐圧を高くして大型のコンデンサを使用する必要があるとともに、ベース抵抗１５６の消費電力も大きくなる傾向にあるが、遮断ダイオード１５５は省略することができる。また、負荷開閉素子１３０Ｃの開路状態が持続すると、コンデンサ１５２の充電電荷は消滅することになるが、コンデンサ１５２は誘導性負荷１０３の励磁電流が転流して、減衰消滅するまでの期間において転流回路素子１４０に対するゲート電圧を維持すればよいので、小容量のコンデンサを使用することができる回路構成となっている。
（２）作用、動作の詳細な説明
次に、実施の形態３による誘導性負荷の給電制御装置について、その作用並びに動作を詳細に説明する。
図３において、電源スイッチ１０２が閉路されて電源ユニット１１０に給電され、電源ユニット１１０が発生する制御電圧Ｖｃｃによって開閉指令発生ユニット１２０内のマイクロプロセッサが動作を開始すると、図示しないマイクロプロセッサに対する入力信号の動作状態と制御プログラムの内容とに応動して、開閉指令発生ユニット１２０は論理レベルを「Ｈ」又は「Ｌ」となる開閉指令信号ＤＲを発生する。
開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｈ」になると、駆動トランジスタ１３４が導通閉路して負荷開閉素子１３０Ｃのソース端子Ｓとゲート端子Ｇ間にゲート電圧が印加される。負荷開閉素子１３０Ｃは、ソース端子Ｓからドレイン端子Ｄの方向である順方向に導通駆動されて誘導性負荷１０３に対する励磁電流が流れるが、転流回路素子１５０のソース端子Ｓとゲート端子Ｇ間のゲート電圧は遮断トランジスタ１５４が導通することによって遮断されており、転流回路素子１５０は不導通の状態となっているとともに、コンデンサ１５２は充電ダイオード１５１を介して充電されるようになっている。
開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｌ」になると、駆動トランジスタ１３４が遮断開路され負荷開閉素子１３０Ｃのソース端子Ｓとドレイン端子Ｄ間の導通状態が遮断され、誘導性負荷１０３に対する励磁電流は一時的には転流回路素子１５０の寄生ダイオード１５９に転流する。しかし、遮断トランジスタ１５４が不導通となり、コンデンサ１５２の充電電圧が駆動抵抗１５３を介してソース端子Ｓとゲート端子Ｇとの間に印加されることによって、転流回路素子１５０はドレイン端子Ｄからソース端子Ｓの方向に逆導通し、誘導性負荷１０３の転流電流は寄生ダイオード１５９側から逆導通回路側に入れ替わるようになっている。
（３）実施の形態３の要点と特徴
以上の説明で明らかなように、実施の形態３による誘導性負荷の給電制御装置は、直流電源１０１から給電される誘導性負荷１０３に対して直列接続された負荷開閉素子１３０Ｃと、誘導性負荷１０３に対して並列接続され、負荷開閉素子１３０Ｃが閉路給電状態から開路遮断状態となったときに、誘導性負荷１０３に流れていた励磁電流が転流する転流回路素子１５０とを備えた誘導性負荷の給電制御装置１００Ｃであって、
転流回路素子１５０は、Ｐチャネル形の電界効果形トランジスタが使用されており、負荷開閉素子１３０Ｃが閉路しているときに、転流回路素子１５０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間を短絡して当該転流回路素子１５０を不導通状態にする遮断トランジスタ１５４と、充電ダイオード１５１を介して充電されるコンデンサ１５２と、負荷開閉素子１３０Ｃが開路しているときに、遮断トランジスタ１５４を開路するとともに、コンデンサ１５２の充電電圧を転流回路素子１５０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間に印加する駆動抵抗１５３とを備え、
負荷開閉素子１３０Ｃが開路しているときには、転流回路素子１５０はソース端子とドレイン端子との間に生成されている寄生ダイオード１５９の通電方向と同方向に導通駆動されている。
負荷開閉素子１３０Ｃは、誘導性負荷１０３の正側上流位置に接続されており、誘導性負荷１０３に並列接続される転流回路素子１５０は、Ｐチャネル形の電界効果形トランジスタであって、遮断トランジスタ１５４は転流回路素子１５０のソース端子Ｓとゲート端子Ｇ間に接続されたＰＮＰ形の接合形トランジスタとなっている。
以上のとおり、この発明の請求項５に関連し、負荷開閉素子の下流位置にあって誘導性負荷と並列接続される転流回路素子としてＰチャネル形の電界効果形トランジスタが使用されており、当該トランジスタのソース端子とゲート端子間に接続された遮断トランジスタは、電界効果形トランジスタよりは応答速度が速いＰＮＰ形の接合形トランジスタが使用されている。
従って、負荷開閉素子が閉路したときに、転流回路素子が導通するより早く遮断トランジスタが導通して、転流回路素子の導通を禁止するので、転流回路素子と負荷開閉素子との同時導通による電源短絡の発生が防止される特徴がある。
また、コンデンサ１５２と直列接続された充電ダイオード１５１と遮断トランジスタ１５４を導通駆動するベース抵抗１５６は、直流電源１０１の負極端子に接続されるか、又は直流電源１０１の電源電圧Ｖｂよりも低い電圧の補助電圧Ｖｇｇが印加されている。
以上のとおり、この発明の請求項６に関連し、コンデンサと直列接続された充電ダイオードと遮断トランジスタを導通駆動するベース抵抗は、直流電源の負極端子に接続されるか、又は直流電源の電源電圧よりも低い電圧の補助電圧が印加されている。
従って、遮断トランジスタのベース電圧はゼロ電圧以上になっているので、負荷開閉素子が開路しているときに遮断トランジスタが導通して、転流回路素子が不導通になるのを防止することができるとともに、補助電圧を用いた場合には負荷開閉素子が閉路しているときに遮断トランジスタを導通駆動する電力が抑制されるとともに、コンデンサの耐圧を低くすることができる特徴がある。
実施の形態４．
（１）構成の詳細な説明
次に、この発明の実施の形態４による誘導性負荷の給電制御装置の全体回路図である図４について、実施の形態３との相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。
実施の形態３との主な相違点は、実施の形態４の場合には直流電源１０１の接続極性を誤って接続した場合の短絡電流の発生を防止するために逆接保護素子１７０が追加されていることと、電源ユニット１１０が補助電圧Ｖｇｇを持たないことである。なお、図４において図３と同一符号は同一又は相等部分を示している。
図４において、給電制御装置１００Ｄは、直流電源１０１から電源スイッチ１０２を介して給電され、誘導性負荷１０３に給電するものである。給電制御装置１００Ｄの内部に設けられた電源ユニット１１０は、直流電源１０１から電源電圧Ｖｂを給電されて制御電圧Ｖｃｃを発生し、開閉指令発生ユニット１２０に制御電圧Ｖｃｃが印加され、開閉指令発生ユニット１２０が内蔵された図示しないマイクロプロセッサによって開閉指令信号ＤＲを発生するようになっている。
誘導性負荷１０３の上流側には、Ｐチャネル形の電界効果形トランジスタである逆接保護素子１７０と負荷開閉素子１３０Ｄとが直列接続されており、逆接保護素子１７０は後述のゲート駆動回路によって逆方向に導通するよう構成されている。
開閉指令信号ＤＲによる信号電圧は、ベース抵抗１３５を介して駆動トランジスタ１３４を導通駆動し、その結果、駆動抵抗１３１とゲート抵抗１３３とによる分圧電圧が負荷開閉素子１３０Ｄのソース端子Ｓとゲート端子Ｇ間に印加されて負荷開閉素子１３０Ｄのソース端子Ｓとドレイン端子Ｄ間が順方向に導通し、直流電源１０１から電源スイッチ１０２と逆接保護素子１７０とを介して誘導性負荷１０３に給電されるようになっている。
また、駆動トランジスタ１３４のベース端子とエミッタ端子間には開路安定抵抗１３６が接続され、開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｌ」であるときに、駆動トランジスタ１３４を確実に開路し、その結果、負荷開閉素子１３０Ｄのソース端子Ｓとドレイン端子Ｄ間の導通が遮断され、誘導性負荷１０３に流れていた励磁電流は転流回路素子１５０に転流するようになっている。
転流回路素子１５０は、誘導性負荷１０３に並列接続されたＰチャネル形の電界効果形トランジスタであって、この転流回路素子１５０は負荷開閉素子１３０Ｄが開路したときに寄生ダイオード１５９を通じて励磁電流が転流できる構成となっている。しかし、実際には転流回路素子１５０がドレイン端子Ｄからソース端子Ｓの方向に逆導通し、この逆導通による電圧降下が小さいため寄生ダイオード１５９の転流電流は持続しないようになっている。
転流回路素子１５０に対するゲート駆動回路を構成する充電ダイオード１５１は、負荷開閉素子１３０Ｄが閉路している期間において電源電圧Ｖｂによってコンデンサ１５２を充電するとともに、転流回路素子１５０のソース端子Ｓとゲート端子Ｇとの間に接続された遮断トランジスタ１５４は、ベース抵抗１５６を介して導通駆動され、その結果として転流回路素子１５０が順方向（寄生ダイオード１５９の導通方向とは反対の方向）に導通しないようになっている。なお、開路安定抵抗１５７は、ＰＮＰ形の接合形トランジスタである遮断トランジスタ１５４のベース端子とエミッタ端子間に接続されている。
また、実施の形態４では実施の形態３における補助電圧Ｖｇｇが使用されていないので、ベース抵抗１５６に直列接続された遮断ダイオード１５５（図４中に破線で表示）は不要となっている。ここで、負荷開閉素子１３０Ｄが開路すると、遮断トランジスタ１５４のエミッタ電位が直流電源１０１の負端子電位以下に低下することによって遮断トランジスタ１５４が不導通になるとともに、コンデンサ１５２の充電電圧が駆動抵抗１５３を介して転流回路素子１５０のソース端子Ｓとゲート端子Ｇとの間に印加されるので、転流回路素子１５０はドレイン端子Ｄからソース端子Ｓの方向に逆導通するようになっている。
逆接保護素子１７０のゲート端子Ｇには駆動抵抗１７１を介して電源電圧Ｖｂが印加されているが、実際にはゲート端子Ｇとソース端子Ｓとの間に接続されたゲート抵抗１７３によって分圧された電圧が印加されるとともに、電源電圧Ｖｂが変動してもソース端子Ｓとゲート端子Ｇ間に許容された制限電圧以上の電圧が印加されないようにするための定電圧ダイオード１７２によって印加電圧が制限されている。
その結果、逆接保護素子１７０はドレイン端子Ｄからソース端子Ｓの方向に逆導通し、内部の寄生ダイオード１７９の導通方向と同じ方向に導通することによって、通常運転時におけるドレイン端子Ｄとソース端子Ｓと間の電圧降下を抑制するようになっている。もし、直流電源１０１の接続極性を誤って、点線で図示した極性に接続された場合には、逆接保護素子１７０は不導通となり、従って負荷開閉素子１３０Ｄ内の寄生ダイオード１３９と、転流回路素子１５０内の寄生ダイオード１５９との直列回路による電源短絡の発生が防止されるようになっている。なお、逆接保護素子１７０に代えて、実施の形態２で前述した逆接保護素子１６０を図４の点線位置に接続するようにしてもよい。
（２）作用、動作の詳細な説明
次に、実施の形態４による誘導性負荷の給電制御装置について、その作用並びに動作を詳細に説明する。
図４において、電源スイッチ１０２が閉路されて電源ユニット１１０に給電され、電源ユニット１１０が発生する制御電圧Ｖｃｃによって開閉指令発生ユニット１２０内のマイクロプロセッサが動作を開始すると、図示しないマイクロプロセッサに対する入力信号の動作状態と制御プログラムの内容とに応動して、開閉指令発生ユニット１２０は論理レベルを「Ｈ」又は「Ｌ」となる開閉指令信号ＤＲを発生する。開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｈ」になると、駆動トランジスタ１３４が導通閉路して負荷開閉素子１３０Ｄのソース端子Ｓとゲート端子Ｇ間にゲート電圧が印加され、負荷開閉素子１３０Ｄはソース端子Ｓからドレイン端子Ｄの方向である順方向に導通駆動されて誘導性負荷１０３に対する励磁電流が流れる。しかし、転流回路素子１５０のソース端子Ｓとゲート端子Ｇ間のゲート電圧は遮断トランジスタ１５４が導通することによって遮断されており、転流回路素子１５０は不導通の状態となっているとともに、コンデンサ１５２は充電ダイオード１５１を介して充電されるようになっている。
開閉指令信号ＤＲの論理レベルが「Ｌ」になると、駆動トランジスタ１３４が遮断開路され負荷開閉素子１３０Ｄのソース端子Ｓとドレイン端子Ｄ間の導通状態が遮断され、誘導性負荷１０３に対する励磁電流は一時的には転流回路素子１５０の寄生ダイオード１５９に転流する。しかし、遮断トランジスタ１５４が不導通となり、コンデンサ１５２の充電電圧が駆動抵抗１５３を介してソース端子Ｓとゲート端子Ｇとの間に印加されることによって、転流回路素子１５０はドレイン端子Ｄからソース端子Ｓの方向に逆導通し、誘導性負荷１０３の転流電流は寄生ダイオード１５９側から逆導通回路側に入れ替わるようになっている。
一方、直流電源１０１の接続極性が正常である場合には、逆接保護素子１７０が内部の寄生ダイオード１７９の導通方向と同じ方向に導通して、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓ間の電圧降下が抑制されているのに対し、直流電源１０１の接続極性を誤って接続した場合には逆接保護素子１７０が不導通となって電源短絡異常が発生するのを防止するようになっている。
（３）実施の形態４の要点と特徴
以上の説明で明らかなように、実施の形態４による誘導性負荷の給電制御装置は、直流電源１０１から給電される誘導性負荷１０３に対して直列接続された負荷開閉素子１３０Ｄと、誘導性負荷１０３に対して並列接続され、負荷開閉素子１３０Ｄが閉路給電状態から開路遮断状態となったときに、誘導性負荷１０３に流れていた励磁電流が転流する転流回路素子１５０とを備えた誘導性負荷の給電制御装置１００Ｄであって、
転流回路素子１５０はＰチャネル形の電界効果形トランジスタが使用されており、負荷開閉素子１３０Ｄが閉路しているときに、転流回路素子１５０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間を短絡して当該転流回路素子１５０を不導通状態にする遮断トランジスタ１５４と、充電ダイオード１５１を介して充電されるコンデンサ１５２と、負荷開閉素子１３０Ｄが開路しているときに、遮断トランジスタ１５４を開路するとともに、コンデンサ１５２の充電電圧を転流回路素子１５０のゲート端子Ｇとソース端子Ｓ間に印加する駆動抵抗１５３とを備え、負荷開閉素子１３０Ｄが開路しているときには、転流回路素子１５０はソース端子とドレイン端子との間に生成されている寄生ダイオード１５９の通電方向と同方向に導通駆動されている。
負荷開閉素子１３０Ｄは、Ｐチャネル形の電界効果形トランジスタであって、当該負荷開閉素子１３０Ｄのゲート端子は、開閉指令発生ユニット１２０が発生する開閉指令信号ＤＲによって開閉駆動されるとともに、
開閉指令発生ユニット１２０は、直流電源１０１から給電されて、所定の制御電圧Ｖｃｃを発生する電源ユニット１１０から給電されており、電源ユニット１１０の下流位置には、転流回路素子１５０と負荷開閉素子１３０Ｄとの直列回路に対して直列接続された逆接保護素子１７０がさらに直列接続されており、逆接保護素子１７０は寄生ダイオード１７９を包含したＰチャネル形の電界効果形トランジスタであり、この逆接保護素子１７０は直流電源１０１が正しい極性で接続されているときに、寄生ダイオード１７９の通電方向と同方向に閉路駆動するようにゲート電圧を印加する駆動抵抗１７１が接続されていて、直流電源１０１の接続極性が誤っているときには逆接保護素子１７０の導通は阻止されている。
以上のとおり、この発明の請求項２に関連し、負荷開閉素子として電界効果形トランジスタが使用されており、負荷開閉素子と転流回路素子との直列回路に対して電界効果形トランジスタである逆接保護素子が直列接続され、負荷開閉素子に開閉指令信号を印加する開閉指令発生ユニットは直流電源と逆接保護素子との間に接続された電源ユニットから給電されるようになっている。従って、直流電源の接続極性を誤った場合に、負荷開閉素子及び転流回路素子内部の寄生ダイオードによって電源短絡されるのを防止することができるとともに、正常運転中においては逆接保護素子と負荷開閉素子による電圧降下は、接合形トランジスタの一個分に比べても十分小さな値となって、消費電力と発熱による温度上昇を抑制することができる特徴がある。
また、負荷短絡異常や負荷の正線地絡異常、或いは負荷の負線天絡異常などによって、万一、逆接保護素子が過熱溶断したような場合であっても、電源ユニットと開閉指令発生ユニットは正常動作を持続して、異常発生を検出して報知を行うなどの異常処理を行うことができる特徴がある。
以上、この発明の実施の形態１から実施の形態４について説明したが、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
１００Ａ〜１００Ｄ 給電制御装置、１０１ 直流電源、１０３ 誘導性負荷、１１０ 電源ユニット、１２０ 開閉指令発生ユニット、１３０Ａ〜１３０Ｄ 負荷開閉素子、１４０、１５０ 転流回路素子、１４１、１５１ 充電ダイオード、１４２、１５２ コンデンサ、１４３、１５３ 駆動抵抗、１４４、１５４ 遮断トランジスタ、１４６、１５６ ベース抵抗、１４９、１５９ 寄生ダイオード、１６０、１７０ 逆接保護素子、１６１、１７１ 駆動抵抗、１６９、１７９ 寄生ダイオード、Ｖｂ 電源電圧、Ｖｃｃ 制御電圧、Ｖｇｇ 補助電圧、ＤＲ 開閉指令信号。

Claims (6)

  1. 直流電源から給電される誘導性負荷に対して直列接続された負荷開閉素子と、
    前記誘導性負荷に対して並列接続され、前記負荷開閉素子が閉路給電状態から開路遮断状態となったときに、前記誘導性負荷に流れていた励磁電流が転流する転流回路素子とを備えた誘導性負荷の給電制御装置であって、
    前記転流回路素子はＮチャネル形又はＰチャネル形の電界効果形トランジスタが使用されており、
    前記負荷開閉素子が閉路しているときに、前記転流回路素子のゲート端子とソース端子間を短絡して前記転流回路素子を不導通状態にする遮断トランジスタと、
    前記負荷開閉素子が閉路しているときに充電ダイオードを介して充電されるコンデンサと、
    前記負荷開閉素子が開路しているときに前記遮断トランジスタを開路するとともに、前記コンデンサの充電電圧を前記転流回路素子のゲート端子とソース端子間に印加する駆動抵抗と、を備え、
    前記負荷開閉素子が開路しているときには、前記転流回路素子はソース端子とドレイン端子との間に生成されている寄生ダイオードの通電方向と同方向に導通駆動されていることを特徴とする誘導性負荷の給電制御装置。
  2. 前記負荷開閉素子は、Ｎチャネル形又はＰチャネル形の電界効果形トランジスタであって、
    前記負荷開閉素子のゲート端子は、開閉指令発生ユニットが発生する開閉指令信号によって開閉駆動されるとともに、
    前記開閉指令発生ユニットは前記直流電源から給電されて、所定の制御電圧を発生する電源ユニットから給電されており、
    前記電源ユニットの下流位置には、前記転流回路素子と前記負荷開閉素子との直列回路に対して直列接続された逆接保護素子が接続されており、
    前記逆接保護素子は、寄生ダイオードを包含したＮチャネル形又はＰチャネル形の電界効果形トランジスタが使用されており、前記直流電源が正しい極性で接続されているときには、前記寄生ダイオードの通電方向と同方向に閉路駆動するようにゲート電圧を印加する駆動抵抗に接続され、前記直流電源の接続極性が誤っているときには、前記逆接保護素子の導通は阻止されていることを特徴とする請求項１に記載の誘導性負荷の給電制御装置。
  3. 前記負荷開閉素子は、前記誘導性負荷の負側下流位置に接続されており、前記転流回路素子は、Ｎチャネル形の電界効果形トランジスタであるとともに、前記遮断トランジスタは、前記転流回路素子のゲート端子とソース端子間に接続されたＮＰＮ形の接合形トランジスタであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の誘導性負荷の給電制御装置。
  4. 前記コンデンサに前記充電ダイオードを直列接続し、前記充電ダイオードと前記遮断トランジスタを導通駆動するベース抵抗に、前記直流電源の電源電圧か、又は前記直流電源の電源電圧よりも低い電圧の補助電圧が印加されていることを特徴とする請求項３に記載の誘導性負荷の給電制御装置。
  5. 前記負荷開閉素子は、前記誘導性負荷の正側上流位置に接続されており、前記誘導性負荷に並列接続される転流回路素子は、Ｐチャネル形の電界効果形トランジスタであって、
    前記遮断トランジスタは、前記転流回路素子のゲート端子とソース端子間に接続されたＰＮＰ形の接合形トランジスタであることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の誘導性負荷の給電制御装置。
  6. 前記コンデンサに前記充電ダイオードを直列接続し、前記充電ダイオードと前記遮断トランジスタを導通駆動するベース抵抗は、前記直流電源の負極端子に接続されるか、又は前記直流電源の電源電圧よりも低い電圧の補助電圧が印加されていることを特徴とする請求項５に記載の誘導性負荷の給電制御装置。
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Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110429804A (zh) * 2014-10-24 2019-11-08 意法半导体研发(深圳)有限公司 反相升降压型变换器驱动电路和方法
JP6227090B1 (ja) 2016-10-27 2017-11-08 三菱電機株式会社 給電制御装置及び給電制御装置に対する制御特性の補正データ生成方法
FR3065340A1 (fr) * 2017-04-18 2018-10-19 Valeo Systemes Thermiques Protection de mosfets de puissance
US10103633B1 (en) * 2017-08-31 2018-10-16 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switching converter with power level selection
TWI660563B (zh) * 2017-12-06 2019-05-21 和碩聯合科技股份有限公司 放電裝置
JP7026016B2 (ja) * 2018-07-20 2022-02-25 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置および電子制御装置
DE112019005537T5 (de) 2018-11-05 2021-07-22 Sony Group Corporation Ansteuerungsschaltung, elektronische vorrichtung und verfahren zum steuern der ansteuerungsschaltung
JP2020167612A (ja) * 2019-03-29 2020-10-08 住友電装株式会社 給電制御装置
US11101729B1 (en) * 2020-03-27 2021-08-24 Vitesco Technologies USA, LLC Protection circuit for high inductive loads

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3317942A1 (de) * 1983-05-17 1984-11-22 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Schaltungsanordnung
JPH0715351Y2 (ja) * 1988-11-30 1995-04-10 日新電機株式会社 スイッチング電源装置
DE4229440B4 (de) 1992-09-03 2004-04-15 Robert Bosch Gmbh Schaltungsanordnung zum Ein- und Ausschalten einer elektrischen Last
DE4321127A1 (de) * 1993-06-25 1995-01-05 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Verbrauchers
DE4321252C2 (de) * 1993-06-25 1996-09-12 Siemens Ag Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines Schützes
JP3226002B2 (ja) 1995-04-28 2001-11-05 ティアック株式会社 逆流阻止回路を有する回路装置
DE19519757C2 (de) * 1995-05-30 1997-04-24 Siemens Ag Freilaufkreis mit vorgebbarer AUS-Vorzugszeit für eine Spule
US5936446A (en) * 1996-10-30 1999-08-10 Philips Electronics North America Corporation PWM variable voltage load driver with peak voltage limitation
US6738239B2 (en) * 2001-02-26 2004-05-18 Woodward Governor Company Active snubber circuit for electrical rotary actuator
JP2003133926A (ja) * 2001-10-22 2003-05-09 Fujitsu Ltd 突入電流抑止回路
JP2005143282A (ja) 2003-10-15 2005-06-02 Daiwa Industries Ltd 降圧型ｐｗｍコンバータ
CN2836301Y (zh) * 2005-08-28 2006-11-08 华为技术有限公司 一种电源防反接电路
DE102006049228A1 (de) 2006-10-18 2008-04-30 Conti Temic Microelectronic Gmbh Verfahren zur Optimierung der EMV, Lebensdauer und Verlustleistung einer Anordnung für den getakteten Betrieb eines induktiven Verbrauchers
US7692908B2 (en) * 2008-01-02 2010-04-06 Glj, Llc Protection of polarity-sensitive components connected in parallel with a direct current motor or inductor
JP4557015B2 (ja) * 2008-02-15 2010-10-06 株式会社デンソー パワースイッチング回路
JP5169373B2 (ja) * 2008-03-26 2013-03-27 三菱電機株式会社 半導体スイッチング装置及びその使用方法
DE102009043415B3 (de) * 2009-09-29 2010-10-14 Siemens Aktiengesellschaft Freilaufkreis
JP4957822B2 (ja) 2010-03-19 2012-06-20 サンケン電気株式会社 電源装置
JP5267616B2 (ja) * 2010-07-29 2013-08-21 株式会社デンソー 駆動制御装置

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