JP6227090B1 - 給電制御装置及び給電制御装置に対する制御特性の補正データ生成方法 - Google Patents

Abstract

【課題】適用部品の個体バラツキ変動と，環境温度や電源電圧などの環境変動とに対応して，安価で高精度な電流制御を行う給電制御装置を提供する。【解決手段】複数の誘導性負荷104iのそれぞれに直列接続された駆動開閉素子45iを集約化した第２集積回路素子400Aのデータメモリ422に，特性変動要因となる媒介変数に対応した補正係数を格納しておいて，協働する第１集積回路素子200Aは，この媒介変数の現在値を読み出して，前記補正係数と組合せて，回路部品の個体バラツキ変動と環境温度変動に伴う電流制御誤差を抑制する。補正係数は，第２集積回路素子400Aの単品状態で，調整ツールによって演算算出されるので，複数の温度環境における補正データを手軽に生成することができる。【選択図】図２

Description

この発明は複数の誘導性負荷に対して，個別に可変の負荷電流を供給する給電制御装置と，これに適用された回路部品の個体バラツキや温度変動による制御特性の変動を校正するための補正データ生成方法の改良に関するものである。

例えば，自動車の自動変速機では複数の変速段を選択するために３〜６個の比例電磁弁が使用され，この内の１個又は複数個の比例電磁コイル（リニアソレノイド）は様々な目標電流によって同時に通電制御され，各比例電磁コイルに直列接続された給電用開閉素子に対して，その通電デューティを制御して目標電流に適合した高精度な電流制御を行うことが求められている。

このような給電制御装置に関する技術的背景として，車載バッテリの電源電圧Ｖbが，例えばＤＣ７ＶからＤＣ14Ｖまで変動し，目標電流が10〜100％に変動し，環境温度が−30℃〜125℃であるときの負荷抵抗が100％〜135％に変動するとした場合に，電源電圧がＤＣ７Ｖで，負荷抵抗が135％で，目標電流が100％の時の通電デューティを100％とすれば，電源電圧がＤＣ14Ｖで，負荷抵抗が100％で，目標電流が10％のときの通電デューティは100×（7/14）×（10/100）×（100/135）＝3.7％となり，目標とする電流制御精度を±1.5％とした場合に，その他に許容される制御誤差は僅少である。

しかし，実態としては，電流検出抵抗として高価・高精度なものを使用してもその個体バラツキ変動は常温で±0.1％となり，高温・低温時を想定すると±0.3％の誤差が発生する。

また，電流検出抵抗を誘導性負荷の上流位置に接続して，その両端電圧を差動増幅する場合には，増幅器の正負の入力回路に設けられた分圧抵抗の個体バラツキ変動と温度変動によって増幅率の変動誤差が発生する。

更に，適用されるＡＤ変換器に対する基準電圧Ｖrefとして，定電圧電源によって安定化された制御電圧Ｖccが使用されている場合に，この基準電圧Ｖrefが変動すると，これに反比例してデジタル変換値が変動する問題がある。

安価に構成された定電圧電源では，その出力電圧の誤差を検出することができなず，これを検出するためにはより，高価・高精度な基準電圧が必要となる問題点がある。

従って，安価で高精度な電流制御を行うためには，電流検出抵抗の個体バラツキ変動と,電源電圧の変動に伴う差動増幅回路の増幅率の変動特性と，制御電圧Ｖccの変動に対するＡＤ変換値の変動を，多様な温度環境に対応して補正する必要がある。

なお，電流検出抵抗を誘導性負荷の下流側に設けた場合には，差動増幅器が不要となって，電源電圧Ｖbの変動誤差に対する補正は不要となるメリットがあるが，一つの誘導性負荷に対する配線が上流配線と下流配線の２本となる欠点があるのに対し，電流検出抵抗を誘導性負荷の上流側に設けた場合には，下流配線は車体接続することによって省略することができるメリットがある。

例えば，下記の特許文献１「電気負荷の電流制御装置」の図１，図２によれば，電流検出抵抗126と，差動増幅回路部150によって検出される監視電圧Ｅfについて，回路部品の個体バラツキ変動と，環境温度による特性変動を補正するために，筐体内部温度を検出するための温度センサ171が設けられているとともに，電流制御装置100Aの校正運転が，高温環境又は低温環境の少なくとも一方で行われている。

従って，校正定数は電流制御装置100A内のマイクロプロセッサによって算出されるので，外部に校正定数を算出するための調整ツールが不要となる特徴がある。

なお，この特許文献１によれば，図１では負帰還制御をハードウエアで行うアナログ制御方式のものが開示され，図１１ではマイクロプロセッサで行うデジタル制御方式のものが開示されている。

また，段落００４１では，差動増幅器151で発生する電源電圧に比例した誤差成分とオフセット誤差成分について，具体的な算式によって分析されている。

また，この発明に関連して，下記の特許文献２「電子制御装置」の図１，図２によれば，複数の開閉素子140nをインテリジェントパワーモジュールＩＰＭ190Aとして集約した集積回路素子とマイクロプロセッサ110Aとが協働する電子制御装置100Aが開示されており，複数の開閉素子140nは，それぞれにパラレル信号として送信されるパルス幅変調信号PWMnによって断続制御されるとともに，各開閉素子140nの電流検出抵抗141nの両端電圧は，多チャンネルAD変換器116bと直並列変換器114bとを介して，シリアル信号としてマイクロプロセッサ110Aに送信されるようになっている。

なお，この特許文献２は，読出時期制御回路170nによって，シリアル信号とパラレル信号間のタイミング誤差を調整して，正確にデジタル変換値を読み出すためのものとなっている。

また，この発明に関連して，下記の特許文献３「ソレノイド駆動回路」の図１，図２によれば，複数のリニアソレノイドを駆動する多チャンネルの集積回路素子として，共にＮチャネル型の電界効果型トランジスタである駆動用開閉素子（TR11）及び転流回路素子（TR12)を使用して，駆動電流による駆動開閉素子の電力損失と，転流電流による転流回路素子の電力損失を低減し，これによって発熱量を抑えて多チャンネルの集積化を可能とし、小型化を達成する技術が開示されている。

なお，駆動開閉素子と転流回路素子が同時閉路して電源短絡異常が発生しないようにする制御には，この特許文献３で示された時間差閉路駆動方式のほかに，Ｎチャネル型の電界効果型トランジスタとＰチャネル型の電界効果型トランジスタとを組合わせた開路確認によるインターロック方式のものも公知である（例えば、特許文献４参照）。

特開2011-109750号公報（要約，図１，図２） 特開2011-239550号公報（要約，図１，図２） 特開2006-269540号公報（要約，図１，図２） 特開2015-065786号公報（要約，図１，図３）

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
（１）従来技術の課題の説明
前記特許文献１による「電気負荷の電流制御装置」は，電流制御装置100A単独で校正運転が行える特徴がある一方で，校正運転を行うためのマイクロプロセッサ111Aの制御負担が大きくなるとともに，温度センサ171の校正も行う必要がある。

また，一個の温度センサ171によって，定電圧電源部や複数の電流検出抵抗の温度を代表して検出することが困難となる問題点がある。

特に，異なる温度環境での校正運転を行うためには，熱容量の大きな電流制御装置100Aの全体を加熱又は冷却する必要があって非能率であり，電流制御装置100Aが量産製品である場合には，現実的には常温環境のみで校正を行う必要があって，実用温度環境とは大幅に乖離した校正運転で代用されることになる問題点がある。

なお，複数のサンプル製品によって実用温度環境での校正を行って，その平均特性を用いることは可能であるが，この場合には，個々の回路部品の温度係数の個体バラツキ変動の全てが平均特性に異存することになり，正確な校正が行えない問題点がある。

前記特許文献２による「電子制御装置」は，複数の開閉素子140nを集約化してパルス幅変調信号PWMnで駆動制御する概念と，駆動電流を検出してシリアル信号化してマイクロプロセッサに送信する概念が開示されているものの，転流回路素子が含まれておらず，電流検出抵抗141nも電界効果型トランジスタである開閉素子140nのドレーン電流に比例した電流が流れるミラー回路によるものであって，電流検出精度が劣るとともに，誘導性負荷を断続駆動した場合に転流電流が流れないので，平均化された負荷電流の検出が行えない問題点がある。

また，内蔵された温度センサ154aは開閉素子140nの過熱遮断を目的としたものであって，制御特性の補正を行うための環境データとして使用することができないものとなっている。

前記特許文献３による「ソレノイド駆動回路」は，複数の駆動開閉素子と転流回路素子を集約化して，小型の集積回路素子を構成する概念は提示されているが，この集積回路素子ＩＣには，スイッチング制御回路Ｃ1と，駆動開閉素子TR11と転流回路素子TR12と，電流検出抵抗Ｒ1の両端電圧を増幅する差動増幅器１とが包含されているが，電流検出抵抗Ｒ1は集積回路素子ＩＣの外部に配置されていて，温度センサも備えていない。

従って，集積回路素子ＩＣの単品状態では電流検出抵抗Ｒ1の個体バラツキ変動や温度特性の校正を行うことができない問題点がある。

（２）発明の目的の説明
この発明の第１の目的は，適用された安価な回路部品の個体バラツキ変動や，環境温度の変動又は電源電圧の変動があっても，高精度な負荷電流の制御が行えて，しかも，校正運転及び実働運転中における給電制御装置内のマイクロプロセッサに制御負担を軽減し，能率よく校正作業が行える小型安価な給電制御装置を提供することである。

この発明の第２の目的は，多様な環境条件の変動に対する校正処理，特には，複数の環境温度に対する現品特性が手軽に測定できて，校正用の高精度な温度計とその着脱を必要としない簡易な調整ツールを用いた，給電制御装置の制御特性の補正データ生成方法を提供することである。

この発明による給電制御装置は，直流電源から給電されて，複数の誘導性負荷に対して，個別に可変の負荷電流Ｉfi（ｉ＝１・２・・・ｍ，以下同様）を供給する給電制御装置であって，
この給電制御装置は，プログラムメモリと協働するマイクロプロセッサを主体として構成された第１集積回路素子と，一対の直並列変換器を介して互いにシリアル接続されて，前記複数の誘導性負荷に給電する複数の駆動開閉素子を含む第２集積回路素子とが同一筐体内に収納されて，前記複数の駆動開閉素子の発生熱は前記筐体に伝熱熱放散するように構成されており，
前記第１集積回路素子は更に，目標電流設定手段によって決定された前記負荷電流Ｉfiを得るための目標電流Ｉtiに応動して，前記複数の駆動開閉素子に対する通電デューティγi・βiを直接指示するパルス幅変調信号である開閉指令信号DRViであるか，又は，指令デューティαiが前記目標電流Ｉtiと最大目標電流Ｉmaxとの比率Ｉti／Ｉmaxである前段のパルス幅変調信号である駆動指令信号CNTiを発生して，前記第２集積回路素子によって通電デューティγiとなる前記開閉指令信号DRViを発生する。

そして，前記第２集積回路素子は更に，前記直流電源の電源電圧Ｖbを降圧して安定化した制御電圧Ｖccを生成して，前記第１集積回路素子に給電する定電圧電源と，前記誘導性負荷のそれぞれと直列接続された電流検出抵抗と，この電流検出抵抗の両端電圧を増幅して前記負荷電流Ｉfiに比例した電流検出電圧Ｖfiを発生する複数の電流検出回路と，前記パルス幅変調信号に応動して，前記複数の駆動開閉素子のそれぞれを断続駆動して，その閉路期間と断続周期との比率である通電デューティγiを可変制御する複数の駆動ゲート回路と，前記複数の電流検出抵抗の現在温度を個別に検出するか，又は代表して検出する１個又は複数個の抵抗温度検出素子と，前記定電圧電源の現在温度を検出する電源温度検出素子とを含む複数の温度センサと，不揮発性のデータメモリとを備えている。

そして，前記データメモリには，補正媒介変数で指定された環境状態の変動と，前記電流検出抵抗と前記電流検出回路を含む回路部品の個体バラツキ変動に伴って変動する，前記電流検出電圧Ｖfiの値を，前記負荷電流Ｉfiで割って得られる換算等価抵抗の現在抵抗Ｒtiを算出するための，制御特性の補正データが格納されていて，この補正データは運転開始時に前記第１集積回路素子内のバッファメモリにシリアル送信されており，
前記マイクロプロセッサは，前記複数の温度センサによる検出温度，又はこの検出温度と前記電源電圧Ｖbに比例した電源検出電圧Ｖbaを含む前記補正媒介変数となる複数のアナログ信号電圧を，マルチプレクサを介して受信してから親側ＡＤ変換器によってデジタル変換することによって，又は，送信側で子側ＡＤ変換器によってデジタル変換を行ってから前記一対の直並列変換器を介して受信した上り監視データによって，運転中の前記補正媒介変数の現在値を得て，この現在値と前記補正データとを組合わせて，前記パルス幅変調信号のオン/オフデューティを補正するための現在抵抗算出手段を備えており，
前記データメモリには，調整ツールによって演算算出された前記補正データが，前記一対の直並列変換器のうちの子局側の直並列変換器を介して格納されている。

この発明による，給電制御装置に対する制御特性の補正データ生成方法は，
給電制御装置が，第１集積回路素子と協働する第２集積回路素子によって構成され，この第２集積回路素子は複数の誘導性負荷に対して，個別に可変の負荷電流Ｉfi（i＝１・２・・・m，以下同様）を供給するための駆動開閉素子と，この駆動開閉素子を開閉制御する駆動ゲート回路と，前記負荷電流Ｉfiを検出する電流検出抵抗とを備えていて，この電流検出抵抗の両端電圧を増幅して得られる電流検出電圧Ｖfiを前記負荷電流Ｉfiで割って得られる等価抵抗として，適用された回路部品の個体バラツキ変動と，環境温度又は電源電圧の変動によって変動する現在抵抗Ｒti＝Ｖfi/Ｉfiを算出するために，算式（１ｂ）で示された第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は算式（３ｂ）で示された第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出するための給電制御装置に対する制御特性の補正データ生成方法であって，
Ｋi1×Ｔi＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＝Ｖfi/Ifi ・・・・・・・（１ｂ）
Ｋi1×Ｔi0＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＋Ｋi5×Ｉfi²＝Ｖfi/Ifi ・・（３ｂ）
前記第２集積回路素子の単品を，着脱自在に搭載した調整ボードと，この調整ボードを介してこの第２集積回路素子に接続された調整ツールとを備えている。

そして，前記調整ボードには，電圧調整器を介して直流電源が接続されて前記第２集積回路素子に給電し，この第２集積回路素子は電流計Ａi1と標準サンプル負荷との直列回路に対して前記負荷電流Ｉfiを供給するとともに，この第２集積回路素子に設けられた定電圧電源の出力回路には疑似負荷抵抗が接続され，
前記調整ツールは，演算制御部と，設定表示部と，選択・書込指令部と，前記第２集積回路素子内の子局側の直並列変換器とシリアル接続された親局側の直並列変換器と，前記第２集積回路素子に開閉指令信号DRVi又は駆動指令信号CNTiであるパルス幅変調信号を発生する通電指令部と，前記第２集積回路素子が発生する補正媒介変数の現在値が入力される第１ＡＤ変換器及び第２ＡＤ変換器と，環境調整部とを備え，
前記第１ＡＤ変換器は，前記第２集積回路素子が発生する制御電圧ＶccをＡＤ基準電圧Ｖrefとして作動し，この第２集積回路素子が送信した前記補正媒介変数の現在値であるアナログ信号電圧Ｖfi・Ｖ3・Ｖaiをデジタル変換して，前記演算制御部に入力する。

そして，前記第２ＡＤ変換器は，前記電流計Ａi1又は前記電流検出電圧Ｖfiがアナログ信号電圧としてその計測値を発生するが，電流検出電圧Ｖfiが前記第２集積回路素子内で負帰還制御に使用されているものである場合に，高精度定電圧電源が発生する安定化電圧をＡＤ基準電圧Ｖrfとして作動して，測定された負荷電流Ｉfi又は電流検出電圧Ｖfiの値をデジタル変換して前記演算制御部に入力し，
前記第２ＡＤ変換器に印加されるＡＤ基準電圧Ｖrfは，前記第１ＡＤ変換器に印加されるＡＤ基準電圧Ｖrefよりも高精度であって，前記電流計Ａi1又は前記電流検出電圧Ｖfiがデジタル信号電圧としてその計測値を発生する場合には，そのデジタル計測値がそのまま前記演算制御部に入力されて，前記第２ＡＤ変換器は不要となり，
前記環境調整部は，前記演算制御部から前記設定表示部を介して作動して，前記疑似負荷抵抗の抵抗値の変更指令と，前記電圧調整器に対する出力電圧の変更指令と，前記第２集積回路素子内に設けられた前記定電圧電源の環境温度と，前記電流検出抵抗の環境温度に対する変更指令を発生する第１ステップを備えている。

そして，前記演算制御部は，前記算式（１ｂ）又は前記算式（３ｂ）における抵抗温度検出素子による温度検出電圧Ｔi，又は代表温度検出素子による温度検出電圧Ｔi0と，電源温度検出素子による温度検出電圧Ｔ0と，電源検出電圧Ｖbaと，電流検出電圧Ｖfiの値，及び前記電流計Ａi1で計測された負荷電流Ｉfiの値を補正媒介変数の現在値として読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を未知数とする４個又は５個以上の連立方程式を各電流検出抵抗毎に作成し，最小二乗法によって前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出する第２ステップを備え，
前記選択・書込指令部は，前記第２集積回路素子から送信される前記補正媒介変数の種別を指定するアドレス情報を送信するとともに，前記演算制御部によって算出された，前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を各電流検出抵抗に対する補正係数として，前記第２集積回路素子内のデータメモリに転送書込みする第３ステップを備えている。

以上のとおり，この発明による給電制御装置によれば，複数の誘導性負荷のそれぞれに直列接続された複数の駆動開閉素子を集約化した第２集積回路素子の中に，複数の温度情報又は電源電圧情報を媒介変数とする制御特性の補正データを予め格納保存しておいて，マイクロプロセッサを主体とする第１集積回路素子は，運転開始時にこの補正データを読出し保存するとともに，運転中においては，前記媒介変数の現在値を読み出して，前記補正データと組み合わせて，回路部品の個体バラツキ変動と環境温度変動に伴う電流制御誤差を抑制した負荷駆動指令信号を発生するようになっている。

従って，給電制御装置内のマイクロプロセッサは，補正データの演算算出を行う必要がないので，その制御負担が軽減されるとともに，補正データの演算算出は第２集積回路素子の単品状態で調整ツールによって行うことによって，筐体の熱容量の影響を受けることがなく，速やかに多様な温度環境に対応した補正データを得ることができて，調整作業の能率を向上することができる効果がある。

また，補正データを活用しながら負荷電流の制御を行うマイクロプロセッサは，補正演算に関連する補正媒介変数の変動が緩慢であるために高速制御が不要となり，補正媒介変数となる複数のアナログ信号は，マルチプレクサを用いて選択送信してからマイクロプロセッサ側でデジタル変換するか，又は送信側でデジタル変換しておいてからシリアル送信され，更には駆動開閉素子を開閉制御するための指令信号はパルス幅変調信号が使用されていることによって，第１及び第２の集積回路素子の接続端子数を削減して，小型安価な給電制御装置によって高精度な負荷電流の制御を行うことができる効果がある。

以上のとおり，この発明による給電制御装置の制御特性の補正データ生成方法によれば，補正データの生成対象となる第２集積回路素子の単品状態において，複数の補正係数を未知数とし，調整ツールによって付与された多様な環境条件に基づいて，所定の補正媒介変数の現在値が収集され，これを既知数とする複数の連立方程式を生成し，最小二乗法によって補正係数を算出するものとなっていて，環境条件の一部となる電流検出抵抗の温度，又は定電圧電源の温度は，それぞれに設けられた温度センサによって測定され，この温度センサの温度検出電圧に基づいて環境温度の現在値が収集されている。

従って，設定された環境温度を温度計測器を用いて正確に測定する必要がないので，センサヘッドを被測定物に脱着接触させる手間が不要となり，能率よく補正データの生成が行える効果がある。

なお，電流検出抵抗の抵抗値対温度データが与えられている場合には，電流検出抵抗の抵抗値を知るためにはその温度を正確に知る必要があり，そのためには温度センサの温度検出電圧対温度データが必要となるが，ここでは電流検出抵抗の実際の温度は不問にして，現品対応の温度検出電圧特性に基づいて補正係数が生成・再利用されており，内蔵された温度センサに温度検出誤差があっても，その誤差を含めた補正係数が得られ，得られた補正係数を適用して正確に現在抵抗を算出することができるものである。

この発明の実施の形態１による給電制御装置の全体回路ブロック図である。 図１のものの一つの給電回路部に関する詳細回路ブロック図である。 図１のものにおける電流検出抵抗及び負荷抵抗対環境温度の特性線図である。 図１のものにおいて，誤差補正を行っていないときの負荷電流対目標電流の特性線図である。 図１のものにおける電流検出回路の増幅率対電源電圧の特性線図である。 図１のものにおける基準電圧対環境温度の特性線図である。 図１のものの第１集積回路素子及び第２集積回路素子の動作説明用フローチャートである。 図１のものに適用される調整ツールの全体構成図である。 図５の調整ツールの動作説明用フローチャートである。 この発明の実施の形態２による給電制御装置の全体回路ブロック図である。 図７のものの一つの給電回路部に関する詳細回路ブロック図である。 図７のものの第１集積回路素子及び第２集積回路素子の動作説明用フローチャートである。 図７のものに適用される調整ツールの全体構成図である。 この発明の実施の形態３による給電制御装置の全体回路ブロック図である。 図１１のものの一つの給電回路部に関する詳細回路ブロック図である。 図１１のものの第１集積回路素子及び第２集積回路素子の動作説明用フローチャートである。 図１３におけるサブルーチンプログラムの動作説明用フローチャートである。 図１１のものに適用される調整ツールの全体構成図である。

実施の形態１の詳細な説明
（１）構成の詳細な説明
以下，この発明の実施の形態１による給電制御装置の全体回路ブロック図である図１と，図１のものの一つの給電回路部に関する詳細回路ブロック図である図２について，その構成を詳細に説明する。

先ず，図１において，給電制御装置100Aは，例えば自動車用変速機における変速段選択用の複数の油圧電磁弁に設けられたリニアソレノイドである誘導性負荷104i（ｉ＝1・2・・・ｍ，以下同様）のそれぞれにに対して，可変の負荷電流Ｉfiを供給するものであって，図示しない電源スイッチが閉路されたときに付勢される電源リレーの出力接点102を介して，車載バッテリである直流電源101から電源電圧Ｖbが印加されるようになっている。

給電制御装置100Aは，マイクロプロセッサ210を主体とする第１集積回路素子200Aと，各誘導性負荷104iのそれぞれに給電する駆動回路部43iを主体とし，定電圧電源410を包含した第２集積回路素子400Aとによって構成されていて，マイクロプロセッサ210には，この定電圧電源410を介して例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖccが印加されている。

第１集積回路素子200Aと第２集積回路素子400Aとは，第１集積回路素子200Aを親側とし，第２集積回路素子400Aを子側とする，一対の親局直並列変換器221と子局直並列変換器421とによってシリアル接続されていて，親側の揮発性のバッファメモリ222と子側の不揮発性のデータメモリ422との間でデータ交信を行うとともに，第１集積回路素子200Aは，マイクロプロセッサ210と協働する不揮発性のプログラムメモリ211と演算処理用のＲＡＭメモリ212とを備えている。

なお，入力インタフェース回路300は，例えばギアシフトレバーの選択位置に応動するギアシフトセンサ，エンジン回転センサ，車速センサ，アクセルペダルの踏込度合を検出するアクセルポジションセンサなどの入力センサ群103から得られるアナログ又はオンオフ動作の入力信号をマイクロプロセッサ210の入力ポートに接続する。

マイクロプロセッサ210は，ギアシフトレバーの選択位置と，アクセルペダルの踏込度合と，車速に応動して変速段を決定し，決定された変速段に応じて複数の誘導性負荷104iの中の一部の誘導性負荷104iに対して，図２で後述する目標電流Ｉtiを設定し，駆動回路部43iに対してはパルス幅変調信号である開閉指令信号DRViを発生するようになっている。

第１集積回路素子200Aには，駆動回路部43iが発生する電流検出電圧Ｖfiが入力されていて，このアナログ信号電圧はＡＤ変換器23iによってデジタル変換されてマイクロプロセッサ210に入力されているとともに，後述のマルチプレクサ430によって選択された被選択アナログ信号MPX0は，親側ＡＤ変換器230によってデジタル変換されてマイクロプロセッサ210に入力されている。

なお，各ＡＤ変換器230・23iのＡＤ基準電圧Ｖrefとしては，定電圧電源410が発生する制御電圧Ｖccが使用されており，ＡＤ変換器に対する入力信号電圧のデジタル変換値はＡＤ基準電圧Ｖrefの値に反比例し，入力信号電圧がＡＤ基準電圧Ｖrefに等しくなったときには，ＡＤ変換器の分解能で定まる所定の最大デジタル値が得られるものとなっている。

第２集積回路素子400A内の定電圧電源410には，電源温度検出素子440が設けられて，その温度検出電圧Ｔ0はマルチプレクサ430に入力されている。また，電源電圧Ｖbは，分圧抵抗411・412によって分圧されて，電源検出電圧Ｖbaとしてマルチプレクサ430の他の入力端子に接続されている。

第２集積回路素子400A内の駆動回路部43iは，図２で後述する電流検出抵抗50iの両端電圧を増幅して得られる電流検出電圧Ｖfiを発生するとともに，各電流検出抵抗50iの近傍温度を検出する抵抗温度検出素子44iが設けられていて，その温度検出電圧Ｔiはそれぞれマルチプレクサ430の異なる入力端子に接続されている。

なお，この抵抗温度検出素子44iは，各電流検出抵抗50i毎に配置されるか，或いは，第１電流検出抵抗501と第２電流検出抵抗502との中間位置に両者を代表する第１抵抗温度検出素子441を設け，第３電流検出抵抗503と第４電流検出抵抗504との中間位置に両者を代表する第３抵抗温度検出素子443を設け，第５電流検出抵抗505と第６電流検出抵抗506との中間位置に両者を代表する第５抵抗温度検出素子445を設けることも可能であり，更には，各電流検出抵抗50iが密集配置されているときには，１個の代表温度検出素子44i0によって代表することも可能である。

マルチプレクサ430は子局直並列変換器421から得られたマイクロプロセッサ210からの下り制御データSROによって，どれか一つのアナログ入力信号を選択し，被選択アナログ信号MPX0として第１集積回路素子200Aに送信するようになっている。

なお，マルチプレクサ430に代わって，子側の多チャンネルAD変換器（図１１参照）を設け，そのデジタル変換値を直並列変換器421・221を介してマイクロプロセッサ210に送信することも可能であって，いずれの場合も，上り監視データSRIとなる温度検出電圧Ｔ0・Ｔi・Ｔi0，電源検出電圧Ｖbaを少ない配線数で親側に送信する手段となっている。

そして，これらの上り監視データSRIは，マイクロプロセッサ210が負荷電流Ifiを高精度に制御するためのものとなっているが，負帰還制御に関連する高速応答性を必要とするものではないことが重要である。

なお，不揮発性のデータメモリ422には，後述の調整ツール900A（図５参照）によって算出された，第１〜第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5の一部又は全部が予め書込みされている。その他，例えば油圧ポンプや前後進選択用油圧電磁弁などの電気負荷群は，図示しない出力インタフェース回路を介してマイクロプロセッサ210の出力ポートに接続されている。

次に，マイクロプロセッサ210による負荷電流Ｉfiの制御ブロック図と，第２集積回路素子400A内の駆動回路部43iと定電圧電源410の詳細回路ブロック図を示した図２について，その構成を詳細に説明する。
図２において，定電圧電源410は直列開閉素子419の導通状態を制御して，電源電圧Ｖbから降圧された例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖccを生成するものであり，比較回路418は制御電圧Ｖccを分圧抵抗415・416で分圧して得られる分圧電圧と，電源基準電圧417によって生成された基準電圧Ｖ00とを比較して，制御電圧ＶccがＤＣ５Ｖを超過すると直列開閉素子419が開路する関係に負帰還制御を行うようになっている。

駆動回路部43iは，誘導性負荷104iと直列接続された駆動開閉素子45iと，誘導性負荷104iと電流検出抵抗50iとの直列回路に対して並列接続された転流回路素子46iを備えていて，この駆動開閉素子45iは，第１集積回路素子200Aが発生する開閉指令信号DRViに応動する駆動ゲート回路48iを介してその通電率γi＝オン時間/オンオフ周期が制御され，転流回路素子46iは駆動開閉素子45iが開路されているときに閉路して，負荷電流Ifiが転流するようになっている。

電流検出抵抗50iは誘導性負荷104iの下流位置（図示状態）又は上流位置（非図示）に接続され，その両端電圧は電流検出回路47iによって増幅されて電流検出電圧Ｖfiを発生するようになっている。

なお，転流回路素子46iと駆動開閉素子45iとは，互いに直列接続されたＰチャネル型とＮチャネル型の電界効果型のトランジスタが使用されていて，図２のように，駆動開閉素子45iが誘導性負荷104iの上流位置に接続されているときには，その内部寄生ダイオードのカソード端子は，下流位置に接続されている転流回路素子46iの内部寄生ダイオードのアノード端子と接続されるようになっている。

しかし，もしも駆動開閉素子45iが誘導性負荷104iの下流位置に接続されたＮチャネル型の電界効果型トランジスタであって，その上流位置に接続された転流回路素子46iがＰチャネル型の電界効果型トランジスタである場合には，駆動開閉素子45iの内部寄生ダイオードのアノード端子は，上流位置に接続された転流回路素子46iの内部寄生ダイオードのカソード端子と接続され，いずれの場合であっても，駆動ゲート回路48iは，駆動開閉素子45iが閉路駆動する前に転流回路素子46iの駆動を停止し，駆動開閉素子45iの閉路駆動を停止した後に転流回路素子46iを閉路駆動して，その内部寄生ダイオードの導通方向と同じ方向に導通駆動するようになっている。

第１集積回路素子200Aにおいて，マイクロプロセッサ210と協働するプログラムメモリ211は，目標電流設定手段241，現在抵抗算出手段242，目標検出電圧算出手段243，負帰還制御手段244,選択指令手段251となる制御プログラムを備えている。

目標電流設定手段241は，誘導性負荷104iが油圧制御用の比例電磁弁に対するリニアソレノイドである場合には，必要とされる油圧とこれに対応したリニアソレノイドに対する励磁電流とを対比した油圧対電流特性データを参照して目標電流Ｉtiを決定するようになっている。

現在抵抗算出手段242は，第２集積回路素子400Aのデータメモリ422に予め格納されていた後述の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は補正係数Ｋi1〜Ｋi5を読出しておいて，マルチプレクサ430から送信された温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0)と電源検出電圧Ｖbaとを合成して，現在抵抗Ｒtiを算出するようになっている。

目標検出電圧算出手段243は，目標電流設定手段241によって設定された目標電流Ｉtiと，現在抵抗算出手段242によって算出された現在抵抗Ｒtiとを掛け合わせて目標検出電圧Ｖti＝Ｒti×Ｉtiを算出する。

負帰還制御手段244は，電流検出回路47iが発生する電流検出電圧Ｖfiの値を，ＡＤ変換器23iでデジタル変換して得られるデジタル値と目標検出電圧Ｖtiとをデジタル比較して，これが相互に一致する関係となるように通電デューティγiとなる開閉指令信号DRViを発生する。

選択指令手段251は，一対の直並列変換器221・421を介して，第２集積回路素子400A内のマルチプレクサ430に作用して，温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0）と電源検出電圧Ｖbaのどれかを順次指定するためのものであり，マルチプレクサ430の出力信号である選択アナログ信号MPX0は親側ＡＤ変換器230を介してマイクロプロセッサ210に入力されている。

なお，この選択指令は一対の直並列変換器221・421に依存することなく，例えば４ビットの専用のデジタル信号回線を介して選択制御を行うこともできるものである。

（２）作用・動作の詳細な説明
以下，図１・図２のとおり構成された実施の形態１による給電制御装置について，図３Ａ〜図３Ｄで示す特性線図と，図４で示すフローチャートに基づいて，その作用と動作を詳細に説明する。

まず，図１・図２において，図示しない電源スイッチが閉路されると，電源リレーの出力接点102が閉路して，給電制御装置100Aに電源電圧Ｖbが印加される。

その結果，定電圧電源410が例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖccを発生して，第１集積回路素子200Aを構成するマイクロプロセッサ210が制御動作を開始する。

マイクロプロセッサ210は，入力インタフェース回路300から入力される入力センサ群103の動作状態と，不揮発性のプログラムメモリ211に格納された制御プログラムの内容に応動して，図示しない出力インタフェース回路に接続された図示しない電気負荷群に対する負荷駆動指令信号を発生し，電気負荷群の中の特定の電気負荷である複数の誘導性負荷104iに対しては，駆動開閉素子45iを介してオン/オフ制御を行って，その通電電流を制御するようになっている。

次に，図１・図２のものにおいて，電流制御の制御誤差要因となる部位を抽出して，その特性線図を示した図３Ａ〜図３Ｄについて説明する。

図３Ａにおいて，符号330は誘導性負荷104iの抵抗値対環境温度Ｔaの特性を示したものであり，複数の誘導性負荷104iの個体バラツキ変動を含む帯状線で示されている。

また，符号331は電流検出抵抗50iの抵抗値対環境温度（抵抗温度検出素子44iによって測定される環境温度）の特性を示したものであり，複数の電流検出抵抗50iの個体バラツキ変動を含む帯状線で示されている。

なお，電流検出抵抗50iは，その常温環境における抵抗値の個体バラツキ変動を，所定値以下に制限した中級精度の抵抗器が適用されているが，その温度特性のバラツキ変動については低級精度のものとなっていて，その両方を高級精度のものにすると，抵抗器の価格が異常に高騰することになる。

図３Ｂにおいて，符号332・333・334は，電流制御の誤差要因が電流検出抵抗50iの抵抗値の変動のみであると仮定し，その誤差補正を行わなかった場合の目標電流Ｉti対負荷電流Ｉfiの特性を示したものであり，高温環境では負荷電流Ｉfiは目標電流Ｉtiよりも小さくなり，低温環境では負荷電流Ｉfiは目標電流Ｉtiよりも大きくなっている。

図３Ｃにおいて，符号335は電流検出抵抗50iが誘導性負荷104iの上流位置に接続されていて，電流検出回路47iが差動増幅器によって構成されている場合の電流増幅率対電源電圧の変動特性を示したものであり，複数の電流検出回路47iの個体バラツキ変動を含む帯状線で示されている。

この場合には，差動増幅器の正負の入力端子に接続される分圧回路の分圧比のバラツキ変動に基づく比例誤差成分と，差動増幅器の出力電圧が負電圧にならないようにするためのバイアス補正電圧に基づくオフセット誤差が含まれている。

図３Ｄにおいて，符号336は定電圧電源410が発生する制御電圧ＶccであるＡＤ基準電圧Ｖref対定電圧電源410の環境温度（電源温度検出素子440で測定されている環境温度）の特性を示したものであり，複数の定電圧電源410の個体バラツキ変動を含む帯状線で示されている。

なお，電流検出電圧Ｖfiは，電流検出抵抗50iの両端電圧を前記電流検出回路47iに設けられた増幅器によって増幅して得られたものであり，親側ＡＤ変換器230・23iには，ＡＤ基準電圧Ｖrefとしてこの定電圧電源410が発生する制御電圧Ｖccが使用されていて，アナログ入力信号電圧がＡＤ基準電圧Ｖrefと合致しているときに，ＡＤ変換器の分解能で定まるフルスケールのデジタル出力を発生するようになっている。

従って，ＡＤ基準電圧Ｖrefが変動すると．これに反比例してアナログ信号電圧のデジタル変換値が変動することになる。

第２集積回路素子400A内のデータメモリ422には，電流検出電圧Ｖfiのデジタル変換値を，負荷電流Ｉfiで割って得られる換算等価抵抗の現在抵抗Ｒtiを算出するために，算式（１ａ）で示された，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4の内の一部又は全部である複数の係数が制御特性の補正データとして格納されている。
Ｒti＝（ki1×Ｔi＋ｋi2×Ｔ0＋ｋi3×Ｖba＋ki4）×Ｇ0×Ｒ0
＝Ｋi1×Ｔi＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4 ・・・・（１ａ）

前記算式（１ａ）において，Ｒ0は電流検出抵抗50i自体の基準環境温度における設計基準抵抗であり，Ｇ0は前記電流検出回路47iにおける増幅率の設計基準値であり，定数ki1は前記抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔiの補正係数であり，定数ｋi2は前記電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0の補正係数であり，定数ｋi3は前記電流検出抵抗50iが前記誘導性負荷104iの上流位置に接続されている場合に，前記電流検出回路47iで発生するコモン電圧誤差の補正係数であり，定数ki4はその他のオフセット誤差成分となっている。

前記算式（１ａ）で示された前記現在抵抗Ｒtiは，前記電流検出回路47iによる増幅後の値に換算されていて，実施の形態１では，この現在抵抗Ｒtiに前記負荷電流Ｉfiを掛け合わせると前記電流検出電圧Ｖfiのデジタル変換値となるものである。

そして，現在抵抗算出手段242は，抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔiの現在値と，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0の現在値と，電源検出電圧Ｖbaの現在値との一部又は全部を読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1からＫi4の一部又は全部を適用して，前記算式（１ａ）によって前記現在抵抗Ｒtiを推定算出するようになっている。

なお，データメモリ422に格納されている第１〜第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5の算出方法は，図５，図６において後述するが，複数の電流検出抵抗50iが密集配置されていて，抵抗温度検出素子44iが全ての電流検出抵抗50iの現在温度を代表して，温度検出電圧Ｔi0を発生する１個の代表温度検出素子44i0となっている場合においては，前記算式（１ａ）における各電流検出抵抗50iに対する温度検出電圧Ｔiは，負荷電流Ｉfiによる発熱を考慮した定数ki5を適用した算式（２）によって算出されるようになっている。
Ｔi＝Ｔi0＋ki5×Ifi^２ ・・・・・（２）

従って，現在抵抗Ｒtiは，前記算式（１ａ）に前記算式（２）を代入した算式（３ａ）によって算出される。
Ｒti＝［ki1×（Ｔi0＋ki5×Ｉfi²）＋ｋi2×Ｔ0＋ｋi3×Ｖba＋ki4）×Ｇ0×Ｒ0
＝Ｋi1×Ｔi0＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＋Ｋi5×Ｉfi²・・・（３ａ）
但し，Ｋi5＝ki1×ｋi5×Ｇ0×Ｒ0

そして，現在抵抗算出手段242は，代表温度検出素子44i0による温度検出電圧Ｔi0の現在値と，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0の現在値と，電源検出電圧Ｖbaの現在値との一部又は全部を読出すとともに，第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5の一部又は全部を適用して，算式（４ａ）によって現在抵抗Ｒtiを推定算出し，この算式（４ａ）においては，前記算式（３ａ）における負荷電流Ｉfiの代わって，これと近似している目標電流Ｉtiが適用されるようになっている。
Ｒti＝Ｋi1×Ｔi0＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＋Ｋi5×Ｉti²・・・・・（４ａ）

次に，第１集積回路素子200A及び第２集積回路素子400Aの動作説明用フローチャートである図４について説明する。

図４において，工程400はマイクロプロセッサ210の動作開始ステップであり，工程410は論理回路で構成されている第２集積回路素子400Aの制御動作を説明するための等価フローチャートにおける動作開始ステップとなっている。

工程400に続く工程401aは，マイクロプロセッサ210の起動直後の初回動作であるかどうかを判定し，初回動作であればYESの判定を行って工程401bへ移行し，初回動作でなければNOの判定を行って工程402aへ移行する判定ステップである。

工程401bは第２集積回路素子400Aに対し，データメモリ422に格納されている補正データの送信指令を発生し，得られた補正データをバッファメモリ222に読出記憶して工程402aへ移行するステップである。

工程410に続く工程411aは，マイクロプロセッサ210からの送信要求があったかどうかを判定し，送信要求があればYESの判定を行って工程411bへ移行し，送信要求がなければNOの判定を行って工程412aへ移行する判定ステップである。

工程411bはデータメモリ422に格納されている補正データを送信してから工程412aへ移行する。

工程402aは，マルチプレクサ430から送信される環境データの読出時期であるかどうかを判定し，例えば100msecの周期でYESの判定を行って工程402bへ移行し，読出時期でなければNOの判定を行って工程403aへ移行する判定ステップである。

工程402bは，第２集積回路素子400Aに対して温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0），電源検出電圧Ｖbaなどの環境データを順次送信するように指令して工程402cへ移行するステップである。

工程402cは，後述の工程403bで生成された目標電流Ｉtiの値を順次ＲＡＭメモリ212で構成されたシフトレジスタに格納して，目標電流Ｉtiの履歴情報を生成して工程402dへ移行するステップであり，この工程402cは個別の抵抗温度検出素子44iに代わって，代表温度検出素子44i0が使用されている場合に適用され，目標電流Ｉtiの履歴情報は電流検出抵抗50iの平均的な熱時定数に相当した最新時刻帯における目標電流Ｉtiの二乗値が含まれている。

工程412aは，工程402bによる環境データ送信指令を受信したときにYESの判定を行って工程412bへ移行し，送信指令が無いときにはNOの判定を行って工程414へ移行する判定ステップである。

工程412bは，環境データを送信してから工程414へ移行し，工程414は電流検出電圧Ｖfiを送信してから工程415bへ移行するステップである。

工程402dは，前記算式（１a）又は前記算式（４ａ）によって現在抵抗Ｒtiを算出してから工程403aへ移行するステップである。

なお，前記算式（１a）において，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4は，データメモリ422から読出された補正データであり，温度検出電圧Ｔ0・Ｔi，電源検出電圧Ｖbaは工程402bで読出し記憶された環境データである。

また，前記算式（４ａ）において，第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5は，データメモリ422から読出された補正データであり，温度検出電圧Ｔ0・Ｔi0，電源検出電圧Ｖbaは工程402bで読出し記憶された環境データであり，目標電流Ｉtiは工程402cで生成された履歴情報の二乗平均値が使用されるようになっている。

工程403aは，複数の誘導性負荷104iに対する給電切換え時期であるかどうかを判定し，切換え時期であればYESの判定を行って工程403bへ移行し，切換え時期でなければNOの判定を行って工程404aへ移行する判定ステップである。

工程403bは，給電選択された誘導性負荷104iに対する目標電流Ｉtiを決定し，この目標電流Ｉtiと工程402dで算出された現在抵抗Ｒtiを掛合わせて，目標検出電圧Ｖtiを生成してから工程404aへ移行するステップである。

工程404aは，工程414で送信された電流検出電圧Ｖfiを読出記憶して工程404bへ移行するステップである。

工程404bは，工程404aで読み出された電流検出電圧Ｖfiと，工程403bで設定された目標検出電圧Ｖtiとを対比して，偏差値に対するＰＩＤ制御出力を生成してから工程405aへ移行するステップである。

工程405aでは，工程404bによるＰＩＤ制御出力に応動して駆動開閉素子45iに対する通電デューティγiを決定し，続く工程405bでは，パルス幅変調信号の周期をＴとしたときに，その閉路期間Ｔon＝γi×Ｔとなる駆動指令信号DRViを発生して動作終了工程409へ移行する。

工程409では，他の制御プログラムを実行してから動作開始工程400へ復帰して，以下同様の制御プログラムを繰返して実行するようになっている。

なお，第２集積回路素子400Aは，工程415bによって駆動ゲート回路48iを介して駆動開閉素子45iと転流回路素子46iを断続駆動して工程411aへ復帰するようになっていて，第２集積回路素子400Aは通常は工程414と工程415bを繰返して実行していることになる。

また，複数の誘導性負荷104i（ｉ＝１・２・・・ｍ）に対応して，工程402a〜工程402dにおいて，ｉ＝１〜ｍの繰返し動作が行われ，工程403bでもｉ＝１〜ｍの繰返し動作が行われ，工程404a〜工程405bでもｉ＝１〜ｍの繰返し動作が行われるようになっている。

（３）補正データ生成方法の詳細な説明
以下，図１・図２のとおり構成された実施の形態１による給電制御装置について，補正データを生成するための調整ツールの全体構成図である図５と，調整ツールの動作説明用フローチャートである図６について詳細に説明する。

図５において，調整ボード800には図示しないソケットを介して第２集積回路素子400Aの単品が着脱自在に搭載されている。

この調整ボード800には，電圧調整器940を介して直流電源101が接続されて第２集積回路素子400Aに給電し，この第２集積回路素子は電流計Ａi1と標準サンプル負荷104との直列回路に対して負荷電流Ｉfiを供給するとともに，この第２集積回路素子に設けられた定電圧電源410の出力回路には疑似負荷抵抗910が接続されている。

例えば，プログラマブルコントローラによって構成されている調整ツール900Aは，演算制御部901と，設定表示部902と，選択・書込指令部903と，第２集積回路素子400A内の子局側の直並列変換器421とシリアル接続された親局側の直並列変換器904と，駆動ゲート回路48iに開閉指令信号DRViであるパルス幅変調信号を発生する通電指令部905と，第２集積回路素子400Aが発生する補正媒介変数の現在値が入力される第１ＡＤ変換器909a及び第２ＡＤ変換器909bと，環境調整部906とを備えている。

第１ＡＤ変換器909aは，第２集積回路素子400Aが発生する制御電圧ＶccをＡＤ基準電圧Ｖrefとして作動し，この第２集積回路素子が補正媒介変数の現在値をアナログ信号として送信するアナログ信号電圧Ｖfi・Ｖ3をデジタル変換して演算制御部901に入力する。

なお，アナログ信号電圧Ｖfiは電流検出電圧Ｖfiに相当し，アナログ信号電圧Ｖ3はマルチプレクサ430から出力される温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0），又は電源検出電圧Ｖbaを含む環境データに関する信号電圧である。

第２ＡＤ変換器909bは，電流計Ａi1がアナログ信号電圧を発生するものである場合に適用され，高精度定電圧電源908が発生する安定化電圧をＡＤ基準電圧Ｖrfとして作動して，測定された負荷電流Ｉfiの値をデジタル変換して演算制御部901に入力する。

第２ＡＤ変換器909bに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrfは，第１ＡＤ変換器909aに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrefよりも高精度であって，電流計Ａi1がデジタル信号電圧としてその計測値を発生する場合には，そのデジタル計測値がそのまま演算制御部901に入力されて，この第２ＡＤ変換器909bは不要となる。

環境調整部906は，演算制御部901から設定表示部902を介して作動して，疑似負荷抵抗910の抵抗値の変更指令と，電圧調整器940に対する出力電圧の変更指令と，第２集積回路素子400A内に設けられた定電圧電源410の環境温度と，電流検出抵抗50iの環境温度に対する変更指令を発生する。

演算制御部901は，後述の算式（１ｂ）又は算式（３ｂ）における抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔi，又は代表温度検出素子44i0による温度検出電圧Ｔi0と，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0と，電源検出電圧Ｖbaと，電流検出電圧Ｖfiの値，及び電流計Ａi1によって計測された負荷電流Ｉfiの値を補正媒介変数の現在値として読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を未知数とする４個又は５個以上の連立方程式を各電流検出抵抗50i毎に作成し，最小二乗法によって第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出する。

なお，実施の形態１における現在抵抗Ｒtiは，電流検出電圧Ｖfiのデジタル変換値には第１ＡＤ変換器909aのＡＤ変換誤差（即ちＡＤ基準電圧Ｖrefの変動誤差）が含まれており，これを高精度に測定された負荷電流Ｉfiで割って得られる現在抵抗Ｒtiはデジタル値ベースのものとなっている。

選択・書込指令部903は，第２集積回路素子400Aから送信される補正媒介変数の種別を指定するアドレス情報を，一対の直並列変換器904・421を介して送信するとともに，演算制御部901によって算出された，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を各電流検出抵抗50iに対する補正係数として，第２集積回路素子400A内のデータメモリ422に転送書込みするようになっている。

なお，複数の電流検出抵抗50iの環境温度は，通電指令部905から複数の駆動開閉素子45iに対するパルス幅変調信号DRViを一斉に発生し，その通電デューティを大小又は大中小に設定しておいて標準サンプル負荷104の負荷電流Ｉfiを増減調整することによって調整されるとともに，複数の電流検出抵抗50iに対しては，第１気流調整電磁弁920と噴射ノズルを介して冷気又は暖気を一斉噴射して，速やかに高低又は高中低の複数段階の温度調整が行われるようになっている。

また，定電圧電源410の環境温度は，疑似負荷抵抗910の抵抗値を変更して，この定電圧電源に対する出力電流を増減調整することによって調整されるとともに，この定電圧電源に対して第２気流調整電磁弁930と噴射ノズルを介して冷気又は暖気を噴射して，速やかに高低又は高中低の複数段階の温度調整が行われるようになっている。

複数の電流検出抵抗50i，又は定電圧電源410に対する負荷電流Ｉfiや出力電流の大きさと，第１気流調整電磁弁920又は第２気流調整電磁弁930による気流の適正流量は，目的とする温度に対応して予め実験測定された値が適用されるようになっている。

調整ボード800には，複数の電流検出抵抗50iの少なくともどれか一つに対して，その両端電圧を測定す第１電圧計Ｖ1と，定電圧電源410の電源電圧Ｖbを測定する第５電圧計Ｖ5と，安定化された出力電圧である制御電圧Ｖccの値を測定する第４電圧計Ｖ４とが接続されて，そのアナログ信号電圧は第２ＡＤ変換器909bを介して調整ツール900Aの演算制御部901に入力されるか，又はデジタル計測値が演算制御部901に入力されている。

調整ツール900Aは，第１電圧計Ｖ1の測定値を負荷電流計Ａi1の測定電流で割って電流検出抵抗50iの一つに対する抵抗値Ｒ1を算出するとともに，電流検出電圧Ｖfiを負荷電流計Ａi1の測定電流で割って現在抵抗Ｒtiを算出し、抵抗値Ｒ1と現在抵抗Ｒtiとを対比して，抵抗値Ｒ1のバラツキ変動及び現在抵抗Ｒtiのバラツキ変動の監視データを生成することができるようになっている。

調整ツール900Aはさらに，第５電圧計Ｖ5の測定値と，電源電圧Ｖbに対する分圧電圧である電源検出電圧Ｖbaに対する環境監視電圧Ｖ3の値と，第４電圧計Ｖ４の測定値とを対比して，定電圧電源410の異常の有無と電源検出電圧Ｖbaの異常の有無と，測定値のバラツキ変動の監視データを生成することができるようになっている。

これにより，複数製品間のバラツキ変動を監視して，不良品の有無に関するロット管理を行うことができるようになっている。

図６において，工程600は，調整ボード800に被調整の第２集積回路素子400Aを搭載して調整ツール900Aに接続し，電源を投入するステップである。

続く工程601では，まず，全ての標準サンプル負荷104に対し，一斉に開閉指令信号DRViを発生して，例えば定格電流の20％レベルの比較的小さな電流を一斉に通電する。

そして，電流検出抵抗50iの環境温度は常温居住環境である低温環境となるように，第１気流調整電磁弁920による冷風の流量を設定する。

これにより，抵抗温度検出素子44i又は代表温度検出素子44i0による温度検出電圧Ｔi・Ｔi0は低温レベルの検出電圧となっている。

続く工程602では，まず，疑似負荷抵抗910を接続しない状態で，定電圧電源410の環境温度が常温居住環境である低温環境となるように，第２気流調整電磁弁930による冷風の流量を設定する。

これにより，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0は低温レベルの検出電圧となっている。

続く工程603では，電圧調整器940によって，電源電圧Ｖbが例えば最小電圧であるＤＣ７Ｖとなるように調整してから，続く工程604によって温度検出電圧Ｔi・Ｔ0（又はＴi0），電源検出電圧Ｖba及び負荷電流Ifiと電流検出電圧Ｖfiの値を，各電流検出抵抗50i毎に測定して第１監視データセットとして保存記憶する。

続く判定工程605aは測定未完了でNOの判定を行って工程603へ復帰し，この工程603で電源電圧Ｖbが調整されて，工程604では電源電圧Ｖbが例えば中間電圧ＤＣ10Ｖであるときの第２監視データセットが保存記憶される。

同様に，次回の工程604では，電源電圧Ｖbが例えば最大電圧ＤＣ14Ｖであるときの第３監視電圧セットが保存記憶され，３度目の工程605aでは測定完了でYESの判定を行って工程605bへ移行する。

判定工程605bは測定未完了でNOの判定を行って工程602へ復帰し，２度目の工程602では疑似負荷抵抗910の一部を接続して，定電圧電源410の環境温度が例えば７５℃程度の中温環境となるように，第２気流調整電磁弁930による冷風の流量を設定する。

これにより，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0は中温レベルの検出電圧となっている。

以下，工程603・工程604・工程605bを反復しながら，再び第１〜第３監視データセットを保存記憶してから３度目の工程602に復帰し，今度は疑似負荷抵抗910の全部を接続して，定電圧電源410の環境温度が例えば125℃程度の高温環境となるように，第２気流調整電磁弁930による冷風の流量を設定する。

これにより，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0は高温レベルの検出電圧となっている。

以下同様に，二度目の工程601では，全ての標準サンプル負荷104に対し，一斉に開閉指令信号DRViを発生して，例えば定格電流の50％レベルの中間電流を一斉に通電する。

そして，電流検出抵抗50iの環境温度が75℃程度の中間温度となるように，第１気流調整電磁弁920による冷風の流量を設定する。

これにより，抵抗温度検出素子44i又は代表温度検出素子44i0による温度検出電圧Ｔi・Ｔi0は中温レベルの検出電圧となっている。

また，三度目の工程601では，全ての標準サンプル負荷104に対し，一斉に開閉指令信号DRViを発生して，例えば定格電流の80％レベルの大電流を一斉に通電する。

そして，電流検出抵抗50iの環境温度が125℃程度の高温度となるように，第１気流調整電磁弁920による冷風の流量を設定する。

これにより，抵抗温度検出素子44i又は代表温度検出素子44i0による温度検出電圧Ｔi・Ｔi0は高温レベルの検出電圧となっている。

以上の繰返し測定によって，一つの電流検出抵抗50iについて３×３×３＝27個の連立方程式が生成されることになるが，一部の監視データセットを省略して10個程度の連立方程式に制限することも可能であり，未知数となる補正係数Ｋi1〜Ｋi５の個数以上の連立方程式があれば解を得ることができる。

工程605cがYESの判定を行って，全ての測定が完了したときに移行する工程606では，算式（１ｂ）又は算式（３ｂ）による複数の連立方程式から，最小二乗法によって第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5が算出される。
Ｋi1×Ｔi＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＝Ｖfi/Ifi ・・・・・・・（１ｂ）
Ｋi1×Ｔi0＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＋Ｋi5×Ｉfi²＝Ｖfi/Ifi ・・（３ｂ）

なお，算式（１ｂ）又は算式（３ｂ）において，温度検出電圧Ｔ0・Ｔi・Ｔi0，電源検出電圧Ｖba，電流検出電圧Ｖfi，負荷電流Ｉfiは測定された監視データセットに含まれる具体的な既知数であり，補正係数Ｋi1〜Ｋi5が算出されるべき未知数となっている。

続く工程607は，工程606によって算出された第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を，第２集積回路素子400A内のデータメモリに転送書込みし，続く工程609によって１個の被調整集積回路素子に対する補正データの生成と書込み作業が完了する。

なお、工程６０１と工程６０２と工程６０３とによって構成された工程ブロック６１０は、図５の環境調整部９０６によって実行される補正データ生成方法の第１ステップであり、工程６０４から工程６０６によって構成された工程ブロック６１１は、図５の演算制御部９０１によって実行される補正データ生成方法の第２ステップであり、工程６０７は図５の選択・書込指令部９０３で実行される補正データ生成方法の第３ステップとなっている。

（４）実施の形態１の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり，この発明の実施の形態１による給電制御装置は，直流電源101から給電されて，複数の誘導性負荷104i（i＝１・２・・・m）に対して，個別に可変の負荷電流Ｉfiを供給する給電制御装置100Aであって，
この給電制御装置は，プログラムメモリ211と協働するマイクロプロセッサ210を主体として構成された第１集積回路素子200Aと，一対の直並列変換器221・421を介して互いにシリアル接続されて，前記複数の誘導性負荷104iに給電する複数の駆動開閉素子45iを含む第２集積回路素子400Aとが同一筐体内に収納されて，前記複数の駆動開閉素子45iの発生熱は前記筐体に伝熱熱放散するように構成されており，
前記第１集積回路素子200Aは更に，目標電流設定手段241によって決定された前記負荷電流Ｉfiを得るための目標電流Ｉtiに応動して，前記複数の駆動開閉素子45iに対する通電デューティγiを直接指示するパルス幅変調信号である開閉指令信号DRViを発生し，
前記第２集積回路素子400Aは更に，前記直流電源101の電源電圧Ｖbを降圧して安定化した制御電圧Ｖccを生成して，前記第１集積回路素子200Aに給電する定電圧電源410と，前記誘導性負荷104iのそれぞれと直列接続された電流検出抵抗50iと，この電流検出抵抗の両端電圧を増幅して前記負荷電流Ｉfiに比例した電流検出電圧Ｖfiを発生する複数の電流検出回路47iと，前記パルス幅変調信号に応動して，前記複数の駆動開閉素子45iのそれぞれを断続駆動して，その閉路期間と断続周期との比率である通電デューティγiを可変制御する複数の駆動ゲート回路48iと，前記複数の電流検出抵抗50iの現在温度を個別に検出するか，又は代表して検出する１個又は複数個の抵抗温度検出素子44i0・44iと，前記定電圧電源410の現在温度を検出する電源温度検出素子440とを含む複数の温度センサと，不揮発性のデータメモリ422とを備えている。

そして，前記データメモリ422には，補正媒介変数で指定された環境状態の変動と，前記電流検出抵抗50iと前記電流検出回路47iを含む回路部品の個体バラツキ変動に伴って変動する前記電流検出電圧Ｖfiの値を，前記負荷電流Ｉfiで割って得られる換算等価抵抗の現在抵抗Ｒtiを算出するための，制御特性の補正データが格納されていて，この補正データは運転開始時に前記第１集積回路素子200A内のバッファメモリ222にシリアル送信されており，
前記マイクロプロセッサ210は，前記複数の温度センサによる検出温度，又はこの検出温度と前記電源電圧Ｖbに比例した電源検出電圧Ｖbaを含む前記補正媒介変数となる複数のアナログ信号電圧を，マルチプレクサ430を介して受信してから親側ＡＤ変換器230によってデジタル変換することによって，運転中の前記補正媒介変数の現在値を得て，この現在値と前記補正データとを組合わせて，前記パルス幅変調信号のオン/オフデューティを補正するための現在抵抗算出手段242を備えており，
前記データメモリ422には，調整ツール900Aによって演算算出された前記補正データが，前記一対の直並列変換器のうちの子局側の直並列変換器421を介して格納されている。

なお，前記上り監視データは，マルチプレクサ430に代わって，実施の形態３で示すように子側ＡＤ変換器450と一対の直並列変換器421・221を介してマイクロプロセッサ210に送信することもでき，いずれの場合であっても，送信するべき複数の上り監視データの選択は，親局直並列変換器221から子局直並列変換器421に送信される下りデータによって選択されるか，或いは，第１集積回路素子と第２集積回路素子との間に接続された例えば４ビットのデジタル信号回線によって指定することができるものである。

前記電流検出電圧Ｖfiは，前記電流検出抵抗50iの両端電圧を前記電流検出回路47iに設けられた増幅器によって増幅して得られたものであり，前記親側ＡＤ変換器230には，ＡＤ基準電圧Ｖrefとして前記定電圧電源410が発生する前記制御電圧Ｖccが使用されていて，アナログ入力信号電圧が前記ＡＤ基準電圧Ｖrefと合致しているときに，ＡＤ変換器の分解能で定まるフルスケールのデジタル出力を発生し，
前記データメモリ422には，前記現在抵抗Ｒtiと前記電流検出抵抗50i自体の基準環境における設計基準抵抗Ｒ0との関係式である算式（１ａ）で示された，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4の内の一部又は全部である複数の係数が前記制御特性の補正データとして格納されており，
Ｒti＝（ki1×Ｔi＋ｋi2×Ｔ0＋ｋi3×Ｖba＋ki4）×Ｇ0×Ｒ0
＝Ｋi1×Ｔi＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4 ・・・（１ａ）
前記算式（１ａ）において，Ｇ0は前記電流検出回路47iにおける増幅率の設計基準値であり，定数ki1は前記抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔiの補正係数であり，定数ｋi2は前記電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0の補正係数であり，定数ｋi3は前記電流検出抵抗50iが前記誘導性負荷104iの上流位置に接続されている場合に，前記電流検出回路47iで発生するコモン電圧誤差の補正係数であり，定数ki4はその他のオフセット誤差成分となっていて，前記算式（１ａ）で示された前記現在抵抗Ｒtiは，前記電流検出回路47iによる増幅後の値に換算されていて，この現在抵抗Ｒtiに前記負荷電流Ｉfiを掛け合わせると前記電流検出電圧Ｖfiとなるものであり，
前記マイクロプロセッサ210は，前記抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔiの現在値と，前記電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0の現在値と，前記電源検出電圧Ｖbaの現在値との一部又は全部を読出して，前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4の一部又は全部を適用して，前記算式（１ａ）によって前記現在抵抗Ｒtiを推定算出する前記現在抵抗算出手段242を備えている。

以上のとおり，この発明の請求項２に関連し，電流検出回路が発生する電流検出電圧Ｖfiは，負荷電流Ｉfiに対して電流検出抵抗の推定現在抵抗Ｒtiを掛けて得られる値となるように推定現在抵抗Ｒtiが算出されている。

従って，現在抵抗Ｒtiは，電流検出抵抗の抵抗値と温度特性の個体バラツキ変動，或いは温度センサの検出電圧の個体バラツキ変動，或いは，電流検出回路内の電圧増幅誤差，或いはＡＤ変換器の基準電圧Ｖrefとして使用される制御電圧Ｖccの，温度変動誤差によるＡＤ変換誤差を含む複数の変動誤差を総合的に代表して補正するものとなっており，高精度な回路部品によらないで，安価で高精度な電流制御を行うことができる特徴がある。

これは，実施の形態２及び実施の形態３についても同様であるが，実施の形態３では親側ＡＤ変換器230に代わって子側ＡＤ変換器450が使用されている。

前記複数の電流検出抵抗50iが密集配置されていて，前記抵抗温度検出素子44iが全ての前記電流検出抵抗50iの現在温度を代表して，温度検出電圧Ｔi0を発生する１個の代表温度検出素子44i0となっている場合において，前記算式（１ａ）における各電流検出抵抗50iに対する温度検出電圧Ｔiは，前記負荷電流Ｉfiによる発熱を考慮した定数ki5を適用した算式（２）によって算出され，
Ｔi＝Ｔi0＋ki5×Ifi^２ ・・・・・（２）
前記現在抵抗Ｒtiは，前記算式（１ａ）に前記算式（２）を代入した算式（３ａ）によって算出され，
Ｒti＝［ki1×（Ｔi0＋ki5×Ｉfi²）＋ｋi2×Ｔ0＋ｋi3×Ｖba＋ki4）］×Ｇ0×Ｒ0 ＝Ｋi1×Ｔi0＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＋Ｋi5×Ｉfi² ・・・（３ａ）
但し，Ｋi5＝ki1×ｋi5×Ｇ0×Ｒ0
前記現在抵抗算出手段242は，前記代表温度検出素子44i0による前記温度検出電圧Ｔi0の現在値と，前記電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0の現在値と，前記電源検出電圧Ｖbaの現在値との一部又は全部を読出すとともに，前記第１から第５の補正係数Ｋi1からＫi5の一部又は全部を適用して，算式（４ａ）によって前記現在抵抗Ｒtiを推定算出し，
Ｒti＝Ｋi1×Ｔi0＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＋Ｋi5×Ｉti² ・・・・（４ａ）
前記算式（４ａ）においては，前記算式（３ａ）における負荷電流Ｉfiに代わって，これと近似している目標電流Ｉtiが適用されている。

以上のとおり，この発明の請求項３に関連し，複数の電流検出抵抗が接近配置されていて，個別にその温度を検出することが困難な場合には，代表温度検出素子によって代表温度を検出し，個別の温度は個別の負荷電流の二乗値に比例した加算温度を付加する第５の補正係数が追加され，現在抵抗算出手段は負荷電流Ｉfiに代わって目標電流Ｉtiを用いて現在抵抗Ｒtiを算出するようになっている。

従って，電流検出抵抗の温度を個別に検出できない場合であっても，代表温度検出素子による代表温度検出電圧と，個別の負荷電流に相当した目標電流の値を参照して，複数の電流検出抵抗のそれぞれの現在抵抗を正確に算出することができる特徴がある。

なお，調整ツールによって第１から第５の補正係数を算出するときには，実測された負荷電流Ｉfiを参照して第５の補正係数を算出し，この補正係数を用いて現在抵抗を算出する運転中のマイクロプロセッサは，負荷電流を算出する必要がなく，自らが設定する目標電流を用いて，手軽に現在抵抗を算出することができる特徴がある。

これは，実施の形態２及び実施の形態３についても同様である。

前記現在抵抗算出手段242は更に，前記目標電流Ｉtiの時系列データを格納するシフトレジスタを備え，前記算式（４ａ）で適用される前記目標電流Ｉtiは，実機筐体内に搭載されているときの，前記電流検出抵抗50iの熱時定数に相当する最新の所定時間における，二乗電流値の移動平均値が適用されるようになっている。

以上のとおり，この発明の請求項４に関連し，電流検出抵抗の現在抵抗を算出するための目標電流の値は，電流検出抵抗の熱時定数に対応した所定時間だけ過去の目標電流Ｉtiを適用するようになっている。

従って，第５の補正係数Ｋi5を算出するときには，一定の負荷電流Ｉfiを所定時間通電してから電流検出抵抗を測定しておくことによって，電流検出抵抗の電流対抵抗値特性の応答遅れを考慮した現在抵抗を算出することができる特徴がある。

これは，実施の形態２及び実施の形態３についても同様である。

前記電流検出電圧Ｖfiの値は，ＡＤ変換器23iを介して個別に前記第１集積回路素子200Aに設けられた前記マイクロプロセッサ210に入力され，
前記マイクロプロセッサ210は，前記目標電流Ｉtiに対して推定された前記現在抵抗Ｒtiを掛けて得られる補正された目標検出電圧Ｖtiと，前記電流検出電圧Ｖfiのデジタル値を比較して，この比較入力が相互に一致するように前記駆動開閉素子45iの通電デューティγiとなる前記開閉指令信号DRViを発生する負帰還制御手段244を備え，
前記第２集積回路素子400Aは，前記開閉指令信号DRViに応動する前記駆動ゲート回路48iを介して前記駆動開閉素子45iを断続駆動するようになっている。

以上のとおり，この発明の請求項５に関連し，マイクロプロセッサは，目標電流Ｉtiに対して推定現在抵抗Ｒtiを掛けて得られる補正目標検出電圧Ｖtiと，負帰還制御信号となる電流検出電圧Ｖfiのデジタル値を比較して，これが相互に一致するように駆動開閉素子に対する開閉指令信号を発生し，現在抵抗Ｒtiはデータメモリに格納されている制御特性の補正データと運転中の現在環境情報に基づいて算出されるようになっている。従って，補正目標検出電圧Ｖtiと，電流検出電圧Ｖfiとが相互に一致しておれば，目標電流Ｉtiと負荷電流Ｉfiとは一致していることになり，多様な変動誤差の補正を現在抵抗Ｒtiに集約して手軽に補正することができるとともに，負帰還制御はマイクロプロセッサによって行われているので，第２の集積回路素子のハードウエア負担が軽減されて小型安価となる特徴がある。

前記第２集積回路素子400Aは更に，前記複数の誘導性負荷104iと，それぞれの上流位置又は下流位置に直列接続された前記電流検出抵抗50iとの直列回路に対して並列接続された転流回路素子46iを備え，
前記転流回路素子46iと前記駆動開閉素子45iとは，互いに直列接続されたＰチャネル型又はＮチャネル型の電界効果型のトランジスタであって，
前記駆動開閉素子45iが前記誘導性負荷104iの上流位置に接続されているときには，その内部寄生ダイオードのカソード端子は，下流位置に接続されている前記転流回路素子46iの内部寄生ダイオードのアノード端子と接続され，
前記駆動開閉素子45iが前記誘導性負荷104iの下流位置に接続されているときには，その内部寄生ダイオードのアノード端子は，上流位置に接続されている前記転流回路素子46iの内部寄生ダイオードのカソード端子と接続され，
前記駆動ゲート回路48iは，前記駆動開閉素子45iが閉路駆動する前に前記転流回路素子46iの駆動を停止し，前記駆動開閉素子45iの閉路駆動を停止した後に前記転流回路素子46iを閉路駆動して，その内部寄生ダイオードの導通方向と同じ方向に導通駆動するようになっている。

以上のとおり，この発明の請求項８に関連し，誘導性負荷と電流検出抵抗との直列回路に対して転流回路素子が並列接続され，駆動開閉素子と転流回路素子は同時閉路しない関係に駆動ゲート回路によって導通制御されている。

従って，駆動開閉素子を開路した直後は転流回路素子の内部寄生ダイオードに転流電流が流れ，転流回路素子が閉路駆動されるとこの内部寄生ダイオードが短絡されて低損失の転流回路が構成されるとともに，電流検出抵抗には駆動電流と転流電流が流れるので平滑化された電流検出電圧を得ることができる特徴がある。

これは，実施の形態２と実施の形態３についても同様である。

給電制御装置100Aが，第１集積回路素子200Aと協働する第２集積回路素子400Aによって構成され，この第２集積回路素子は複数の誘導性負荷104i（i＝１・２・・・m，以下同様）に対して，個別に可変の負荷電流Ｉfiを供給するための駆動開閉素子45iと，この駆動開閉素子45iを開閉制御する駆動ゲート回路48iと，前記負荷電流Ｉfiを検出する電流検出抵抗50iとを備えていて，この電流検出抵抗50iの両端電圧を増幅して得られる電流検出電圧Ｖfiを前記負荷電流Ｉfiで割って得られる等価抵抗として，適用された回路部品の個体バラツキ変動と，環境温度又は電源電圧の変動によって変動する現在抵抗Ｒti＝Ｖf/Ｉfiを算出するために，算式（１ｂ）で示された第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は算式（３ｂ）で示された第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出するための給電制御装置に対する制御特性の補正データ生成方法であって，
Ｋi1×Ｔi＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＝Ｖfi/Ifi ・・・・・・・（１ｂ）
Ｋi1×Ｔi0＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＋Ｋi5×Ｉfi²＝Ｖfi/Ifi ・・（３ｂ）
前記第２集積回路素子400Aの単品を，着脱自在に搭載した調整ボード800と，この調整ボード800を介してこの第２集積回路素子に接続された調整ツール900Aとを備え，
前記調整ボード800には，電圧調整器940を介して直流電源101が接続されて前記第２集積回路素子400Aに給電し，この第２集積回路素子は電流計Ａi1と標準サンプル負荷104との直列回路に対して前記負荷電流Ｉfiを供給するとともに，この第２集積回路素子に設けられた定電圧電源410の出力回路には疑似負荷抵抗910が接続されている。

そして，前記調整ツール900Aは，演算制御部901と，設定表示部902と，選択・書込指令部903と，前記第２集積回路素子400A内の子局側の直並列変換器421とシリアル接続された親局側の直並列変換器904と，前記第２集積回路素子400Aに開閉指令信号DRViであるパルス幅変調信号を発生する通電指令部905と，前記第２集積回路素子400Aが発生する補正媒介変数の現在値が入力される第１ＡＤ変換器909a及び第２ＡＤ変換器909bと，環境調整部906とを備え，
前記第１ＡＤ変換器909aは，前記第２集積回路素子400Aが発生する制御電圧ＶccをＡＤ基準電圧Ｖrefとして作動し，この第２集積回路素子が送信した前記補正媒介変数の現在値であるアナログ信号電圧Ｖfi・Ｖ3をデジタル変換して，前記演算制御部901に入力し，
前記第２ＡＤ変換器909bは，前記電流計Ａi1がアナログ信号電圧としてその計測値を発生する場合に，高精度定電圧電源908が発生する安定化電圧をＡＤ基準電圧Ｖrfとして作動して，測定された負荷電流Ｉfiの値をデジタル変換して前記演算制御部901に入力し，
前記第２ＡＤ変換器909bに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrfは，前記第１ＡＤ変換器909aに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrefよりも高精度であって，前記電流計Ａi1がデジタル信号電圧としてその計測値を発生する場合には，そのデジタル計測値がそのまま前記演算制御部901に入力されて，前記第２ＡＤ変換器909bは不要となっている。

そして，前記環境調整部906は，前記演算制御部901から前記設定表示部902を介して作動して，前記疑似負荷抵抗910の抵抗値の変更指令と，前記電圧調整器940に対する出力電圧の変更指令と，前記第２集積回路素子400A内に設けられた前記定電圧電源410の環境温度と，前記電流検出抵抗50iの環境温度に対する変更指令を発生する第１ステップ610を備え，
前記演算制御部901は，前記算式（１ｂ）又は前記算式（３ｂ）における抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔi，又は代表温度検出素子44i0による温度検出電圧Ｔi0と，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0と，電源検出電圧Ｖbaと，電流検出電圧Ｖfiの値，及び前記電流計Ａi1で計測された負荷電流Ｉfiの値を補正媒介変数の現在値として読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を未知数とする４個又は５個以上の連立方程式を各電流検出抵抗50i毎に作成し，最小二乗法によって前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出する第２ステップ611を備え，
前記選択・書込指令部903は，前記第２集積回路素子400Aから送信される前記補正媒介変数の種別を指定するアドレス情報を送信するとともに，前記演算制御部901によって算出された，前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を各電流検出抵抗50iに対する補正係数として，前記第２集積回路素子400A内のデータメモリ422に転送書込みする第３ステップ607を備えている。

なお，実施の形態１では，現在抵抗Ｒtiが，ＡＤ変換誤差に対する補正を含んだものとなっているので，給電制御装置の実機運転中においては，電流検出電圧Ｖfiと目標検出電圧Ｖtiとが，共通のＡＤ変換誤差を均等に含んだ状態で負帰還制御手段244に入力されて，高精度な負帰還制御を行うことができるようになっている。

前記第１ステップ610において，
前記複数の電流検出抵抗50iの環境温度は，前記通電指令部905から前記複数の駆動開閉素子45iに対する前記パルス幅変調信号DRViを一斉に発生し，その通電デューティを大小又は大中小に設定しておいて前記標準サンプル負荷104の負荷電流Ｉfiを増減調整することによって調整されるとともに，前記複数の電流検出抵抗50iに対しては，第１気流調整電磁弁920と噴射ノズルを介して冷気又は暖気を一斉噴射して，速やかに高低又は高中低の複数段階の温度調整が行われ，
前記定電圧電源410の環境温度は，前記疑似負荷抵抗910の抵抗値を変更して，この定電圧電源に対する出力電流を増減調整することによって調整されるとともに，この定電圧電源に対して第２気流調整電磁弁930と噴射ノズルを介して冷気又は暖気を噴射して，速やかに高低又は高中低の複数段階の温度調整が行われ，
前記複数の電流検出抵抗50i，又は前記定電圧電源410に対する負荷電流Ｉfiや出力電流の大きさと，前記第１気流調整電磁弁920又は前記第２気流調整電磁弁930による気流の適正流量は，目的とする温度に対応して予め実験測定された値が適用されるようになっている。

以上のとおり，この発明の請求項10に関連し，複数の電流検出抵抗，又は定電圧電源に対する温度調整は，標準サンプル負荷に対する負荷電流や，定電圧電源の出力電流の大きさと，第１気流調整電磁弁又は第２気流調整電磁弁によって調整された気流の流量によって，複数段階に調整されるようになっている。

従って，小型の第２集積回路素子の単品に対し，十分に大きな加熱源となる電流供給を行い，過大温度にならないように冷却風量でバランスさせることによって速やかに温度調整を行うことができる特徴がある。

また，適用する圧縮空気源として，25℃近辺の常温空気源があればよいが，０℃以下の低温空気源，又は55℃前後の高温空気源も選択使用できるようにすれば，より速やかに温度調整を行うことができるものであり，温度槽を用いないで広範囲な温度調整を行うことができる特徴がある。

これは，実施の形態２及び実施の形態３についても同様であり，実施の形態２ではパルス幅変調信号として駆動指令信号CNTiが使用されている。

実施の形態２の詳細な説明
（１）構成の詳細な説明
以下，この発明の実施の形態２による給電制御装置の全体回路ブロック図である図７と，図７のものの一つの給電回路部に関する詳細回路ブロック図である図８について，図１，図２のものとの相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。

なお，図１，図２のものは負荷電流Ｉfiに対する負帰還制御を第１集積回路素子200A内のマイクロプロセッサ210によって行っているのに対し，図７，図８のものは，第２集積回路素子400B内に設けられた負帰還制御回路49iによって制御しているのが主な相違点であり，これに伴って，第１集積回路素子200B内のマイクロプロセッサ210は，目標電流Ｉtiと現在抵抗Ｒtiの積である目標検出電圧Ｖtiに対応したパルス幅変調信号である駆動指令信号CNTiを発生し，第２集積回路素子400Bは駆動指令信号CNTiを平滑化して目標検出電圧Ｖtiのアナログ電圧を得て，負帰還制御回路49iで電流検出電圧Ｖfiとの比較を行い，駆動ゲート回路48iを介して駆動開閉素子45iを断続制御するようになっている。

先ず，図７において，給電制御装置100Bには，図１の場合と同様に直流電源101，電源リレーの出力接点102，入力センサ群103，図示しない電気負荷群の一部である複数の誘導性負荷104iが接続されている。

また，給電制御装置100Bは，マイクロプロセッサ210を主体とする第１集積回路素子200Bと，各誘導性負荷104iのそれぞれに給電する駆動回路部43iを主体とし，定電圧電源410を包含した第２集積回路素子400Bとによって構成されていて，マイクロプロセッサ210には，この定電圧電源410を介して例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖccが印加されている。

第１集積回路素子200Bと第２集積回路素子400Bとは，図１の場合と同様に，第１集積回路素子200Bを親側とし，第２集積回路素子400Bを子側とする，一対の親局直並列変換器221と子局直並列変換器421とによってシリアル接続されていて，親側の揮発性のバッファメモリ222と子側の不揮発性のデータメモリ422との間でデータ交信を行うとともに，第１集積回路素子200Bは，マイクロプロセッサ210と協働する不揮発性のプログラムメモリ211と演算処理用のＲＡＭメモリ212とを備えている。

第２集積回路素子400B内の定電圧電源410に設けられた電源温度検出素子440が発生する温度検出電圧Ｔ0と，電源電圧Ｖbを分圧抵抗411・412によって分圧して得られた電源検出電圧Ｖbaと，電流検出抵抗50iに対する抵抗温度検出素子44i又は代表温度検出素子44i0が発生する温度検出電圧Ｔi・Ｔi0と，電流検出抵抗50iの両端電圧を増幅して得られる電流検出電圧Ｖfiとは，それぞれマルチプレクサ430の異なる入力端子に接続されていて，
マルチプレクサ430は子局直並列変換器421から得られたマイクロプロセッサ210からの選択指令によって，どれか一つのアナログ入力信号を選択し，被選択アナログ信号MPX0として第１集積回路素子200Bに送信するようになっている。

マルチプレクサ430によって選択された被選択アナログ信号MPX0は，親側ＡＤ変換器230によってデジタル変換されてマイクロプロセッサ210に入力されていて，この親側ＡＤ変換器230のＡＤ基準電圧Ｖrefとしては，定電圧電源410が発生する制御電圧Ｖccが使用されている。

なお，マルチプレクサ430に代わって，子側の多チャンネルAD変換器（図１１参照）を設け，そのデジタル変換値を直並列変換器421・221を介してマイクロプロセッサ210に送信することも可能であって，いずれの場合も，上り監視データとなる温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0），電源検出電圧Ｖba，電流検出電圧Ｖfiを少ない配線数で親側に送信する手段となっている。

そして，これらの上り監視データは，マイクロプロセッサ210が負荷電流Ifiを高精度に制御するためのものとなっているが，負帰還制御に関連する高速応答性を必要とするものではないことが重要である。

次に，マイクロプロセッサ210による目標検出電圧算出手段243と，第２集積回路素子400B内の駆動回路部43iと定電圧電源410の詳細回路ブロック図を示した図８について，その構成を詳細に説明する。

図８において，定電圧電源410は図２の場合と同様に，直列開閉素子419と比較回路418と分圧抵抗415・416と電源基準電圧417と電源温度検出素子440とによって構成されて，電源電圧Ｖbから安定化された制御電圧Ｖccを生成するようになっている。

駆動回路部43iは，誘導性負荷104iと直列接続された駆動開閉素子45iと，誘導性負荷104iと電流検出抵抗50iとの直列回路に対して並列接続された転流回路素子46iを備えていて，この駆動開閉素子45iは，負帰還制御回路49iが発生する開閉指令信号DRViに応動する駆動ゲート回路48iを介してその通電率γi＝オン時間/オンオフ周期が制御され，転流回路素子46iは駆動開閉素子45iが開路されているときに閉路して，負荷電流Ifiが転流するようになっている。

負帰還制御回路49iは，マイクロプロセッサ210が発生するパルス幅変調信号である駆動指令信号CNTiを平滑回路51iによって平滑して得られる目標検出電圧Ｖtiのアナログ電圧と，電流検出回路47iが発生する電流検出電圧Ｖfiとを比較してＰＩＤ制御出力に対応した通電デューティγiとなる開閉指令信号DRViを発生する。

なお，負帰還制御回路49iは，図示しない鋸歯状波パルス発生回路とレベル判定用の比較回路とを備え，ＰＩＤ制御出力の電圧レベルが鋸歯状波電圧以上であるときには開閉指令信号DRViがオン状態となり，漸増する鋸歯状波電圧がＰＩＤ制御出力の電圧レベルを超過すると，開閉指令信号DRViがオフ状態となるように構成されている。

一方，第１集積回路素子200Bにおいて，マイクロプロセッサ210と協働するプログラムメモリ211は，目標電流設定手段241，現在抵抗算出手段242，目標検出電圧算出手段243，ＰＷＭ変換手段245，選択指令手段251となる制御プログラムを備えている。

目標電流設定手段241は，誘導性負荷104iが油圧制御用の比例電磁弁に対するリニアソレノイドである場合には，必要とされる油圧とこれに対応したリニアソレノイドに対する励磁電流とを対比した油圧対電流特性データを参照して目標電流Ｉtiを決定するようになっている。

現在抵抗算出手段242は，第２集積回路素子400Bのデータメモリ422に予め格納されていた補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は補正係数Ｋi1〜Ｋi5を読出しておいて，マルチプレクサ430から送信された温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0)と電源検出電圧Ｖbaとを参照して，現在抵抗Ｒtiを算出するようになっていて，現在抵抗Ｒtiの算出には電流検出電圧Ｖfiの値は不要である。

目標検出電圧算出手段243は，目標電流設定手段241によって設定された目標電流Ｉtiと，現在抵抗算出手段242によって算出された現在抵抗Ｒtiとを掛け合わせて目標検出電圧Ｖti＝Ｒti×Ｉtiを算出する。

ＰＷＭ変換手段245は，最大目標電流Ｉmaxに対して現在抵抗Ｒtiを掛けて得られる最大目標検出電圧Ｖmax＝Ｉmax×Ｒtiとの比率である指令デューティαi＝Ｉti/Ｉmax＝Ｖti/Ｖmaxとなる駆動指令信号CNTiを発生し，このＰＷＭ変換手段245が発生するパルス幅変調信号である駆動指令信号CNTiの信号電源電圧は制御電圧Ｖccとなっている。

なお，選択指令手段251は，一対の直並列変換器221・421を介して，第２集積回路素子400B内のマルチプレクサ430に作用して，温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0）と電源検出電圧Ｖbaと電流検出電圧Ｖfiのどれかを順次指定するためのものであり，マルチプレクサ430の出力信号である選択アナログ信号MPX0は親側ＡＤ変換器230を介してマイクロプロセッサ210に入力されている。

（２）作用・動作の詳細な説明
以下，図７・図８のとおり構成された実施の形態２による給電制御装置について，図９で示すフローチャートに基づいて，その作用と動作を詳細に説明する。

まず，図７・図８において，図示しない電源スイッチが閉路されると，電源リレーの出力接点102が閉路して，給電制御装置100Bに電源電圧Ｖbが印加される。

その結果，定電圧電源410が例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖccを発生して，第１集積回路素子200Bを構成するマイクロプロセッサ210が制御動作を開始する。

マイクロプロセッサ210は，入力インタフェース回路300から入力される入力センサ群103の動作状態と，不揮発性のプログラムメモリ211に格納された制御プログラムの内容に応動して，図示しない出力インタフェース回路に接続された図示しない電気負荷群に対する負荷駆動指令信号を発生し，電気負荷群の中の特定の電気負荷である複数の誘導性負荷104iに対しては，駆動開閉素子45iを介してオン/オフ制御を行って，その通電電流を制御するようになっている。

なお，図７・図８のものにおいて，電流制御の制御誤差要因となる部位は図３Ａ〜図３Ｄの特性線図で説明したとおりである。

また，第２集積回路素子400B内のデータメモリ422には，ＡＤ変換誤差を含まない電流検出電圧Ｖfiの値を，負荷電流Ｉfiで割って得られる換算等価抵抗の現在抵抗Ｒtiを算出するために，前述した算式（１ａ）で示された，第１から第４の補正係数Ｋi1からＫi4の内の一部又は全部である複数の係数が制御特性の補正データとして格納されている。

そして，現在抵抗算出手段242は，抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔiの現在値と，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0の現在値と，電源検出電圧Ｖbaの現在値との一部又は全部を読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1からＫi4の一部又は全部を適用して，前述した算式（１ａ）によって前記現在抵抗Ｒtiを推定算出するようになっている。

なお，データメモリ422に第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5が格納されている場合には，電流検出抵抗50iに対する代表温度検出素子44i0が発生する温度検出電圧Ｔi0を参照して，前述した算式（４ａ）によって現在抵抗Ｒtiを算出するようになっている。

次に，第１集積回路素子200B及び第２集積回路素子400Bの動作説明用フローチャートである図９について，図４との相違点である９００番台の工程を中心にして説明する。

図９において，工程900はマイクロプロセッサ210の動作開始ステップであり，工程910は論理回路で構成されている第２集積回路素子400Bの制御動作を説明するための等価フローチャートにおける動作開始ステップとなっている。

工程900に続く工程401a〜工程403bと，工程910に続く工程411aから工程412bは，図４のの場合と同じ動作を行うものとなっている。工程403bに続く工程906は，図８のＰＷＭ変換手段245に相当するものであって，この工程では目標検出電圧Ｖtiと最大目標電流Ｉmaxに対して現在抵抗Ｒtiを掛けて得られる最大目標検出電圧Ｖmax＝Ｉmax×Ｒtiとの比率である指令デューティαi＝Ｉti/Ｉmax＝Ｖti/Ｖmaxとなる駆動指令信号CNTiを発生して動作終了工程909へ移行し，このＰＷＭ変換手段が発生するパルス幅変調信号である駆動指令信号CNTiの信号電源電圧は制御電圧Ｖccとなっている。

工程412bに続く工程916は，工程906においてマイクロプロセッサ210が発生した駆動指令信号CNTiを平滑回路51iによって平滑して，目標検出電圧Ｖtiに比例したアナログ信号電圧を生成して工程914bへ移行するステップである。

工程914bは，電流検出回路47iで生成された電流検出電圧Ｖfiと，工程916で生成された目標検出電圧Ｖtiのアナログ値とを対比して，その偏差値に対するＰＩＤ制御出力を生成してから工程915aへ移行するステップである。

工程915aでは，工程914bによるＰＩＤ制御出力に応動して駆動開閉素子45iに対する通電デューティγiを決定し，続く工程915bでは通電デューティγiに対応した駆動指令信号DRViを発生して工程411aへ復帰移行する。

工程909では，他の制御プログラムを実行してから動作開始工程900へ復帰して，以下同様の制御プログラムを繰返して実行するようになっている。

なお，第２集積回路素子400Bは，工程915bによって駆動ゲート回路48iを介して駆動開閉素子45iと転流回路素子46iを断続駆動して工程411aへ復帰し，通常は工程916から工程915bを繰返して実行していことになる。

また，複数の誘導性負荷104i（ｉ＝１・２・・・ｍ）に対応して，工程402a〜工程402dにおいて，ｉ＝１〜ｍの繰返し動作が行われ，工程403bでもｉ＝１〜ｍの繰返し動作が行われ，工程906でもｉ＝１〜ｍの繰返し動作が行われるようになっている。

（３）補正データ生成方法の詳細な説明
以下，図７・図８のとおり構成された実施の形態２による給電制御装置について，補正データを生成するための調整ツールの全体構成図である図１０について，図５のものとの相違点を中心にして詳細に説明する。

図１０において，調整ボード800には図示しないソケットを介して第２集積回路素子400Bの単品が着脱自在に搭載されている。

この調整ボード800には，図５の場合と同様に，電圧調整器940を介して直流電源101が接続されて第２集積回路素子400Bに給電し，この第２集積回路素子は電流計Ａi1と標準サンプル負荷104との直列回路に対して負荷電流Ｉfiを供給するとともに，この第２集積回路素子に設けられた定電圧電源410の出力回路には疑似負荷抵抗910が接続されている。

例えば，プログラマブルコントローラによって構成されている調整ツール900Bは，演算制御部901と，設定表示部902と，選択・書込指令部903と，第２集積回路素子400B内の子局側の直並列変換器421とシリアル接続された親局側の直並列変換器904と，平滑回路51iに駆動指令信号CNTiであるパルス幅変調信号を発生する通電指令部905と，第２集積回路素子400Bが発生する補正媒介変数の現在値が入力される第１ＡＤ変換器909a及び第２ＡＤ変換器909bと，環境調整部906とを備えている。

第１ＡＤ変換器909aは，第２集積回路素子400Bが発生する制御電圧ＶccをＡＤ基準電圧Ｖrefとして作動し，この第２集積回路素子が補正媒介変数の現在値をアナログ信号として送信する電流検出電圧Ｖfi以外のアナログ信号電圧Ｖ3をデジタル変換して演算制御部901に入力する。

なお，アナログ信号電圧Ｖ3はマルチプレクサ430から出力される温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0)，又は電源検出電圧Ｖbaを含む環境データに関する信号電圧である。

第２ＡＤ変換器909bは，電流計Ａi1と電流検出電圧Ｖfiとがアナログ信号電圧を発生するものである場合に適用され，高精度定電圧電源908が発生する安定化電圧をＡＤ基準電圧Ｖrfとして作動して，測定された負荷電流Ｉfiと電流検出電圧Ｖfiの値をデジタル変換して演算制御部901に入力する。

第２ＡＤ変換器909bに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrfは，第１ＡＤ変換器909aに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrefよりも高精度であって，電流計Ａi1と電流検出電圧Ｖfiがデジタル信号電圧としてその計測値を発生する場合には，そのデジタル計測値がそのまま演算制御部901に入力されて，この第２ＡＤ変換器909bは不要となる。

環境調整部906は，演算制御部901から設定表示部902を介して作動して，疑似負荷抵抗910の抵抗値の変更指令と，電圧調整器940に対する出力電圧の変更指令と，第２集積回路素子400B内に設けられた定電圧電源410の環境温度と，電流検出抵抗50iの環境温度に対する変更指令を発生する。

演算制御部901は，前述した算式（１ｂ）又は前述した算式（３ｂ）における抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔi，又は代表温度検出素子44i0による温度検出電圧Ｔi0と，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0と，電源検出電圧Ｖbaと，電流検出電圧Ｖfiの値，及び電流計Ａi1で計測された負荷電流Ｉfiの値を補正媒介変数の現在値として読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を未知数とする４個又は５個以上の連立方程式を各電流検出抵抗50i毎に作成し，最小二乗法によって，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出する。

なお，実施の形態２における現在抵抗Ｒtiは，電流検出電圧Ｖfiの高精度なデジタル変換値を高精度に測定された負荷電流Ｉfiで割って得られるものであるから，ＡＤ基準電圧Ｖrefで作動するＡＤ変換器のＡＤ変換誤差が含まれておらず，従って，電流検出回路47iが発生する電流検出電圧Ｖfiのアナログ値を，高精度に測定された負荷電流Ｉfiで割って得られるアナログ値ベースの現在抵抗となっている。

選択・書込指令部903は，第２集積回路素子400Bから送信される補正媒介変数の種別を指定するアドレス情報を，一対の直並列変換器904・421を介して送信するとともに，演算制御部901によって算出された，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を各電流検出抵抗50iに対する補正係数として，第２集積回路素子400B内のデータメモリ422に転送書込みするようになっている。

なお，複数の電流検出抵抗50iの環境温度は，通電指令部905から駆動指令信号CNTiを発生し，第２集積回路素子400B内の駆動ゲート回路48iを介して複数の駆動開閉素子45iに対する開閉指令信号DRViを一斉に発生し，その通電デューティを大小又は大中小に設定しておいて標準サンプル負荷104の負荷電流Ｉfiを増減調整することによって調整されるとともに，複数の電流検出抵抗50iに対しては，第１気流調整電磁弁920と噴射ノズルを介して冷気又は暖気を一斉噴射して，速やかに高低又は高中低の複数段階の温度調整が行われるようになっている。

また，定電圧電源410の環境温度は，疑似負荷抵抗910の抵抗値を変更して，この定電圧電源に対する出力電流を増減調整することによって調整されるとともに，この定電圧電源に対して第２気流調整電磁弁930と噴射ノズルを介して冷気又は暖気を噴射して，速やかに高低又は高中低の複数段階の温度調整が行われるようになっている。

複数の電流検出抵抗50i，又は定電圧電源410に対する負荷電流Ｉfiや出力電流の大きさと，第１気流調整電磁弁920又は第２気流調整電磁弁930による気流の適正流量は，目的とする温度に対応して予め実験測定された値が適用されるようになっている。

調整ボード800には，複数の電流検出抵抗50iの少なくともどれか一つに対して，その両端電圧を測定す第１電圧計Ｖ1と，定電圧電源410の電源電圧Ｖbを測定する第５電圧計Ｖ5と，安定化された出力電圧である制御電圧Ｖccの値を測定する第４電圧計Ｖ４とが接続されて，そのアナログ信号電圧は第２ＡＤ変換器909bを介して調整ツール900Bの演算制御部901に入力されるか，又はデジタル計測値が演算制御部901に入力されている。

調整ツール900Bは，第１電圧計Ｖ1の測定値を負荷電流計Ａi1の測定電流で割って電流検出抵抗50iの一つに対する抵抗値Ｒ1を算出するとともに，電流検出電圧Ｖfiを負荷電流計Ａi1の測定電流で割って現在抵抗Ｒtiを算出し、抵抗値Ｒ1と現在抵抗Ｒtiとを対比して，抵抗値Ｒ1のバラツキ変動及び現在抵抗Ｒtiのバラツキ変動の監視データを生成することができるようになっている。

調整ツール900Bはさらに，第５電圧計Ｖ5の測定値と，電源電圧Ｖbに対する分圧電圧である電源検出電圧Ｖbaに対する環境監視電圧Ｖ3の値と，第４電圧計Ｖ４の測定値とを対比して，定電圧電源410の異常の有無と電源検出電圧Ｖbaの異常の有無と，測定値のバラツキ変動の監視データを生成することができるようになっている。

これにより，複数製品間のバラツキ変動を監視して，不良品の有無に関するロット管理を行うことができるようになっている。

以上のとおりに構成された調整ツールを用いて，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出する方法は，図６において説明したとおりである。

但し，図６の工程601においては，調整ツール900Bは開閉指令信号DRViに代わって，駆動指令信号CNTiを発生することによって，複数の標準サンプル負荷104に対して大中小の負荷電流を一斉に通電させるようになっている。

（４）実施の形態２の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり，この発明の実施の形態２による給電制御装置は，直流電源101から給電されて，複数の誘導性負荷104i（i＝１・２・・・m，以下同様）に対して，個別に可変の負荷電流Ｉfiを供給する給電制御装置100Bであって，
この給電制御装置は，プログラムメモリ211と協働するマイクロプロセッサ210を主体として構成された第１集積回路素子200Bと，一対の直並列変換器221・421を介して互いにシリアル接続されて，前記複数の誘導性負荷104iに給電する複数の駆動開閉素子45iを含む第２集積回路素子400Bとが同一筐体内に収納されて，前記複数の駆動開閉素子45iの発生熱は前記筐体に伝熱熱放散するように構成されており，
前記第１集積回路素子200Bは更に，目標電流設定手段241によって決定された前記負荷電流Ｉfiを得るための目標電流Ｉtiに応動して，指令デューティαiが前記目標電流Ｉtiと最大目標電流Ｉmaxとの比率Ｉti／Ｉmaxである前段のパルス幅変調信号である駆動指令信号CNTiを発生して，前記第２集積回路素子400Bによって通電デューティγiとなる前記開閉指令信号DRViを発生する。

そして，前記第２集積回路素子400Bは更に，前記直流電源101の電源電圧Ｖbを降圧して安定化した制御電圧Ｖccを生成して，前記第１集積回路素子200Bに給電する定電圧電源410と，前記誘導性負荷104iのそれぞれと直列接続された電流検出抵抗50iと，この電流検出抵抗の両端電圧を増幅して前記負荷電流Ｉfiに比例した電流検出電圧Ｖfiを発生する複数の電流検出回路47iと，前記パルス幅変調信号に応動して，前記複数の駆動開閉素子45iのそれぞれを断続駆動して，その閉路期間と断続周期との比率である通電デューティγiを可変制御する複数の駆動ゲート回路48iと，前記複数の電流検出抵抗50iの現在温度を個別に検出するか，又は代表して検出する１個又は複数個の抵抗温度検出素子44i0・44iと，前記定電圧電源410の現在温度を検出する電源温度検出素子440とを含む複数の温度センサと，不揮発性のデータメモリ422とを備えている。

そして，前記データメモリ422には，補正媒介変数で指定された環境状態の変動と，前記電流検出抵抗50iと前記電流検出回路47iを含む回路部品の個体バラツキ変動に伴って変動する前記電流検出電圧Ｖfiの値を，前記負荷電流Ｉfiで割って得られる換算等価抵抗の現在抵抗Ｒtiを算出するための，制御特性の補正データが格納されていて，この補正データは運転開始時に前記第１集積回路素子200B内のバッファメモリ222にシリアル送信されており，
前記マイクロプロセッサ210は，前記複数の温度センサによる検出温度，又はこの検出温度と前記電源電圧Ｖbに比例した電源検出電圧Ｖbaを含む前記補正媒介変数となる複数のアナログ信号電圧を，マルチプレクサ430を介して受信してから親側ＡＤ変換器230によってデジタル変換をすることによって，運転中の前記補正媒介変数の現在値を得て，この現在値と前記補正データとを組合わせて，前記パルス幅変調信号のオン/オフデューティを補正するための現在抵抗算出手段242を備えており，
前記データメモリ422には，調整ツール900Bによって演算算出された前記補正データが，前記一対の直並列変換器のうちの子局側の直並列変換器421を介して格納されている。

なお，前記上り監視データは，マルチプレクサ430に代わって，実施の形態３で示すように子側ＡＤ変換器450と一対の直並列変換器421・221を介してマイクロプロセッサ210に送信することもでき，いずれの場合であっても，送信するべき複数の上り監視データの選択は，親局直並列変換器221から子局直並列変換器421に送信される下り制御データSROによって選択されるか，或いは，第１集積回路素子と第２集積回路素子との間に接続された例えば４ビットのデジタル信号回線によって指定することができるものである。

前記第１集積回路素子200Bに設けられた前記マイクロプロセッサ210は，前記目標電流Ｉtiに対して推定された前記現在抵抗Ｒtiを掛けて得られる補正された目標検出電圧Ｖtiと，前記最大目標電流Ｉmaxに対して前記現在抵抗Ｒtiを掛けて得られる最大目標検出電圧Ｖmax＝Ｉmax×Ｒtiとの比率である指令デューティαi＝Ｉti/Ｉmax＝Ｖti/Ｖmaxとなる前記駆動指令信号CNTiを発生するＰＷＭ変換手段245を備え，このＰＷＭ変換手段が発生するパルス幅変調信号である前記駆動指令信号CNTiの信号電源電圧は前記制御電圧Ｖccであり，
前記第２集積回路素子400Bは，前記負荷電流Ｉfiが前記最大目標電流Ｉmaxであるときの前記電流検出電圧Ｖfiの最大値が，前記制御電圧Ｖcc以下となるように制限するとともに，前記駆動指令信号CNTiを平滑回路51iによって平滑して得られる前記目標検出電圧Ｖtiのアナログ変換値と，前記電流検出電圧Ｖfiとを比較して，この比較入力が相互に一致するように前記駆動開閉素子45iの通電デューティγiとなる前記開閉指令信号DRViを発生する負帰還制御回路49iを備え，
前記電流検出電圧Ｖfiの値は，前記補正媒介変数の一部として，前記マルチプレクサ430を介して第２集積回路素子400Bの出力端子に出力されているが，マイクロプロセッサ210はその入力処理は不要であり，この電流検出電圧Ｖfは前記調整ツール900Bにおいて使用されるものとなっている。

以上のとおり，この発明の請求項６に関連し，第２集積回路素子は，マイクロプロセッサから送信された補正目標検出電圧Ｖtiのアナログ変換値と，負帰還制御信号となる電流検出電圧Ｖfiを比較して，これが相互に一致するように駆動開閉素子に対する開閉指令信号を発生し，現在抵抗Ｒtiはデータメモリに格納されている制御特性の補正データと，運転中の現在環境情報に基づいて算出されるようになっている。

従って，補正目標検出電圧Ｖtiと，電流検出電圧Ｖfiとが相互に一致しておれば，目標電流Ｉtiと負荷電流Ｉfiとは一致していることになり，多様な変動誤差の補正を現在抵抗Ｒtiに集約して手軽に補正することができるとともに，負帰還制御は第２集積回路素子内のハードウエアによって行われているので，マイクロプロセッサの高速制御負担が軽減される特徴がある。

また，補正目標検出電圧Ｖtiは駆動指令信号CNTiを平滑することによって少ない信号回線によって下り送信され，補正データを生成するために必要となる電流検出電圧Ｖfiも補正媒介変数の一部として少ない信号回線によって調整ツールに対して上り送信されるので，第１及び第２集積回路素子の端子数を抑制して小型安価に構成することができる特徴がある。

給電制御装置100Bが，第１集積回路素子200Bと協働する第２集積回路素子400Bによって構成され，この第２集積回路素子は複数の誘導性負荷104i（i＝１・２・・・m，以下同様）に対して，個別に可変の負荷電流Ｉfiを供給するための駆動開閉素子45iと，この駆動開閉素子45iを開閉制御する駆動ゲート回路48iと，前記負荷電流Ｉfiを検出する電流検出抵抗50iとを備えていて，この電流検出抵抗50iの両端電圧を増幅して得られる電流検出電圧Ｖfiを前記負荷電流Ｉfiで割って得られる等価抵抗として，適用された回路部品の個体バラツキ変動と，環境温度又は電源電圧の変動によって変動する現在抵抗Ｒti＝Ｖfi/Ｉfiを算出するために，前述した算式（１ｂ）で示された第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は前述した算式（３ｂ）で示された第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出するための給電制御装置に対する制御特性の補正データ生成方法であって，
前記第２集積回路素子400Bの単品を，着脱自在に搭載した調整ボード800と，この調整ボード800を介してこの第２集積回路素子に接続された調整ツール900Bとを備え，
前記調整ボード800には，電圧調整器940を介して直流電源101が接続されて前記第２集積回路素子400Bに給電し，この第２集積回路素子は電流計Ａi1と標準サンプル負荷104との直列回路に対して前記負荷電流Ｉfiを供給するとともに，この第２集積回路素子に設けられた定電圧電源410の出力回路には疑似負荷抵抗910が接続されている。

そして，前記調整ツール900Bは，演算制御部901と，設定表示部902と，選択・書込指令部903と，前記第２集積回路素子400B内の子局側の直並列変換器421とシリアル接続された親局側の直並列変換器904と，前記第２集積回路素子400Bに駆動指令信号CNTiであるパルス幅変調信号を発生する通電指令部905と，前記第２集積回路素子400Bが発生する補正媒介変数の現在値が入力される第１ＡＤ変換器909a及び第２ＡＤ変換器909bと，環境調整部906とを備え，
前記第１ＡＤ変換器909aは，前記第２集積回路素子400Bが発生する制御電圧ＶccをＡＤ基準電圧Ｖrefとして作動し，この第２集積回路素子が送信した前記補正媒介変数の現在値であるアナログ信号電圧Ｖ3をデジタル変換して，前記演算制御部901に入力し，
前記第２ＡＤ変換器909bは，前記電流計Ａi1又は前記電流検出電圧Ｖfiがアナログ信号電圧としてその計測値を発生して，電流検出電圧Ｖfiが前記第２集積回路素子400B内内で負帰還制御に使用されているものである場合に，高精度定電圧電源908が発生する安定化電圧をＡＤ基準電圧Ｖrfとして作動して，測定された負荷電流Ｉfi又は電流検出電圧Ｖfiの値をデジタル変換して前記演算制御部901に入力し，
前記第２ＡＤ変換器909bに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrfは，前記第１ＡＤ変換器909aに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrefよりも高精度であって，前記電流計Ａi1又は前記電流検出電圧Ｖfiがデジタル信号電圧としてその計測値を発生する場合には，そのデジタル計測値がそのまま前記演算制御部901に入力されて，前記第２ＡＤ変換器909bは不要となる。

そして，前記環境調整部906は，前記演算制御部901から前記設定表示部902を介して作動して，前記疑似負荷抵抗910の抵抗値の変更指令と，前記電圧調整器940に対する出力電圧の変更指令と，前記第２集積回路素子400B内に設けられた前記定電圧電源410の環境温度と，前記電流検出抵抗50iの環境温度に対する変更指令を発生する第１ステップを備え，
前記演算制御部901は，前述した算式（１ｂ）又は前述した算式（３ｂ）における抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔi，又は代表温度検出素子44i0による温度検出電圧Ｔi0と，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0と，電源検出電圧Ｖbaと，電流検出電圧Ｖfiの値，及び前記電流計Ａi1で計測された負荷電流Ｉfiの値を補正媒介変数の現在値として読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を未知数とする４個又は５個以上の連立方程式を各電流検出抵抗50i毎に作成し，最小二乗法によって前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出する第２ステップ611を備え，
前記選択・書込指令部903は，前記第２集積回路素子400Bから送信される前記補正媒介変数の種別を指定するアドレス情報を送信するとともに，前記演算制御部901によって算出された，前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を各電流検出抵抗50iに対する補正係数として，前記第２集積回路素子400B内のデータメモリ422に転送書込みする第３ステップ607を備えている。

なお，実施の形態２では，現在抵抗Ｒtiが，ＡＤ変換誤差に対する補正を含まないようになっているので，給電制御装置の実機運転中においては，アナログ信号電圧である電流検出電圧Ｖfiと目標検出電圧Ｖtiとが，ともにＡＤ変換誤差を含まない状態で負帰還制御回路49iに入力されて，高精度な負帰還制御を行うことができるようになっている。

実施の形態３の詳細な説明
（１）構成の詳細な説明
以下，この発明の実施の形態３による給電制御装置の全体回路ブロック図である図１１と，図１１のものの一つの給電回路部に関する詳細回路ブロック図である図１２について，図１，図２のものとの相違点を中心にしてその構成を詳細に説明する。

なお，図１，図２のものは負荷電流Ｉfiに対する負帰還制御を第１集積回路素子200A内のマイクロプロセッサ210によって行っているのに対し，図１１，図１２のものは，負帰還制御が行われておらず，第１集積回路素子200C内に設けられた現在負荷抵抗算出手段247によって算出された負荷抵抗Ｒciを用いて，断続駆動指令手段249によって通電デューティβiとなる開閉指令信号DRViを発生するようになっている。

これに伴って，第２集積回路素子400Cは駆動ゲート回路48iを介して駆動開閉素子45iを断続制御するようになっている。

先ず，図１１において，給電制御装置100Cには，図１の場合と同様に直流電源101，電源リレーの出力接点102，入力センサ群103，図示しない電気負荷群の一部である複数の誘導性負荷104iが接続されている。

また，給電制御装置100Cは，マイクロプロセッサ210を主体とする第１集積回路素子200Cと，各誘導性負荷104iのそれぞれに給電する駆動回路部43iを主体とし，定電圧電源410を包含した第２集積回路素子400Cとによって構成されていて，マイクロプロセッサ210には，この定電圧電源410を介して例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖccが印加されている。

第１集積回路素子200Cと第２集積回路素子400Cとは，図１の場合と同様に，第１集積回路素子200Cを親側とし，第２集積回路素子400Cを子側とする，一対の親局直並列変換器221と子局直並列変換器421とによってシリアル接続されていて，親側の揮発性のバッファメモリ222と子側の不揮発性のデータメモリ422との間でデータ交信を行うとともに，第１集積回路素子200Cは，マイクロプロセッサ210と協働する不揮発性のプログラムメモリ211と演算処理用のＲＡＭメモリ212とを備えている。

第２集積回路素子400C内の定電圧電源410に設けられた電源温度検出素子440が発生する温度検出電圧Ｔ0と，電源電圧Ｖbを分圧抵抗411・412によって分圧して得られた電源検出電圧Ｖbaと，電流検出抵抗50iに対する抵抗温度検出素子44i又は代表温度検出素子44i0が発生する温度検出電圧Ｔi・Ｔi0と，電流検出抵抗50iの両端電圧を増幅して得られる電流検出電圧Ｖfiとは，それぞれ子側AD変換器450となる多チャンネルAD変換器の異なる入力端子に接続されていて，多チャンネルAD変換器は子局直並列変換器421から得られたマイクロプロセッサ210からの選択指令によって，どれか一つのアナログ入力信号を選択し，選択されたアナログ入力信号のデジタル変換値は一対の直並列変換器421・221を介してマイクロプロセッサ210に送信するようになっていて，多チャンネルAD変換器のＡＤ基準電圧Ｖrefとしては，定電圧電源410が発生する制御電圧Ｖccが使用されている。

なお，多チャンネルAD変換器に代わって，図１の場合と同様にマルチプレクサによってアナログ信号の選択を行って，親側ＡＤ変換器によってデジタル変換値をマイクロプロセッサ210に入力することも可能である。

次に，マイクロプロセッサ210による目標印加電圧算出手段248と，第２集積回路素子400Ｃ内の駆動回路部43iと定電圧電源410の詳細回路ブロック図を示した図１２について，その構成を詳細に説明する。

図１２において，定電圧電源410は図２の場合と同様に，直列開閉素子419と比較回路418と分圧抵抗415・416と電源基準電圧417と電源温度検出素子440とによって構成されて，電源電圧Ｖbから安定化された制御電圧Ｖccを生成するようになっている。

駆動回路部43iは，誘導性負荷104iと直列接続された駆動開閉素子45iと，誘導性負荷104iと電流検出抵抗50iとの直列回路に対して並列接続された転流回路素子46iを備えていて，この駆動開閉素子45iは，第１集積回路素子200Cが発生する開閉指令信号DRViに応動する駆動ゲート回路48iを介してその通電率γi＝オン時間/オンオフ周期が制御され，転流回路素子46iは駆動開閉素子45iが開路されているときに閉路して，負荷電流Ifiが転流するようになっている。

印加電圧検出回路53iは，誘導性負荷104iの両端電圧，又は誘導性負荷104iと電流検出抵抗50iとの直列回路に対する両端電圧を測定し，これを平滑コンデンサによって平滑して得られる平均印加電圧Ｖaiとなるアナログ信号電圧を発生する。

この平均印加電圧Ｖaiは，開閉駆動信号DRViの開閉周期よりも大きな平滑時定数を有する平滑コンデンサによって平滑されている。

一方，第１集積回路素子200Cにおいて，マイクロプロセッサ210と協働するプログラムメモリ211は，目標電流設定手段241，現在抵抗算出手段242，負荷電流算出手段246，現在負荷抵抗算出手段247，目標印加電圧算出手段248，断続駆動指令手段249，選択指令手段251となる制御プログラムを備えている。

目標電流設定手段241は，誘導性負荷104iが油圧制御用の比例電磁弁に対するリニアソレノイドである場合には，必要とされる油圧とこれに対応したリニアソレノイドに対する励磁電流とを対比した油圧対電流特性データを参照して目標電流Ｉtiを決定するようになっている。

現在抵抗算出手段242は，第２集積回路素子400Cのデータメモリ422に予め格納されていた補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は補正係数Ｋi1〜Ｋi5を読出しておいて，子側ＡＤ変換器450から送信された温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0)と電源検出電圧Ｖbaとを参照して，現在抵抗Ｒtiを算出するようになっている。

負荷電流算出手段246は，子側ＡＤ変換器450から送信された電流検出電圧Ｖfiの値を，現在抵抗算出手段242によって算出された現在抵抗Ｒtiで割ることによって，負荷電流Ｉfi＝Ｖfi/Ｒtiを算出する。

現在負荷抵抗算出手段247は，第２集積回路素子400Cから送信された平均印加電圧Ｖaiの値を，負荷電流算出手段246によって算出された負荷電流Ｉfiで割ることによって，現在負荷抵抗Ｒci＝Ｖai/Ｉfiを算出するものであるが，その詳細は図１４において後述する。目標印加電圧算出手段248は，現在負荷抵抗算出手段247によって算出された現在負荷抵抗Ｒciと，目標電流設定手段241によって設定された目標電流Ｉtiを掛け合わせて，目標印加電圧Ｖbti＝Ｉti×Ｒciを算出する。

断続駆動指令手段249は，目標印加電圧算出手段248によって算出された目標印加電圧Ｖbtiを子側ＡＤ変換器450から送信された電源検出電圧Ｖbaから逆算される電源電圧Ｖbで割って得られる通電デューティβi＝Ｖbti/Ｖbを算出する。

これにより，断続駆動指令手段249は，その断続周期Ｔに対して閉路期間Ｔon＝βi×Ｔとなるオン/オフパルスを発生することになる。

なお，選択指令手段251は，一対の直並列変換器221・421を介して，子側ＡＤ変換器450に作用して，温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0）と電源検出電圧Ｖbaと電流検出電圧Ｖfiのどれかを順次指定して，指定されたアナログ信号電圧のデジタル変換値は一対の直並列変換器421・221を介してマイクロプロセッサ210に入力されるようになっている。

（２）作用・動作の詳細な説明
以下，図１１・図１２のとおり構成された実施の形態３による給電制御装置について，図１３で示すフローチャートに基づいて，その作用と動作を詳細に説明する。

まず，図１１・図１２において，図示しない電源スイッチが閉路されると，電源リレーの出力接点102が閉路して，給電制御装置100Ｃに電源電圧Ｖbが印加される。

その結果，定電圧電源410が例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧である制御電圧Ｖccを発生して，第１集積回路素子200Ｃを構成するマイクロプロセッサ210が制御動作を開始する。

マイクロプロセッサ210は，入力インタフェース回路300から入力される入力センサ群103の動作状態と，不揮発性のプログラムメモリ211に格納された制御プログラムの内容に応動して，図示しない出力インタフェース回路に接続された図示しない電気負荷群に対する負荷駆動指令信号を発生し，電気負荷群の中の特定の電気負荷である複数の誘導性負荷104iに対しては，駆動開閉素子45iを介してオン/オフ制御を行って，その通電電流を制御するようになっている。

なお，図１１・図１２のものにおいて，電流制御の制御誤差要因となる部位は図３Ａ〜図３Ｄの特性線図で説明したとおりである。

また，第２集積回路素子400Ｃ内のデータメモリ422には，電流検出電圧Ｖfiのデジタル変換値を，負荷電流Ｉfiで割って得られる換算等価抵抗の現在抵抗Ｒtiを算出するために，前述した前述した算式（１ａ）で示された，第１から第４の補正係数Ｋi1からＫi4の内の一部又は全部である複数の係数が制御特性の補正データとして格納されている。

そして，現在抵抗算出手段242は，抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔiの現在値と，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0の現在値と，電源検出電圧Ｖbaの現在値との一部又は全部を読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4の一部又は全部を適用して，前述した算式（１ａ）によって前記現在抵抗Ｒtiを推定算出するようになっている。

なお，データメモリ422に第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5が格納されている場合には，電流検出抵抗50iに対する代表温度検出素子44i0が発生する温度検出電圧Ｔi0を参照して，前述した算式（４ａ）によって現在抵抗Ｒtiを算出するようになっている。

次に，第１集積回路素子200C及び第２集積回路素子400Cの動作説明用フローチャートである図１３について，図４との相違点である1300番台の工程を中心にして説明する。

図１３において，工程1300はマイクロプロセッサ210の動作開始ステップであり，工程1310は論理回路で構成されている第２集積回路素子400Cの制御動作を説明するための等価フローチャートにおける動作開始ステップとなっている。

工程1300に続く工程401a〜工程402d，工程403aと，工程1310に続く工程411aから工程412bは，図４の場合と同じ動作を行うものとなっている。

工程402dに続く工程ブロック1307は，図１２の現在負荷抵抗算出手段247に相当するものであって，その詳細は図１４において後述する。

工程412bに続く工程1317は，第２集積回路素子400Cが平均印加電圧Ｖaiを送信して工程1315bへ移行するステップである。

工程403aがYESの判定を行ったときに実行される工程1308は，図１２の目標印加電圧算出手段248に相当するものであり，ここでは目標印加電圧Ｖbtiが算出されて工程1305aへ移行する。

工程403aがNOの判定を行ったとき，又は工程1308に続く工程1305aは，工程1308で算出された目標印加電圧Ｖbtiと，工程402bで読出記憶された電源検出電圧Ｖbaから逆算される電源電圧Ｖbとの比率である通電デューティβi＝Ｖbti/Ｖbを算出してから工程1305bへ移行するステップである。

工程1305bでは，通電デューティβiに対応した駆動指令信号DRViを発生して動作終了工程1309へ移行する。

工程1309では，他の制御プログラムを実行してから動作開始工程1300へ復帰して，以下同様の制御プログラムを繰返して実行するようになっている。

なお，第２集積回路素子400Cは，工程1315bによって駆動ゲート回路48iを介して駆動開閉素子45iと転流回路素子46iを断続駆動して，工程411aへ復帰するようになっていて，第２集積回路素子400Cは通常は工程1317と工程1315bを繰返して実行していることになる。

また，複数の誘導性負荷104i（ｉ＝１・２・・・ｍ）に対応して，工程402a〜工程ブロック1307において，ｉ＝１〜ｍの繰返し動作が行われ，工程1308でもｉ＝１〜ｍの繰返し動作が行われ，工程1305a〜工程1305bでもｉ＝１〜ｍの繰返し動作が行われるようになっている。

次に，図１３における工程ブロック1307の詳細構成を示す図１４について説明する。

図１４において，工程1400と工程1409は，図１３の工程ブロック1307の動作開始工程と動作終了工程であり，図１３の工程403aがYESの判定を行うと工程1400へ移行し，工程1409に続いて工程1305aへ移行するようになっている。

工程1400に続く工程1401は，誘導性負荷104iの現在負荷抵抗Ｒciを算出するための初回動作であるかどうかを判定し，初回動作であればYESの判定を行って工程1402へ移行し，初回動作でなければNOの判定を行って工程1403へ移行する判定ステップである。

工程1402は現在負荷抵抗Ｒciの値として，所定の基準温度における設計基準抵抗Ｒc0を採用し，ＲＡＭメモリ212で構成された図示しないシフトレジスタに書込み保存して工程1409へ移行するステップである。

工程1403は，工程402bで読出記憶された電流検出電圧Ｖfiの値を，工程402dで算出された電流検出抵抗50iに関する現在抵抗Ｒtiで割って得られる負荷電流Ｉfi＝Ｖfi/Ｒtiを算出して工程1404へ移行するステップである。

工程1404は，工程1403で算出された負荷電流Ｉfiが，所定の最小値以下の値であるかどうかを判定し，最小値以下であればYESの判定を行って工程1405へ移行し，最小値を超過しておればＹＥＳの判定を行って工程１４０６へ移行する判定ステップであり，工程１４０５は工程１４０２で採用された設計基準抵抗Ｒｃ０の値であるか，後述の工程１４０７によって負荷抵抗Ｒｃｉが検出されておれば前回算出された負荷抵抗Ｒciをシフトレジスタに追加書込みして工程1408へ移行するステップである。

工程1406では，平均印加電圧Ｖaiを読み出して工程1407へ移行し，工程1407では，工程1406で読み出された平均印加電圧Ｖaiを，工程1403で算出された負荷電流Ｉfiで割って得られる現在負荷抵抗Ｒci＝Ｖai/Ｉfiを算出して，シフトレジスタに追加書込みして工程1408へ移行し，工程1408では，シフトレジスタに逐次格納された現在負荷抵抗Ｒciの移動平均値を算出して，図１３の工程1308で適用される現在負荷抵抗Ｒciとして工程1409へ移行するようになっている。

なお，図１３の工程402aから工程ブロック1307までの工程は，複数の誘導性負荷104iに対応して順次繰り返して動作して，それぞれの現在負荷抵抗Ｒciが算出されるようになっている。

（３）補正データ生成方法の詳細な説明
以下，図１１・図１２のとおり構成された実施の形態３による給電制御装置について，補正データを生成するための調整ツールの全体構成図である図１５について，図５のものとの相違点を中心にして詳細に説明する。

図１５において，調整ボード800には図示しないソケットを介して第２集積回路素子400Cの単品が着脱自在に搭載されている。

この調整ボード800には，図５の場合と同様に，電圧調整器940を介して直流電源101が接続されて第２集積回路素子400Cに給電し，この第２集積回路素子は電流計Ａi1と標準サンプル負荷104との直列回路に対して負荷電流Ｉfiを供給するとともに，この第２集積回路素子に設けられた定電圧電源410の出力回路には疑似負荷抵抗910が接続されている。

例えば，プログラマブルコントローラによって構成されている調整ツール900Cは，演算制御部901と，設定表示部902と，選択・書込指令部903と，第２集積回路素子400C内の子局側の直並列変換器421とシリアル接続された親局側の直並列変換器904と，駆動ゲート回路48iに対して開閉指令信号DRViを発生する通電指令部905と，第２集積回路素子400Cが発生する補正媒介変数の現在値が入力される第１ＡＤ変換器909a及び第２ＡＤ変換器909bと，環境調整部906とを備えている。

第１ＡＤ変換器909aは，第２集積回路素子400Cが発生する制御電圧ＶccをＡＤ基準電圧Ｖrefとして作動し，この第２集積回路素子が補正媒介変数の現在値をアナログ信号として送信する平均印加電圧Ｖaiをデジタル変換して演算制御部901に入力する。

なお，子側ＡＤ変換器460から出力される温度検出電圧Ｔ0・Ｔi（又はＴi0)，又は電源検出電圧Ｖbaを含む環境データは一対の直並列変換器421・904を介して演算制御部901に入力されている。

第２ＡＤ変換器909bは，電流計Ａi1がアナログ信号電圧を発生するものである場合に適用され，高精度定電圧電源908が発生する安定化電圧をＡＤ基準電圧Ｖrfとして作動して，測定された負荷電流Ｉfiの値をデジタル変換して演算制御部901に入力する。

第２ＡＤ変換器909bに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrfは，第１ＡＤ変換器909aに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrefよりも高精度であって，電流計Ａi1がデジタル信号電圧としてその計測値を発生する場合には，そのデジタル計測値がそのまま演算制御部901に入力されて，この第２ＡＤ変換器909bは不要となる。

環境調整部906は，演算制御部901から設定表示部902を介して作動して，疑似負荷抵抗910の抵抗値の変更指令と，電圧調整器940に対する出力電圧の変更指令と，第２集積回路素子400C内に設けられた定電圧電源410の環境温度と，電流検出抵抗50iの環境温度に対する変更指令を発生する。

演算制御部901は，前述した算式（１ｂ）又は前述した算式（３ｂ）における抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔi，又は代表温度検出素子44i0による温度検出電圧Ｔi0と，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0と，電源検出電圧Ｖbaと，電流検出電圧Ｖfiの値，及び計測された負荷電流Ｉfiの値を補正媒介変数の現在値として読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を未知数とする４個又は５個以上の連立方程式を各電流検出抵抗50i毎に作成し，最小二乗法によって，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出する。

なお，実施の形態３における現在抵抗Ｒtiは，電流検出電圧ＶfiのＡＤ変換後の値を高精度に測定された負荷電流Ｉfiで割って得られるものであるから，ＡＤ基準電圧Ｖrefで作動するＡＤ変換器のＡＤ変換誤差が含まれたものとなっている。

選択・書込指令部903は，第２集積回路素子400Cから送信される補正媒介変数の種別を指定するアドレス情報を，一対の直並列変換器904・421を介して送信するとともに，演算制御部901によって算出された，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を各電流検出抵抗50iに対する補正係数として，第２集積回路素子400C内のデータメモリ422に転送書込みするようになっている。

なお，複数の電流検出抵抗50iの環境温度は，通電指令部905から開閉指令信号DRViを発生し，第２集積回路素子400C内の駆動ゲート回路48iを介して複数の駆動開閉素子45iに対する開閉指令信号DRViを一斉に発生し，その通電デューティを大小又は大中小に設定しておいて標準サンプル負荷104の負荷電流Ｉfiを増減調整することによって調整されるとともに，複数の電流検出抵抗50iに対しては，第１気流調整電磁弁920と噴射ノズルを介して冷気又は暖気を一斉噴射して，速やかに高低又は高中低の複数段階の温度調整が行われるようになっている。

また，定電圧電源410の環境温度は，疑似負荷抵抗910の抵抗値を変更して，この定電圧電源に対する出力電流を増減調整することによって調整されるとともに，この定電圧電源に対して第２気流調整電磁弁930と噴射ノズルを介して冷気又は暖気を噴射して，速やかに高低又は高中低の複数段階の温度調整が行われるようになっている。

複数の電流検出抵抗50i，又は定電圧電源410に対する負荷電流Ｉfiや出力電流の大きさと，第１気流調整電磁弁920又は第２気流調整電磁弁930による気流の適正流量は，目的とする温度に対応して予め実験測定された値が適用されるようになっている。

調整ボード800には，複数の電流検出抵抗50iの少なくともどれか一つに対して，その両端電圧を測定す第１電圧計Ｖ1と，定電圧電源410の電源電圧Ｖbを測定する第５電圧計Ｖ5と，安定化された出力電圧である制御電圧Ｖccの値を測定する第４電圧計Ｖ４とが接続されて，そのアナログ信号電圧は第２ＡＤ変換器909bを介して調整ツール900Cの演算制御部901に入力されるか，又はデジタル計測値が演算制御部901に入力されている。

調整ツール900Cは，第１電圧計Ｖ1の測定値を負荷電流計Ａi1の測定電流で割って電流検出抵抗50iの一つに対する抵抗値Ｒ1を算出するとともに，電流検出電圧Ｖfiを負荷電流計Ａi1の測定電流で割って現在抵抗Ｒtiを算出し、抵抗値Ｒ1と現在抵抗Ｒtiとを対比して，抵抗値Ｒ1のバラツキ変動及び現在抵抗Ｒtiのバラツキ変動の監視データを生成することができるようになっている。

調整ツール900Cはさらに，第５電圧計Ｖ5の測定値と，電源電圧Ｖbに対する分圧電圧である電源検出電圧Ｖbaに対する環境監視電圧Ｖ3の値と，第４電圧計Ｖ４の測定値とを対比して，定電圧電源410の異常の有無と電源検出電圧Ｖbaの異常の有無と，測定値のバラツキ変動の監視データを生成することができるようになっている。

これにより，電源監視電圧Ｖbaの値から電源電圧Ｖbを逆算算出するときに，分圧抵抗411・412のバラツキ変動を校正することができる。

また，複数製品間のバラツキ変動を監視して，不良品の有無に関するロット管理を行うことができるようになっている。

以上のとおりに構成された調整ツールを用いて，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出する方法は，図６において説明したとおりである。

（４）実施の形態３の要点と特徴
以上の説明で明らかなとおり，この発明の実施の形態３による給電制御装置は，直流電源101から給電されて，複数の誘導性負荷104i（i＝１・２・・・m，以下同様）に対して，個別に可変の負荷電流Ｉfiを供給する給電制御装置100Cであって，
この給電制御装置は，プログラムメモリ211と協働するマイクロプロセッサ210を主体として構成された第１集積回路素子200Cと，一対の直並列変換器221・421を介して互いにシリアル接続されて，前記複数の誘導性負荷104iに給電する複数の駆動開閉素子45iを含む第２集積回路素子400Cとが同一筐体内に収納されて，前記複数の駆動開閉素子45iの発生熱は前記筐体に伝熱熱放散するように構成されており，
前記第１集積回路素子200Cは更に，目標電流設定手段241によって決定された前記負荷電流Ｉfiを得るための目標電流Ｉtiに応動して，前記複数の駆動開閉素子45iに対する通電デューティβiを直接指示するパルス幅変調信号である開閉指令信号DRViを発生し，
前記第２集積回路素子400Cは更に，前記直流電源101の電源電圧Ｖbを降圧して安定化した制御電圧Ｖccを生成して，前記第１集積回路素子200Cに給電する定電圧電源410と，前記誘導性負荷104iのそれぞれと直列接続された電流検出抵抗50iと，この電流検出抵抗の両端電圧を増幅して前記負荷電流Ｉfiに比例した電流検出電圧Ｖfiを発生する複数の電流検出回路47iと，前記パルス幅変調信号に応動して，前記複数の駆動開閉素子45iのそれぞれを断続駆動して，その閉路期間と断続周期との比率である通電デューティγiを可変制御する複数の駆動ゲート回路48iと，前記複数の電流検出抵抗50iの現在温度を個別に検出するか，又は代表して検出する１個又は複数個の抵抗温度検出素子44i0・44iと，前記定電圧電源410の現在温度を検出する電源温度検出素子440とを含む複数の温度センサと，不揮発性のデータメモリ422とを備えている。

そして，前記データメモリ422には，補正媒介変数で指定された環境状態の変動と，前記電流検出抵抗50iと前記電流検出回路47iを含む回路部品の個体バラツキ変動に伴って変動する前記電流検出電圧Ｖfiの値を，前記負荷電流Ｉfiで割って得られる換算等価抵抗の現在抵抗Ｒtiを算出するための，制御特性の補正データが格納されていて，この補正データは運転開始時に前記第１集積回路素子200C内のバッファメモリ222にシリアル送信されており，
前記マイクロプロセッサ210は，前記複数の温度センサによる検出温度，又はこの検出温度と前記電源電圧Ｖbに比例した電源検出電圧Ｖbaを含む前記補正媒介変数となる複数のアナログ信号電圧を，送信側で子側ＡＤ変換器450によってデジタル変換を行ってから前記一対の直並列変換器421・221を介して受信した上り監視データによって，運転中の前記補正媒介変数の現在値を得て，この現在値と前記補正データとを組合わせて，前記パルス幅変調信号のオン/オフデューティを補正するための現在抵抗算出手段242を備えており，
前記データメモリ422には，調整ツール900Cによって演算算出された前記補正データが，前記一対の直並列変換器のうちの子局側の直並列変換器421を介して格納されている。

なお，前記上り監視データは，子側ＡＤ変換器と一対の直並列変換器によらないで，実施の形態１で示したように，複数のアナログ信号電圧をマルチプレクサを介して受信してから，親側ＡＤ変換器によてデジタル変換することもでき，いずれの場合であっても，送信するべき複数の上り監視データの選択は，親局直並列変換器221から子局直並列変換器421に送信される下りデータによって選択されるか，或いは，第１集積回路素子と第２集積回路素子との間に接続された例えば４ビットのデジタル信号回線によって指定することができるものである。

前記第１集積回路素子200Cに設けられた前記マイクロプロセッサ210は，前記現在抵抗算出手段242と，負荷電流算出手段246と，現在負荷抵抗算出手段247と目標印加電圧算出手段248と，断続駆動指令手段249とを備え，
前記負荷電流算出手段246は，前記上り監視データとして受信した前記電流検出電圧Ｖfiの値を，前記現在抵抗算出手段242によって算出された前記現在抵抗Ｒtiで割って，負荷電流Ｉfi＝Ｖfi/Ｒtiを算出し，
前記現在負荷抵抗算出手段247は，運転開始時においては前記誘導性負荷104iの負荷基準抵抗Ｒc0を適用し，前記駆動開閉素子45iの複数回の断続動作によって，前記負荷電流算出手段246によって算出された前記負荷電流Ｉfiが安定した後には，前記誘導性負荷104iに対する平均印加電圧Ｖaiを前記負荷電流Ｉfiで割って，現在負荷抵抗Ｒci＝Ｖai/ Ifiを算出し，
前記目標印加電圧算出手段248は，前記目標電流設定手段241によって設定された前記目標電流Ｉtiに対して，前記現在負荷抵抗算出手段247によって算出された前記現在負荷抵抗Ｒciを掛けて得られる目標印加電圧Ｖbti＝Ｉti×Ｒciを算出する。

そして，前記断続駆動指令手段249は，前記目標印加電圧算出手段248によって算出された前記目標印加電圧Ｖbtiと，前記電源電圧Ｖbとの比率である通電デューティβi＝Ｖbti/Ｖbとなる前記開閉指令信号DRViを発生し，
前記第２集積回路素子400Cは，前記開閉指令信号DRViに応動する前記駆動ゲート回路48iを介して前記駆動開閉素子45iを断続駆動するとともに，
前記電流検出電圧Ｖfiの値は，前記補正媒介変数の一部として，前記上り監視データに含まれて前記マイクロプロセッサ210に送信され，
前記平均印加電圧Ｖaiは，断続動作する前記駆動開閉素子45iの出力電圧を平滑コンデンサで平滑する印加電圧検出回路53iの出力電圧であって，この平均印加電圧Ｖaiの値は，ＡＤ変換器23iを介して個別に前記第１集積回路素子200Cに設けられた前記マイクロプロセッサ210に入力されるようになっている。

以上のとおり，この発明の請求項７に関連し，第１集積回路素子に設けられたマイクロプロセッサは，データメモリに格納されている制御特性の補正データと運転中の現在環境情報に基づいて現在抵抗Ｒtiを算出し，この現在抵抗Ｒtiと電流検出電圧Ｖifに基づいて，誘導性負荷の現在負荷抵抗Ｒciを算出し，目標電流Ｉtiと現在負荷抵抗Ｒciの積と電源電圧Ｖbとの比率によって開閉指令信号DRViを発生し，第２集積回路素子は，マイクロプロセッサから送信された開閉指令信号DRViに応動して駆動開閉素子を断続駆動するようになっている。

従って，多様な変動誤差の補正を現在抵抗Ｒtiに集約して手軽に補正することができるとともに，この現在抵抗Ｒtiの値に基づいて現在負荷抵抗Ｒciが算出されているので，負帰還制御によらないで正確な目標負荷電流を得ることができ，負荷抵抗Ｒciは緩慢に変化する値であるためマイクロプロセッサの高速制御負担が軽減され，第２集積回路素子側においても負帰還制御のためのハードウエアが不要となって小型安価となる特徴がある。

また，負荷電流にはオン/オフ制御に伴う脈流電流成分と，負帰還制御による脈流電流成分とが重畳されないので，安定した電流制御を行うことができる特徴がある。

なお，現在抵抗Ｒtiを算出するために必要となる電流検出電圧Ｖfiも補正媒介変数の一部として少ない信号回線によって上り送信されるので，第１及び第２集積回路素子の端子数を抑制して小型安価に構成することができる特徴がある。

給電制御装置100Cが，第１集積回路素子200Cと協働する第２集積回路素子400Cによって構成され，この第２集積回路素子は複数の誘導性負荷104i（i＝１・２・・・m，以下同様）に対して，個別に可変の負荷電流Ｉfiを供給するための駆動開閉素子45iと，この駆動開閉素子45iを開閉制御する駆動ゲート回路48iと，前記負荷電流Ｉfiを検出する電流検出抵抗50iとを備えていて，この電流検出抵抗50iの両端電圧を増幅して得られる電流検出電圧Ｖfiを前記負荷電流Ｉfiで割って得られる等価抵抗として，適用された回路部品の個体バラツキ変動と，環境温度又は電源電圧の変動によって変動する現在抵抗Ｒti＝Ｖfi/Ｉfiを算出するために，前述した算式（１ｂ）で示された第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は前述した算式（３ｂ）で示された第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出するための給電制御装置に対する制御特性の補正データ生成方法であって，
前記第２集積回路素子400Cの単品を，着脱自在に搭載した調整ボード800と，この調整ボード800を介してこの第２集積回路素子に接続された調整ツール900Cとを備え，
前記調整ボード800には，電圧調整器940を介して直流電源101が接続されて前記第２集積回路素子400Cに給電し，この第２集積回路素子は電流計Ａi1と標準サンプル負荷104との直列回路に対して前記負荷電流Ｉfiを供給するとともに，この第２集積回路素子に設けられた定電圧電源410の出力回路には疑似負荷抵抗910が接続されている。

前記調整ツール900Cは，演算制御部901と，設定表示部902と，選択・書込指令部903と，前記第２集積回路素子400C内の子局側の直並列変換器421とシリアル接続された親局側の直並列変換器904と，前記第２集積回路素子400Cに開閉指令信号DRViであるパルス幅変調信号を発生する通電指令部905と，前記第２集積回路素子400Cが発生する補正媒介変数の現在値が入力される第１ＡＤ変換器909a及び第２ＡＤ変換器909bと，環境調整部906とを備え，
前記第１ＡＤ変換器909aは，前記第２集積回路素子400Cが発生する制御電圧ＶccをＡＤ基準電圧Ｖrefとして作動し，この第２集積回路素子が送信した前記補正媒介変数の現在値であるアナログ信号電圧Ｖaiをデジタル変換して，前記演算制御部901に入力し，
前記第２ＡＤ変換器909bは，前記電流計Ａi1がアナログ信号電圧としてその計測値を発生して，高精度定電圧電源908が発生する安定化電圧をＡＤ基準電圧Ｖrfとして作動して，測定された負荷電流Ｉfiの値をデジタル変換して前記演算制御部901に入力し，
前記第２ＡＤ変換器909bに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrfは，前記第１ＡＤ変換器909aに印加されるＡＤ基準電圧Ｖrefよりも高精度であって，前記電流計Ａi1がデジタル信号電圧としてその計測値を発生する場合には，そのデジタル計測値がそのまま前記演算制御部901に入力されて，前記第２ＡＤ変換器909bは不要となる。

前記環境調整部906は，前記演算制御部901から前記設定表示部902を介して作動して，前記疑似負荷抵抗910の抵抗値の変更指令と，前記電圧調整器940に対する出力電圧の変更指令と，前記第２集積回路素子400C内に設けられた前記定電圧電源410の環境温度と，前記電流検出抵抗50iの環境温度に対する変更指令を発生する第１ステップ610を備え，
前記演算制御部901は，前述した算式（１ｂ）又は前述した算式（３ｂ）における抵抗温度検出素子44iによる温度検出電圧Ｔi，又は代表温度検出素子44i0による温度検出電圧Ｔi0と，電源温度検出素子440による温度検出電圧Ｔ0と，電源検出電圧Ｖbaと，電流検出電圧Ｖfiの値，及び前記電流計Ａi1で計測された負荷電流Ｉfiの値を補正媒介変数の現在値として読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を未知数とする４個又は５個以上の連立方程式を各電流検出抵抗50i毎に作成し，最小二乗法によって前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出する第２ステップ611を備え，
前記選択・書込指令部903は，前記第２集積回路素子400Cから送信される前記補正媒介変数の種別を指定するアドレス情報を送信するとともに，前記演算制御部901によって算出された，前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を各電流検出抵抗50iに対する補正係数として，前記第２集積回路素子400C内のデータメモリ422に転送書込みする第３ステップ607を備えている。

なお，実施の形態３では，現在抵抗Ｒtiが，ＡＤ変換誤差に対する補正を含んだものとなっているので，給電制御装置の実機運転中においては，電流検出電圧Ｖfiと平均印加電圧Ｖaiとが，共通のＡＤ変換誤差を均等に含んだ状態で断続駆動指令手段249に入力されて，高精度な不帰還制御を行うことができるようになっている。

以上の説明において、各図中、同一符合は同一または相当部分を示している。また、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を適宜、変形、省略、組み合わせることができる。

特に，実施の形態１〜３で使用される第２集積回路素子４００Ａ・４００Ｂ・４００Ｃは，共通部分に対して非共通部分を合成して，選択使用ができるようにした共通の１種類の集積回路素子とし，同様に第１集積回路素子２００Ａ・２００Ｂ・２００Ｃも，ハードウエアに関する共通部分に対して非共通部分を合成した共通の１種類の集積回路素子として，プログラムメモリ２１１に格納される制御プログラムの相違によって各実施の形態に対応するように共用化を図ることができるものである。

１００Ａ〜１００Ｃ 給電制御装置、１０１ 直流電源（車載バッテリ）、１０４ 標準サンプル負荷、１０４ｉ 誘導性負荷（ｉ＝１〜ｍ）、２００Ａ〜２００Ｃ 第１集積回路素子、２１０ マイクロプロセッサ（ＣＰＵ）、２１１ プログラムメモリ（ＰＧＭ）、２２１ 直並列変換器（親局）、２２２ バッファメモリ、２３０ 親側ＡＤ変換器、２３ｉ ＡＤ変換器（ｉ＝１〜ｍ）、２４１ 目標電流設定手段、２４２ 現在抵抗算出手段、２４４ 負帰還制御手段、２４５ ＰＷＭ変換手段、２４６ 負荷電流算出手段、２４７ 現在負荷抵抗算出手段、２４８ 目標印加電圧算出手段、２４９ 断続駆動指令手段、４００Ａ〜４００Ｃ 第２集積回路素子、４１０ 定電圧電源、４２１ 直並列変換器（子局）、４２２ データメモリ（不揮発性）、４３０ マルチプレクサ、４３ｉ 駆動回路部（ｉ＝１〜ｍ）、４４０ 電源温度検出素子、４４ｉ 抵抗温度検出素子（ｉ＝１〜ｍ）、４４ｉ０ 代表温度検出素子、４５０ 子側ＡＤ変換器、４５ｉ 駆動開閉素子（ｉ＝１〜ｍ）、４６ｉ 転流回路素子（ｉ＝１〜ｍ）、４７ｉ 電流検出回路（ｉ＝１〜ｍ）、４８ｉ 駆動ゲート回路（ｉ＝１〜ｍ）、４９ｉ 負帰還制御回路（ｉ＝１〜ｍ）、５０ｉ 電流検出抵抗、５１ｉ 平滑回路、５３ｉ 印加電圧検出回路、６０７ 第３ステップ、６１０ 第１ステップ、６１１ 第２ステップ、８００ 調整ボード、９００Ａ〜９００Ｃ 調整ツール、９０１ 演算制御部、９０２ 設定表示部、９０３ 選択・書込指令部、９０４ 直並列変換器、９０５ 通電指令部、９０６ 環境調整部、９０８ 高精度定電圧電源、９０９ａ 第１ＡＤ変換器、９０９ｂ 第２ＡＤ変換器、９１０ 疑似負荷抵抗、９２０ 第１気流調整電磁弁、９３０ 第２気流調整電磁弁、９４０ 電圧調整器、Ａｉ１ 負荷電流計、ＣＮＴｉ 駆動指令信号（ｉ＝１〜ｍ）、ＤＲＶｉ 開閉指令信号（ｉ＝１〜ｍ）、Ｋｉ１〜Ｋｉ５ 第１〜第５の補正係数、Ｉｆｉ 負荷電流（ｉ＝１〜ｍ）、Ｉｍａｘ 最大目標電流、Ｉｔｉ 目標電流（ｉ＝１〜ｍ）、Ｒ０ 設計基準抵抗、Ｒｃ０ 負荷基準抵抗、Ｒｃｉ 現在負荷抵抗、Ｒｔｉ 現在抵抗（ｉ＝１〜ｍ）、Ｖ３ 環境監視電圧、Ｖａｉ 平均印加電圧、Ｖｂ 電源電圧、Ｖｂａ 電源検出電圧、Ｖｂｔｉ 目標印加電圧、Ｖｃｃ 制御電圧、Ｖｆｉ 電流検出電圧（ｉ＝１〜ｍ）、Ｖｒｅｆ、Ｖｒｆ ＡＤ基準電圧、Ｖｔｉ 目標検出電圧（ｉ＝１〜ｍ）、αｉ 指令デューティ、βｉ 通電デューティ、γｉ 通電デューティ、Ｇ０ 増幅率の設計基準値、Ｔｉ、Ｔ０ 温度検出電圧、Ｔｉ０ 温度検出電圧、Ｖｍａｘ 最大目標検出電圧。

Claims (10)

1. 直流電源から給電されて，複数の誘導性負荷に対して，個別に可変の負荷電流Ｉfi（ｉ＝１・２・・・ｍ，以下同様）を供給する給電制御装置であって，
   この給電制御装置は，プログラムメモリと協働するマイクロプロセッサを主体として構成された第１集積回路素子と，一対の直並列変換器を介して互いにシリアル接続されて，前記複数の誘導性負荷に給電する複数の駆動開閉素子を含む第２集積回路素子とが同一筐体内に収納されて，前記複数の駆動開閉素子の発生熱は前記筐体に伝熱熱放散するように構成されており，
   前記第１集積回路素子は更に，目標電流設定手段によって決定された前記負荷電流Ｉfiを得るための目標電流Ｉtiに応動して，前記複数の駆動開閉素子に対する通電デューティγi・βiを直接指示するパルス幅変調信号である開閉指令信号DRViであるか，又は，指令デューティαiが前記目標電流Ｉtiと最大目標電流Ｉmaxとの比率Ｉti／Ｉmaxである前段のパルス幅変調信号である駆動指令信号CNTiを発生して，前記第２集積回路素子によって通電デューティγiとなる前記開閉指令信号DRViを発生し，
   前記第２集積回路素子は更に，前記直流電源の電源電圧Ｖbを降圧して安定化した制御電圧Ｖccを生成して，前記第１集積回路素子に給電する定電圧電源と，前記誘導性負荷のそれぞれと直列接続された電流検出抵抗と，この電流検出抵抗の両端電圧を増幅して前記負荷電流Ｉfiに比例した電流検出電圧Ｖfiを発生する複数の電流検出回路と，前記パルス幅変調信号に応動して，前記複数の駆動開閉素子のそれぞれを断続駆動して，その閉路期間と断続周期との比率である通電デューティγiを可変制御する複数の駆動ゲート回路と，前記複数の電流検出抵抗の現在温度を個別に検出するか，又は代表して検出する１個又は複数個の抵抗温度検出素子と，前記定電圧電源の現在温度を検出する電源温度検出素子とを含む複数の温度センサと，不揮発性のデータメモリとを備え，
   前記データメモリには，補正媒介変数で指定された環境状態の変動と，前記電流検出抵抗と前記電流検出回路を含む回路部品の個体バラツキ変動に伴って変動する前記電流検出電圧Ｖfiの値を，前記負荷電流Ｉfiで割って得られる換算等価抵抗の現在抵抗Ｒtiを算出するための，制御特性の補正データが格納されていて，この補正データは運転開始時に前記第１集積回路素子内のバッファメモリにシリアル送信されており，
   前記マイクロプロセッサは，前記複数の温度センサによる検出温度，又はこの検出温度と前記電源電圧Ｖbに比例した電源検出電圧Ｖbaを含む前記補正媒介変数となる複数のアナログ信号電圧を，マルチプレクサを介して受信してから親側ＡＤ変換器によってデジタル変換することによって，又は，送信側で子側ＡＤ変換器によってデジタル変換を行ってから前記一対の直並列変換器を介して受信した上り監視データによって，運転中の前記補正媒介変数の現在値を得て，この現在値と前記補正データとを組合わせて，前記パルス幅変調信号のオン/オフデューティを補正するための現在抵抗算出手段を備えており，
   前記データメモリには，調整ツールによって演算算出された前記補正データが，前記一対の直並列変換器のうちの子局側の直並列変換器を介して格納されている
   給電制御装置。
2. 前記電流検出電圧Ｖfiは，前記電流検出抵抗の両端電圧を前記電流検出回路に設けられた増幅器によって増幅して得られたものであり，前記親側ＡＤ変換器及び前記子側ＡＤ変換器には，ＡＤ基準電圧Ｖrefとして前記定電圧電源が発生する前記制御電圧Ｖccが使用されていて，アナログ入力信号電圧が前記ＡＤ基準電圧Ｖrefと合致しているときに，ＡＤ変換器の分解能で定まるフルスケールのデジタル出力を発生し，
   前記データメモリには，前記現在抵抗Ｒtiと前記電流検出抵抗自体の基準環境における設計基準抵抗Ｒ0との関係式である算式（１ａ）で示された，第１から第４の補正係数Ｋi1からＫi4の内の一部又は全部である複数の係数が前記制御特性の補正データとして格納されており，
   Ｒti＝（ki1×Ｔi＋ｋi2×Ｔ0＋ｋi3×Ｖba＋ki4）×Ｇ0×Ｒ0
   ＝Ｋi1×Ｔi＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4 ・・・・（１ａ）
   前記算式（１ａ）において，Ｇ0は前記電流検出回路における増幅率の設計基準値であり，定数ki1は前記抵抗温度検出素子による温度検出電圧Ｔiの補正係数であり，定数ｋi2は前記電源温度検出素子による温度検出電圧Ｔ0の補正係数であり，定数ｋi3は前記電流検出抵抗が前記誘導性負荷の上流位置に接続されている場合に，前記電流検出回路で発生するコモン電圧誤差の補正係数であり，定数ki4はその他のオフセット誤差成分となっていて，前記算式（１ａ）で示された前記現在抵抗Ｒtiは，前記電流検出回路による増幅後の値に換算されていて，この現在抵抗Ｒtiに前記負荷電流Ｉfiを掛け合わせると前記電流検出電圧Ｖfiとなるものであり，
   前記マイクロプロセッサは，前記抵抗温度検出素子による温度検出電圧Ｔiの現在値と，前記電源温度検出素子による温度検出電圧Ｔ0の現在値と，前記電源検出電圧Ｖbaの現在値との一部又は全部を読出して，前記第１から第４の補正係数Ｋi1からＫi4の一部又は全部を適用して，前記算式（１ａ）によって前記現在抵抗Ｒtiを推定算出する前記現在抵抗算出手段を備えている
   請求項１に記載の給電制御装置。
3. 前記複数の電流検出抵抗が密集配置されていて，前記抵抗温度検出素子が全ての前記電流検出抵抗の現在温度を代表して，温度検出電圧Ｔi0を発生する１個の代表温度検出素子となっている場合において，前記算式（１ａ）における各電流検出抵抗に対する温度検出電圧Ｔiは，前記負荷電流Ｉfiによる発熱を考慮した定数ki5を適用した算式（２）によって算出され，
   Ｔi＝Ｔi0＋ki5×Ifi^２ ・・・・・（２）
   前記現在抵抗Ｒtiは，前記算式（１ａ）に前記算式（２）を代入した算式（３ａ）によって算出され，
   Ｒti＝［ki1×（Ｔi0＋ki5×Ｉfi²）＋ｋi2×Ｔ0＋ｋi3×Ｖba＋ki4）］×Ｇ0×Ｒ0
   ＝Ｋi1×Ｔi0＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＋Ｋi5×Ｉfi² ・・（３ａ）
   但し，Ｋi5＝ki1×ｋi5×Ｇ0×Ｒ0
   前記現在抵抗算出手段は，前記代表温度検出素子による前記温度検出電圧Ｔi0の現在値と，前記電源温度検出素子による温度検出電圧Ｔ0の現在値と，前記電源検出電圧Ｖbaの現在値との一部又は全部を読出すとともに，前記第１から第５の補正係数Ｋi1からＫi5の一部又は全部を適用して，算式（４ａ）によって前記現在抵抗Ｒtiを推定算出し，
   Ｒti＝Ｋi1×Ｔi0＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＋Ｋi5×Ｉti² ・・・・（４ａ）
   前記算式（４ａ）においては，前記算式（３ａ）式における負荷電流Ｉfiに代わって，これと近似している目標電流Ｉtiが適用されている
   請求項２に記載の給電制御装置。
4. 前記現在抵抗算出手段は更に，前記目標電流Ｉtiの時系列データを格納するシフトレジスタを備え，前記算式（４ａ）で適用される前記目標電流Ｉtiは，実機筐体内に搭載されているときの，前記電流検出抵抗の熱時定数に相当する最新の所定時間における，二乗電流値の移動平均値が適用される
   請求項３に記載の給電制御装置。
5. 前記電流検出電圧Ｖfiの値は，ＡＤ変換器を介して個別に前記第１集積回路素子に設けられた前記マイクロプロセッサに入力され，前記マイクロプロセッサは，前記目標電流Ｉtiに対して推定された前記現在抵抗Ｒtiを掛けて得られる補正された目標検出電圧Ｖtiと，前記電流検出電圧Ｖfiのデジタル値を比較して，この比較入力が相互に一致するように前記駆動開閉素子の通電デューティγiとなる前記開閉指令信号DRViを発生する負帰還制御手段を備え，
   前記第２集積回路素子は，前記開閉指令信号DRViに応動する前記駆動ゲート回路を介して前記駆動開閉素子を断続駆動する
   請求項２から４のいずれか１項に記載の給電制御装置。
6. 前記第１集積回路素子に設けられた前記マイクロプロセッサは，前記目標電流Ｉtiに対して推定された前記現在抵抗Ｒtiを掛けて得られる補正された目標検出電圧Ｖtiと，前記最大目標電流Ｉmaxに対して前記現在抵抗Ｒtiを掛けて得られる最大目標検出電圧Ｖmax＝Ｉmax×Ｒtiとの比率である指令デューティαi＝Ｉti/Ｉmax＝Ｖti/Ｖmaxとなる前記駆動指令信号CNTiを発生するＰＷＭ変換手段を備え，このＰＷＭ変換手段が発生するパルス幅変調信号である前記駆動指令信号CNTiの信号電源電圧は前記制御電圧Ｖccであり，
   前記第２集積回路素子は，前記負荷電流Ｉfiが前記最大目標電流Ｉmaxであるときの前記電流検出電圧Ｖfiの最大値が，前記制御電圧Ｖcc以下となるように制限するとともに，前記駆動指令信号CNTiを平滑回路によって平滑して得られる前記目標検出電圧Ｖtiのアナログ変換値と，前記電流検出電圧Ｖfiとを比較して，この比較入力が相互に一致するように前記駆動開閉素子の通電デューティγiとなる前記開閉指令信号DRViを発生する負帰還制御回路を備え，
   前記電流検出電圧Ｖfiの値は，前記補正媒介変数の一部として，前記マルチプレクサを介して第２集積回路素子の出力端子に出力されているが，マイクロプロセッサはその入力処理は不要であり，この電流検出電圧Ｖfは前記調整ツールにおいて使用される
   請求項２から４のいずれか１項に記載の給電制御装置。
7. 前記第１集積回路素子に設けられた前記マイクロプロセッサは，前記現在抵抗算出手段と，負荷電流算出手段と，現在負荷抵抗算出手段と目標印加電圧算出手段と，断続駆動指令手段とを備え，
   前記負荷電流算出手段は，前記上り監視データとして受信した前記電流検出電圧Ｖfiの値を，前記現在抵抗算出手段によって算出された前記現在抵抗Ｒtiで割って，負荷電流Ｉfi＝Ｖfi/Ｒtiを算出し，
   前記現在負荷抵抗算出手段は，運転開始時においては前記誘導性負荷の負荷基準抵抗Ｒc0を適用し，前記駆動開閉素子の複数回の断続動作によって，前記負荷電流算出手段によって算出された前記負荷電流Ｉfiが安定した後には，前記誘導性負荷に対する平均印加電圧Ｖaiを前記負荷電流Ｉfiで割って，現在負荷抵抗Ｒci＝Ｖai/ Ifiを算出し，
   前記目標印加電圧算出手段は，前記目標電流設定手段によって設定された前記目標電流Ｉtiに対して，前記現在負荷抵抗算出手段によって算出された前記現在負荷抵抗Ｒciを掛けて得られる目標印加電圧Ｖbti＝Ｉti×Ｒciを算出し，
   前記断続駆動指令手段は，前記目標印加電圧算出手段によって算出された前記目標印加電圧Ｖbtiと，前記電源電圧Ｖbとの比率である通電デューティβi＝Ｖbti/Ｖbとなる前記開閉指令信号DRViを発生し，
   前記第２集積回路素子は，前記開閉指令信号DRViに応動する前記駆動ゲート回路を介して前記駆動開閉素子を断続駆動するとともに，
   前記電流検出電圧Ｖfiの値は，前記補正媒介変数の一部として，前記上り監視データに含まれて前記マイクロプロセッサに送信され，
   前記平均印加電圧Ｖaiは，断続動作する前記駆動開閉素子の出力電圧を平滑コンデンサで平滑する印加電圧検出回路の出力電圧であって，この平均印加電圧Ｖaiの値は，ＡＤ変換器を介して個別に前記第１集積回路素子に設けられた前記マイクロプロセッサに入力される
   請求項２から４のいずれか１項に記載の給電制御装置。
8. 前記第２集積回路素子は更に，前記複数の誘導性負荷と，それぞれの上流位置又は下流位置に直列接続された前記電流検出抵抗との直列回路に対して並列接続された転流回路素子を備え，
   前記転流回路素子と前記駆動開閉素子とは，互いに直列接続されたＰチャネル型又はＮチャネル型の電界効果型のトランジスタであって，
   前記駆動開閉素子が前記誘導性負荷の上流位置に接続されているときには，その内部寄生ダイオードのカソード端子は，下流位置に接続されている前記転流回路素子の内部寄生ダイオードのアノード端子と接続され，
   前記駆動開閉素子が前記誘導性負荷の下流位置に接続されているときには，その内部寄生ダイオードのアノード端子は，上流位置に接続されている前記転流回路素子の内部寄生ダイオードのカソード端子と接続され，
   前記駆動ゲート回路は，前記駆動開閉素子が閉路駆動する前に前記転流回路素子の駆動を停止し，前記駆動開閉素子の閉路駆動を停止した後に前記転流回路素子を閉路駆動して，その内部寄生ダイオードの導通方向と同じ方向に導通駆動する
   請求項１から７のいずれか１項に記載の給電制御装置。
9. 給電制御装置が，第１集積回路素子と協働する第２集積回路素子によって構成され，この第２集積回路素子は複数の誘導性負荷に対して，個別に可変の負荷電流Ｉfi（i＝１・２・・・m，以下同様）を供給するための駆動開閉素子と，この駆動開閉素子を開閉制御する駆動ゲート回路と，前記負荷電流Ｉfiを検出する電流検出抵抗とを備えていて，この電流検出抵抗の両端電圧を増幅して得られる電流検出電圧Ｖfiを前記負荷電流Ｉfiで割って得られる等価抵抗として，適用された回路部品の個体バラツキ変動と，環境温度又は電源電圧の変動によって変動する現在抵抗Ｒti＝Ｖfi/Ｉfiを算出するために，算式（１ｂ）で示された第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は算式（３ｂ）で示された第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出するための給電制御装置に対する制御特性の補正データ生成方法であって，
   Ｋi1×Ｔi＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＝Ｖfi/Ifi ・・・・・・・（１ｂ）
   Ｋi1×Ｔi0＋Ｋi2×Ｔ0＋Ｋi3×Ｖba＋Ｋi4＋Ｋi5×Ｉfi²＝Ｖfi/Ifi ・・（３ｂ）
   前記第２集積回路素子の単品を，着脱自在に搭載した調整ボードと，この調整ボードを介してこの第２集積回路素子に接続された調整ツールとを備え，
   前記調整ボードには，電圧調整器を介して直流電源が接続されて前記第２集積回路素子に給電し，この第２集積回路素子は電流計Ａi1と標準サンプル負荷との直列回路に対して前記負荷電流Ｉfiを供給するとともに，この第２集積回路素子に設けられた定電圧電源の出力回路には疑似負荷抵抗が接続され，
   前記調整ツールは，演算制御部と，設定表示部と，選択・書込指令部と，前記第２集積回路素子内の子局側の直並列変換器とシリアル接続された親局側の直並列変換器と，前記第２集積回路素子に開閉指令信号DRVi又は駆動指令信号CNTiであるパルス幅変調信号を発生する通電指令部と，前記第２集積回路素子が発生する補正媒介変数の現在値が入力される第１ＡＤ変換器及び第２ＡＤ変換器と，環境調整部とを備え，
   前記第１ＡＤ変換器は，前記第２集積回路素子が発生する制御電圧ＶccをＡＤ基準電圧Ｖrefとして作動し，この第２集積回路素子が送信した前記補正媒介変数の現在値であるアナログ信号電圧Ｖfi・Ｖ3・Ｖaiをデジタル変換して，前記演算制御部に入力し，
   前記第２ＡＤ変換器は，前記電流計Ａi1又は前記電流検出電圧Ｖfiがアナログ信号電圧としてその計測値を発生して，電流検出電圧Ｖfiが前記第２集積回路素子内で負帰還制御に使用されているものである場合に，高精度定電圧電源が発生する安定化電圧をＡＤ基準電圧Ｖrfとして作動して，測定された負荷電流Ｉfi又は電流検出電圧Ｖfiの値をデジタル変換して前記演算制御部に入力し，
   前記第２ＡＤ変換器に印加されるＡＤ基準電圧Ｖrfは，前記第１ＡＤ変換器に印加されるＡＤ基準電圧Ｖrefよりも高精度であって，前記電流計Ａi1又は前記電流検出電圧Ｖfiがデジタル信号電圧としてその計測値を発生する場合には，そのデジタル計測値がそのまま前記演算制御部に入力されて，前記第２ＡＤ変換器は不要となり，
   前記環境調整部は，前記演算制御部から前記設定表示部を介して作動して，前記疑似負荷抵抗の抵抗値の変更指令と，前記電圧調整器に対する出力電圧の変更指令と，前記第２集積回路素子内に設けられた前記定電圧電源の環境温度と，前記電流検出抵抗の環境温度に対する変更指令を発生する第１ステップを備え，
   前記演算制御部は，前記算式（１ｂ）又は前記算式（３ｂ）における抵抗温度検出素子による温度検出電圧Ｔi，又は代表温度検出素子による温度検出電圧Ｔi0と，電源温度検出素子による温度検出電圧Ｔ0と，電源検出電圧Ｖbaと，電流検出電圧Ｖfiの値，及び前記電流計Ａi1で計測された負荷電流Ｉfiの値を補正媒介変数の現在値として読出して，第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を未知数とする４個又は５個以上の連立方程式を各電流検出抵抗毎に作成し，最小二乗法によって前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を算出する第２ステップを備え，
   前記選択・書込指令部は，前記第２集積回路素子から送信される前記補正媒介変数の種別を指定するアドレス情報を送信するとともに，前記演算制御部によって算出された，前記第１から第４の補正係数Ｋi1〜Ｋi4，又は前記第１から第５の補正係数Ｋi1〜Ｋi5を各電流検出抵抗に対する補正係数として，前記第２集積回路素子内のデータメモリに転送書込みする第３ステップを備えている
   給電制御装置に対する制御特性の補正データ生成方法。
10. 前記第１ステップにおいて，前記複数の電流検出抵抗の環境温度は，前記通電指令部から前記複数の駆動開閉素子に対する前記パルス幅変調信号DRVi・CNTiを一斉に発生し，その通電デューティを大小又は大中小に設定しておいて前記標準サンプル負荷の負荷電流Ｉfiを増減調整することによって調整されるとともに，前記複数の電流検出抵抗に対しては，第１気流調整電磁弁と噴射ノズルを介して冷気又は暖気を一斉噴射して，速やかに高低又は高中低の複数段階の温度調整が行われ，
    前記定電圧電源の環境温度は，前記疑似負荷抵抗の抵抗値を変更して，この定電圧電源に対する出力電流を増減調整することによって調整されるとともに，この定電圧電源に対して第２気流調整電磁弁と噴射ノズルを介して冷気又は暖気を噴射して，速やかに高低又は高中低の複数段階の温度調整が行われ，
    前記複数の電流検出抵抗，又は前記定電圧電源に対する負荷電流Ｉfiや出力電流の大きさと，前記第１気流調整電磁弁又は前記第２気流調整電磁弁による気流の適正流量は，目的とする温度に対応して予め実験測定された値が適用される
    請求項９に記載の給電制御装置に対する制御特性の補正データ生成方法。

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