JP5617005B2 - マルチモードアンテナ構造 - Google Patents

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関連出願の引用
本願は、「マルチモードアンテナ構造」と題された2007年4月20日付けで出願された米国特許仮出願第60/925,394号と、こちらも「マルチモードアンテナ構造」と題された2007年5月8日付けで出願された米国特許仮出願第60/916,655号とに基づく「マルチモードアンテナ構造」と題された2007年6月27日付けで出願された米国特許一部継続出願第11/769,565号の米国特許一部継続出願であり、3件全てを引用して援用する。
本発明は、一般に無線通信装置に関わり、より詳しくはそうした装置で使用されるアンテナに関する。
関連技術
多くの通信装置は、近接して実装され（すなわち、波長の1/4未満で離間した）、同一の周波数帯域内で同時に動作可能な複数のアンテナを備えている。こうした通信装置の一般的な例としては、携帯ハンドセット、携帯個人情報端末（PDA）、及びパーソナルコンピュータ(PC)用の無線ネットワークデバイス又はデータカードなどの携帯用通信製品がある。多くのシステムアーキテクチャ(例えばマイモ(MIMO))や移動無線通信装置用の標準プロトコル(例えば、無線LAN用の802.11nや、802.16e(WiMAX)、HSDPA、及び1xEVDOなどの3Gデータ通信)、は同時に動作する多くのアンテナを必要とする。
本発明の1つ又は複数の実施形態は、通信装置において電磁信号を送受信するマルチモードアンテナ構造体に関する。前記通信装置は、前記アンテナ構造体で送受信される信号を処理するための回路を含む。前記アンテナ構造体は、所与の周波数範囲で最適に動作するよう構成されている。前記アンテナ構造体は、前記回路に動作可能に結合された複数のアンテナポートと、それぞれが該アンテナポートの異なる1つに動作可能に結合された複数のアンテナ素子とを含む。前記複数のアンテナ素子それぞれは、前記所与の周波数範囲内で最適に動作するために選択された電気的長さを備えるよう構成されている。前記アンテナ構造体は、前記アンテナ素子を電気的に接続する1つ又は複数の接続素子を含み、1つのアンテナ素子上の電流が、1つの接続された隣接アンテナ素子に流れ、且つ該隣接アンテナ素子に結合された前記アンテナポートを概ね迂回するようになっている。前記1つのアンテナ素子及び前記隣接アンテナ素子を流れる前記電流は大きさが概ね等しく、前記アンテナポートに接続された減結合回路網を使用しなくても、所与の所望信号周波数範囲において、1つのアンテナポートにより励振されるアンテナモードが別のアンテナポートにより励振されるモードから概ね電気的に分離され、且つ前記アンテナ構造体が多様なアンテナパターンを生成する。
本発明の1つ又は複数の更なる実施形態は、通信装置において電磁信号を送受信するマルチモードアンテナ構造体であって、アンテナパターン制御機構を含むマルチモードアンテナ構造体に関する。前記通信装置は、前記アンテナ構造体で送受信される信号を処理するための回路を含む。前記アンテナ構造体は、前記回路に動作可能に結合された複数のアンテナポートと、それぞれが該アンテナポートの異なる1つに動作可能に結合された複数のアンテナ素子とを含む。前記アンテナ構造体は、前記アンテナ素子を電気的に接続する1つ又は複数の接続素子を含み、1つのアンテナ素子上の電流が、1つの接続された隣接アンテナ素子に流れ、且つ該隣接アンテナ素子に結合された前記アンテナポートを概ね迂回するようになっている。前記1つのアンテナ素子及び前記隣接アンテナ素子を流れる前記電流は大きさが概ね等しく、所与の所望信号周波数範囲において、1つのアンテナポートにより励振されるアンテナモードが別のアンテナポートにより励振されるモードから概ね電気的に分離され、且つ前記アンテナ構造体が多様なアンテナパターンを生成する。前記アンテナ構造体は前記複数のアンテナポートに動作可能に結合されたアンテナパターン制御機構であって、隣接するアンテナポートに与えられる信号間の相対的な位相を調節するためのアンテナパターン制御機構も含み、前記1つのアンテナポートに与えられる信号が、前記隣接するアンテナポートに与えられる信号と異なる位相を備えるようにしてアンテナパターンを制御する。
本発明の1つ又は複数の実施形態は、電磁信号を送受信する通信装置においてマルチモードアンテナ構造体のアンテナパターンを制御するための方法に関する。前記方法は、(a)前記アンテナ構造体及び、該アンテナ構造体で送受信される信号を処理する回路を含む通信装置を用意する段階であって、該アンテナ構造体が、前記回路に動作可能に結合された複数のアンテナポートと、それぞれが該アンテナポートの異なる1つに動作可能に結合された複数のアンテナ素子と、該アンテナ素子を電気的に接続する1つ又は複数の接続素子であって、1つのアンテナ素子上の電流が、1つの接続された隣接アンテナ素子に流れ、且つ該隣接アンテナ素子に結合された前記アンテナポートを概ね迂回するようになっており、前記1つのアンテナ素子及び前記隣接アンテナ素子を流れる前記電流は大きさが概ね等しく、所与の所望信号周波数範囲において、1つのアンテナポートにより励振されるアンテナモードが別のアンテナポートにより励振されるモードから概ね電気的に分離され、且つ前記アンテナ構造体が多様なアンテナパターンを生成する、1つ又は複数の接続素子とを備えた、用意する段階と、(b)前記アンテナ構造体の隣接するアンテナポートに与えられる信号間の相対的な位相を調節して、前記1つのアンテナポートに与えられる信号が、前記隣接するアンテナポートに与えられる信号と異なる位相を備えるようにしてアンテナパターンを制御する段階とを含む、方法。
本発明の1つ又は複数の更なる実施形態は、通信装置において電磁信号を送受信するマルチモードアンテナ構造体であって、帯域消去スロット機構を備えたマルチモードアンテナ構造体に関する。前記通信装置は、前記アンテナ構造体で送受信される信号を処理するための回路を含む。前記アンテナ構造体は、前記回路に動作可能に結合された複数のアンテナポートを含む。前記アンテナ構造体は、さらに、それぞれが前記アンテナポートの異なる1つに動作可能に結合された複数のアンテナ素子を含む。前記複数のアンテナ素子の1つが、2つの分岐共振器の輪郭を定めるスロットを含む。前記アンテナ構造体は、前記複数のアンテナ素子を電気的に接続する1つ又は複数の接続素子を含み、1つのアンテナ素子上の電流が、1つの接続された隣接アンテナ素子に流れ、且つ該隣接アンテナ素子に結合された前記アンテナポートを概ね迂回するようになっている。前記1つのアンテナ素子及び前記隣接アンテナ素子を流れる前記電流は大きさが概ね等しく、所与の所望信号周波数範囲において、1つのアンテナポートにより励振されるアンテナモードが別のアンテナポートにより励振されるモードから概ね電気的に分離され、且つ前記アンテナ構造体が多様なアンテナパターンを生成する。前記複数のアンテナ素子の前記1つに前記スロットが存在することで、前記複数のアンテナ素子の前記1つと前記マルチモードアンテナ構造体の別のアンテナ素子との間で前記所与の信号周波数範囲において不整合が起こり、前記アンテナポートをさらに分離する。
本発明の様々な実施形態が次の詳細な説明で記載される。以下で明らかとなるように、本発明は他の異なる実施形態が可能であって、本発明の幾つかの詳細は、それから逸脱することなく様々な様態で修正可能である。従って、図面及び記載は、限定又は制限的な意味でなく例示的な性質であり、本願の範囲は特許請求の範囲に示されていることを理解すべきである。
(A) 2つの平行ダイポールを備えたアンテナ構造体を示す。 (B) 図1(A)のアンテナ構造体における1つのダイポールの励振から発生する電流の流れを示す。 (C) 図1に示すアンテナ構造体に対応したモデルを示す。 (D) 図1(C)のアンテナ構造体に関する散乱パラメータを示すグラフである。 (D) 図1(C)のアンテナ構造体に関する電流比を示すグラフである。 (D) 図1(C)のアンテナ構造体に関する利得パターンを示すグラフである。 (D) 図1(C)のアンテナ構造体に関する包絡線相関を示すグラフである。 本発明の1つ又は複数の実施形態による接続素子により接続された2つの平行ダイポールを備えたアンテナ構造体を示す。 (B) 図2(A)のアンテナ構造体に対応したモデルを示す。 (C) 図2(B)のアンテナ構造体に関する散乱パラメータを示すグラフである。 (D) 両方のポートにおける集中素子インピーダンス整合を示す、図2(B)のアンテナ構造体に関する散乱パラメータを示すグラフである。 (E) 図2(B)のアンテナ構造体に関する電流比を示すグラフである。 (F) 図2(B)のアンテナ構造体に関する利得パターンを示すグラフである。 (G) 図2(B)のアンテナ構造体に関する包絡線相関を示すグラフである。 (A)本発明の1つ又は複数の実施形態によるメアンダ接続素子により接続された2つの平行ダイポールを備えたアンテナ構造体を示す。 (B) 図3(A)のアンテナ構造体に関する散乱パラメータを示すグラフである。 (C) 図3(A)のアンテナ構造体に関する電流比を示すグラフである。 (D) 図3(A)のアンテナ構造体に関する利得パターンを示すグラフである。 (E) 図3(A)のアンテナ構造体に関する包絡線相関を示すグラフである。 本発明の1つ又は複数の実施形態による接地またはカウンタポイズを備えたアンテナ構造体を示す。 本発明の1つ又は複数の実施形態による平衡アンテナ構造体を示す。 (A) 本発明の1つ又は複数の実施形態によるアンテナ構造体を示す。 (B) 特定のダイポール幅寸法についての図6(A)のアンテナ構造体に関する散乱パラメータを示すグラフである。 (C) 別のダイポール幅寸法についての図6(A)のアンテナ構造体に関する散乱パラメータを示すグラフである。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるプリント回路基板上に作製されたアンテナ構造体を示す。 (A) 本発明の1つ又は複数の実施形態による二重共振を備えたアンテナ構造体を示す。 (B) 図8(A)のアンテナ構造体に関する散乱パラメータを示すグラフである。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるチューナブルアンテナ構造体を示す。 (A)及び(B) 本発明の1つ又は複数の実施形態によるアンテナ素子の長さに沿って異なる位置に配置された接続素子を備えたアンテナ構造体を示す。 (C)及び(D) それぞれ図10(A)及び(B)に関する散乱パラメータを示すグラフである。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるスイッチを備えた接続素子を含むアンテナ構造体を示す。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるフィルタが結合された接続素子を含むアンテナ構造体を示す。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるフィルタが結合された2つの接続素子を含むアンテナ構造体を示す。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるチューナブル接続素子を含むアンテナ構造体を示す。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるPCBアッセンブリ上に取り付けられたアンテナ構造体を示す。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるPCBアッセンブリ上に取り付けられた別のアンテナ構造体を示す。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるPCBアッセンブリ上に取り付け可能な代替的アンテナ構造体を示す。 (A) 本発明の1つ又は複数の実施形態による3モードアンテナ構造体を示す。 (B) 図18(A)のアンテナ構造体に関する利得パターンを示すグラフである。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるアンテナ構造体のアンテナ及び電力増幅器コンバイナー応用例を示す。 (A)及び(B) 本発明の1つ又は複数のさらなる実施形態による、例えばWiMAX USBまたはエキスプレスカード/34装置で使用可能なマルチモードアンテナ構造体を示す。 図20(A)及び(B)のアンテナの性能を測定するのに使用するテストアッセンブリを示す。 (D)乃至(J) 図20(A)及び(B)のアンテナのテスト測定結果を示す。 (A)及び(B) 本発明の1つ又は複数の代替的実施形態による、例えばWiMAX USBドングルで使用可能なマルチモードアンテナ構造体を示す。 (A)及び(B) 本発明の1つ又は複数の代替的実施形態による、例えばWiMAX USBドングルで使用可能なマルチモードアンテナ構造体を示す。 図21(A)及び(B)のアンテナの性能を測定するのに使用するテストアッセンブリを示す。 (B)乃至(K) 図21(A)及び(B)のアンテナのテスト測定結果を示す。 本発明の1つ又は複数の実施形態によるビームステアリングを備えたアンテナ構造体のブロック略図を示す。 (A)乃至(G) 図25(A)のアンテナのテスト測定結果を示す。 本発明の1つ又は複数の実施形態による、アンテナ構造体の利得メリットをフィードポイント間の位相角の差の関数として示す。 (A) 単純な二重帯域分岐線モノポールアンテナ構造体を示す略図である。 (B) 図27(A)のアンテナ構造体における電流分布を示す。 (C) 支線帯域消去フィルタを示す略図である。 (D)及び(E) 図27(A)のアンテナ構造体における周波数拒絶を示す。 本発明の1つ又は複数の実施形態による帯域消去スロットを備えたアンテナ構造体の略図である。 本発明の1つ又は複数の実施形態による帯域消去スロットを備えた代替的なアンテナ構造体を示す。 (B)及び(C) 図29(A)のアンテナ構造体のテスト測定結果を示す。
本発明の様々な複数の実施形態に従って、通信装置において電磁信号を送受信するマルチモードアンテナ構造体が提供される。これら通信装置は、このアンテナ構造体で送受信される信号を処理するための回路を含む。このアンテナ構造体は、上記回路に動作可能に結合された複数のアンテナポートと、それぞれが異なるアンテナポートに動作可能に結合された複数のアンテナ素子とを含む。このアンテナ構造体は、アンテナ素子を電気的に接続する1つ又は複数の接続素子を含み、この接続素子は、所与の信号周波数範囲において、1つのアンテナポートにより励振されるアンテナモードが、別のアンテナポートにより励振されるモードから概ね電気的に分離されるようアンテナ素子を電気的に接続する。さらに、ポートにより形成されるアンテナパターンは、低い相関を備えた明確に画定されたパターンダイバーシチを示す。
本発明の様々な実施形態によるアンテナ構造体は、同時に且つ特に同一の周波数帯域内で動作可能な複数のアンテナが用いられる通信装置も含め、多数のアンテナを近接して実装する（例えば、波長の1/4未満で離間した）必要がある通信装置で特に有用である。こうした通信装置を使用できるそうした装置の一般的な例としては、携帯ハンドセット、PDA、及びPC用の無線ネットワークデバイス又はデータカードなその携帯用通信製品がある。これらアンテナ構造体は、MIMOや同時に動作する多くのアンテナを必要とする移動無線通信装置用の標準プロトコル((例えば、無線LAN用の802.11nや、802.16e(WiMAX)、HSDPA、及び1xEVDOなどの3Gデータ通信))などのシステムアーキテクチャでも特に有用である。
図1A乃至1Gは、アンテナ構造体100の動作を示す。図1Aは、2つの平行アンテナ、具体的には長さLの平行ダイポール102、104を備えたアンテナ構造体100を概略的に示す。ダイポール102、104は距離dで離間され、接続素子によって接続されていない。ダイポール102、104は、L=λ/2に概ね等しい基本共振周波数を備える。各ダイポールは独立した送信/受信システムに接続されており、これは同じ周波数で動作可能である。このシステムは、両方のアンテナに対して同一の特性インピーダンスz0を備えることができ、この例では50オームである。
一方のダイポールが信号を送信しているときは、このダイポールが送信する信号の一部は隣接するダイポールに直接結合される。最大量の結合は、このダイポールの半波長共振周波数近くで起こり、離間距離dが小さくなるほど増大する。例えば、d
< λ/3に関して、結合の大きさは0.1又は-10 dBより大きく、d < λ/8に関しては、結合の大きさは-5 dBより大きい。
結合を無くすか(すなわち、完全な分離)、アンテナ間の結合は減少させることが望ましい。結合が例えば-10
dBであれば、その電力量が隣接するアンテナに直接結合されることにより、送信電力の10パーセントが失われる。また、隣接アンテナに接続された受信機の飽和又は感度抑圧や、隣接アンテナに接続された送信機性能の低下など好ましくないシステム影響が現れることもある。隣接アンテナに誘導される電流は、個別のダイポールが生成する電流に比較すると利得パターンを歪めてしまう。この効果はこれらダイポールによる利得パターン間の相関を低下させることが知られている。従って、結合によりパターンダイバーシチがいくらかもたらされるかも知れないが、上述のような好ましくないシステム影響も生み出す。
こうした近接した結合により、アンテナは独立して動作せず、これらアンテナを異なる2つの利得パターンに対応する二対の端子又はポートを備えたアンテナシステムと考えることもできる。何れかのポートを使用しても、実質的には両方のダイポールを含む構造体全体に関わることになる。隣接アンテナの寄生励振により、ダイポールの近接した離間においてダイバーシチが達成されるが、ダイポールで励振した電流は電源インピーダンスを通過し、従ってポート間の相互結合として現れる。
図1Cは、シミュレーションに用いた図1に示すアンテナ構造体100に対応したモデルダイポール対を示す。この例では、ダイポール102、104は、1
mm x 1 mmの正方形断面と、56 mmの長さ(L)とを備えている。これら寸法により、50オームのソースに接続すると2.45 GHzの中心共振周波数を発生する。この周波数における自由空間波長は122
mmである。10 mmの離間距離(d)すなわち概ねλ/12に関する散乱パラメータS11及びS12を図1Dに示した。対称性及び相反性により、S22=S11及びS12=S21である。単純性のため、S11とS12を示し、説明する。この構成では、S12で表されたダイポール間の結合は最大-3.7
dBに達する。
図1Eは、ポート106が励振され且つポート108が受動的に終了した状態での、アンテナ構造体のダイポール104における垂直電流とダイポール102における垂直電流の比(図では「大きさI2/I1」として示した)を示す。電流の比(ダイポール104/ダイポール102)が最大となる周波数は、ダイポール電流間で180°位相差の周波数に対応し、図1Dに示した最大結合点より周波数で僅かに上回る。
図1Fは、ポート106の励起による幾つかの周波数の方位利得パターンを示す。これらパターンは均一に無指向性ではなく、結合の変化する大きさと位相によって周波数と共に変化する。対称性により、ポート108の励振から得られるパターンはポート106のパターンの鏡像となる。従って、パターンが左から右にかけて非対称となるにつれ、パターンは利得の大きさの点でより多様となる。
パターン間の相関係数の計算により、パターンダイバーシチの定量的特徴が明らかになる。図1Gは、ポート106アンテナパターンとポート108アンテナパターンとの間の計算された相関を示す。この相関は理想的なダイポールに関してクラーク(Clark)のモデルにより予測されるものよりかなり低い。これは相互結合により導入されたパターンにおける差に起因する。
図2A乃至2Fは、本発明の1つ又は複数の実施形態に従った代表的な2ポートアンテナ構造体の動作を示す。2ポートアンテナ構造体200は、近接離間した共振アンテナ素子202、204を含み、ポート206とポート208との間に低パターン相関及び低結合を実現する。図2Aは、2ポートアンテナ構造体200を概略的に示す。この構造体は、図1Bに示した一対のダイポールを含むアンテナ構造体100に似ているが、ポート206、208の両側に水平の導電結合素子210、212を更に含む。これら2つのポート206、208は、図1のアンテナ構造体と同じ位置に配置されている。1つのポートが励振されると、この組合せ構造体は結び付けられていないダイポール対と類似した共振を示すが、結合の有意な減少及びパターンダイバーシチの増加が伴う。
ダイポールを10 mm離間させたアンテナ構造体200の代表的なモデルを図2Bに示す。この構造体は図1Cに示したアンテナ構造体100と概ね同一の幾何学形状を備えるが、ポートの僅か上下にアンテナ素子を電気的に接続する2つの水平結合素子210、212をさらに含む。この構造体は結び付けられていないダイポールと同じ周波数で強い共振を示すが、図2Cに示したように非常に異なる散乱パラメータを備えている。-20
dB未満に深い結合の落ち込みと、S11が示すように入力インピーダンスのずれがある。この例では、最良のインピーダンス整合(S11最小)は最小結合(S12最小)と一致しない。図2Dに示したように、整合ネットワークを用いて入力インピーダンス整合を向上させ、尚かつ非常に小さい結合を達成できる。この例では、直列インダクタとその後に配置した分路コンデンサとを含む集中素子整合ネットワークが、各ポートと構造体との間に追加されている。
図2Eは、ポート206が励振されたことによる、ダイポール素子204における電流とダイポール素子202における電流の比(図では「大きさI2/I1」として示した)を示す。このプロットは、共振周波数未満で、電流がダイポール素子204において実際には大きくなることを示している。共振付近で、ダイポール素子204における電流は、周波数の増大と共にダイポール素子202の電流に比べて減少し始める。最小結合(この場合は2.44
GHz)が起こるのは、両方のダイポール素子の電流の大きさが概ね等しくなる周波数付近である。この周波数で、ダイポール素子204の電流の位相は、ダイポール素子202の電流から概ね160度遅れる。
接続素子を持たない図1Cのダイポールと異なり、図2Bに示した組合せアンテナ構造体200のアンテナ素子204の電流は、ポート208の終端インピーダンスを強制通過させられることはない。その代わり、図2Aに矢印で示したように、電流がアンテナ素子204を下方に流れ、接続素子210、212を横切って、アンテナ素子202を上方に流れる共振モードが発生する。(この電流の流れは共振サイクルの半分を表し、残り半分のサイクルでは、電流の方向は反転することに注目されたい。)この組合せ構造体の共振モードは次を特徴とする。すなわち、(1)アンテナ素子204の電流はポート208を概ね迂回し、従ってポート206と208との間に高い分離を実現し、(2)アンテナ素子202、204の電流の大きさが概ね等しく、これにより、後に詳述するように類似しておらず且つ無相関の利得パターンが得られる。
電流の大きさはこれらアンテナ素子で概ね等しいので、ダイポールが結び付けられていない図1Cに示したアンテナ構造体100に比べると、かなり指向性が強いパターンが発生される(図2Fに示したとおり)。電流が等しいときは、x(すなわちファイ=0)方向でパターンをゼロにする条件は、ダイポール204の電流の位相がダイポール202の電流からπ-kdの量(ここでk=2π/λであり、λは実効波長である)だけ遅れる場合である。この条件では、ダイポール204からファイ=0方向へ伝播する場はダイポール202のそれから180度位相がずれ、これら2つの組合せはファイ=0方向でゼロとなるはずである。
図2Bのモデル例では、dは10 mm又は実効電気的長さλ/12である。この場合、kdはπ/6すなわち30度であり、ファイ=0に向かってゼロ且つファイ=180に向かって最大利得である指向性方位放射パターンの条件は、ダイポール204の電流がダイポール202の電流から150度だけ遅れる場合である。共振状態では、電流はこの状態に近づき(図2Eに示したとおり)、これがパターンの指向性を説明する。ダイポール204の励振の場合、放射パターンは図2Fのものと左右反対となり、最大利得がファイ=0方向である。2つのポートから発生するアンテナパターンにおける差は、図2Gに示したように、関連した低い予測包絡線相関(原語:
an associated low predicted envelope correlation)を持つ。従って、この組合せアンテナ構造体は互いから分離した2つのポートを備え、相関性が低い利得パターンを発生する。
従って、この結合の周波数応答は、インピーダンスや電気的長さを含む接続素子210、212の特性に依存する。本発明の1つ又は複数の実施形態に従って、所望量の分離が維持可能な周波数又は帯域幅は、接続素子を適切に構成することで制御される。この交差接続を構成する一つの方法は、接続素子の物理的長さを変更することである。この一例は図3Aのマルチモードアンテナ構造体300により示されており、ここではメアンダが接続素子310、312の横断接続路に追加されている。これは、電気的長さを増大し、2つのアンテナ素子302と304との間の接続のインピーダンスを増加させるという一般的な効果がある。散乱パラメータ、電流比、利得パターン、及びパターン相関を含むこの構造体の性能特性は、それぞれ図3B、3C、3D、及び3Eに示した。この実施形態では、物理的長さの変化は本構造体の共振周波数を大きくは変化させていないが、S12においてかなりの変化があり、このメアンダが無い構造体に比べて帯域幅と最小値が大きくなっている。すなわち、接続素子の電気的特性を変化させることで分離性能が最適化又は向上する。
本発明の様々な実施形態による代表的なマルチモードアンテナ構造体は、接地又はカウンタポイズ402から励振するよう設計したり(図4のアンテナ構造体400により示したとおり)、平衡構造体として設計したりできる(図5のアンテナ構造体500により示したとおり)。何れの場合でも、それぞれのアンテナ構造体は2つ又はそれ以上のアンテナ素子(図4の402、404及び図5の502、504)と、1つ又はそれ以上の導電性接続素子(図4の406及び図5の506、508)とを含む。図示を容易にするため、例示的な図面では2ポート構造体のみを示した。しかし、この構造体を拡張して本発明の様々な実施形態に従って3つ以上のポートを含ませることは可能である。アンテナ構造体への信号接続すなわちポート(図4の418、412及び図5の510、512)が各アンテナ素子に設けられている。こうした接続素子は、目的とする周波数又は周波数範囲で2つのアンテナ素子間を電気的に接続する。このアンテナは物理的且つ電気的に単一の構造体だが、2つの独立したアンテナとして考慮するとその動作を説明できる。アンテナ構造体100などの接続素子を含まないアンテナ構造体に関しては、その構造体のポート106はアンテナ102に接続されていると見なすことができ、ポート108はアンテナ104に接続されていると見なすことができる。しかし、アンテナ構造体400のような組合せ構造体の場合は、ポート418は1つのアンテナモードに関連付けられており、ポート412は別のアンテナモードに関連付けられていると考えることができる。
これらアンテナ素子は、所望の動作周波数又は周波数範囲で共振するよう設計されている。最も低次の共振が生じるのは、アンテナ素子が波長の四分の一の電子的長さを備えるときである。従って、不平衡構成の場合は、単純な素子設計は四分の一波長モノポールである。より高次のモードを用いることもできる。例えば、四分の一波長モノポールから形成された構造体は、基本周波数の3倍の周波数で高い分離を伴ったデュアルモードアンテナ機能を示す。従って、高次モードを利用して多帯域アンテナを作製できる。同様に、平衡構成では、アンテナ素子は半波長センターフェッド・ダイポールにおけるように相補型四分の一波長素子とすることもできる。しかし、このアンテナ構造体は、所望の周波数又は周波数範囲で共振する他の種類のアンテナ素子から作製することもできる。他の可能なアンテナ素子構成としては、螺旋コイル、広帯域平面形状、チップアンテナ、メアンダ形状、ループ、及び板状逆Fアンテナ(PIFA)などの誘導分流形式などが含まれるがこれらに限定されない。
本発明の1つ又は複数の実施形態に従ったアンテナ構造体の複数アンテナ素子は、同一の幾何学的形状を備えたり、同一タイプのアンテナ素子であったりする必要はない。これらアンテナ素子は、それぞれが所望の動作周波数又は周波数範囲で共振すべきである。
本発明の1つ又は複数の実施形態によれば、1つのアンテナ構造体のアンテナ素子は全て同一の幾何学的形状を備えている。これは設計の単純性の観点から概して望ましく、アンテナの性能要求が何れのポートへの接続に関しても同一であればなおさらである。
組合せアンテナ構造体の帯域幅及び共振周波数は、アンテナ素子の帯域幅及び共振周波数により制御できる。従って、帯域幅がより広い素子を用いて、例えば図6A、6B、及び6Cに示したように、組合せ構造体のモードに関してより広い帯域幅を実現できる。図6Aは、接続素子606、608により接続された2つのダイポール602、604を含んだマルチモードアンテナ構造体600を示す。ダイポール602、604はそれぞれ幅(W)及び長さ(L)を備え、距離(d)で離間されている。図6Bは、代表的な寸法W=
1 mm、L=57.2 mm、及びd=10mmを備えた構造体の散乱パラメータを示す。図6Cは、代表的な寸法W= 10 mm、L=50.4 mm、及びd=10mmを備えた構造体の散乱パラメータを示す。図示したように、他の寸法は概ね同一に保ちつつWを1mmから10mmに増加させると、アンテナ構造体の分離帯域幅とインピーダンス帯域幅が広くなる。
アンテナ素子間の離間を増大すると、アンテナ構造体の分離帯域幅とインピーダンス帯域幅が増加することも分かっている。
一般に、接続素子は組合せ共振構造体の大電流領域に存在する。従って、接続素子は高い導電性を備えることが望ましい。
ポートはアンテナ素子のフィードポイントに位置しており、これは別個のアンテナとして使用されていても同様である。整合素子又は構造体を用いてポートインピーダンスを所望のシステムインピーダンスに整合させることができる。
本発明の1つ又は複数の実施形態によれば、図7に示したように、マルチモードアンテナ構造体は、例えばプリント回路基板に組み込まれた平面構造体としてもよい。この例では、アンテナ構造体700は、ポート708、710で接続素子706により接続されたアンテナ素子702、704を含んでいる。このアンテナ構造体はプリント回路基板材料712の上に作製されている。図示したアンテナ素子は単純な四分の一波長モノポールである。しかし、これらアンテナ素子は、同等の実効電気的長さをもたらす任意の幾何学的形状とすることができる。
本発明の1つ又は複数の実施形態によれば、二重共振周波数を備えたアンテナ素子を用いて、二重共振周波数と従って二重動作周波数とを備えた組合せアンテナ構造体を作製できる。図8Aはマルチモードアンテナ構造体800の代表的なモデルを示し、ここではダイポールアンテナ素子802、804が、長さが等しくない2つのフィンガー806、808、及び810、812にそれぞれ分割されている。これらダイポールアンテナ素子は、2つの異なるフィンガー長さそれぞれに関連付けられた共振周波数を備えるので、二重共振を示す。同様に、図8Bに示したように、二重共振ダイポールアームを用いたマルチモードアンテナ構造体も、高い分離(すなわち小さなS21)が得られる、2つの周波数帯域を示す。
本発明の1つ又は複数の実施形態によれば、図9に示したマルチモードアンテナ構造体900は、チューナブルアンテナを形成する可変長アンテナ素子902、904を備える。これは、アンテナ素子の実効電気的長さを、各アンテナ素子902、904におけるRFスイッチ906、908などの制御可能デバイスにより変更することで実現する。この例では、(制御可能デバイスを操作することで)スイッチを開いて電気的長さを短くしたり(高周波動作用)、スイッチを閉じて電気的長さを長くしたり(低周波数動作用)できる。高い分離という特徴も含め、アンテナ構造体900の動作周波数帯域は、両方のアンテナ素子を互いに協調して同調させることで同調可能である。このアプローチは、アンテナ素子の実効電気的長さを変更する様々な方法と組み合わせて使用できる。これには、制御可能な誘電材料を用い、MEMSデバイス、バラクター、又は可同調誘電コンデンサなどの可変コンデンサをアンテナ素子に組み合わせ、非励振素子をオン・オフ切り替えする。
本発明の1つ又は複数の実施形態によれば、1つ又は複数の接続素子は、アンテナ素子間をこれら素子間の電気距離に概ね等しい電気的長さで電気的に接続する。この状態で、且つこれら接続素子がアンテナ素子のポート端に取り付けられた場合、これらポートはアンテナ素子の共振周波数付近の周波数で分離される。この構成は特定の周波数でほぼ完全な分離を実現できる。
代替的には、上述したように、接続素子の電気的長さを増大させて、分離が特定の値を上回る帯域幅を拡張できる。例えば、アンテナ素子間の直線接続は特定の周波数で-25
dBの最小S21をもたらし、S21 < -10 dBである帯域幅は100 MHzとなりうる。電気的長さを増大することで、最小S21が-15 dBまで増大するが、S21
< -10 dBである帯域幅は150 MHzまで増大可能な新たな応答が得られる。
本発明の1つ又は複数の実施形態による様々な他のマルチモードアンテナ構造体も可能である。例えば、接続素子は様々な幾何学的形状を備えることができ、或いはアンテナ構造体の特性を変化させる構成部材を含むよう作製できる。これら構成部材は、例えば、受動インダクタ及びコンデンサ素子、共振器若しくはフィルタ構造体、又は移相器などの能動構成部材を含むことができる。
本発明の1つ又は複数の実施形態によれば、アンテナ素子の長さに沿った接続素子の位置を変更させることでアンテナ構造体の特性を調節できる。ポートの分離が起こる周波数帯域を高い周波数に移動させるには、接続素子がアンテナ素子に取り付けられている地点を、ポートから離れアンテナ素子の遠位端に向かう方向へ移動させればよい。図10A及び10Bは、それぞれがアンテナ素子に電気的に接続された接続素子を備えたマルチモードアンテナ構造体1000、1002をそれぞれ示す。図10Aのアンテナ構造体1000では、接続素子1004は、この素子1004と接地平面1006の上端とのギャップが3mmとなるように配置されている。図10Cは、この構造体の散乱パラメータを示すもので、この構成では高い分離が1.15
GHzの周波数で得られることを示す。分路コンデンサ/直列インダクタ整合ネットワークを用いて1.15 GHzにおけるインピーダンス整合を実現する。図10Dは図10Bのアンテナ構造体1002の散乱パラメータを示し、接続素子1008と接地平面の上端1010とのギャップは19
mmである。図10Bのアンテナ構造体1002は、概ね1.50 GHzにおいて高い分離を備えた動作帯域を示す。
図11は、本発明の1つ又は複数の更なる実施形態によるマルチモードアンテナ構造体1100を概略的に示す。アンテナ構造体1100は、それぞれがアンテナ素子1106、１108に電気的に接続した2つ以上の接続素子1102、1104を含む。図示を容易にするため、2つの接続素子のみを図示した。3つ以上の接続素子も考慮されることは理解すべきである。接続素子1102、1104は、アンテナ素子1106、1108に沿って互いから離間されている。接続素子1102、1104はそれぞれスイッチ1112、1110を含む。ピーク分離周波数は、スイッチ1110、1112を制御することで選択できる。例えば、周波数f1はスイッチ1110を閉じてスイッチ1112を開くことで選択できる。周波数f2はスイッチ1112を閉じてスイッチ1110を開くことで選択できる。
図12は、本発明の1つ又は複数の代替的実施形態によるマルチモードアンテナ構造体1200を示す。アンテナ構造体1200は接続素子1202を含み、この素子1202にはフィルタ1204が動作可能に結合されている。フィルタ1204は低域フィルタ又は帯域フィルタでよく、アンテナ素子1206と1208との間の接続素子接続が、高い分離共振周波数のような所望の周波数帯域内のみで有効となるようにできる。より高い周波数において、この構造体は、開回路となる導電性の接続素子により結合されない2つの別個のアンテナ素子として機能する。
図13は、本発明の1つ又は複数の代替的実施形態によるマルチモードアンテナ構造体1300を示す。アンテナ構造体1300は、それぞれがフィルタ1306、1308を含む2つ以上の接続素子1302、1304を含む。図示を容易にするため、2つの接続素子のみを図示した。3つ以上の接続素子も考慮されることは理解すべきである。1つの可能な実施形態では、2つの周波数帯域の高い分離を備えたアンテナ構造体(すなわち二重帯域構造体)を作製するため、アンテナ構造体1300は、接続素子1304(アンテナポートにより近い)に低域フィルタ1308を、接続素子1302に広域フィルタ1306を備えている。
図14は、本発明の1つ又は複数の代替的実施形態によるマルチモードアンテナ構造体1400を示す。アンテナ構造体1400は1つ又は複数の接続素子1402を含み、この素子1402にはチューナブルフィルタ1406が動作可能に結合されている。アンテナ構造体1400もアンテナ素子1408、1410を含む。チューナブル素子1406は電気的接続の遅れや位相を変更したり、電気接続の無効インピーダンスを変化させたりする。散乱パラメータS21/S12及び周波数応答の大きさは電気的遅れ又はインピーダンスの変化により影響を受けるので、アンテナ構造体は、チューナブル素子1406を用いて特定の周波数における分離のために適合又は概ね最適化できる。
図15は、本発明の1つ又は複数の代替的実施形態によるマルチモードアンテナ構造体1500を示す。マルチモードアンテナ構造体1500は、例えばWIMAX
USBドングルで使用できる。アンテナ構造体1500は、例えば2300乃至2700 MHzのWiMAX帯域で動作するよう構成できる。
アンテナ構造体1500は、導電性の接続素子1506により接続された2つのアンテナ素子1502、1504を含む。これらアンテナ素子は、その電気的長さを増加させて所望の動作周波数範囲を得るためのスロットを含んでいる。この例では、アンテナ構造体は2350
MHzの搬送周波数用に最適化されている。搬送周波数を高くするため、スロットの長さを短くすることもできる。このアンテナ構造体は、プリント回路基板アッセンブリ1508上に取り付けられている。2構成部材の集中素子整合が各アンテナフィードで得られる。
アンテナ構造体1500は、例えば金属打ち抜きで作製できる。これは例えば0.2mm厚の銅合金シートから作製できる。アンテナ構造体1500は、その質量中心において接続素子上にピックアップ機構1510を含み、これは自動ピックアンドプレイス組み付け処理で使用できる。又、このアンテナ構造体は、表面実装リフロー組み付けに適合している。
図16は、本発明の1つ又は複数の代替的実施形態によるマルチモードアンテナ構造体1600を示す。図15のマルチモードアンテナ構造体1500と同様に、アンテナ構造体1600も、例えばWIMAX
USBドングルで使用できる。このアンテナ構造体は、例えば2300乃至2700 MHzのWiMAX帯域で動作するよう構成できる。
アンテナ構造体1600は、それぞれがメアンダモノポールを含む2つのアンテナ素子1602、1604を含む。メアンダの長さが搬送周波数を決定する。図示した代表的な設計は、2350
MHzの搬送周波数用に最適化されている。搬送周波数を高くするために、メアンダの長さを短くすることもできる。
接続素子1606はアンテナ素子を電気的に接続する。2構成部材の集中素子整合が各アンテナフィードで得られる。
このアンテナ構造体は、例えば、プラスチック担体1608上に取り付けられたフレキシブルプリント回路(FPC)として銅から作製可能である。このアンテナ構造体は、FPCの金属被覆部分により作製できる。プラスチック担体は機械的支持をもたらし、PCBアッセンブリ1610への取り付けを容易にする。代替的には、このアンテナ構造体は金属薄板から作製してもよい。
図17は、本発明の別の実施形態によるマルチモードアンテナ構造体1700を示す。このアンテナ設計は、例えばUSB、エクスプレスカード34、及びエキスプレス54データカードフォーマットに使用できる。図示した代表的なアンテナ構造体は、例えば2.3乃至6
GHzの周波数で動作するよう設計されている。このアンテナ構造体は、例えば、金属薄板から或いはプラスチック担体1702を覆うFPCにより作製可能である。
図18Aは、本発明の別の実施形態によるマルチモードアンテナ構造体1800を示す。このアンテナ構造体1800は、3つのポートを備えた3モードアンテナを含む。この構造体では、3つのモノポールアンテナ素子1802、1804、1806は、隣接するアンテナ素子を接続する導電性リングを含む接続素子1808を用いて接続されている。これらアンテナ素子は、共通のカウンタポイズすなわちスリーブ1810により平衡がとられており、スリーブ1810は単一の中空導電性シリンダである。このアンテナは、アンテナ構造体を通信装置に接続するための3本の同軸ケーブル1812、1814、1816を備えている。同軸ケーブル1812、1814、1816はスリーブ1810の中空内部を通過している。アンテナアッセンブリは、円柱形状に巻いた単一のフレキシブルプリント回路から作製し、円柱プラスチック囲壁内に収納し、3つの別々のアンテナのかわりに単一アンテナアッセンブリを提供できる。1つの代表的な構成では、円柱の直径は10mmであり、アンテナの全長は56mmとして2.45
GHzにおいてポート間で高い分離が得られるよう動作する。このアンテナ構造体は、例えば2.4乃至2.5 GHz帯域で動作するMIMO又は802.11Nシステムのような多アンテナ無線通信システムと共に使用できる。ポートからポートの分離に加え、有利な点として、各ポートは、図18Bに示したように異なる利得パターンを生成する。これは1つの具体例であり、この構造体を任意所望の周波数で動作させるようにスケール変更できることは理解できるはずである。また、2ポートアンテナに関連して上述した同調したり、帯域幅を操作したり、及び多帯域構造体を作製したりする方法もこの多ポート構造体に適用できることは理解されている。
上述の実施形態は真円柱として図示したが、これ以外の様態で3つのアンテナ素子及び接続素子を配置して、同じ利点を得ることもできる。これには、接続素子が三角形又は他の多角形形状を形成するよう、直線接続を備えた配置を含むがそれに限定されない。又、共通のカウンタポイズを備えた3つのモノポール素子の代わりに3つの別個のモノポール素子を同様に接続することで類似の構造体を作製してもよい。又、アンテナ素子を対称配置すると、各ポートから同等の動作、すなわち同一の帯域幅、分離、インピーダンス整合を生み出すという利点はあるが、用途によってはアンテナ素子を非対称又は不均等間隔で配置することもできる。
図19は、本発明の1つ又は複数の実施形態によるコンバイナー用途におけるマルチモードアンテナ構造体1900の使用例を示す。図示したように、送信信号はアンテナ構造体1900の両方のアンテナポートに同時に印加できる。この構成では、このマルチモードアンテナは、アンテナ及び電力増幅器コンバイナーとして機能できる。アンテナポート間の高い分離が2つの増幅器1902と1904との間の相互作用を制限する。こうした相互作用には信号歪み及び効率低下などの望ましくない影響があることが分かっている。1906におけるオプションのインピーダンス整合がアンテナポートで得られる。
図20A及び20Bは、本発明の1つ又は複数の代替的実施形態によるマルチモードアンテナ構造体2000を示す。マルチモードアンテナ構造体2000は、例えばWiMAX
USB又はエキスプレスカード/34(原語：ExpressCard/34)装置で使用できる。このアンテナ構造体は、例えば2300乃至6000 MHzのWiMAX帯域で動作するよう構成できる。
アンテナ構造体2000は、それぞれが幅広モノポールを含む2つのアンテナ素子2001、2004を含む。接続素子2002はアンテナ素子を電気的に接続する。スロット(又は他の切り欠き)2005を用いて5000
MHzを上回る入力インピーダンス整合を向上させる。図示した代表的な設計は2300乃至6000 MHzの周波数を有効範囲に含むよう最適化されている。
アンテナ構造体2000は、例えば金属打ち抜きで作製できる。これは、例えば0.2mm厚の銅合金シートから作製すればよい。アンテナ構造体2000は、概ねその質量中心において接続素子2002上にピックアップ機構2003を含み、これは自動ピックアンドプレイス組み付け処理で使用できる。又、このアンテナ構造体は、表面実装リフロー組み付けにも適合している。アンテナのフィードポイント2006はPCB上の無線回路への接続点となり、さらにアンテナのPCBへの構造的取り付けの支持となる。付加的な接点2007は構造的支持をもたらす。
図20Cは、アンテナ2000の性能を測定するのに使用するテストアッセンブリ2010を示す。この図は、遠距離電磁界パターンに関する座標基準も示す。アンテナ2000は、エキスプレスカード/34装置を表す30
x 88 mmのPCB 2011に取り付けられている。PCB 2011の接地した部分は、典型的なノートブック型コンピュータのカウンタポイズサイズを表すそれより大きい金属板2012(この例では165
x 254 mmの寸法)に装着されている。PCB 2011のテストポート2014、2016は50オームのストリップ線路を介してアンテナに接続されている。
図20Dは、テストポート2014、2016において測定された電圧定在波比を示す。図20Eは、これらテストポート間で測定された結合(S21又はS12)を示す。これら電圧定在波比及び結合は、広い範囲の周波数、例えば2300乃至6000
MHzで好適に低い。図20Fは、テストポート2014(ポート1)、2016(ポート2)からの測定放射効率を示す。図20Gは、テストポート2014(ポート1)の励振により発生する放射パターンと、テストポート2016(ポート2)の励振により発生する放射パターンとの間の計算された相関関係を示す。放射効率は好適に高いが、パターン間の相関関係は対象とする周波数で好適に低い。図20Hは、2500
MHzの周波数におけるテストポート2014(ポート1)又はテストポート2016(ポート2)の励振による遠距離電磁界利得パターンを示す。図20I及び20Jは、それぞれ3500及び5200
MHzの周波数における同じパターン測定を示す。φ=0すなわちXZ平面及びθ=90すなわちXY平面において、テストポート2014(ポート1)から得られるパターンは、テストポート2016(ポート2)から得られるパターンと異なり且つそれらを補完する。
図21A及び21Bは、本発明の1つ又は複数の代替的実施形態によるマルチモードアンテナ構造体2100を示す。マルチモードアンテナ構造体2100は、例えばWiMAX
USBドングルで使用できる。このアンテナ構造体は、例えば2300乃至2400 MHzのWiMAX帯域で動作するよう構成できる。
アンテナ構造体2100は、それぞれがメアンダモノポールを含む2つのアンテナ素子2102、2104を含む。メアンダの長さが搬送周波数を決定する。例えば螺旋コイル及びループなどの他の蛇行形状を用いて、所望の電気的長さを得ることができる。図示した代表的な設計は、2350
MHzの搬送周波数用に最適化されている。接続素子2106(図21Bに示した)はアンテナ素子2102、2104を電気的に接続する。2構成部材の集中素子整合が各アンテナフィードで得られる。
このアンテナ構造体は、例えば、プラスチック担体2101に取り付けられたフレキシブルプリント回路(FPC)2103として銅から作製可能である。このアンテナ構造体は、FPC2103の金属被覆部分により作製できる。プラスチック担体2101は、アンテナをPCBアッセンブリ(図示しない)に装着するための取り付けピン又はピップ2107と、FPC2103を担体2101に固定するためのピップ2105とを備えている。2103の金属被覆部分は、アンテナをPCB上の回路に電気的に接触させるための露出部分すなわちパッド2108を含む。
搬送周波数を高くするために、素子2102、2104の長さを短くすることもできる。図22A及び22Bは、その設計が2600
MHzの搬送周波数用に最適化されているマルチモードアンテナ構造体2200を示す。素子2202、2204の端部における金属被覆が除去され、フィード端部における素子の幅が増大されているので、素子2202、2204の電気的長さは、図21A及び21Bの素子2102、2104の電気的長さより短い。
図23Aは、遠距離電磁界パターンの座標基準と共に図21A及び21Bのアンテナ2100を用いるテストアッセンブリ2300を示す。図23Bは、テストポート2302(ポート1)、2304(ポート2)で測定された電圧定在波比を示す。図23Cは、テストポート2302(ポート1)と2304(ポート2)との間で測定された結合(S21又はS12)を示す。電圧定在波比と結合は、例えば2300乃至2400
MHzの対象とする周波数において好適に低い。図23Dは、これらテストポートからの測定放射効率を示す。図23Eは、テストポート2302(ポート1)の励振により発生する放射パターンと、テストポート2304(ポート2)の励振により発生する放射パターンと間の計算された相関関係を示す。放射効率は好適に高いが、パターン間の相関関係は対象とする周波数で好適に低い。図23Fは、2400
MHzの周波数におけるテストポート2302(ポート1)又はテストポート2304(ポート2)の励振による遠距離電磁界利得パターンを示す。φ=0すなわちXZ平面及びθ=90すなわちXY平面において、テストポート2302(ポート1)から得られるパターンは、テストポート2304(ポート2)から得られるパターンと異なり且つそれらを補完する。
図23Gは、アンテナ2100の代わりにアンテナ2200を用いたアセンブリ2300のテストポートで測定された電圧定在波比を示す。図23Hは、これらテストポート間で測定された結合(S21又はS12)を示す。電圧定在波比と結合は、例えば2500乃至2700
MHzの対象とする周波数で好適に低い。図23Iは、これらテストポートからの測定放射効率を示す。図23Jは、テストポート2302(ポート1)の励振により発生する放射パターンと、テストポート2304(ポート2)の励振により発生する放射パターンと間の計算された相関関係を示す。放射効率は好適に高いが、パターン間の相関関係は対象とする周波数で好適に低い。図23Kは、2600
MHzの周波数におけるテストポート2302(ポート1)又はテストポート2304(ポート2)の励振による遠距離電磁界利得パターンを示す。φ=0すなわちXZ平面及びθ=90すなわちXY平面において、テストポート2302(ポート1)から得られるパターンは、テストポート2304(ポート2)から得られるパターンと異なり且つそれらを補完する。
本発明の1つ又は複数の更なる実施形態は、ヌルステアリング又はビーム指向を目的としてビームパターンを制御する技法に関する。こうした技法を従来のアレイアンテナ(波長の何分の一かで離間した別個のアンテナ素子からなる)に適用する時は、アレイアンテナの各素子に基準信号又は波形を移相した信号が与えられる。励振が等しい均一な直線アンテナ列に関しては、生成されるビームパターンはアレイファクタFで記述できる。このファクタFは個別素子それぞれの位相と素子間隔dとに依存する。
Figure 0005617005
上記式で、β = 2π/λ、N =素子の総数、α =連続した素子間の位相、θ =アレイ軸からの角度である。
位相αを値αｉへ制御することで、Ｆを異なる方向θｉに調節でき、従って最大信号が送信又は受信される方向を制御できる。
従来のアレイアンテナにおける素子間隔は多くの場合、概ね1/4波長であり、アンテナは近接して結合されていてほぼ同一の偏波を備える。結合はアレイアンテナの設計及び性能面で幾つかの問題を引き起こすことがあるので、素子間の結合を減少させるのが有利である。例えば、パターン歪みや走査ブラインドネス(Stutzman,
Antenna Theory and Design, Wiley 1998, 122-128、135-136、及び466-472ページを参照のこと)や所与の数の素子で得られる最大利得の減少のような問題が、過度の素子間結合から発生することがある。
ビームパターンを制御する技法は、1つ又は複数の接続素子により接続されたアンテナ素子を備えた本明細書記載のマルチモードアンテナ構造体全て(複数のフィードポイント間で高い分離を示す)に好適に適用できる。高分離アンテナ構造体におけるポート間の位相を用いてアンテナパターンを制御できる。アンテナを単純なビーム形成アレイとして使用すると、フィードポイント間の結合が減少する結果、より高いピーク利得が所与の方向で達成可能なことが発見されている。従って、フィード端末に与える搬送信号の位相制御を用いた様々な実施形態による高分離アンテナ構造体では、より大きな利得が選択した方向で達成できる。
アンテナが1/4波長よりかなり短い距離で離間されているハンドセット応用例では、従来のアンテナにおける相互結合作用がアレイの放射効率を低下させ、従って達成可能な最大利得を低下させる。
様々な実施形態による高分離アンテナ構造体の各フィードポイントに与えられる搬送信号の位相を制御することで、アンテナパターンにより生成される最大利得の方向を制御できる。ビームステアリングにより得られる例えば3
dBの利得メリットは、ビームパターンが固定されており、デバイス配向がユーザによって無作為に制御される携帯デバイス用途では特に有利である。様々な実施形態によるパターン制御装置2400を示した図24の概略ブロック図に例えば示したように、相対的な移相αは、アンテナフィード2404、2408それぞれに印加されるRF信号に移相器2402によってもたらされる。これら信号はアンテナ構造体2410の対応するアンテナポートに与えられる。
移相器2402は、例えば電気制御移相デバイスや標準的な移相ネットワークなどの標準的な移相部品を含むことができる。
図25A乃至25Gは、近接して離間されたダイポールアンテナの従来の二次元アレイが発生するアンテナパターンと、本発明の様々な実施形態による高分離アンテナの二次元アレイが発生するアンテナパターンとの、アンテナへの2つのフィード間での異なる位相差αに関する比較を示す。図25A乃至25Gでは、θ=90度におけるアンテナパターンに関する曲線を示した。図の実線は様々な実施形態による分離フィード単一素子アンテナにより生成されるアンテナパターンを表し、破線は、この単一素子分離フィード構造体の幅に等しい距離で離間された2つの別々の従来型モノポールアンテナにより生成されるアンテナパターンを表す。従って、これら従来型アンテナと高分離アンテナは概ね等しいサイズである。
図示した全ての場合で、様々な実施形態による高分離アンテナ構造体により生成されたピーク利得は、2つの別々の従来型ダイポールの場合と比較してより大きな利得余裕を生む一方、ビームパターンの方位制御も実現している。この動作により、この高分離アンテナを、付加的利得が特定の方向で必要又は望ましい送信或いは受信用途で使用できる。この方向は駆動点信号間の相対位相を調節することで制御できる。これは、基地局等の受信点にエネルギーを向ける必要がある携帯デバイスで特に有利となることがある。2つの従来型単一アンテナ素子と比較すると、本発明の組合せ型高分離アンテナは、似た位相に調整すると大きな利点がある。
図25Aに示したように、様々な実施形態による組合せダイポールは、α=0(零度位相差)に関して均等な方位パターン(θ=90)において利得を示す。
図25Bに示したように、様々な実施形態による組合せダイポールは、非対称方位パターン(α=30(フィードポイント間で30度の位相差)に関するθ=90プロット)を備えたより大きなピーク利得(φ=0で)を示す。
図25Cに示したように、様々な実施形態による組合せダイポールは、移相方位パターン(α=60(フィードポイント間で60度の位相差)に関するθ=90プロット)を備えたより大きなピーク利得(φ=0で)を示す。
図25Dに示したように、様々な実施形態による組合せダイポールは、移相方位パターン(α=90(フィードポイント間で90度の位相差)に関するθ=90プロット)を備えたさらに大きなピーク利得(φ=0で)を示す。
図25Eに示したように、様々な実施形態による組合せダイポールは、α=120(フィードポイント間で120度の位相差)に関して移相方位パターン(θ=90プロット、より大きなバックローブ(φ=180で))を備えたより大きなピーク利得(φ=0で)を示す。
図25Ｆに示したように、様々な実施形態による組合せダイポールは、α=150(フィードポイント間で150度の位相差)に関して移相方位パターン(θ=90プロット)、より大きなバックローブ(φ=180で)を備えたより大きなピーク利得(φ=0で)を示す。
図25Gに示したように、様々な実施形態による組合せダイポールは、α=180(フィードポイント間で180度の位相差)に関して二重ローブ方位パターン(θ=90プロット)を備えたより大きなピーク利得(φ=0と180で)を示す。
図26は、2つの別個のダイポールに対する1つ又は複数の実施形態による組合せ型高分離アンテナの理想的な利得メリットを、2フィードポイント・アンテナアレイのフィードポイント間の位相角の差の関数として示す。
本発明の別の実施形態は、所与の周波数範囲において、互いに隣接して動作する多帯域アンテナポート間の高い分離を増加させるマルチモードアンテナ構造体に関する。これらの実施形態では、帯域消去スロットをアンテナ構造体のアンテナ素子の1つに組み込んで、このスロットが同調している周波数で結合を減少させる。
図27Aは、単純な二重帯域分岐線モノポールアンテナ2700を概略的に示す。アンテナ2700は、2つの分岐共振器2704、2706の輪郭を定める帯域消去スロット2702を含む。このアンテナは信号発生器2708に駆動される。アンテナ2700が駆動される周波数に従って、様々な電流分布が2つの分岐共振器に現れる。
スロット2702の物理的寸法は、図27Aに示したように幅Ws及び長さLsにより画定される。励振周波数がLs
= lo/4という条件を満足させるとき、このスロット機構が共振する。この時点で、図27Bに示したように電流分布はスロットの短絡区間付近に集中する。
分岐共振器2704、2706を通過する電流は概ね等しく、スロット2702の側部に沿って反対を向いている。これにより、アンテナ構造体2700は支線帯域消去フィルタ2720(図2７Ｃで概略的に示す)と類似の様態で動作し、これは、アンテナ入力インピーダンスを公称電源インピーダンスよりかなり低いレベルまで変換する。図27Dに示したように、この大きなインピーダンス不整合は非常に大きな電圧定在波比の原因となり、結果として所望の周波数拒絶に至る。
この帯域消去スロット技法は、一方のアンテナ素子が所望の周波数の信号を通過させ、他方が通過させない2つ(又はそれ以上)のアンテナ素子であって、互いに近接して動作するアンテナ素子を備えたアンテナシステムに適用できる。1つ又は複数の実施形態において、2つのアンテナ素子の一方は帯域消去スロットを含み、他方はそれを含んでない。図28はアンテナ構造体2800を概略的に示し、この構造体は第1アンテナ素子2802、第2アンテナ素子2804、及び接続素子2806を含む。アンテナ構造体2800は、アンテナ素子2802、2804にそれぞれポート2808、2810を含む。この例では、信号発生器がポート2808においてアンテナ構造体2802を駆動する一方、ポート2810で電流を測定するためメーターがポート2810に結合されている。しかし、一方又は両方のポートを信号発生器で駆動してもよいことは理解すべきである。アンテナ2802は、2つの分岐共振器2814、2816を備えた帯域消去スロット2818を含む。この実施形態では、分岐共振器はアンテナ構造体の主送信部を含む一方、アンテナ素子2804はアンテナ構造体のダイバーシチ受信部を含む。
アンテナ素子2802のポートにおける帯域消去スロット2812との大きな不整合のため、それとダイバーシチ受信アンテナ素子2804(スロット共振周波数と整合している)との間の相互結合は極めて小さく、その結果比較的高い分離となる。
図29Aは、本発明の1つ又は複数の別の実施形態による帯域消去スロット技法をGPS帯域で使用する多帯域ダイバーシチ受信アンテナシステムを含むマルチモードアンテナ構造体2900の透視図を示す。(GPS帯域は20
MHzの帯域幅を備えた1575.42 MHzである。)アンテナ構造体2900はフレックスフィルム誘電体2902上に形成されており、この誘電体は誘電担体2904上に1つの層として形成されている。アンテナ構造体2900は、当該構造体の主送信アンテナ素子2808にGPS帯域消去スロット2906を含む。アンテナ構造体2900は、さらに、ダイバーシチ受信アンテナ素子2910と、ダイバーシチ受信アンテナ素子2910を主送信アンテナ素子2808に接続する接続素子2912とを含む。GPS受信機(図示しない)がダイバーシチ受信アンテナ素子2910に接続されている。一般に主送信アンテナ素子2808からのアンテナ結合を最小化するため且つこれら周波数でダイバーシチアンテナ放射効率を最大化するため、主アンテナ素子2908は帯域消去スロット2906を含み、GPS帯域の中心付近で電気的四分の一波長に同調されている。ダイバーシチ受信アンテナ素子2910はそうした帯域消去スロットを含んでいないが、主アンテナ電源インピーダンスに適切に整合したGPSアンテナ素子を含み、それとGPS受信機との間で概ね最大の電力伝送が行われるようにされている。アンテナ素子2908と2910は近接した距離で共存しているが、主送信アンテナ素子2908におけるスロット2906による高い電圧定在波比が、スロット2906が同調している周波数における主送信アンテナ素子信号源抵抗への結合を減少させ、従って、アンテナ素子2908と2910との間のGPS周波数での分離を実現する。図29B及び29Cに示したように、GPS帯域内における2つのアンテナ素子2908と2910との間で起こる不整合はこれらアンテナ素子の結合を減らすほど大きく、システム設計の分離要件を満たすものである。
本発明の様々な実施形態による本明細書に記載したアンテナ構造体では、好適には、アンテナ素子及び接続素子が単一の統合放射構造体を形成して、何れかのポートに与えられた信号もアンテナ構造体全体を励振させ、別個の放射構造体としてでなく全体として放射させる。従って、本明細書に記載した技法は、アンテナフィードポイントで減結合回路網を使用することなくアンテナポートの分離を実現する。
本発明を特定の実施形態に関連して記載してきたが、上述の実施形態は例示のみを意図したものであり、本発明の範囲を制限又は限定するものではないことは理解すべきである。
次の記載を含むがそれに限定されない様々な他の実施形態も請求の範囲に入る。例えば、本明細書に記載された様々なマルチモードアンテナ構造体の素子又は構成要素は、同一の機能を実行する付加的な構成要素に更に分割し、或いは結合して同一の機能を実行するより少ない構成要素としてもよい。
本発明の好適な実施形態を説明してきたが、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく修正が可能なことは明らかなはずである。

Claims (17)

  1. １つの周波数範囲において動作するアンテナ構造体であって、
    複数のアンテナポートと、
    それぞれが前記複数のアンテナポートの異なる1つに結合された複数のアンテナ素子であって、それぞれが前記周波数範囲内で動作する複数のアンテナ素子と、
    前記複数のアンテナ素子のうち第1および第2アンテナ素子を電気的に接続する１つまたは複数の接続素子であって、前記第１アンテナ素子上の電流が前記アンテナポートを迂回しかつ前記第２アンテナ素子に反転して流れる１つまたは複数の接続素子とを含み、
    前記1つまたは複数の接続素子は、前記アンテナ構造体の前記周波数範囲を変更するためのチューナブル素子を含み、前記チューナブル素子はアンテナ素子間の電気的接続の遅れ、位相、またはインピーダンスを変化させることで、前記第1アンテナ素子及び前記第2アンテナ素子を流れる前記電流が、前記チューナブル素子により変更された周波数範囲において前記複数のアンテナポートのうち１つによって励振される第1アンテナモードが前記複数のアンテナポートのうち別の１つにより励振される第2アンテナモードから電気的に分離されるような大きさを備え、かつ、前記アンテナ構造体がダイバーシチなアンテナパターンを生成する、アンテナ構造体。
  2. 前記アンテナ構造体の前記周波数範囲を変更するため、前記複数のアンテナ素子の実効電気的長さが調節可能であり、前記第1アンテナ素子及び前記第2アンテナ素子を流れる前記電流は大きさが等しい、請求項1に記載のアンテナ構造体。
  3. 前記アンテナ構造体は電磁信号を送受信するためのマルチモードアンテナ構造体を含む、請求項1に記載のアンテナ構造体。
  4. 前記アンテナ構造体が、前記アンテナ構造体で送受信される信号を処理するための回路を含む通信装置において使用される、請求項1に記載のアンテナ構造体。
  5. 前記複数のアンテナ素子のそれぞれが、メアンダ形状、螺旋コイル、又はループを含む蛇行形状を備えた、請求項1に記載のアンテナ構造体。
  6. 前記1つまたは複数の接続素子は、前記複数のアンテナポートの1つから離間した位置で前記複数のアンテナ素子を電気的に接続して、単一の放射構造体を形成する、請求項1に記載のアンテナ構造体。
  7. 前記複数のアンテナ素子のそれぞれが、前記周波数範囲で動作する電気的長さを備えるように蛇行形状を備えた、請求項1に記載のアンテナ構造体。
  8. 前記蛇行形状がメアンダ形状、螺旋コイル、又はループを含む、請求項７に記載のアンテナ構造体。
  9. 前記複数のアンテナ素子のそれぞれが、前記電気的長さを備えるようにスロットを備えた、請求項７に記載のアンテナ構造体。
  10. 前記複数のアンテナ素子及び前記1つ又は複数の接続素子がプリント回路に含まれる、請求項1に記載のアンテナ構造体。
  11. 前記アンテナ構造体が通信装置で使用され、前記通信装置が、携帯ハンドセット、PDA、またはパーソナルコンピュータ用の無線ネットワークデバイス若しくはデータカードを含む、請求項1に記載のアンテナ構造体。
  12. アンテナ構造体であって、
    複数のアンテナポートと、
    それぞれが前記複数のアンテナポートの異なる1つに結合された複数のアンテナ素子であって、それぞれが1つの周波数範囲内で動作する複数のアンテナ素子と、
    前記複数のアンテナ素子のうち互いに隣接する第１および第２アンテナ素子を電気的に接続する１つまたは複数の接続素子であって、前記第１アンテナ素子上の電流が第２アンテナ素子に流れる1つまたは複数の接続素子とを含み、
    前記1つまたは複数の接続素子は、前記アンテナ構造体の前記周波数範囲を変更するためのチューナブル素子を含み、前記チューナブル素子はアンテナ素子間の電気的接続の遅れ、位相、またはインピーダンスを変化させることで、前記第１アンテナ素子及び前記第２アンテナ素子を流れる前記電流が、前記チューナブル素子により変更された周波数範囲において、前記複数のアンテナポートのうち１つによって励振される第1アンテナモードが前記複数のアンテナポートのうち別の１つにより励振される第2アンテナモードから電気的に分離されるような大きさを備える、アンテナ構造体。
  13. 前記アンテナ構造体がダイバーシチなアンテナパターンを生成する、請求項１２に記載のアンテナ構造体。
  14. 前記1つまたは複数の接続素子は、電流が前記アンテナポートを迂回して流れるように前記第１および第２アンテナ素子を電気的に接続する、請求項１２に記載のアンテナ構造体。
  15. 前記複数のアンテナ素子のそれぞれが、前記チューナブル素子により変更された前記周波数範囲で動作する電気的長さを備えるように蛇行形状を備え、前記蛇行形状がメアンダ形状を含む、請求項１２に記載のアンテナ構造体。
  16. 前記複数のアンテナ素子のそれぞれが、前記チューナブル素子により変更された前記周波数範囲で動作する電気的長さを備えるように蛇行形状を備え、前記蛇行形状が螺旋コイルを含む、請求項１２に記載のアンテナ構造体。
  17. 前記複数のアンテナ素子のそれぞれが、前記チューナブル素子により変更された前記周波数範囲で動作する電気的長さを備えるように蛇行形状を備え、前記蛇行形状がループを含む、請求項１２に記載のアンテナ構造体。
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