JP5482171B2 - アンテナ装置、及び無線端末装置 - Google Patents

Description

本発明は、アンテナ装置、及び無線端末装置に関する。

従来から、アンテナ装置として、例えば２本のアンテナにより同一の無線信号が受信され、電波状況の優れたアンテナからの受信信号が優先的に用いられるようにしたダイバシティアンテナがある。

また、例えば、導電性の接続素子が２つのアンテナ素子間に接続されることで、一方のアンテナ素子の給電点に流れる電流がバイパスされて、２つのアンテナ素子を電気的に絶縁させるようにしたマルチモードアンテナ構造が知られている。

更に、例えば、グランドパターンの端部に切り欠き部が形成されることで、アンテナ素子間の結合度を低減させるようにした一体型平板多素子及び電子機器も知られている。

更に、例えば、上部接地導体の縁部を切り欠いた凹部に可変リアクタンス又はスイッチが設けられ、スイッチ等により上部接地導体における複数の突片の先端部分に設けられたアンテナ素子間の相関関係を低下させるようにした無線受信用小型携帯端末装置も知られている。

ＷＯ ２００８／１３１１５７ Ａ１ 特開２００７‐１３６４３号公報 特開２００７‐２４３４５５号公報

しかしながら、上述した従来技術において、アンテナ素子間に接続素子が直接接続されるとアンテナ素子の特性が変化する。そのため、アンテナ装置に更に整合回路が配置されることで、特性の変化に対応させ、受信周波数又は送信周波数を所定の範囲にすることができる。しかし、アンテナ装置に更に整合回路が配置されると、部品点数がその分増加し、アンテナ装置内の各種素子等の設置スペースが少なくなる。部品点数の増加や設置スペースの減少は、アンテナ装置の省スペース化又は小型化を実現することが困難となる。

また、上述した従来技術において、グランドパターンの端部に切り欠きを設け、又は上部接地導体に凹部を設けた場合、切り欠きや凹部の面積が一定以上の大きさのとき、切り欠き等の分だけ、グランドパターン上に設置される各種素子等の設置スペースが少なくなる。

一方、アンテナ素子間の結合度又は相関関係等、アンテナ素子の特性を一定以上とすることで、アンテナ装置の受信特性等を向上させることもできる。

そこで、本発明の一目的は、省スペース化又は小型化を図るようにしたアンテナ装置及び無線端末装置を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、一定の特性が得られるようにしたアンテナ装置及び無線端末装置を提供することにある。

一態様によれば、アンテナ装置において、無線信号を送信又は受信する第１及び第２のアンテナ素子と、グランドパターンと、前記第１及び第２のアンテナ素子を結ぶ線分上に配置されるとともに前記グランドパターンと直接接続された配線パターンとを備え、前記配線パターンと前記グランドパターンの一部とにより周回経路が形成される。

また、他の態様によれば、無線信号の送信又は受信を行う無線端末装置において、筺体と、前記筺体に収容されたアンテナ装置とを備え、前記アンテナ装置は、前記無線信号を送信又は受信する第１及び第２のアンテナ素子と、グランドパターンと、前記第１及び第２のアンテナ素子を結ぶ線分上に配置されるとともに前記グランドパターンと直接接続された配線パターンとを備え、前記配線パターンと前記グランドパターンの一部とにより周回経路が形成される。

省スペース化又は小型化を図るようにしたアンテナ装置及び無線端末装置を提供することができる。また、一定の特性が得られるようにしたアンテナ装置及び無線端末装置を提供することができる。

図１はアンテナ装置の斜視図である。 図２（Ａ）はアンテナ装置の拡大図、図２（Ｂ）及び図２（Ｃ）は断面図を夫々示す図である。 図３はＳ_２１に関するシミュレーション結果の例を示す図である。 図４はアンテナ効率に関するシミュレーション結果の例を示す図である。 図５（Ａ）及び図５（Ｂ）は放射パターンのシミュレーション結果の例を示す図である。 図６は相関係数に関するシミュレーション結果の例を示す図である。 図７はＳ₁₁に関するシミュレーション結果の例を示す図である。 図８（Ａ）及び同図（Ｂ）は電流分布のシミュレーション結果の例を示す図である。 図９はアンテナ装置の斜視図である。 図１０（Ａ）はＳ₁₁、図１０（Ｂ）はリアクタンスに関する各シミュレーション結果の例を示す図である。 図１１はスミスチャートの例を示す図である。 図１２（Ａ）はアンテナ装置の拡大図、図１２（Ｂ）はシミュレーション結果の例を夫々示す図である。 図１３（Ａ）はアンテナ装置の斜視図、図１３（Ｂ）はアンテナ装置の断面図である。 図１４はＳ₁₁、Ｓ₂₁に関するミュレーション結果の例を示す図である。 図１５（Ａ）はアンテナ装置の斜視図、図１５（Ｂ）はアンテナ装置の拡大図である。 図１６はＳ₁₁、Ｓ₂₁に関するミュレーション結果の例を示す図である。 図１７はアンテナ装置の拡大図である。 図１８（Ａ）はＳ₁₁、図１８（Ｂ）はＳ₂₁に関するミュレーション結果の例を夫々示す図である。 図１９（Ａ）及び図１９（Ｂ）は放射パターンのシミュレーション結果の例を示す図である。 図２０は相関係数に関するシミュレーション結果の例を示す図である。 図２１（Ａ）及び図２１（Ｂ）は電流分布のシミュレーション結果の例を夫々示す図である。 図２２（Ａ）及び図２２（Ｂ）は夫々無線端末装置の斜視図である。 図２３（Ａ）及び図２３（Ｂ）は夫々アンテナ装置の斜視図である。 図２４（Ａ）及び図２４（Ｂ）は夫々無線端末装置の例を示す図である。

本実施の形態について以下説明する。

＜第１の実施例＞
第１の実施例について説明する。図１はアンテナ装置１０の斜視図である。アンテナ装置１０は、例えば、カードタイプのアンテナ装置であり、パーソナルコンピュータ又は携帯電話等の無線端末装置に装填又は収容させることができる。図２４（Ａ）及び同図（Ｂ）は、無線端末装置１００の例を示す図で、同図（Ａ）は無線端末装置１００として携帯電話、同図（Ｂ）はパーソナルコンピュータの例を示す図である。アンテナ装置１０は携帯電話１００の筺体１０１内に収容されて、無線基地局等と無線信号を送受信できる。また、アンテナ装置１０は、パーソナルコンピュータ１００の筺体１０１内に装填されて、無線基地局等と無線信号を送受信できる。

アンテナ装置１０の構成例について説明する。図１は上述したようにアンテナ装置１０の斜視図、図２（Ａ）はアンテナ装置１０の部分拡大図である。また、図２（Ｂ）は、図２（Ａ）において線分Ｋ−Ｋ’でアンテナ装置１０を切断し、Ｃ方向から見たときの断面図であり、図２（Ｃ）は線分Ｍ−Ｍ’でアンテナ装置１０を切断し、Ｃ方向から見たときの断面図である。

アンテナ装置１０は、図１に示すように、誘電体基板（以下、「基板」）１２と、２つのアンテナ素子１４‐１，１４‐２（又は、第１のアンテナ素子１４‐１及び第２のアンテナ素子１４‐２）と、スタブ１８とを備える。

基板１２は、ｙ軸方向の長さが「Ｖ＋ｈ」（例えば、「８０ｍｍ」）であり、ｘ軸方向の長さが「Ｈ」（例えば、「３０ｍｍ」）、ｚ軸方向の長さ（又は厚さ）は「ｄ１＋ｄ２」（例えば、「１ｍｍ」）である。基板１２は、表面の一部に金属面、例えば銅層１３、裏面に各種素子を備える。

銅層１３は、その厚さがｄ２（例えば、「３５μｍ」）であり、銅層１３の矩形部分（Ｖ×Ｈ）は、基板１２上の各種素子等に対してグランドパターン１５を形成する。

アンテナ素子１４‐１，１４‐２は、他のアンテナ装置から送信された無線信号を受信し、他のアンテナ装置に無線信号を送信する。各アンテナ素子１４‐１，１４‐２は、基板１２に固定された固定部１４‐１ａ，１４‐２ａ（又は、第１の固定部１４‐１ａ及び第２の固定部１４‐２ａ）と、固定部１４‐１ａ，１４‐２ａからＬ字状に折れ曲がった折り曲げ部１４‐１ｂ，１４‐２ｂとを備える。

折り曲げ部１４‐１ｂ，１４‐２ｂは、夫々ｙ１軸及びｙ２軸を中心に回転可能で、基板１２（又はアンテナ装置１０）の幅Ｈ内に収容することができる。また、固定部１４‐１ａ，１４‐１ｂは給電位置１６‐１，１６‐２（又は、第１の給電位置１６‐１及び第２の給電位置１６‐２）を備える。

給電位置１６‐１，１６‐２は基板１２上の一部素子とストリップラインを介して接続されており、アンテナ素子１４‐１，１４‐２に対して給電が行われる。

スタブ１８は、例えば、導電性の配線パターンであって、高周波回路における分布定数線路である。スタブ１８は、図２（Ａ）に示すように、ミアンダ部（又はミアンダライン）１８‐１ａ，１８‐２ａ，１８‐１ｄ，１８‐２ｄと、直線部１８ｂと、接続部１８‐１ｃ，１８‐２ｃ（又は、第１の接続部１８‐１ｃ及び第２の接続部１８‐２ｃ）とを備える。また、スタブ１８は、接続部１８‐１ｃ，１８‐２ｃを介してグランドパターン１５と接続される。

尚、スタブ１８は、グランドパターン１５と同様に、導電性の金属平板、例えば銅層１３により構成される。また、スタブ１８の厚さは、図２（Ｂ）及び同図（Ｃ）に示すように、グランドパターン１５の厚さと同じ「ｄ２」となっている。更に、アンテナ素子１４‐１，１４‐２も、例えば、銅層１３より構成され、その厚さは「ｄ２」となっている。

ミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａ，１８‐１ｄ，１８‐２ｄは、銅層１３が凹状又は凸状に交互に折れ曲がって形成される。また、ミアンダ部１８‐１ｄ，１８‐２ｄの間は直線部１８ｂにより接続されている。更にミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａは、アンテナ素子１４の固定部１４‐１ａ，１４‐２ａ近傍（例えば、固定部１４‐１ａ，１４‐２ａから閾値ｈｒｅｆ以内）に設けられている。図２（Ａ）に示すように、ミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａの長辺方向の長さｈは、アンテナ素子１４‐１ａ，１ｂから離れるに従い短くなっている（ミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａの長辺方向の長さｈに対して、ミアンダ部１８‐１ｄ，１８‐２ｄの長辺方向の長さはｈｄ（＜ｈ）となっている）。

尚、図２（Ａ）において一点鎖線で示すように、スタブ１８とグランドパターン１５の一部とによりループ（又は周回経路）が形成される。ループは、図２（Ａ）において、例えば、第１の接続部１８‐１ｃからミアンダ部１８‐１ａ等を経由して、第２の接続部１８‐２ｃに至り、更に、グランドパターン１５の一部を通り、第１の接続部１８‐ｃに戻るまでの経路である。２つのアンテナ素子１４‐１，１４‐２のうち一方を給電したとき、このループ内に一定以上の電流が流れ、２つのアンテナ素子１４‐１，１４‐２について一定以上の特性が得られる。詳細は後述する。

また、本実施例を含め以降の実施例において、スタブ１８とグランドパターン１５の一部とにより形成されるループの長さは、アンテナ装置１０において送信又は受信する無線信号の周波数の一波長と略同じ長さである。このように構成することで当該周波数において、スタブ１８は並列共振状態となり、上述したようにループ内に一定以上の電流が流れる。詳細は後述する。尚、本実施例等において当該ループ長を例えば電気長と呼ぶことにする。

アンテナ装置１０は、図１及び図２（Ａ）に示すように、グランドパターン１５の一部にスリット２１‐１，２１‐２が配置される。スリット２１‐１，２１‐２により、アンテナ素子１４‐１，１４‐２間の結合等、特性が改善される。

次に、本アンテナ装置１０に対するシミュレーション結果について説明する。本願の発明者はアンテナ装置１０に対して種々のシミュレーションを行った。図３〜図１１はシミュレーション結果の例等を示す図である。

図３はＳパラメータのうちＳ₂₁（又は「結合」）に関するシミュレーション結果の例を示す図である。本シミュレーションは、例えば、図１等に示すアンテナ装置１０において、第１の給電位置１６‐１から第１のアンテナ素子１４‐１に交流電圧が印加され、当該電圧の周波数を変化させる。本シミュレーションは、かかる場合において、当該電圧と第２の給電位置１６‐２から出力される電圧とに基づいてＳ₂₁をシミュレートしたものである。電圧源は、例えば、グランドパターン１５と第１の給電位置１６‐１との間にあるものとする。図３において、横軸は周波数を示し、縦軸はＳ₂₁（デシベル表示）を示す。また、同図において、破線はスタブ１８のないアンテナ装置１０、実線はスタブ１８のあるアンテナ装置１０の夫々に対するシミュレーション結果を示す。

図３に示すように、交流電圧の周波数が「１．７ＧＨｚ」のとき、スタブ１８のあるアンテナ装置１０の方がスタブ１８のないアンテナ装置１０よりも、Ｓ₂₁の値は大幅に低くなっている。２つのアンテナ素子１４‐１，１４‐２の結合は、スタブ１８のあるアンテナ装置１０の方がスタブ１８のないアンテナ装置よりも、低く改善されたシミュレーション結果を得ることができた。

図４は、アンテナ効率に関するシミュレーション結果の例を示す図である。アンテナ効率は、例えば、各アンテナ素子１４‐１，１４‐２に加えた電力と放射電力の比を表わす。例えば、第１の給電位置１６‐１に交流電圧を印加し、印加する交流電圧の周波数を変化させたとき、第１のアンテナ素子１４‐１において空間に放射される電力をシミュレートしたものである。「アンテナ素子」が「一本」の場合と、「アンテナ素子２本」で「スタブなし」の場合、及び「アンテナ素子２本」で「スタブあり」の場合において、交流電圧の周波数を「１．７ＧＨｚ」、「２．０ＧＨｚ」、「２．３ＧＨｚ」と変化させてシミュレートした。

図４に示すように、アンテナ効率は、「アンテナ素子２本スタブあり」の場合が「アンテナ素子２本スタブなし」の場合よりも、各周波数で低いシミュレーション結果を得た。アンテナ効率は、周波数「１．７ＧＨｚ」を含む各周波数において、スタブ１８のある方がない方と比較して高い数値を得て、改善されたシミュレーション結果を得た。

図５（Ａ）及び同図（Ｂ）は放射パターン、図６は相関係数に関するシミュレーション結果を夫々示す図である。図５（Ａ）に示す放射パターンは、例えば、アンテナ装置１０における第１の給電位置１６‐１に周波数「１．７ＧＨｚ」の交流電圧を印加し、第２の給電位置１６‐２には電圧を印加しない場合の指向性分布を示す。また、図５（Ｂ）に示す放射パターンは、例えば、第２の給電位置１６‐２に周波数「１．７ＧＨｚ」の交流電圧を印加し、第１の給電位置１６‐１には印加しない場合の指向性分布を示す。

第１の給電位置１６‐１に交流電圧が印加された場合、図５（Ａ）に示すように、ｘ軸の第１象限かつｙ軸の第２象限に最も電力の高い分布があり、全体的に給電側の第１の給電位置１６‐１の方向（Ｗ１方向）に高電力が分布している。一方、第２の給電位置１６‐２に交流電圧が印加された場合、図５（Ｂ）に示すように、ｘ軸の第２象限かつｙ軸の第２象限に最も電力の高い分布があり、全体的に給電側の第２の給電位置１６‐２の方向（Ｗ２方向）に高電力が分布している。

このように、２つの放射パターンは夫々逆方向（Ｗ１方向とＷ２方向）を向いているため、２つのアンテナ素子１４‐１，１４‐２の相関は一定の場合よりも低いシミュレーション結果を得ることができた。

図６は、図５（Ａ）及び同図（Ｂ）に示す放射パターンに基づいて、印加される交流電圧の周波数を変化させたときの相関係数をシミュレーションした結果を示す。相関係数は、例えば、第１の給電位置１６‐１から給電したときの放射パターン（図５（Ａ））と、第２の給電位置１６‐２から給電したときの放射パターン（図５（Ｂ））とがどれだけ一致しているかを示す指標でもある。図６において、実線はスタブ１８がある場合、破線はスタブ１８がない場合のシミュレーション結果である。

図６に示すように、スタブ１８のあるアンテナ装置１０の相関係数は、スタブ１８のない場合と比較して、「１．７ＧＨｚ」から「１．９ＧＨｚ」、及び「２．３ＧＨｚ」から「２．５ＧＨｚ」等に亘り、低い数値となった。よって、相関係数についても、スタブ１８のあるアンテナ装置１０は、スタブ１８のないアンテナ装置１０と比較して、改善されたシミュレーション結果を得ることができた。このシミュレーション結果から、スタブ１８のあるアンテナ装置１０の方がスタブ１８のないアンテナ装置１０よりも、２つのアンテナ素子１４‐１，１４‐２の相関は低くなっている。

図７は、ＳパラメータのうちＳ₁₁（又は「整合」）に関するシミュレーション結果を示す図である。例えば、図１等に示すアンテナ装置１０において、第１の給電位置１６‐１から交流電圧が印加され、当該交流電圧の周波数を変化させたとき、当該電圧と第１の給電位置１６‐１で反射する電圧とに基づいてＳ₁₁をシミュレートしたものである。電圧源は、例えば、グランドパターン１５と第１の給電位置１６‐１との間にあるものとする。図７において、横軸は周波数、縦軸はＳ₁₁（デシベル表示）を夫々示し、破線はスタブ１８がないアンテナ装置１０、実線はスタブ１８のあるアンテナ装置１０に対する各シミュレーション結果である。

図７に示すように、Ｓ₁₁は、周波数「１．７ＧＨｚ」以上の各周波数において、スタブ１８があるアンテナ装置１０の方がスタブ１８のないアンテナ装置１０よりも低い数値となっており、反射電圧も小さくなる。従って、スタブ１８のあるアンテナ装置１０は、スタブ１８のない場合と比較して、Ｓ₁₁が改善されることとなる。例えば、図１等に示すアンテナ装置１０において、基板１２上に設けられた各種素子は、アンテナ素子１４‐１，１４‐２で受信した「１．７ＧＨｚ」の無線信号のうち最大出力に近い無線信号を得ることができる。

以上、図１等に示すアンテナ装置１０の結合、アンテナ効率、整合等が改善されたシミュレーション結果について説明した。次に、このように改善される理由について説明する。図８（Ａ）〜図１１は各種改善の理由を説明するための図である。

このうち、図８（Ａ）及び同図（Ｂ）は、結合とアンテナ効率の改善理由を説明するための図であり、図８（Ａ）は第２の給電位置１６‐２からの交流電圧を印加させたとき、スタブ１８のないアンテナ装置１０の電流分布の例を示すシミュレーション結果である。一方、図８（Ｂ）は同様に第２の給電位置１６‐２から交流電圧を印加させたとき、スタブ１８のあるアンテナ装置１０の電流分布の例を示すシミュレーション結果である。どちらも、交流電圧の周波数は「１．７ＧＨｚ」の例である。図８（Ａ）及び同図（Ｂ）において、各矢印の大きさ及び太さが電流の大きさを示す。

給電されていない第１のアンテナ素子１４‐１に着目すると、スタブ１８がない場合（図８（Ａ)）の方が、スタブ１８がある場合（図８（Ｂ））と比較して、強い電流が流れている。スタブ１８のないアンテナ装置１０において、第１のアンテナ素子１４‐１に流れるこの強い電流のため、第２のアンテナ素子１４‐２との結合（又はＳ₁₁）が、スタブ１８がある場合よりも強くなる。また、スタブ１８のないアンテナ装置１０において、第１のアンテナ素子１４‐１に流れる強い電流のため、第１の給電位置１６‐１の近傍において、スタブ１８がある場合よりも消費される電力が大きくなる。従って、スタブ１８のないアンテナ装置１０は、スタブ１８のあるアンテナ装置１０と比較してエネルギー効率も低くなる。

一方、スタブ１８がある場合、図８（Ｂ）に示すように、スタブ１８とグランドパターン１５の一部に一定以上の強い電流が流れる。このスタブ１８等に流れる強い電流のため、第１のアンテナ素子１４‐１に流れる電流は、スタブ１８がある場合と比較して少なくなる。従って、２つのアンテナ素子１４‐１，１４‐２間の結合は、スタブ１８があるアンテナ装置１０の方がスタブ１８のないアンテナ装置１０と比較して低い結果（例えば、図３）を得ることができた。また、エネルギー効率も、例えば第１の給電位置１６‐１の近傍において、スタブ１８のあるアンテナ装置１０の方が、スタブ１８がないアンテナ装置１０よりも、消費される電力が低く、エネルギー効率が高い結果（例えば、図４）を得た。このように、アンテナ装置１０は、スタブ１８を備えることで、アンテナ素子１４‐１，１４‐２等に流れる高周波電流の経路や、インピーダンスを変化させることができ、結合やエネルギー効率について一定以上の特性を得ることができる。

次に、図９〜図１０（Ｂ）を用いて、周波数「１．７ＧＨｚ」においてスタブ１８等に一定以上の強い電流が流れる理由について説明する。図９は、シミュレーション対象のアンテナ装置１０の斜視図を示す図である。本シミュレーションは、スタブ１８の中心周波数等を調べるため、スタブ１８の第１の接続部１８‐１ｃに第１の給電位置１６‐１（又はポート）を設け、当該給電位置１６‐１から「１．７ＧＨｚ」の交流電圧を印加した。尚、シミュレーションに際し、スタブ１８のミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａにおけるｙ軸方向の長さｈは各々同じ長さとした。図９に示す電気長も、周波数「１．７ＧＨz」に対する波長と略同じ長さとしている。

図１０（Ａ）は、このようにスタブ１８上に給電したときの第１のアンテナ素子１４‐１に対するＳ₁₁のシミュレーション結果を示す図である。また、図１０（Ｂ）は、スタブ１８の合成インピーダンスの虚数部（リアクタンス）のシミュレーション結果を示す図である。同図（Ｂ）は、例えば、第１の給電位置１６‐１からスタブ１８のミアンダ部１８‐１ａ等を経由して、第２の接続部１８‐２ｃに至り、更に第１の給電位置１６‐１に戻るまでのループ経路と等価な回路におけるリアクタンスをシミュレートしたものである。

図１０（Ａ）に示すように、Ｓ₁₁は周波数「１．７ＧＨｚ」において他の周波数と比較して低い数値を得た。また、同図（Ｂ）に示すように、周波数「１．７ＧＨｚ」においてリアクタンスが「０」になり、スタブ１８等は並列共振状態となっている。スタブ１８等が並列共振状態となることで、例えば図８（Ｂ）に示すように、スタブ１８等に一定以上の強い電流が流れることになる。

つまり、スタブ１８とグランドパターン１５の一部とで形成される電気長は、アンテナ装置１０において送信又は受信される無線信号（例えばその周波数「１．７ＧＨｚ」）に対する一波長と略同じ長さとする。このようにすることで、当該無線信号の周波数において、スタブ１８等が並列共振状態となり、スタブ１８等に一定以上の強い電流が流れることとなる。尚、基板１２の誘電率を考慮した値が、当該無線信号の一波長と同じ長さとしてもよい。

次に、整合が「１．７ＧＨz」の周波数において改善される理由について説明する。図１１は、図１等に示すようにスタブ１８のあるアンテナ装置１０と、スタブ１８のないアンテナ装置１０において、インピーダンスの変化例を示すスミスチャートである。本シミュレーションは、例えば、アンテナ装置１０の第１の給電位置１６‐１から交流電圧が印加され、当該交流電圧の周波数を「１．５ＧＨｚ」から「２．５ＧＨｚ」に変化させたとき、第１のアンテナ素子１４‐１に対するインピーダンスの変化例を示す。図１１の横軸はインピーダンスの実部（又は純抵抗）、縦軸の上半分はインダクティブな領域、下半分はキャパシティブな領域を各々示す。また、図１１において、実線がスタブ１８のあるアンテナ装置１０、破線がスタブ１８のないアンテナ装置１０の各シミュレーション結果を示す。

図１１に示すように、スタブ１８のある場合、グラフと横軸とが接する点Ｐは「１」であり、整合の取れたシミュレーション結果を得た。一方、スタブ１８がない場合、グラフと横軸が接する点Ｑは「１．６」から「２」の間の点であり、整合がとれていないシミュレーション結果を得た。このシミュレーション結果から、スタブ１８のあるアンテナ装置１０は、スタブ１８のないアンテナ装置１０と比較して、第１のアンテナ素子１４‐１のインピーダンスが低いところで整合がとれている。従って、スタブ１８のあるアンテナ装置１０の方が、スタブ１８のないアンテナ装置１０と比較して、反射係数が低くなり、図７等で示すようにＳ₁₁が低くなるシミュレーション結果が得られることになる。

尚、図２等に示すように、各アンテナ素子１４‐１，１４‐２の近傍（例えば、距離ｈｒｅｆ以内）に金属面を設けることで、放射抵抗等が一定値以下の低い値となり、スミスチャート上のグラフは図１１の矢印で示す方向に移動することが知られている。本アンテナ装置１０においてもスタブ１８のミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａがアンテナ素子１４‐１，１４‐２近傍に設置されるため、放射抵抗が一定値以下の低い値となり、整合等も改善される。

このように本第１の実施例では、アンテナ素子１４‐１，１４‐２間にスタブ１８を設けることで、第１の給電位置１６‐１から入力される交流電流の周波数が「１．７ＧＨｚ」のとき、一定の特性を有するシミュレーション結果を得た。従って、本アンテナ装置１０は、送信又は受信する無線信号の周波数を「１．７ＧＨｚ」としたとき、結合及び整合等の特性に関して、一定の特性を得ることができる。

また、本アンテナ装置１０は、特開２００７‐１３６４３号公報及び特開２００７‐２４３４５５号公報に示された一定以上の大きさの切り欠きやスリット等がないため、アンテナ装置１０の小型化又は省スペース化を図ることができる。更に、スタブ１８はアンテナ素子１４‐１，１４‐２に直接接続されず、グランドパターン１５に直接接続される。よって、アンテナ素子１４‐１，１４‐２の特性を変化させず、別途整合回路等を設けなくてもよい。従って、本アンテナ装置１０はコスト削減等を図ることもできる。

＜第２の実施例＞
次に第２の実施例を説明する。第１の実施例では、スタブ１８はミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａ、１８‐１ｄ，１８‐２ｄ、直線部１８ｂ等を備えるものとして説明した。スタブ１８等により形成された電気長がアンテナ装置１０において送信又は受信される周波数の一波長と略同じ長さであれば、スタブ１８の形状はどのようなものでもよい。

図１２（Ａ）はスタブ１８の他の例を示す図である。スタブ１８は、全体に亘りミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａを備えた構造となっている。但し、スタブ１８のｙ軸方向の長さｈ’は、第１の実施例における長さｈと比較して短い。

図１２（Ｂ）は、第１の実施例と同様にシミュレーションを行った場合のＳ₂₁とＳ₁₁のシミュレーション結果の例を示す図である。同図（Ｂ）において、破線はＳ₂₁、実線はＳ₁₁を示す。

図１２（Ｂ）に示すように、アンテナ素子１４‐１，１４‐２間の結合（Ｓ₂₁）も、第１のアンテナ素子１４‐１の整合（Ｓ₁₁）も、「１．７ＧＨｚ」において他の周波数と比較して（又はスタブ１８のない場合と比較して）低い数値が得られ、改善された結果を得ることができた。

尚、アンテナ効率と相関係数に関するシミュレーション結果は、周波数「１．７ＧＨｚ」において、夫々「−０．９ｄＢ」と「０．０４」となった。ともに第１の実施例と比較して更に低い数値となり、更に改善された結果を得ることができた。

以上から、第１の給電位置１６‐１から入力される交流電圧（例えば、周波数が「１．７ＧＨｚ」の交流電圧）の波長と電気長とが略同じ長さのとき、スタブ１８等がどのような形状でも、一定以上の特性を有するシミュレーション結果を得ることができた。従って、本アンテナ装置１０は、送信又は受信する無線信号（例えば、周波数が「１．７ＧＨｚ」の無線信号）の波長と電気長とが略同じ長さであれば、スタブ１８等がどのような形状でも一定以上の特性を得ることができる。

また、アンテナ装置１０は、特開２００７‐１３６４３号公報及び特開２００７‐２４３４５５号公報に示された一定の大きさ以上のスリット等もないため、省スペース化及び小型化を図ることができる。更に、アンテナ装置１０は、アンテナ素子１４‐１，１４‐２の特性を得るための整合回路を別途設けることがなく、コスト削減等を図ることもできる。

＜第３の実施例＞
次に第３の実施例について説明する。第１の実施例等は、基板１２の一方の面（例えば表面）にアンテナ素子１４‐１，１４‐２、スタブ１８等がある場合を説明した。例えば、基板１２の表面にアンテナ素子１４‐１，１４‐２、裏面にグランドパターン１５とスタブ１８を備えるようにしてもよい。図１３（Ａ）及び同図（Ｂ）は第３の実施例におけるアンテナ装置１０の斜視図、図１４は第３の実施例におけるシミュレーション結果の例を示す図である。

本アンテナ装置１０は、厚さ方向（ｚ軸方向）においてアンテナ素子１４‐１，１４‐２と、スタブ１８とが対向するように配置される。例えば、基板１２の表面にアンテナ素子１４‐１，１４‐２が配置され、基板１２の裏面にスタブ１８とグランドパターン１５が配置される。

スタブ１８の形状は、ｙ軸方向の長さｈ’’が第１の実施例の長さｈよりも短くなっている。尚、スタブ１８は、第１の実施例等と同様に、接続部１８‐１ｃ，１８‐２ｃを介してグランドパターン１５と接続され、アンテナ素子１４‐１，１４‐２側にミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａを備える。更に、２つのミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａが直線部１８ｂにより接続される。スタブ１８とグランドパターン１５の一部とにより形成される電気長は、アンテナ装置１０において送信又は受信する無線信号（例えば、周波数は「１．７ＧＨｚ」の無線信号）の一波長と略同じ長さとなっている。

図１４は、第１の実施例と同様にシミュレーションを行った場合の、Ｓ₂₁とＳ₁₁に関するシミュレーション結果の例を示す図である。第１の実施例と同様に、「１．７ＧＨｚ」において、他の周波数と比較して（又はスタブ１８のない場合と比較して）低い数値のシミュレーション結果を得ることができた。尚、アンテナ効率と相関係数は、「１．７ＧＨｚ」の周波数において、夫々「−１．４ＧＨｚ」と「０．０８」の各数値を得ることができた。

本アンテナ装置１０も、入力される交流電圧の周波数が「１．７ＧＨz」のとき、結合及び整合等の特性に関して一定の数値のシミュレーション結果を得ることができた。従って、本アンテナ装置１０は、送信又は受信する無線信号の周波数を例えば「１．７ＧＨｚ」としたとき、一定の特性を得ることができる。また、本アンテナ装置１０は、特開２００７‐１３６４３号公報及び特開２００７‐２４３４５５号公報に示された一定以上のスリット又は切り欠き等がないため省スペース化又は小型化を図ることもできる。更に、本アンテナ装置１０は整合回路等を別途設けることがないため、コスト削減を図ることもできる。

＜第４の実施例＞
次に第４の実施例を説明する。図１５（Ａ）は第４の実施例におけるアンテナ装置１０の斜視図、同図（Ｂ）はアンテナ装置１０の拡大図である。

本アンテナ装置１０は、スタブ１８において、キャパシタ、コイル、抵抗などの集中定数素子１９‐１，１９‐２を備える。例えば、集中定数素子１９‐１，１９‐２の容量、インダクタンス、抵抗値等が調整されることで、スタブ１８とアンテナ素子１４‐１，１４‐２間のアンテナ間結合、スタブ１８とグランドパターン１５とによるループ長（又は電気長）等を調整できる。また、集中定数素子１９‐１，１９‐２の容量等が調整されることで、アンテナ素子１４‐１，１４‐２、給電位置１６‐１，１６‐２、又はスタブ１８等の製造誤差も吸収できる。尚、図１５（Ａ）及び同図（Ｂ）に示す集中定数素子１９‐１，１９‐２は、２個の例を示しているが、１個でも、３個以上でもよい。また、第１の実施例と同様に、アンテナ素子１４‐１，１４‐２の近傍にスタブ１８のミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａが配置される。

図１６は、第１の実施例と同様にシミュレーションを行った場合の、Ｓ₂₁とＳ₁₁のシミュレーション結果の例を夫々示す図である。但し、集中定数素子１９‐１，１９‐２のインダクタンスを「７ｎＨ」としてシミュレーションした。図１６において、破線がＳ₂₁、実線がＳ₁₁のグラフを示す。

図１６に示すように、スタブ１８に集中定数素子１９‐１，１９‐２が配置された場合でも、「１．７ＧＨｚ」の周波数において、他の周波数と比較して低い値を得ることができた。尚、本アンテナ装置１０のアンテナ効率と相関係数は、周波数「１．７ＧＨｚ」において、夫々「−１．２ｄＢ」と「０．０７」のシミュレーション結果を得た。これらの数値は、図４及び図６に示すスタブ１８なしの場合のシミュレーション結果と比較して低い値であり、改善された結果となっている。

以上から、本第４の実施例においても、スタブ１８に集中定数素子１９‐１，１９‐２を備えることで、送信又は受信する無線信号の周波数が例えば「１．７ＧＨｚ」のとき、本アンテナ装置１０は一定の特性を得ることができる。また、本アンテナ装置１０は、特開２００７‐１３６４３号公報及び特開２００７‐２４３４５５号公報に示された一定以上の大きさの切り欠き等がないため、省スペース化及び小型化を図ることができる。更に、本アンテナ装置１０はアンテナ素子１４‐１，１４‐２の整合を図るための整合回路がないため、コスト削減等を図ることができる。

＜第５の実施例＞
次に第５の実施例について説明する。第１〜第４の実施例は「１．７ＧＨｚ」の周波数において改善結果が得られた例を説明した。例えばスタブ１８の形状を変化させることで、他の周波数においても改善結果を得ることができる。図１７はアンテナ装置１０の拡大図、図１８（Ａ）から図２１（Ｂ）はシミュレーション結果の例等を示す図である。

図１７に示すように、スタブ１８のミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａにおけるｙ軸方向の長さｈ１は、第１の実施例の長さｈよりも短くなっている。また、ミアンダ部１８‐１ａ，１８‐２ａと各アンテナ素子１４‐１，１４‐２の固定部１４‐１ａ，１４‐２ａとの距離ｄ２は第１の実施例の場合よりも長くなっている。また、スタブ１８の直線部１８ｂとグランドパターン１５との距離ｈ２も、第１の実施例の場合よりも長くなっている。更に、アンテナ素子１４‐１，１４‐２の固定部１４‐１ａ，１４‐２ａは、距離ｄ２だけｘ軸方向であって基板１２の中央側に設置される。スタブ１８とグランドライン１５の一部で形成される電気長は、周波数「２．５ＧＨｚ」に対する一波長と略同じ長さとなっている。

図１８（Ａ）及び同図（Ｂ）は、第１の実施例と同様に、例えば第１の給電位置１６‐１に交流電圧を印加し、当該交流電圧の周波数を変化させた場合のシミュレーションであり、同図（Ａ）はＳパラメータのうちＳ₁₁、同図（Ｂ）はＳ₂₁に関するシミュレーション結果の例を示す。これらの図において、実線はスタブ１８あり、破線はスタブ１８なしのグラフを示す。

図１８（Ａ）及び同図（Ｂ）に示すように、「２．５ＧＨｚ」においてＳ₁₁とＳ₂₁ともに、スタブ１８ありのアンテナ装置１０の方が、スタブ１８なしのアンテナ装置１０よりも低い値となり、改善されたシミュレーション結果を得ることができた。

図１９（Ａ）及び同図（Ｂ）は放射パターン、図２０は相関係数に関する各シミュレーション結果の例を示す図である。

このうち、図１９（Ａ）及び同図（Ｂ）は、第１の給電位置１６‐１から交流電圧が印加された場合、アンテナ装置１０周辺における放射パターンのシミュレーション結果の例を示し、同図（Ａ）はスタブ１８あり、同図（Ｂ）はスタブ１８がない場合の例である。

図１９（Ａ）及び同図（Ｂ）に示すように、どちらもｘ軸の第１象限かつｙ軸の第２象限に最も高い電力が分布している。２つの結果を比較すると、スタブ１８のないアンテナ装置１０の方が、スタブ１８のあるアンテナ装置１０よりも、給電されていない第２のアンテナ素子１４‐２の方向（Ｗ３方向）に高電力が分布している。このことから、スタブ１８のあるアンテナ装置１０の方が、スタブ１８のないアンテナ装置１０よりも、アンテナ素子１４‐１，１４‐２の結合が低くなっている。

また、図２０において、実線がスタブ１８あり、破線がスタブ１８なしの場合の相関係数を各々示す。同図に示すように、スタブ２０の有無に拘わらず、「２．５ＧＨｚ」において十分低い相関係数の値を得ることができた。

尚、アンテナ効率は、スタブ１８ありのアンテナ装置１０は「−０．９４ｄＢ」、スタブ１８なしのアンテナ装置１０は「−１．７０７ｄＢ」のシミュレーション結果を得た。アンテナ効率に関しても、スタブ１８ありのアンテナ装置１０は、スタブ１８なしのアンテナ装置１０と比較して、高い値を得ることができ、改善された結果を得ることができた。

図２１（Ａ）及び同図（Ｂ）は、第１の実施例と同様に、第１の給電位置１６‐１から給電したときの電流分布のシミュレーション例を示し、同図（Ａ）はスタブ１８あり、同図（Ｂ）はスタブ１８がない場合の例を各々示す。

図２１（Ａ）に示すように、スタブ１８には一定以上の強い電流が流れている。また、給電されていない第２のアンテナ素子１４‐２には、スタブ１８のある方（図２１（Ａ））が、スタブ１８のない方（同図（Ｂ））よりも低い電流が流れる。従って、第１の実施例と同様に、アンテナ素子１４‐１，１４‐２間の結合は、図１７に示すようなスタブ１８のあるアンテナ装置１０の方がスタブ１８のないアンテナ装置１０よりも、低くなる。また、第２の給電位置１６‐２近傍で消費される電力も、スタブ１８のあるアンテナ装置１０の方がスタブ１８のないアンテナ装置１０よりも低くなり、エネルギー効率も高くなる。

以上から、スタブ１８等の形状を変えることで、入力される交流電圧の周波数が「２．５ＧＨｚ」のとき、結合や整合等の特性に関して一定の特性を有するシミュレーション結果を得ることができた。従って、本アンテナ装置１０は、送信又は受信する無線信号の周波数が例えば「２．５ＧＨｚ」のとき、一定以上の特性を得ることができる。

また、第１の実施例では「１．７ＧＨｚ」、本第５の実施例では「２．５ＧＨｚ」の例で説明したが、例えば、スタブ１８の形状やアンテナ素子１４‐１，１４‐２の固定部１４‐１ａ，１４‐２ａ位置等を変えることで他の周波数においても一定の特性を得ることも可能である。

更に、本アンテナ装置１０も第１の実施例等と同様に、特開２００７‐１３６４３号公報及び特開２００７‐２４３４５５号公報に示された一定以上の大きさのスリット等がないため、小型化及び省スペース化を図ることもできる。更に、本アンテナ装置１０も、アンテナ素子１４‐１，１４‐２に対する整合回路を別途設けなくてもよいため、コスト削減等を図ることもできる。

＜第６の実施例＞
次に第６の実施例を説明する。第６の実施例では、アンテナ装置１０を含む無線端末装置１００の構成例に関する例である。

図２２（Ａ）及び同図（Ｂ）は無線端末装置１００の斜視図である。無線端末装置１００は、筺体１０２を備え、筺体１０２内にアンテナ装置１０を収容する。アンテナ部２４‐１，２４‐２（又は、第１のアンテナ部２４‐１，２４‐２）は、筺体１０２のうち、アンテナ素子１４‐１，１４‐２の折り曲げ部１４‐１ｂ，１４‐２ｂを収容する部分である。

アンテナ部２４‐１，２４‐２は、各々、ｙ１軸，ｙ２軸を中心に、Ｗ３方向，Ｗ４方向に回転可能である。図２２（Ｂ）に示すように、アンテナ部２４‐１，２４‐２は、回転により無線端末装置１００の幅Ｈ１内に収められることができる。そのため、第１のアンテナ部２４‐１におけるｙ軸方向の長さｈ３は、第２のアンテナ部２４‐１におけるｙ軸方向の長さｈ４よりも長くなっている。

尚、アンテナ部２４‐１，２４‐２は幅Ｈ１内に収容できればよいため、第２のアンテナ部２４‐１の長さｈ４が、第１のアンテナ部２４‐１の長さｈ３よりも長くしてもよい。

図２３（Ａ）及び同図（Ｂ）はアンテナ装置１０の斜視図であり、回転の様子を示す図である。アンテナ素子１４‐１，１４‐２の折り曲げ部１４‐１ｂ，１４‐２ｂは、アンテナ部２４‐１，２４‐２の回転に伴い、各々、ｙ１軸，ｙ２軸を中心にＷ３方向，Ｗ４方向に回転することができる。同図（Ｂ）に示すように、折り曲げ部１４‐１ｂ，１４‐２ｂは、回転させると、アンテナ装置１０の幅Ｈ内に収めることができる。このため、第１の固定部１４‐１ａにおけるｙ軸方向の長さｈ５は、第２の固定部１４‐２ａにおけるｙ軸方向の長さｈ６よりも長くなっている。尚、折り曲げ部１４‐１ｂ，１４‐２ｂは、幅Ｈ内に収めることができればよいため、第２の固定部１４‐２ａの長さｈ６の方が、第１の固定部１４‐１ａの長さｈ５よりも長くてもよい。

＜その他の実施例＞
上述した各実施例において、アンテナ装置１０は一枚の基板１２を備えるものとして説明した。アンテナ装置１０は、複数の基板１２を備えるようにしてもよい。このうち、ある基板１２が例えば図１等に示すようにグランドパターン１５とアンテナ素子１４‐１，１４‐２等を備え、当該グランドパターン１５が他の基板１２上の素子等に対してグランドを形成することになる。

以上まとめると付記のようになる。

（付記１）
無線信号を送信又は受信する第１及び第２のアンテナ素子と、
グランドパターンと、
前記第１及び第２のアンテナ素子を結ぶ線分上に配置されるとともに前記グランドパターンと直接接続された配線パターンとを備え、
前記配線パターンと前記グランドパターンの一部とにより周回経路が形成されることを特徴とするアンテナ装置。

（付記２）
前記グランドパターンの一部と前記配線パターンとにより形成される周回経路の長さは、前記第１及び第２のアンテナ素子において送信又は受信する前記無線信号の一波長と同じ長さであることを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記３）
前記配線パターンの一部はミアンダラインであることを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記４）
前記ミアンダラインと、前記第１又は前記第２のアンテナ素子との間の距離は閾値より短いことを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記５）
前記アンテナ装置は、更に基板を備え、
前記基板の第１の面に前記第１及び第２のアンテナ素子が配置され、前記基板の第２の面に前記グランドパターンと前記配線パターンとが配置されることを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記６）
前記アンテナ装置は、前記配線パターンに集中定数素子を備えることを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記７）
前記ミアンダラインの長辺方向の長さは、前記第１及び第２のアンテナ素子から離れるに従い短くなることを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記８）
前記第１及び第２のアンテナ素子は、夫々、前記アンテナ装置に固定された固定部と、Ｌ字状に折れ曲がった折り曲げ部とを備え、
前記各折り曲げ部は前記固定部を軸として回転可能であり、前記各折り曲げ部を回転させることで前記各折り曲げ部は前記アンテナ装置の幅内に収容されることを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記９）
前記配線パターンは、導電性の金属平面であることを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記１０）
前記配線パターンは、スタブであることを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記１１）
前記グランドパターンは、導電性の金属平面であることを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記１２）
前記周回経路の長さから前記グランドパターンの導電率に関する値を減算した長さが前記無線信号の一波長と同じであることを特徴とする付記２記載のアンテナ装置。

（付記１３）
前記グランドパターンはスリットを備えることを特徴とする付記１記載のアンテナ装置。

（付記１４）
無線信号の送信又は受信を行う無線端末装置において、
筺体と、
前記筺体に収容されたアンテナ装置とを備え、
前記アンテナ装置は、前記無線信号を送信又は受信する第１及び第２のアンテナ素子と、グランドパターンと、前記第１及び第２のアンテナ素子を結ぶ線分上に配置されるとともに前記グランドパターンと直接接続された配線パターンとを備え、前記配線パターンと前記グランドパターンの一部とにより周回経路が形成されることを特徴とする無線端末装置。

１０：アンテナ装置 １２：基板
１３：銅層
１４‐１，１４‐２：アンテナ素子（第１のアンテナ素子，第２のアンテナ素子）
１４‐１ａ，１４‐２ａ：固定部（第１の固定部，第２の固定部）
１４‐１ｂ，１４‐２ｂ：折り曲げ部 １５：グランドパターン
１６‐１，１６‐２：給電位置（第１の給電位置，第２の給電位置）
１８：スタブ
１８‐１ａ，１８‐２ａ，１８‐１ｄ，１８‐２ｄ：ミアンダ部
１８ｂ：直線部
１８‐１ｃ，１８‐２ｃ：接続部（第１の接続部，第２の接続部）
１９‐１，１９‐２：集中定数素子
２１‐１，２１‐２：スリット １００：無線端末装置
１０１，１０２：筺体

Claims (8)

1. ダイポールアンテナを有するアンテナ装置であって、
   上端側と下端側に延びる第１の長さと、前記第１の長さに垂直な第２の長さを有する基板と、
   前記基板に、前記第１の長さの少なくとも上端部の領域を残し形成されたグランドパターンと、
   前記基板の前記上端部の領域に、前記第２の長さの方向で互いに離間して形成された無線信号を送信又は受信する第１及び第２のアンテナ素子と、
   前記基板上の前記上端部の領域で、前記第１及び第２のアンテナ素子間の領域にスタブを有し、
   前記スタブは、一部がミアンダラインである配線パターンであり、前記グランドパターンの一部とにより周回経路が形成され、
   前記ミアンダラインの長辺方向の長さは、前記第１及び第２のアンテナ素子から離れるに従い短くなる、
   ことを特徴とするアンテナ装置。
2. 前記周回経路の長さは、前記第１及び第２のアンテナ素子において送信又は受信する前記無線信号の一波長と同じ長さであることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
3. 前記ミアンダラインと、前記第１又は前記第２のアンテナ素子との間の距離は閾値より短いことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
4. 前記基板の第１の面に前記第１及び第２のアンテナ素子が配置され、前記基板の第２の面に前記グランドパターンと前記配線パターンとが配置されることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
5. 前記配線パターンに集中定数素子を備えることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
6. 前記第１及び第２のアンテナ素子は、夫々、前記アンテナ装置に固定された固定部と、Ｌ字状に折れ曲がった折り曲げ部とを備え、
   前記各折り曲げ部は前記固定部を軸として回転可能であり、前記各折り曲げ部を回転させることで前記各折り曲げ部は前記アンテナ装置の幅内に収容されることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
7. 前記配線パターンは、導電性の金属平面であることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
8. 無線信号の送信又は受信を行う無線端末装置において、
   筺体と、
   前記筺体に収容されたアンテナ装置とを備え、
   前記アンテナ装置は、上端側と下端側に延びる第１の長さと、前記第１の長さに垂直な第２の長さを有する基板と、
   前記基板に、前記第１の長さの少なくとも上端部の領域を残し形成されたグランドパターンと、
   前記基板の前記上端部の領域に、前記第２の長さの方向で互いに離間して形成された無線信号を送信又は受信する第１及び第２のアンテナ素子と、
   前記基板上の前記上端部の領域で、前記第１及び第２のアンテナ素子間の領域にスタブを有し、
   前記スタブは、一部がミアンダラインである配線パターンであり、前記グランドパターンの一部とにより周回経路が形成され、
   前記ミアンダラインの長辺方向の長さは、前記第１及び第２のアンテナ素子から離れるに従い短くなる、
   ことを特徴とする無線端末装置。

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