JP2002280828A

JP2002280828A - アンテナ装置

Info

Publication number: JP2002280828A
Application number: JP2001080783A
Authority: JP
Inventors: Hideo Suyama; 英夫陶山; Kazumi Yoshida; 一三吉田; Yoichi Ito; 洋一伊藤
Original assignee: EE C II TEC KK; JAPAN TOTAL DESIGN COMM CO Ltd; JAPAN TOTAL DESIGN COMMUNICATION CO Ltd
Current assignee: EE C II TEC KK; JAPAN TOTAL DESIGN COMM CO Ltd; JAPAN TOTAL DESIGN COMMUNICATION CO Ltd
Priority date: 2001-03-21
Filing date: 2001-03-21
Publication date: 2002-09-27

Abstract

(57)【要約】【課題】小寸法の薄い構成で、偏波ダイバーシティア
ンテナあるいは双方向性の円偏波アンテナにする。【解決手段】２つのＬ形状でメアンダライン状の折り
返しダイポールアンテナ２０と２１を、それらの中心軸
２２、２３が直交する配置で誘電体の基板１１に設け、
インピーダンス変換比が１以下の平衡ー不平衡変換回路
３２、３３を介して並列に接続し、偏波ダイバーシティ
アンテナを構成する。あるいは、片方の平衡ー不平衡変
換回路３２に９０度位相遅延回路を直列に接続し、他方
の平衡ー不平衡変換回路３３と並列に接続し、円偏波ア
ンテナを構成する。２つの平衡ー不平衡変換回路３２、
３３と９０度位相遅延回路をマイクロストリップライン
で誘電体の基板１１に形成してもよい。マイクロストリ
ップラインの少なくとも片側に地導体を誘電体を介して
対向させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯機器やカード
に搭載する偏波ダイバーシティアンテナあるいは円偏波
アンテナの機能を有する小さい寸法のアンテナ装置に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】アンテナを２つを用いてアンテナダイバ
ーシティを形成するのには、スペースダイバーシティや
偏波ダイバーシティおよび指向性ダイバーシティがあ
る。偏波ダイバーシティと指向性ダイバーシティは、ほ
ぼ同様なアンテナの形態と効果であるため偏波ダイバー
シティで考える。スペースダイバーシティは２つのアン
テナを半波長程度離して相関係数を０．５以下に小さく
する必要があり、２．４ギガヘルツでは６０ｍｍほどの
アンテナ間隔となるため、小寸法に収めるには限界があ
る。

【０００３】直線偏波の電波を送受信する２つのアンテ
ナを、最大利得の方向を直交させる構成でアンテナ間隔
を小さくする偏波ダイバーシティのダイバーシティアン
テナが従来から提案されている。携帯電話機では、受信
を目的に、ホイップアンテナと逆Ｆ型アンテナなどで偏
波ダイバーシティのアンテナ構成を用いるものもあっ
た。しかし、誘電体の基板に形成するなどの、薄く小寸
法の偏波ダイバーシティアンテナで比帯域幅やインピー
ダンス値の選択範囲で十分なものはない。

【０００４】円偏波アンテナは、従来からヘリカルアン
テナ、マイクロストリップアンテナおよびクロスダイポ
ールアンテナが用いられている。ＧＰＳ（全世界測位シ
ステム）に用いる小型アンテナにはマイクロストリップ
アンテナが主に用いられてきた。理由として、比較的小
さい寸法で、厚さも薄くすることが可能なためである。

【０００５】図８（ａ）で示されるマイクロストリップ
アンテナ１を携帯電話機等の携帯用のＧＰＳアンテナに
用いるには２０ｍｍ平方から１６ｍｍ平方ほどの小寸法
が求められる。小型化するためには比誘電率の大きい誘
電体の基板２を用いる必要があるが、比誘電率のばらつ
きによる共振周波数のばらつきが問題になる。誘電体の
基板２の表面に形成された電極３に給電端４で給電さ
れ、裏面全体にアースである地導体が設けられる。した
がって、マイクロストリップアンテナ１は地導体と反対
方向の単向性を有する。また図８（ｂ）で示すように、
マイクロストリップアンテナ１の誘電体の比誘電率を大
きくして小型化するほど利得が低くなり、比帯域幅も小
さくなる。比帯域幅が小さくなることと、共振周波数の
ばらつきが大きくなることで製造で調整することが難し
い。（日経エレクトロニクス、１９９８年７ー１３号の
記事より引用）

【０００６】また、比誘電率の大きいセラミックを用い
るとマイクロストリップアンテナのコストが高くなる。
マイクロストリップアンテナは円形状等の異なる形状
や、給電を１箇所あるいは２箇所からマイクロストリッ
プラインで行うなどの差はあれども、マイクロストリッ
プアンテナの円偏波アンテナとしての基本的特性や、小
型化に伴う特性の劣化は同じ傾向を示す。

【０００７】図９（ａ）で示されるクロスダイポールア
ンテナ５は、９０度の位相差で送受信回路に接続される
２つのダイポールアンテナ６、７を直交させて配置す
る。２つのダイポールアンテナ６、７は直線形状で長
く、クロスダイポールアンテナ５が大きくなる。２つの
ダイポールアンテナ６、７を直交したまま中心をずらす
構成も可能であるが、大きさ自体の改善はなされない。
また、比帯域幅を大きくするには、図９（ｂ）で示すよ
うにＶ形状の導体８、９を対構成にしたダイポールアン
テナを用いて、反射板１０を４分の１波長の距離に配置
する構成のクロスダイポールアンテナがあるが、全体が
厚いアンテナになり、電波の進行方向がアンテナ形成面
に対して平行に近づくほど偏波軸比がかなり１より小さ
くなる。偏波軸比が１とは円偏波を意味し、偏波軸比が
１より小さいと楕円偏波となる。

【０００８】クロスダイポールアンテナ５の２つのダイ
ポールアンテナ６、７はそれぞれ７０オームほどのイン
ピーダンスを有し、並列に接続することで３５オームほ
どになる。ダイポールアンテナを、比誘電率の大きい基
板に導体パターンで形成したり、アンテナ長を短縮化し
て並列に接続した場合、アンテナのインピーダンスは３
０オーム以下になり、５０オームの送受信回路のインピ
ーダンスと整合しにくい。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】携帯機器等に搭載する
ために、小寸法で薄くしても比較的に大きい比帯域幅と
利得を有する偏波ダイバーシティアンテナ、あるいは共
振周波数のばらつきが小さく、偏波軸比が大きい双向性
の円偏波アンテナを可能にする。また、アンテナの入力
インピーダンスの実用的な値の選択を可能にする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明のアンテナ装置はメアンダライン状の対構成
の導体パターンで折り返しダイポールアンテナを形成し
てアンテナ長を短くする。また、折り返しダイポールア
ンテナをＬ形状に形成し、２つの折り返しダイポールア
ンテナの中心軸を直交させて誘電体の基板の平行な面に
配置する。この中心軸は、２つのＬ形状の折り返しダイ
ポールアンテナを配置した構成での個々のＬ形状の折り
返しダイポールアンテナの最大利得を示す方向と一致さ
せる。折り返しダイポールアンテナが形成された面と平
行な面内で、個々のＬ形状の折り返しダイポールアンテ
ナの中心軸に直交する２つの方向の直線偏波の電波を最
も効率よく送受信する。

【００１１】直交した中心軸を有する２つのＬ形状のメ
アンダライン状の折り返しダイポールアンテナで、それ
ぞれの給電端に接続した独立の２つの平衡ー不平衡変換
回路の不平衡端子を並列に接続して、全体として偏波ダ
イバーシティアンテナを構成する。アンテナのインピー
ダンスは、ほぼ同じインピーダンスを有する２つのＬ形
状でメアンダライン状の折り返しダイポールアンテナの
インピーダンスの半分になる。１００オーム以上のイン
ピーダンスを有するＬ形状でメアンダライン状の折り返
しダイポールアンテナに対応するため、インピーダンス
変換比が１以下の平衡ー不平衡変換回路を用いて、並列
接続後のインピーダンスを５０オーム程度にする。

【００１２】２つのＬ形状でメアンダライン状の折り返
しダイポールアンテナで、それぞれの給電端に２つの独
立の平衡ー不平衡変換回路を接続し、それぞれの平衡ー
不平衡変換回路の不平衡端子を並列に接続することで偏
波ダイバーシティアンテナを構成する。あるいは、さら
に一方の平衡ー不平衡変換回路の不平衡端子に９０度位
相遅延回路を直列に接続し、他方の平衡ー不平衡変換回
路の不平衡端子と並列に接続して円偏波アンテナを構成
する。

【００１３】Ｌ形状でメアンダライン状の折り返しダイ
ポールアンテナを１つの面で形成するのと異なり、メア
ンダライン状の導体パターンを誘電体を間に介して２つ
の平行な面で対向させて形成してもよい。２つの平行な
面に対向して形成されたメアンダライン状の対構成の導
体パターンの端部を誘電体の基板を貫通して電気的に短
絡する。１の面に給電端を設け、２の面ではメアンダラ
イン状の導体パターンを連続させて折り返しダイポール
アンテナを構成する。対向するメアンダライン状の導体
パターンの間隔は、メアンダライン状の導体パターンの
ピッチ間隔より小さくするとよい。

【００１４】２つのメアンダライン状の対構成の導体パ
ターンの片方の軸を共通にして、メアンダライン状の対
構成の導体パターンの片方の端部を近接させて配置す
る。それぞれのメアンダライン状の対構成の導体パター
ンを方形状の誘電体の基板の側辺に沿ってほぼ平行に配
置する。配置された導体パターンの内側に他の素子を配
置したり、地導体やマイクロストリップラインで平衡ー
不平衡変換回路や９０度位相遅延回路を形成する。

【００１５】２つのＬ形状の折り返しダイポールアンテ
ナの対構成のメアンダライン状の導体パターンを、ピッ
チや幅あるいは長さなどで異なる形状に形成し、２つの
Ｌ形状の折り返しダイポールアンテナの最大利得方向と
一致させた中心軸が直交するように対構成のメアンダラ
イン状の導体パターンを配置する。

【００１６】Ｌ形状でメアンダライン状の折り返しダイ
ポールアンテナの給電端に接続する２つのコイル状の導
体パターンを三角形に近似した形状で形成し、他端を地
導体に接続し、Ｌ形状でメアンダライン状の折り返しダ
イポールアンテナの中心軸に対してほぼ対称に配置す
る。給電端に接続した三角形近似のコイル状の導体パタ
ーンに誘電体を介して対向するほぼ同形状の三角形近似
の２つのコイル状の導体パターンを、折り返しダイポー
ルアンテナの中心軸に対してほぼ対称に配置して直列に
接続し、一端を不平衡端子とする。２組の対向する三角
形近似のコイル状の導体パターンはトランス結合で平衡
ー不平衡変換回路を構成する。

【００１７】マイクロストリップラインで形成される三
角形近似のコイル状の導体パターンを対向させてトラン
ス結合で構成する平衡ー不平衡変換回路は、対向する三
角形近似のコイル状の導体パターンの巻き数の比を変え
ることで平衡側と不平衡側のインピーダンス比を変える
構成にする。平衡側のインピーダンスが不平衡側のイン
ピーダンスより大きい場合に、１以下のインピーダンス
変換比で対応するには、給電端に接続した平衡側の三角
形近似のコイル状の導体パターンの巻き数を、対向する
不平衡側の三角形近似のコイル状の導体パターンの巻き
数より多くする。

【００１８】あるいは、マイクロストリップラインを２
箇所の給電端から非平行に広げて引き出し、片方のマイ
クロストリップラインを複数箇所で屈曲させて連続さ
せ、対象周波数の２分の１波長の電気長相当の長さに形
成して、他方のマイクロストリップラインの端と連結
し、全体として平衡ー不平衡変換回路を形成する。ただ
しインピーダンス変換比が４：１ほどであり、並列接続
後のインピーダンスは５０オームより相当小さいインピ
ーダンスの値になる。

【００１９】また、円偏波アンテナに適用するための９
０度位相遅延回路を、マイクロストリップラインを複数
箇所で屈曲させ連続して構成するとよい。マイクロスト
リップラインで形成する９０度位相遅延回路や平衡ー不
平衡変換回路を小面積にするためには、誘電体の基板を
介して少なくとも片方を地導体で覆い対向させる。折り
返しダイポールアンテナの対構成のメアンダライン状の
導体パターンに対向する部分には地導体を設けない。折
り返しダイポールアンテナの給電端の近傍で、地導体を
対構成のメアンダライン状の導体パターンに近づけて
も、他の部分では、地導体は対構成のメアンダライン状
の導体パターンからより離して配置するのがよい。

【００２０】

【発明の実施の形態】発明の実施の形態を、実施例の図
面を参照して説明する。図１は本発明の実施例を示す。
誘電体の基板１１にメアンダライン状の導体パターン１
２、１３、１４、１５と１６、１７、１８、１９で構成
した２つのＬ形状でメアンダライン状の折り返しダイポ
ールアンテナ２０と２１の中心軸２２と２３を直交させ
る。メアンダライン状の導体パターン１２、１３と１
６、１７を給電端２４、２５と給電端２６、２７を中心
にして対構成に配置する。また、メアンダライン状の導
体パターン１４と１５、および１８と１９を連続させ、
メアンダライン状の導体パターン１２と１３、および１
６、１７に入れ込んで配置し、端部２８、２９および３
０、３１で電気的に短絡する。

【００２１】Ｌ形状のメアンダライン状の折り返しダイ
ポールアンテナ２０と２１を並列に接続してダイバーシ
ティアンテナあるいは円偏波アンテナとして動作させる
ためには、平衡型のアンテナであるＬ形状でメアンダラ
イン状の折り返しダイポールアンテナ２０と２１を不平
衡型に変換する必要がある。給電端２４、２５および２
６、２７に２つの独立の平衡ー不平衡変換回路を接続
し、２つの独立の平衡ー不平衡変換回路３２、３３の不
平衡端子３４、３５を送受信回路に対して位相差なく接
続するとよい。２つのＬ形状でメアンダ状の折り返しダ
イポールアンテナ２０、２１を並列に接続することで偏
波ダイバーシティアンテナを構成する。偏波ダイバーシ
ティアンテナとして動作させるため、Ｌ形状でメアンダ
ライン状の折り返しダイポールアンテナ２０と２１の給
電端２４、２５と２６、２７をほぼ同位相にする必要が
ある。

【００２２】あるいは、図２の実施例で示すように、給
電端２４、２５および２６、２７に２つの独立の平衡ー
不平衡変換回路３２、３３を接続し、一方の平衡ー不平
衡変換回路３２の不平衡端子３４に９０度位相遅延回路
３６を接続して、その端子３７と他方の平衡ー不平衡変
換回路３３の不平衡端子３５とを接続する。２つのＬ形
状でメアンダライン状の折り返しダイポールアンテナを
並列に接続し、給電端２４、２５と給電端２６、２７で
９０度の位相差を設けて円偏波アンテナを構成する。端
子３７と不平衡端子３５は同位相にする。図１と対応す
る部分は、図２でも同じ符号で示す。２つのＬ形状でメ
アンダライン状の折り返しダイポールアンテナ２０、２
１の中心は離して配置されるが、対象周波数の波長に較
べて小さい間隔にすることで、円偏波アンテナとしての
偏波軸比への影響を小さくする。

【００２３】Ｌ形状でメアンダライン状の折り返しダイ
ポールアンテナ２０、２１は、１５０オームほどのイン
ピーダンスを有する。平衡ー不平衡変換回路３２、３３
を介して並列に接続し、インピーダンスを５０オームほ
どにするには、平衡側と不平衡側のインピーダンス変換
比が１以下である３：２の平衡ー不平衡変換回路を用い
る必要がある。

【００２４】図３は、本発明の他の実施例を示す。Ｌ形
状のメアンダライン状の折り返しダイポールアンテナ３
７、３８を誘電体の基板３９の２つの平行な面に形成す
る。メアンダライン状の導体パターン４０、４１と４
２、４３および４４、４５と４６、４７を誘電体の基板
３９を間に介して対向させて２つの平行な面に設ける。
１の面に給電端４８、４９と５０、５１を配置し、端５
２、５３および５４、５５を誘電体の基板３９を貫通し
て電気的に短絡して、２の面で対向するメアンダライン
状の導体パターン４２と４３および４６と４７を連続さ
せる。給電端４８と４９および給電端５０と５１の間は
誘電体の基板３９を間に介して導通されたＬ形状でメア
ンダライン状の折り返しダイポールアンテナ３７、３８
となる。

【００２５】給電端４８、４９および給電端５０、５１
に２つの独立した平衡ー不平衡変換回路を接続し、２つ
のＬ形状でメアンダライン状の折り返しダイポールアン
テナ３７、３８を並列に接続することで偏波ダイバーシ
ティアンテナとなる。また、片方の平衡ー不平衡変換回
路に９０度位相遅延回路を直列に接続し、２つのＬ形状
でメアンダライン状の折り返しダイポールアンテナ３
７、３８を並列に接続することで円偏波アンテナとな
る。

【００２６】図１と図２の実施例で示すＬ形状でメアン
ダライン状の折り返しダイポールアンテナ２０、２１
は、中心軸２２、２３に直交し、誘電体の基板１１の面
と平行な直線状のダイポールアンテナと最大利得の方向
は同じであり、近似した放射パターンを有する。２つの
Ｌ形状でメアンダライン状の折り返しダイポールアンテ
ナ３７と３８を等価的な直線状のダイポールアンテナに
置き換えると、それらの中心は、中心軸２２、２３と、
対構成の導体パターン１２、１３および１６、１７の中
間を結んだ線の交点と近似した位置になる。

【００２７】図１と図２のＬ形状でメアンダライン状の
折り返しダイポールアンテナ２０あるいは２１の放射パ
ターンを図４で示す。標準アンテナである半波長の直線
状ダイポールアンテナの放射パターン５６に較べて、Ｌ
形状でメアンダライン状の折り返しダイポールアンテナ
２０、２１の放射パターン５７は、最大利得の方向は同
じ方向で放射パターンの形状も似ている。最大利得は３
ｄＢほど小さいが（−３ｄＢｄ）、最小利得であるヌル
点では７ｄＢほど大きい。Ｌ形状でメアンダライン状の
折り返しダイポールアンテナ２０、２１の放射パターン
５７は相対的に広い指向特性を有する。図３のＬ形状で
メアンダライン状の折り返しダイポールアンテナ３７、
３８もほぼ同様な放射パターンと利得を有す。

【００２８】図１と図２で示した本発明のアンテナ装置
は、２つのＬ形状でメアンダライン状の折り返しダイポ
ールアンテナ２０と２１が形成された面に平行で、中心
軸２２あるいは２３と直交する方向の直線偏波の電波を
最も効率よく送受信する偏波ダイバーシティアンテナと
して機能する。図４で示したように、Ｌ形状でメアンダ
ライン状の折り返しダイポールアンテナ２０と２１が個
々に相対的に広い指向特性を有すると同時に、直交され
て配置されて偏波ダイバーシティアンテナとして用いら
れることでさらに広い指向特性を示す。ブルートゥース
規格のような短距離無線のように、広い指向特性で機器
間の相互接続性を確保する必要がある場合には、図１と
図３で示した本発明のアンテナ装置が有効になる。

【００２９】さらに、Ｌ形状でメアンダライン状の折り
返しダイポールアンテナの比帯域幅は４％ほどで、円偏
波アンテナとして用いると、小型のマイクロストリップ
アンテナに較べて比帯域幅が広い。図２の２つのＬ形状
でメアンダライン状のダイポールアンテナ２０と２１
は、円偏波の電波が到来する方向が垂直方向から傾いて
も偏波軸比が０．７以上の値を有する。この値は、図９
（ｂ）のＶ形状の導体８、９と反射板１０で構成される
従来のクロスダイポールアンテナに較べて、方向依存の
少ない偏波軸比を有する。比帯域幅が大きいことは、使
用環境の変化や製造上でのアンテナの共振周波数のばら
つきを吸収することを可能にする。

【００３０】ただし、図２のＬ形状でメアンダライン状
の折り返しダイポールアンテナ２０と２１の中心（中心
軸と対構成の導体パターンの中間を結んだ線との交点）
の間隔を対象周波数の波長に較べて小さくすることが必
要で、図２の本発明の実施例では１．５７５ＧＨｚの波
長１９０ｍｍに対して１２分の１の１６ｍｍほどにして
いる。円偏波の電波の到来する方向が前記２つの中心を
結んだ直線方向に平行に近づく方向ほど、また２つのＬ
形状でメアンダライン状の折り返しダイポールアンテナ
２０、２１が形成された面の垂直方向から傾いた方向か
ら円偏波の電波が入るほど偏波軸比が１．０からより小
さい値になる。図２の本発明の円偏波アンテナは実用的
な偏波軸比を有する。図３の実施例を円偏波アンテナに
適用した場合にもほぼ同様な結果になる。

【００３１】図１、図２および図３で示した、Ｌ形状で
メアンダライン状の折り返しダイポールアンテナ２０、
２１および３７、３８の利得は比較的大きいため、図８
の従来の円偏波アンテナであるマイクロストリップアン
テナ１を、２０ｍｍ平方より小さい寸法にするものに較
べて相対的に大きい利得を得ることができる。２つのＬ
形状でメアンダライン状の折り返しダイポールアンテナ
２０、２１および３７、３８に対向する部分にはアース
である地導体を設けない。結果として、図２と図３で示
した本発明の円偏波アンテナは、誘電体基板１１あるい
は３９に垂直な方向に最大利得を有する双向性を有する
ことになる。この双向性の特性は、アンテナ装置を携帯
電話機に搭載して所有者の所在地を第三者が知る必要が
ある場合に、携帯電話機の表裏の向きを問わずにＧＰＳ
用のアンテナとして機能することができる利点にもな
る。

【００３２】図１、図２および図３の実施例で示したよ
うに、２つのＬ形状でメアンダライン状の折り返しダイ
ポールアンテナ２０と２１、あるいは３７と３８の対構
成のメアンダライン状の導体パターンの片方の軸を共通
にし、片方の端部を近接させて配置することで、本発明
のアンテナ装置の配置される寸法を１５ｍｍ×３２ｍｍ
ほどの横長の小さい寸法にしている。横長に誘電体の基
板の端部に配置することで、携帯機器に内蔵し、カード
に搭載する用途に適用しやすい。片方の端部の近接間隔
は３ｍｍ以上にするとよい。

【００３３】図１、図２および図３で示したＬ形状のメ
アンダライン状の折り返しダイポールアンテナ２０、２
１および３７、３８の対構成のメアンダライン状の導体
パターンを、給電端に対して非対称な構成にしてもよ
い。対象周波数に対して、メアンダライン状の導体パタ
ーンのピッチ、幅によってアンテナ長やインピーダンス
が変わる。当然ながら最大利得の方向に対応する中心軸
は、対構成のメアンダライン状の導体パターンの２つの
軸のなす角の中心から少しずれる場合もある。本発明の
アンテナ装置は非対称な対構成のメアンダライン状の導
体パターンを用いる場合も含める。

【００３４】図５は、本発明の他の実施例を示す。図３
の実施例で示したＬ形状でメアンダライン状の折り返し
ダイポールアンテナ３７、３８の構成と配置を同様にす
る。片方のＬ形状でメアンダライン状の折り返しダイポ
ールアンテナ５８、５９の給電端６０、６１および６
２、６３に平衡ー不平衡変換回路６４、６５を接続す
る。対向するコイル状の導体パターンのトランス結合で
構成した平衡ー不平衡変換回路を用いる。片方の平衡ー
不平衡変換回路６４については、２つの三角形近似のコ
イル状の導体線パターン６６、６７をＬ形状のメアンダ
ライン状の折り返しダイポールアンテナ５８の中心軸６
８に対してほぼ対称に配置し、一方の端を給電端６０、
６１に接続し、他方の端６９、７０を地導体に接続す
る。三角形近似のコイル状の導体パターン６６、６７に
誘電体の基板７１を介して対向する２つの三角形近似の
コイル状の導体パターン７２、７３を中心軸６８に対し
てほぼ対称に配置し、直列に接続して一端を不平衡端子
７４とする。

【００３５】対向する三角形近似のコイル状の導体パタ
ーン６６と７２および６７と７３の巻き数を同じにする
とほぼ１：１のインピーダンス変換比となり、巻き数比
を変えることでインピーダンス変換比が１：１と異なる
ものになる。対向するコイル状の導体パターン６６、６
７、７２および７３を誘電体を介して覆う形状の地導体
を配置することで、コイル状の導体パターン６６、６
７、７２および７３を形成するマイクロストリップライ
ン全体の形状を小さくでき、電磁波の漏れが小さくでき
る。平衡ー不平衡変換回路５９についても同様のインピ
ーダンス変換および効果となる。２つのＬ形状でメアン
ダライン状の折り返しダイポールアンテナ５８、５９が
１５０オームのインピーダンスの場合、３：２のインピ
ーダンス変換比の平衡ー不平衡変換回路６４、６５を介
して不平衡端子７４、７５で並列に接続すると、５０オ
ームのインピーダンスになる。

【００３６】図６は、本発明の他の実施例を示すもので
ある。迂回ラインの平衡ー不平衡変換回路を用いた実施
例である。Ｌ形状でメアンダライン状の折り返しダイポ
ールアンテナ７６、７７を、中心軸７８、７９を直交さ
せて誘電体の基板８０に設ける。マイクロストリップラ
イン８１、８２および８３、８４を給電端８５、８６お
よび８７、８８から非平行に引き出す。片方のマイクロ
ストリップライン８１と８３を複数箇所で屈曲させ連続
させて、全体の電気長を対象周波数の２分の１波長相当
にして、他方のマイクロストリップライン８２と８４に
連結して迂回ラインの平衡ー不平衡変換回路８９、９０
を構成する。マイクロストリップライン８１、８２、８
３および８４に誘電体の基板８０を間に介して、少なく
とも片側に地導体９３を設ける。２つの迂回ラインの平
衡ー不平衡変換回路８９、９０の不平衡端子９１、９２
を並列に接続することで偏波ダイバーシティアンテナを
構成する。

【００３７】迂回ラインの平衡ー不平衡変換回路８９、
９０で、Ｌ形状でメアンダライン状の折り返しダイポー
ルアンテナ７６、７７のインピーダンスを４分の１ほど
のインピーダンスに変換して不平衡端子９１、９２とし
て取り出す。不平衡端子９１と９２を並列に接続してさ
らに２分の１のインピーダンスになる。個々のＬ形状で
メアンダライン状の折り返しダイポールアンテナ７６、
７７のインピーダンスが１５０オームの場合には、アン
テナ装置全体では２０オーム以下になる。このインピー
ダンスは送受信回路が５０オームのインピーダンスの場
合には整合をとりにくい。

【００３８】図７は、本発明のアンテナ装置を円偏波ア
ンテナとして用いた実施例を示すものである。図６の実
施例と対応する箇所には同じ符号をつける。２つのＬ形
状でメアンダライン状の折り返しダイポールアンテナ７
６、７７の給電端８５、８６および８７、８８にマイク
ロストリップライン８１、８２および８３、８４で形成
した２つの迂回ラインの平衡ー不平衡変換回路８９、９
０を接続する。一方の迂回ラインの平衡ー不平衡変換回
路８９の不平衡端子９１に、複数箇所で屈曲させた対象
周波数の４分の１波長の電気長相当のマイクロストリッ
プライン９３で形成した９０度位相遅延回路９４を直列
に接続し、他方の迂回ラインの平衡ー不平衡変換回路９
０の不平衡端子９２と並列に接続する。図２の実施例で
もすでに記述したが、誘電体の基板８０に形成した２つ
のＬ形状でメアンダライン状の折り返しダイポールアン
テナ７６、７７で構成される円偏波アンテナは、誘電体
の基板８０に垂直な方向に最大利得を有する双向性の放
射特性を示す。

【００３９】マイクロストリップライン８１、８２、８
３、８４、および９３に、誘電体を介して対向して覆う
アースの地導体９３を少なくとも片方に配置して構成す
る。地導体９３は、給電端８５、８６および８７、８８
の近傍で対構成のメアンダライン状の導体パターンに近
づけても、給電端８５、８６および８７、８８の近傍以
外の箇所では地導体９３はＬ形状のメアンダライン状の
折り返しダイポールアンテナ７６、７７を構成する対構
成の導体パターンから可能なかぎり離すとよい。

【００４０】５０オームの特性インピーダンスに対応す
るためには、マイクロストリップラインの幅が０．２ミ
リメートルほどの場合には、０．４ミリメートル以下の
厚さの誘電体の基板を介して片側に地導体を対向させる
とよい。幅が０．１ミリメートルより狭い場合には誘電
体の基板を介して両側に地導体を対向配置させてもよ
い。さらに大きい特性インピーダンスに対応するために
も、少なくとも片側に地導体を設けてマイクロストリッ
プラインを構成する必要がある。

【００４１】本発明のアンテナ装置に用いる誘電体の基
板は、必ずしも大きい比誘電率のセラミック基板を用い
る必要がない。ギガヘルツ帯での誘電体損失が比較的小
さい高分子とガラスクロスなどで構成した誘電体の基板
で対応できる。８図の従来例で示したマイクロストリッ
プアンテナでは、アンテナの小型化をはかるには比誘電
率２０以上の誘電体を用いる必要があり、セラミックを
選択せざるを得なくなる。本発明のアンテナ装置はプリ
ント基板に一体化することができる。また、実施例のよ
うに、誘電体基板の側辺に沿ってアンテナを配置できる
ことで、アンテナの実効的な占有面積を小さくできる。
さらに、共振周波数のばらつきが小さい。

【００４２】本発明のアンテナ装置をカードに適用する
とよい。カードは携帯機器などのスロットに挿入して使
用する。カードの非挿入側の端部に２つのＬ形状でメア
ンダライン状の折り返しダイポールアンテナを配置し
て、挿入時に機器の外側にアンテナを出す構成にでき
る。偏波ダイバーシティアンテナとして使用すること
で、広い指向性を有することができる。パーソナルコン
ピュータの側部のスロットに挿入して用いる場合などの
目的に適応するため、カードの非挿入側の端部の角度を
変えることができる勘合構成にしてもよい。

【００４３】

【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているので、以下に記載されるような効果を奏する。

【００４４】小さい寸法で、厚さの薄い偏波ダイバーシ
ティアンテナあるいは円偏波アンテナができ、比較的大
きい比帯域幅と利得を得ることができる。

【００４５】偏波ダイバーシテイアンテナの構成をとる
ことによる広い指向特性で短距離無線通信での機器間の
接続性を確保しやすい。

【００４６】偏波軸比を小さくせずに双向性を有する円
偏波アンテナにすることができる。携帯電話機に用いた
場合、裏表の向きに依存せずに測位できる。

【００４７】Ｌ形状でメアンダライン状の折り返しダイ
ポールアンテナを並列に接続し、平衡ー不平衡変換回路
のインピーダンス変換比を１以下にすることで、送受信
回路の５０オームのインピーダンスと整合しやすい。

【００４８】誘電体基板は非誘電率が４．０程度のもの
でも小型化でき、プリント基板に一体化することができ
るため実装が容易で、共振周波数のばらつきが小さいこ
とと合わせて低コスト化しやすい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の偏波ダイバーシティアンテナの実施例
を示す。

【図２】本発明の円偏波アンテナの実施例を示す。

【図３】本発明の他の実施例を示す。

【図４】本発明の実施例の放射パターンを示す。

【図５】本発明の他の実施例を示す。

【図６】本発明の他の実施例を示す。

【図７】本発明の他の実施例を示す。

【図８】従来のマイクロストリップアンテナと特性を示
す。

【図９】従来のクロスダイポールアンテナを示す。

【符号の説明】

２、１１、３９、７１、８０誘電体の基板２０、２１、３７、３８、５８、５９、７６、７７
Ｌ形状のメアンダライン状ダイポールアンテナ３２、３３、６４、６５、８９、９０平衡ー平衡変
換回路３６、９４９０度位相遅延回路９３地導体

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者伊藤洋一宮城県仙台市青葉区中山１丁目17−12 Ｆターム(参考） 5J021 AA02 AA09 AB03 AB06 CA06 DB03 FA05 FA32 FA34 GA08 HA05 HA06 HA10 JA05 JA06 5J046 AA04 AB07 AB10 AB13 PA04 PA07

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】給電端を中心にメアンダライン状の対構
成の導体パターンで形成したＬ形状の折り返しダイポー
ルアンテナの２つを誘電体の基板に配し、２つのＬ形状
でメアンダライン状の前記折り返しダイポールアンテナ
の中心軸を直交させ、２つの独立の平衡ー不平衡変換回
路を介して並列に接続し、前記平衡ー不平衡変換回路の
インピーダンス変換比を１以下で構成することを特徴と
するアンテナ装置。
【請求項２】一方の前記平衡ー不平衡変換回路に９０
度位相遅延回路を直列に接続し、他方の前記平衡ー不平
衡変換回路と並列に接続して構成することを特徴とする
請求項１記載のアンテナ装置。
【請求項３】Ｌ形状の前記折り返しダイポールアンテ
ナを、誘電体を間に介してメアンダライン状の導体パタ
ーンを２つの平行な面に対向して設け、端部を前記誘電
体の基板を貫通して電気的に短絡し、１の面に前記給電
端を配置し、２の面にメアンダライン状の導体パターン
を連続して構成することを特徴とする請求項１、２記載
のアンテナ装置。
【請求項４】２つのＬ形状でメアンダライン状の前記
折り返しダイポールアンテナを、前記対構成の導体パタ
ーンの片方の軸を共通にし、前記対構成の導体パターン
の片方の端部を近接させて配置することを特徴とする請
求項１、２および３記載のアンテナ装置。
【請求項５】２つのＬ形状でメアンダライン状の前記
折り返しダイポールアンテナを、前記対構成の導体パタ
ーンを前記給電端を中心に異なる形状で形成し、放射パ
ターンの最大利得に一致する軸を中心軸として配置する
ことを特徴とする請求項１から３記載のアンテナ装置。
【請求項６】Ｌ形状でメアンダライン状の２つの前記
折り返しダイポールアンテナを、前記対構成の前記導体
パターンの軸を方形の誘電体基板の側辺に近接させて平
行に配置することを特徴とする請求項４記載のアンテナ
装置。
【請求項７】Ｌ形状でメアンダライン状の２つの前記
折り返しダイポールアンテナの給電端に接続される前記
平衡ー不平衡変換回路を、２組の三角形近似のコイル状
の導体パターンのマイクロストリップラインを誘電体を
間に介して対向して配置し、給電端に接続する２つの三
角形近似の前記コイル状の導体パターンの端部を地導体
に接続し、対向する２つの三角形近似の前記コイル状の
導体パターンを直列に接続し、片方の端部を不平衡端子
とする構成にすることを特徴とする請求項１、２記載の
アンテナ装置。
【請求項８】Ｌ形状でメアンダライン状の２つの前記
折り返しダイポールアンテナの給電端に接続される前記
平衡ー不平衡変換回路を、前記給電端の２箇所から２つ
のマイクロストリップラインを非平行に引き出し、一方
の前記マイクロストリップラインを複数箇所で屈曲して
連続させ、他端で他方の前記マイクロストリップライン
に連結して構成することを特徴とする請求項１、２記載
のアンテナ装置。
【請求項９】前記９０度位相遅延回路をマイクロスト
リップラインを複数箇所で屈曲して連続させて構成する
ことを特徴とする請求項２記載のアンテナ装置。
【請求項１０】前記マイクロストリップラインの少な
くとも片側を誘電体を介して覆う形状に地導体を配置
し、前記地導体を前記Ｌ形状でメアンダライン状の折り
返しダイポールアンテナに前記給電端の近傍で近接さ
せ、前記給電端の近傍以外においては間隔を大きくして
配置することを特徴とする請求項８、９記載のアンテナ
装置。