JP5381170B2 - 速度測定方法及び装置 - Google Patents

Description

この発明は、電動モータ等の被測定機器の速度を測定する技術に関する。

永久磁石と電磁コイルとを利用した電動モータとしては、例えば下記の特許文献１に記載されたものなどが知られている。

従来は、電動モータ等の回転機器の回転数を、例えば１回転に要する時間を測定することによって決定していた。

しかし、回転数が低い場合には１回転に要する時間が長いので、測定時間に長時間を要するという問題があった。また、高速回転時には測定誤差が低くなる傾向にあるという問題もあった。なお、このような問題は、回転機器の回転数を測定する場合に限らず、一般に、被測定機器の速度を測定する場合に共通する問題であった。

特開２００１−２９８９８２号公報

本発明は、被測定機器の速度を短時間に精度良く測定する技術を提供することを目的とする。

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するために、以下の形態又は適用例を取ることが可能である。
本発明の第１の形態は、被測定機器の速度測定装置であって、
前記被測定機器の所定の移動距離当たりＭ個（Ｍは２以上の整数）の等位相差の位置を示す位置信号を生成する位置信号生成部と、
クロック信号を生成するクロック信号生成部と、
前記クロック信号の周波数を調整するクロック調整部と、
前記位置信号の１周期のα倍（０＜α＜１）の計測期間において、前記クロック信号のパルス数をカウントするカウンタと、
前記クロック信号の周波数と、前記αの値と、前記計測期間において前記カウンタで得られたカウント値とに基づいて、前記被測定機器の速度を算出する演算部と、
を備え、
前記クロック調整部は、
前記計測期間において得られた前記カウント値が所定の下限値未満か否かを判定する比較部と、
前記カウント値が前記下限値未満の場合に前記クロック信号の周波数を増大させる周波数変更部と、
を含み、
前記位置信号生成部は、
アナログ波形を有するセンサ出力を発生する磁気センサと、
前記磁気センサのセンサ出力のレベルと参照レベルとを比較する２つの電圧比較器と、
前記２つの電圧比較器の比較結果の論理和を取ることによって得られる２値信号を前記位置信号として生成するＯＲ回路と、
を備えるとともに、前記２つの電圧比較器のそれぞれの参照レベルを調整することによって前記位置信号のＨレベルの期間とＬレベルの期間の長さを変更し、
前記カウンタは、前記位置信号のＨレベルの期間とＬレベルの期間のうちの少なくとも一方を前記計測期間として使用する。
この形態によれば、前記位置信号の１周期のα倍の計測期間においてカウンタによるパルス数のカウントを行うので、短時間で精度良く測定を行うことが可能である。また、カウント値が上限値を超えたときにクロック周波数を増大させるので、カウント値のオーバーフロー等による測定精度の悪化を防止できる。

［適用例１］
被測定機器の速度測定装置であって、
前記被測定機器の所定の移動距離当たりＭ個（Ｍは２以上の整数）の等位相差の位置を示す位置信号を出力する位置センサと、
クロック信号を生成するクロック信号生成部と、
前記クロック信号の周波数を調整するクロック調整部と、
前記位置信号の１周期のα倍（０＜α＜１）の計測期間において、前記クロック信号のパルス数をカウントするカウンタと、
前記クロック信号の周波数と、前記αの値と、前記計測期間において前記カウンタで得られたカウント値とに基づいて、前記被測定機器の速度を算出する演算部と、
を備え、
前記クロック調整部は、
前記計測期間において得られた前記カウント値が所定の下限値未満か否かを判定する比較部と、
前記カウント値が前記下限値未満の場合に前記クロック信号の周波数を増大させる周波数変更部と、
を含む、速度測定装置。
この装置によれば、前記位置信号の１周期のα倍の計測期間においてカウンタによるパルス数のカウントを行うので、短時間で精度良く測定を行うことが可能である。また、カウント値が上限値を超えたときにクロック周波数を増大させるので、カウント値のオーバーフロー等による測定精度の悪化を防止できる。

［適用例２］
適用例１記載の速度測定装置であって、
前記比較部は、さらに、前記計測期間において得られた前記カウント値が所定の上限値を超えたか否かを判定し、
前記周波数変更部は、前記カウント値が前記上限値を超えた場合に前記クロック信号の周波数を減少させる、速度測定装置。
この装置によれば、カウント値が下限値未満のときにクロック周波数を減小させるので、カウント値が過度に小さくなることによる測定精度の悪化を防止できる。

［適用例３］
適用例２記載の速度測定装置であって、
前記周波数変更部は、
前記カウント値が前記上限値を超えた場合には前記周波数を所定の係数で除算して前記周波数を減少させ、一方、前記カウント値が前記下限値未満の場合に前記周波数に前記所定の係数を乗算することによって前記周波数を増大させる、速度測定装置。
この装置によれば、クロックの周波数が、所定の係数を用いた乗算又は除算によって調整されるので、速度が急激に変化した場合にも素早く追従して精度の良い測定を行うことが可能である。

［適用例４］
適用例２記載の速度測定装置であって、
前記周波数変更部は、
前記クロック信号の周波数を表す周波数係数を大きさ順に予め格納したテーブルを有し、前記テーブルから前記周波数係数の１つの値を選択的に読み出して使用しており、
前記カウント値が前記上限値を超えた場合又は前記下限値未満の場合に、前記テーブルから読み出される前記周波数係数を次の値に変更し、
前記変更された周波数係数を用いて前記クロック信号の周波数を変更する、速度測定装置。
この構成によっても、精度良い測定を行うクロック周波数を適切に設定することが可能である。

［適用例５］
適用例１ないし４のいずれかに記載の速度測定装置であって、
前記被測定機器は、回転機器であり、
前記位置信号は、前記回転機器の１回転当たりＭ個の回転位置を示す位置信号を出力するセンサである、速度測定装置。
この構成では、回転機器の１回転当たりＭ回以上の計測期間において速度が計測されるので、速度の計測値を短い計測周期で得ることが可能である。

［適用例６］
適用例１ないし５のいずれかに記載の速度測定装置であって、
前記計測期間は、前記位置信号の半周期毎に設定される、速度測定装置。
この構成では、位置信号の半周期毎に速度が計測されるので、速度の計測値をさらに短い計測周期で得ることが可能である。

なお、本発明は、種々の形態で実現することが可能であり、例えば、速度測定方法及び装置、速度測定装置を備えた電動モータ及びその制御方法、それらを用いたアクチュエータや装置等の形態で実現することができる。

本発明の第１実施例としての速度測定システムの構成を示す説明図である。 第１実施例における回転計測装置の内部構成を示すブロック図である。 分周器の内部構成を示すブロック図である。 加速時におけるカウンタの動作を示すタイミングチャートである。 減速時におけるカウンタの動作を示すタイミングチャートである。 被測定機器の回転数Ｎrevと各種のパラメータＴpulse，Ｇ，ＣＮＴ，ＶＢの関係を示す説明図である。 被測定機器の回転数Ｎrevと各種のパラメータＴpulse，Ｇ，ＣＮＴ，ＶＢの関係を示す説明図である。 被測定機器の回転数Ｎrevと各種のパラメータＴpulse，Ｇ，ＣＮＴ，ＶＢの関係を示す説明図である。 第２実施例における回転計測装置の内部構成を示すブロック図である。 第３実施例における回転計測装置の内部構成を示すブロック図である。 第３実施例の加速時の動作を示すタイミングチャートである。 第３実施例の減速時の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例による速度測定装置を適用したブラシレスサーボモータの構成を示す説明図である。 ブラシレスモータの駆動制御回路の構成を示すブロック図である。 ドライバ回路の内部構成を示す図である。 駆動制御回路の内部構成と動作を示す説明図である。 指令値演算部の内部構成を示すブロック図である。 磁気センサ出力波形と駆動信号波形の対応関係を示す説明図である。 ＰＷＭ部の内部構成を示すブロック図である。 モータ正転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。 モータ逆転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。 励磁区間設定部の内部構成と動作を示す説明図である。 本発明の実施例による速度測定装置を適用したブラシレスサーボモータの他の構成を示す説明図である。 本発明の実施例による速度測定装置を適用したリニア駆動機構の構成を示す説明図である。 本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。 本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。 本発明の実施例によるモータ／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。 本発明の実施例によるモータを利用したロボットの一例を示す説明図である。

次に、本発明の実施の形態を以下の順序で説明する。
A．第１実施例：
B．第２実施例：
C．第３実施例：
D．速度測定装置の適用例：
E．変形例：

A．第１実施例：
図１は、本発明の第１実施例としての速度測定システムの構成を示す説明図である。この速度測定システムは、被測定機器５０と、回転エンコーダ３００と、回転計測装置４００とを備えている。回転エンコーダ３００は、スリット円板３１０と、発光素子３２０と、受光素子３３０と、出力信号生成回路３４０とを有するインクリメント型エンコーダである。スリット円板３１０は、被測定機器５０の回転軸に連結されている。図１（Ａ）に示すように、スリット円板３１０は、複数のスリット３１２が一定のピッチで等間隔に配置された円板であり、スリット３１２以外の部分では光を反射する。この反射光は、受光素子３３０で検出され、受光素子３３０の検出信号に応じて出力信号生成回路３４０が出力信号（位置信号）を生成する。回転計測装置４００は、回転エンコーダ３００の出力信号に応じて被測定機器５０の回転軸の回転数を計測する。

図２は、回転計測装置４００の内部構成を示すブロック図である。回転計測装置４００は、ＣＰＵ４１０と、速度計測部４２０とを備えている。速度計測部４２０は、クロック発振器６００と、分周器６０２と、カウンタ部６１０と、比較部６２１，６２２と、係数決定部６３０と、記憶部６５１〜６５４と、演算部６６０，６７０と、ラッチ部６８０とを有している。なお、図２には、図１に示した回転エンコーダ３００も併せて示している。

図３は、分周器６０２の内部構成を示すブロック図である。分周器６０２は、正規化変換部６０４と、分周値変換部６０５と、カウンタ６０６とを有している。正規化変換部６０４は、係数決定部６３０（図２）から与えられる係数Ｇに応じて、逆分周値１／Ｎを求める回路である。分周値変換部６０５は、逆分周値１／Ｎの逆数を取ることによって分周値Ｎを求める回路である。図３（Ｂ）に、係数Ｇの値と、逆分周値１／Ｎと、分周値Ｎとの関係を示している。逆分周値１／Ｎは、係数Ｇをその最大値Ｇmaxで除算することによって得られている。従って、係数Ｇがその最大値Ｇmaxに等しい場合には、分周値Ｎは１になる。一方、係数Ｇがその最大値Ｇmaxよりも小さな値の場合には、分周値Ｎは係数Ｇに反比例する大きな値となる。図３（Ｂ）の例では係数Ｇの最大値Ｇmaxは1000に等しく、Ｇ＝Ｇmax＝1000の場合にＮ＝１となる。また、Ｇ＝0.01の場合にはＮ＝100000となる。カウンタ６０６は、クロック発振器６００から受ける原クロック信号ＣＬＫのパルス数をカウントしており、そのパルス数が分周値Ｎに達する度に、１つのパルス分のクロック信号ＤＣＬＫを生成する。この分周器６０２の出力信号であるクロック信号ＤＣＬＫは、図２のカウンタ６１０に供給される。このように、分周器６０２は、係数Ｇに応じてクロック信号ＤＣＬＫの周波数ｆ_DCLKを変更する回路として機能している。逆に言えば、係数Ｇは、クロック信号ＤＣＬＫの周波数ｆ_DCLKを設定するために使用されており、クロック信号ＤＣＬＫの周波数ｆ_DCLKは係数Ｇに比例して変更される。そこで、以下では、係数Ｇを「周波数係数Ｇ」とも呼ぶ。また、原クロック信号ＣＬＫの周波数ｆ_CLKを、係数Ｇの最大値Ｇmaxで除した値ｆ_CLK／Ｇmaxを、「測定周波数Ｆｃ」とも呼ぶ。クロック信号ＤＣＬＫの周波数ｆ_DCLKは、周波数係数Ｇと測定周波数Ｆｃとを乗算した値に等しい。

図４は、加速時におけるカウンタ６１０の動作を示すタイミングチャートであり、図５は、減速時におけるカウンタ６１０の動作を示すタイミングチャートである。カウンタ６１０は、分周器６２０によって周波数が調整されたクロック信号ＤＣＬＫのパルス数をカウントする。この際、カウンタ６１０は、回転エンコーダ３００から出力される位置信号ＲＥＰの各１周期Ｔｐの一部に設定された計測期間Ｔｃの間だけパルス数をカウントしてカウント値ＣＮＴを得る。位置信号ＲＥＰの周期Ｔｐは、スリット板３１０の所定の回転角度（すなわち一定の位相差）に対応している。計測期間Ｔｃは、位置信号ＲＥＰがＨレベルである期間に設定されている。計測期間Ｔｃと、位置信号ＲＥＰの周期Ｔｐとの比α＝（Ｔｃ／Ｔｐ）は、周期Ｔｐの時間的な長さに拘わらずに一定値（具体的には１／２）に維持されている。以下では、この比αを「計測期間比α」とも呼ぶ。計測期間比αの値は、１／２以外の種々の値に設定可能である。また、計測期間Ｔｃは、位置信号ＲＥＰのＨレベル以外の期間に設定してもよい。例えば、位置信号ＲＥＰのＬレベルの期間を計測期間Ｔｃとして設定しても良く、また、Ｈレベルの期間の一部とＬレベルの期間の一部との両方を計測期間Ｔｃとして設定しても良い。

図２に示すように、カウンタ６１０で得られたカウント値ＣＮＴは、上限値比較部６２１と、下限値比較部６２２と、第２の演算部６７０とに与えられている。上限値比較部６２１は、カウント値ＣＮＴが、上限値記憶部６５１に予め格納されている所定の上限値を超えたか否かを判定する。下限値比較部６２２は、カウント値ＣＮＴが、下限値記憶部６５２に予め格納されている所定の下限値未満か否かを判定する。カウント値ＣＮＴが上限値を超えた場合又は下限値未満の場合には、その旨を示す警告信号Ｓover，ＳunderがＨレベルに立ち上がり、比較部６２１，６２２から係数決定部６３０に供給される。これらの警告信号Ｓover，ＳunderがＨレベルになると、後述するように周波数係数Ｇが変更されて、カウント値ＣＮＴが上限値と下限値の範囲に収まるようにクロック信号ＤＣＬＫの周波数が変更される。図４では、被測定装置の回転が徐々に加速しており、カウント値ＣＮＴが下限値を下回る度に下限用警告信号ＳunderがＨレベルに立ち上がって、周波数係数Ｇが増加し、クロック信号ＤＣＬＫの周波数も増加してゆく様子が描かれている。図５では、被測定装置の回転が徐々に減速しており、カウント値ＣＮＴが上限値を超える度に上限用警告信号ＳoverがＨレベルに立ち上がって、周波数係数Ｇが減少し、クロック信号ＤＣＬＫの周波数も減少してゆく様子が描かれている。

なお、カウント値ＣＮＴの上限値としては、例えば、カウンタ６１０のビット数で制限される計測可能な最大値よりもやや小さな値（例えば１０％小さな値）に設定することが好ましい。また、カウント値ＣＮＴの下限値としては、任意の小さな値（例えば１００）を採用することができる。カウント値ＣＮＴを上限値以下の範囲に制限する理由は、カウント値ＣＮＴがオーバーフローしてしまうことを防止するためである。また、カウント値ＣＮＴを下限値以上の範囲に制限する理由は、カウント値ＣＮＴが過度に小さな値になると、回転数の測定誤差が大きくなるためである。

係数決定部６３０は、比較部６２１，６２２からの警告信号Ｓover，Ｓunderに応じて周波数係数Ｇを増減するための演算回路である。係数決定部６３０は、カウント値ＣＮＴがその上限値を超えたことを上限値比較部６２１から通知された場合には、周波数係数Ｇを所定値で除算して減少させて、分周器６０２に供給する。この結果、分周器６０２からカウンタ６１０に供給されるクロック信号ＤＣＬＫの周波数が減少し、カウント値ＣＮＴも小さくなる。一方、カウント値ＣＮＴがその下限値未満であることを下限値比較部６２２から通知された場合には、係数決定部６３０は、周波数係数Ｇに所定値を乗算して増大させる。この結果、カウンタ６１０に供給されるクロック信号ＤＣＬＫの周波数が増加するので、カウント値ＣＮＴも大きくなる。なお、周波数係数Ｇは、第２の演算部６７０にも供給されている。

演算部６６０，６７０は、カウント値ＣＮＴと、周波数係数Ｇと、分解能記憶部６５３に記憶されている回転エンコーダ３００の分解能と、測定周波数記憶部６５４に記憶されている測定周波数Ｆｃ（図３）とに基づいてモータの回転数を求める演算を実行する。第１の演算部６６０は、以下の（１）式に従って第１の演算値ＶＡを算出する。
ＶＡ＝６０×Ｆｃ／Ｐ …（１）
ここで、Ｐは回転エンコーダ３００の分解能、Ｆｃは測定周波数（＝ｆ_CLK／Ｇmax）である（図３参照）。なお、回転エンコーダ３００の分解能Ｐは、スリット円板３１０の１回転当たりの位置信号ＲＥＰ（図４，図５）のパルス数である。

第２の演算部６７０は、以下の（２）式に従って第２の演算値ＶＢを算出する。
ＶＢ＝α（ＶＡ×Ｇ）／ＣＮＴ …（２）
なお、本実施例では、計測期間比αの値は１／２である。

（２）式に上記（１）式を代入すると、以下の（３）式が得られる。
ＶＢ＝α（６０×Ｆｃ×Ｇ）／（Ｐ×ＣＮＴ） …（３）

以下に説明するように、この値ＶＢは被測定機器５０（図１）の回転数に等しい値を示す。ここで、まず被測定機器５０の回転数をＮrev［rpm］と仮定する。回転エンコーダ３００の分解能がＰのとき、エンコーダ３００の出力信号ＲＥＰの１周期のα倍の位相差だけ回転するのに要する時間Ｔpulseは、以下の（４）式で与えられる。
Ｔpulse＝６０×α／（Ｎrev×Ｐ） …（４）
この時間Ｔpulseは、図４，図５の計測期間Ｔｃの長さに相当している。

一方、カウント値ＣＮＴは、この計測期間Ｔｃにおいて、周波数ｆ_DCLK（＝Ｇ×Ｆｃ）[Hz]のクロックパルスをカウントして得られた値である。従って、カウント値ＣＮＴは、以下の（５）式によって与えられる。
ＣＮＴ＝Ｔpulse×Ｆｃ×Ｇ
＝α（６０×Ｆｃ×Ｇ）／（Ｎrev×Ｐ） …（５）

上記（３）式の右辺に、（５）式を代入すると、以下の通りとなる。
ＶＢ＝α（６０×Ｆｃ×Ｇ）／（Ｐ×ＣＮＴ）
＝｛α（６０×Ｆｃ×Ｇ）／Ｐ｝×｛（Ｎrev×Ｐ）／α（６０×Ｆｃ×Ｇ）｝
＝Ｎrev …（６）

すなわち、第２の演算値ＶＢは、被測定機器の回転数Ｎrev[rpm]と等しい値を示すことが理解できる。なお、第１と第２の演算部６６０，６７０による演算は、１つの演算部で実行することも可能である。

なお、上記（３）式のうち、周波数係数Ｇとカウント値ＣＮＴ以外は予め設定された一定値なので、回転数の測定値ＶＢは、周波数係数Ｇとカウント値ＣＮＴとに基づいて算出可能である。より具体的に言えば、回転数の測定値ＶＢは、以下の（７ａ）式又は（７ｂ）式で与えられる。
ＶＢ＝ｋ１×α×（Ｆｃ×Ｇ）／ＣＮＴ
＝ｋ１×α×ｆ_DCLK／ＣＮＴ …（７ａ）
ＶＢ＝ｋ２×ｆ_DCLK／ＣＮＴ …（７ｂ）
ここで、ｋ１，ｋ２は定数、α＝Ｔｃ／Ｔｐ（図４参照）、Ｆｃ＝ｆ_CLK／Ｇmax（図３参照）であり、本実施例ではα、Ｆｃは定数である。

上記（７ａ）式から、回転数の測定値ＶＢは、周波数係数Ｇ（又はクロック周波数ｆ_DCLK）と計測期間比αに比例し、カウント値ＣＮＴに反比例する値として算出することが可能である。また、常にαが一定値に維持される場合には、（７ｂ）式から、回転数の測定値ＶＢは、クロック周波数ｆ_DCLKに比例し、カウント値ＣＮＴに反比例する値として算出することが可能である。

図６は、被測定機器の回転数Ｎrevと、上述した各種のパラメータＴpulse，Ｇ，ＣＮＴ，ＶＢの関係を示している。また、参考のために、被測定機器の１秒当たりの回転数Ｎsec[回転/S]と、回転数の測定誤差（＝ＶＢ−Ｎrev）も示されている。ここで、センサ分解能Ｐは1000、測定周波数Ｆｃは10ＭＨｚ、カウント値ＣＮＴの上限値Ｄｏは100000，下限値Ｄｕは1000、周波数係数Ｇに乗除算されるファクタδは10と設定されている。

図６から理解できるように、本実施例では、カウント値ＣＮＴが上限値Ｄｏと下限値Ｄｕの間にほぼ収まるように、周波数係数Ｇが変更されている。具体的には、カウント値ＣＮＴが上限値Ｄｏを超えると周波数係数Ｇにファクタδ（＝１０）が乗算され、カウント値ＣＮＴが下限値Ｄｕを下回ると周波数係数Ｇがファクタδ（＝１０）で除算される。上述したように、カウント値ＣＮＴの上限値Ｄｏは、カウンタ６１０のビット数による制限値（すなわち、カウンタ６１０によりカウント可能な最大値）に応じて決められている。また、下限値Ｄｕは、測定精度が過度に低くならないようにすることを意図して決められている。このように、カウント値ＣＮＴが上限値と下限値の範囲にほぼ収まるように周波数係数Ｇが自動的に調節されるので、常に精度良く回転数を測定することが可能である。特に、図６に示されているように、回転数の値が広い範囲にわたっても、常に高い測定精度が保たれるという利点がある。また、図４，図５に示したように、回転数の測定は、回転エンコーダ３００の出力信号である位置信号ＲＥＰの半周期に相当する測定期間Ｔｃ毎に１回実行されるので、短時間で測定を完了することが可能である。

図７は、回転数の測定値ＶＢを、１秒当たりの回転数の単位[rps]で表したものである。また、図８は、回転数の測定値ＶＢを、角速度の単位[rad/s]で表したものである。

図２の回路では、第２の演算部６７０で得られた演算結果ＶＢはラッチ部６８０でラッチされて、外部装置（例えばＣＰＵ４１０）に出力される。外部装置は、この演算結果ＶＢを用い、必要に応じて被測定機器５０の回転数を表示したり、その制御を変更したりすることができる。

以上のように、上記実施例では、回転エンコーダ３００の出力信号ＲＥＰの各周期Ｔｐの一部の計測期間Ｔｃにおいてクロック信号ＤＣＬＫのパルス数がカウントされるので、短時間で回転数測定を完了することが可能である。また、カウント値ＣＮＴが上限値と下限値の範囲に収まるようにクロック周波数が自動的に調節されるので、広い回転数に渡って常に精度良く回転数を測定することが可能である。また、回転数が短時間に変化する場合にも、これに追従して正確な回転数測定を実行することが可能である。

B．第２実施例：
図９は、第２実施例における回転計測装置の構成を示すブロック図である。この回路は、速度計測部４２０ａ内の係数決定部６３０ａの内部構成を図２から変更し、また、図２のクロック発振器６００をクロック生成部７００及びセレクタ７１０に置き換えものであり、他の構成は図２の回路と同じである。

係数決定部６３０ａは、アップダウンカウンタ６３２と、係数テーブル６３４とを含んでいる。アップダウンカウンタ６３２は、比較部６２１，６２２からの信号に応じて係数テーブル６３４の読出アドレスをインクリメント又はデクリメントするための回路である。係数テーブル６３４には、周波数係数Ｇの複数の値が大きさ順に予め格納されており、その中の１つの値が選択的に読み出されて演算部６７０に供給される。周波数係数Ｇの値としては、例えば図６に例示した複数の値を採用可能である。なお、図６の例では、周波数係数Ｇの異なる値は、ファクタδを乗算又は除算することによって得られていたが、係数テーブル６２３にはこのような値に限らず任意の値を予め格納可能である。演算部６７０に供給される周波数係数Ｇの初期値は、これらの複数の値の中から選択された値（例えば0.01）に設定される。

クロック生成部７００は、周波数の異なる複数のクロック信号を生成する回路である。セレクタ７１０は、アップダウンカウンタ６３２の出力である選択信号ＳＥＬに応じて、複数のクロック信号の中の１つを選択してカウンタ６１０に供給する。

図９の回路では、カウント値ＣＮＴが上限値と下限値の範囲にほぼ収まるように選択値ＳＥＬが変更され、これに応じてクロック信号ＤＣＬＫの周波数が変更される。従って、第１実施例と同様に、常に精度良く回転数を測定することが可能である。

C．第３実施例：
図１０は、第３実施例における回転計測装置の構成を示すブロック図である。この回路は、速度計測部４２０ｂ内のいくつかの回路要素（具体的には、分周器６０２、カウンタ部６１０、比較部６２１，６２２、係数決定部６３０、演算部６７０、及びラッチ部６８０）をそれぞれ２重化し、また、図２の回路にタイミング制御部６４０とマルチプレクサ６９０とを加えたものであり、他の構成は図２の回路と同じである。なお、２重化した各回路要素の符号の末尾にａ，ｂをそれぞれ付して区別している（例えば分周器６０２ａ，６０２ｂ）。

回路要素の２重化は、回転エンコーダ３００から出力される位置信号ＲＥＰの各半周期Ｔｐ毎に回転数を測定するためである。すなわち、１組目の回路要素群６０２ａ、６１０ａ、６２１ａ，６２２ａ、６３０ａ、６７０ａ、６８０ａは、位置信号ＲＥＰの周期の前半に設定された計測期間の間だけクロック信号ＤＣＬＫのパルス数をカウントし、そのカウント値ＣＮＴａに応じて回転数を測定する。一方、２組目の回路要素群６０２ｂ、６１０ｂ、６２１ｂ，６２２ｂ、６３０ｂ、６７０ｂ、６８０ｂは、位置信号ＲＥＰの周期の後半に設定された計測期間の間だけクロック信号ＤＣＬＫのパルス数をカウントし、そのカウント値ＣＮＴｂに応じて回転数を測定する。演算部６７０ａ，６７０ｂによって算出された２つの回転数測定値は、ラッチ部６８０ａ，６８０ｂで保持された後、マルチプレクサ６９０で選択されて、最終的な回転数測定値ＶＢとして速度計測部４２０ｂから出力される。

タイミング制御部６４０は、回転エンコーダ３００から与えられた位置信号ＲＥＰから、前半周期用位置信号ＲＥＰａと、後半周期用位置信号ＲＥＰｂとを生成する。例えば、前半周期用位置信号ＲＥＰａは回転エンコーダ３００からの位置信号ＲＥＰと同じものを使用することができ、後半周期用位置信号ＲＥＰｂはその反転信号とすることができる。タイミング制御部６４０は、さらに、回転エンコーダ３００からの位置信号ＲＥＰに応じて選択信号Ｌselを作成し、マルチプレクサ６９０に供給する。マルチプレクサ６９０は、この選択信号Ｌselに応じて、２つのラッチ部６８０ａ，６８０ｂの保持値の一方を選択して回転数測定値ＶＢとして出力する。

図１１は、第３実施例の加速時の動作を示すタイミングチャートであり、図１２は、減速時の動作を示すタイミングチャートである。これらの図では、計測期間Ｔｃが位置信号ＲＥＰａ，ＲＥＰｂの半周期毎に設定されており、回転数測定値ＶＢが半周期毎に得られる点が図４，図５と異なっている。他の動作は、図４，図５とほぼ同様である。なお、この例では、計測期間Ｔｃは位置信号ＲＥＰａ，ＲＥＰｂの半周期の長さＴｐ／２に等しく設定されているが、計測期間Ｔｃをより短く設定してもよい。後者の場合には、計測期間比α（＝Ｔｃ／Ｔｐ）は、１／２未満の値となる。

このように、第３実施例では、位置信号の半周期毎に回転数を計測するので、より短い計測周期毎に回転数を測定することが可能である。

D．速度測定装置の適用例：
図１３は、本発明による速度測定装置を適用したブラシレスサーボモータの構成を示す説明図である。このモータは、モータ本体１００と、駆動制御回路２００と、回転エンコーダ３００とを備えている。モータ本体１００は、ステータコイル１０と、回転軸１１２を中心として回転するロータ３０とを有している。なお、回転エンコーダ３００としては、スリット円板を透過する透過光を測定する形式のものが使用されている。

図１４は、ブラシレスモータの駆動制御回路の構成を示すブロック図である。駆動制御回路２００は、ＣＰＵ２２０と、駆動信号生成部２４０と、２相のドライバ回路２５０Ａ，２５０Ｂととを備えている。２つの磁気センサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢは、ＡＤ変換部２６０でデジタル多値信号に変換されて、駆動信号生成部２４０に供給される。また、回転エンコーダ３００の位置信号ＲＥＰも駆動信号生成部２４０に供給される。駆動信号生成部２４０は、これらの信号ＳＳＡ，ＳＳＢ，ＲＥＰに基づいて、２相の駆動信号を生成する。ドライバ回路２５０Ａ，２５０Ｂは、これらの２相の駆動信号に従ってモータ本体１００内の２相の電磁コイル群１１，１２を駆動する。

図１５は、ドライバ回路の内部構成を示している。各相のドライバ回路２５０Ａ，２５０Ｂは、それぞれＨ型ブリッジ回路を構成している。例えば、Ａ相のドライバ回路２５０Ａは、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２に応じてＡ相コイル１１を駆動する。符号ＩＡ１，ＩＡ２が付された矢印は、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２によって流れる電流方向をそれぞれ示している。他の相も同様である。なお、ドライバ回路としては、複数の駆動トランジスタで構成される種々の構成の回路を利用可能である。

図１６は、駆動信号生成部２４０（図１４）の内部構成と動作を示す説明図である。なお、ここでは図示の便宜上、Ａ相用の回路要素のみを示しているが、Ｂ相用にも同じ回路要素が設けられている。

駆動信号生成部２４０は、基本クロック生成回路５１０と、１／Ｎ分周器５２０と、ＰＷＭ部５３０と、正逆方向指示値レジスタ５４０と、乗算器５５０と、符号化部５６０と、指令値演算部５８０と、励磁区間設定部５９０と、速度計測部４２０とを備えている。Ａ相磁気センサ出力ＳＳＡは、符号化部５６０と励磁区間設定部５９０とに供給されている。回転エンコーダ３００の位置信号ＲＥＰは、速度計測部４２０に供給されている。なお、速度計測部４２０としては、図２，図９，又は図１０に示したものを利用可能である。

基本クロック生成回路５１０は、所定の周波数を有するクロック信号ＰＣＬを発生する回路であり、例えばＰＬＬ回路で構成される。分周器５２０は、このクロック信号ＰＣＬの１／Ｎの周波数を有するクロック信号ＳＤＣを発生する。Ｎの値は所定の一定値に設定される。このＮの値は、予めＣＰＵ２２０によって分周器５２０に設定される。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、乗算器５５０から供給される乗算値Ｍａと、正逆方向指示値レジスタ５４０から供給される正逆方向指示値ＲＩと、符号化部５６０から供給される正負符号信号Ｐａと、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａとに応じて、Ａ相駆動信号を生成する。この動作については後述する。

正逆方向指示値レジスタ５４０内には、モータの回転方向を示す値ＲＩがＣＰＵ２２０によって設定される。本実施例では、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルのときにモータが正転し、Ｈレベルのときに逆転する。ＰＷＭ部５３０に供給される他の信号Ｍａ，Ｐａ，Ｅａは以下のように決定される。

磁気センサ４０Ａの出力ＳＳＡは、符号化部５６０に供給される。符号化部５６０は、磁気センサ出力ＳＳＡのレンジを変換するとともに、センサ出力の中位点の値を０に設定する。この結果、符号化部５６０で生成されるセンサ出力値Ｘａは、正側の所定の範囲（例えば＋１２７〜０）と負側の所定の範囲（例えば０〜−１２７）の値を取る。但し、符号化部５６０から乗算器５５０に供給されるのは、センサ出力値Ｘａの絶対値であり、その正負符号は正負符号信号ＰａとしてＰＷＭ部５３０に供給される。

指令値演算部５８０は、速度計測部４２０から与えられた回転速度の測定値ＶＢに基づいて、電圧指令値Ｙａを決定する。

図１７は、指令値演算部５８０の内部構成を示すブロック図である。指令値演算部５８０は、５つの記憶部５８１〜５８５と、演算回路５８６とを有している。記憶部５８１〜５８５は、回転数の測定値ＶＢと、回転数の指令値（目標値）ＶＶと、比例係数ＰＰと、積分係数ＰＩと、微分係数ＰＤとを格納している。回転数の測定値ＶＢは速度計測部４２０から供給され、他のパラメータＶＶ，ＰＰ，ＰＩ，ＰＤはＣＰＵ２２０から供給される。演算回路５８６は、これらのパラメータＶＢ，ＶＶ，ＰＰ，ＰＩ，ＰＤに基づくＰＩＤ制御を行って、指令値Ｙａを算出する回路である。すなわち、演算回路５８６は、回転数の測定値ＶＢと目標値ＶＶとの偏差（ＶＢ−ＶＶ）を求め、この偏差に対する比例動作と積分動作と微分動作を行うように、指令値Ｙａを決定する。なお、ＰＩＤ制御以外の他の制御方法を用いて指令値Ｙａを決定してもよい。

この電圧指令値Ｙａは、後述する励磁区間信号Ｅａとともに、モータの印加電圧を設定する値として機能するものであり、例えば０〜１．０の値を取る。仮に、非励磁区間を設けずに全区間を励磁区間とするように励磁区間信号Ｅａを設定した場合には、Ｙａ＝０は印加電圧をゼロとすることを意味し、Ｙａ＝１．０は印加電圧を最大値とすることを意味する。上述したように、本実施例のモータでは、この電圧指令値Ｙａが、回転数の測定値ＶＢに応じたサーボ制御（ＰＩＤ制御）によって決定されるので、サーボモータとして利用することが可能である。

図１６（Ａ）の乗算器５５０は、符号化部５６０から出力されたセンサ出力値Ｘａと、電圧指令値Ｙａとを乗算して整数化し、その乗算値ＭａをＰＷＭ部５３０に供給する。図１６（Ｂ）〜（Ｅ）は、乗算値Ｍａが種々の値を取る場合におけるＰＷＭ部５３０の動作を示している。ここでは、全期間が励磁区間であり非励磁区間が無いものと仮定している。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＳＤＣの１周期の間に、デューティがＭａ／Ｎであるパルスを１つ発生させる回路である。すなわち、図１６（Ｂ）〜（Ｅ）に示すように、乗算値Ｍａが増加するに従って、Ａ相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２のパルスのデューティが増加する。なお、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１は、磁気センサ出力ＳＳＡが正のときにのみパルスを発生する信号であり、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２は磁気センサ出力ＳＳＡが正のときにのみパルスを発生する信号であるが、図１６（Ｂ）〜（Ｅ）ではこれらを合わせて記載している。また、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。

図１８（Ａ）〜（Ｃ）は、磁気センサ出力の波形とＰＷＭ部５３０で生成される駆動信号の波形の対応関係を示す説明図である。図中、「Ｈｉｚ」は電磁コイルを未励磁状態としたハイインピーダンス状態を意味している。図１６で説明したように、Ａ相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２は磁気センサ出力ＳＳＡのアナログ波形を利用したＰＷＭ制御によって生成される。従って、これらのＡ相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を用いて、各コイルに、磁気センサ出力ＳＳＡの変化と対応するレベル変化を示す実効電圧を供給することが可能である。

ＰＷＭ部５３０は、さらに、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａで示される励磁区間のみに駆動信号を出力し、励磁区間以外の区間（非励磁区間）では駆動信号を出力しないように構成されている。図１８（Ｃ）は、励磁区間信号Ｅａによって励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定した場合の駆動信号波形を示している。励磁区間ＥＰでは図１８（Ｂ）の駆動信号パルスがそのまま発生し、非励磁区間ＮＥＰでは駆動信号パルスが発生しない。このように、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定するようにすれば、センサ出力の中位点近傍（これは逆起電力波形の中位点近傍に相当する）においてコイルに電圧を印加しないので、モータの効率をさらに向上させることが可能である。なお、励磁区間ＥＰは、センサ出力波形（これは逆起電力波形にほぼ等しい）のピークを中心とする対称な区間に設定されることが好ましく、非励磁区間ＮＥＰは、センサ出力波形の中位点（中心点）を中心とする対称な区間に設定されることが好ましい。

上述の説明から理解できるように、本実施例のブラシレスモータでは、励磁区間信号Ｅａを利用して印加電圧を調整することが可能である。望ましい印加電圧と、励磁区間信号Ｅａとの関係は、予め駆動制御回路２００（図１８）内のメモリにテーブルとして格納されていることが望ましい。こうすれば、駆動制御回路２００が、外部から望ましい印加電圧の目標値を受信したときに、ＣＰＵ２２０がその目標値に応じて、励磁区間信号Ｅａを駆動信号生成部２４０に設定することが可能である。

図１９は、ＰＷＭ部５３０（図１６）の内部構成の一例を示すブロック図である。ＰＷＭ部５３０は、カウンタ５３１と、ＥＸＯＲ回路５３３と、駆動波形形成部５３５とを備えている。これらは以下のように動作する。

図２０は、モータ正転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。この図には、２つのクロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、正逆方向指示値ＲＩと、励磁区間信号Ｅａと、乗算値Ｍａと、正負符号信号Ｐａと、カウンタ５３１内のカウント値ＣＭ１と、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２と、駆動波形形成部５３５の出力信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２とが示されている。カウンタ５３１は、クロック信号ＳＤＣの１期間毎に、クロック信号ＰＣＬに同期してカウント値ＣＭ１を０までダウンカウントする動作を繰り返す。カウント値ＣＭ１の初期値は乗算値Ｍａに設定される。なお、図２０では、図示の便宜上、乗算値Ｍａとして負の値も描かれているが、カウンタ５３１で使用されるのはその絶対値｜Ｍａ｜である。カウンタ５３１の出力Ｓ１は、カウント値ＣＭ１が０で無い場合にはＨレベルに設定され、カウント値ＣＭ１が０になるとＬレベルに立ち下がる。

ＥＸＯＲ回路５３３は、正負符号信号Ｐａと正逆方向指示値ＲＩとの排他的論理和を示す信号Ｓ２を出力する。モータが正転する場合には、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルである。従って、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２は、正負符号信号Ｐａと同じ信号となる。駆動波形形成部５３５は、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２から、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を生成する。すなわち、カウンタ５３１の出力Ｓ１のうち、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２がＬレベルの期間の信号を第１の駆動信号ＤＲＶＡ１として出力し、出力Ｓ２がＨレベルの期間の信号を第２の駆動信号ＤＲＶＡ２として出力する。なお、図２０の右端部付近では、励磁区間信号ＥａがＬレベルに立ち下がり、これによって非励磁区間ＮＥＰが設定されている。従って、この非励磁区間ＮＥＰでは、いずれの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２も出力されず、ハイインピーダンス状態に維持される。

図２１は、モータ逆転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。モータ逆転時には、正逆方向指示値ＲＩがＨレベルに設定される。この結果、２つの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２が図２０から入れ替わっており、この結果、モータが逆転することが理解できる。

図２２は、励磁区間設定部５９０の内部構成と動作を示す説明図である。励磁区間設定部５９０は、電子可変抵抗器５９２と、電圧比較器５９４，５９６と、ＯＲ回路５９８とを有している。電子可変抵抗器５９２の抵抗値Ｒｖは、ＣＰＵ２２０によって設定される。電子可変抵抗器５９２の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧比較器５９４，５９６の一方の入力端子に与えられている。電圧比較器５９４，５９６の他方の入力端子には、磁気センサ出力ＳＳＡが供給されている。電圧比較器５９４，５９６の出力信号Ｓｐ，Ｓｎは、ＯＲ回路５９８に入力されている。ＯＲ回路５９８の出力は、励磁区間と非励磁区間とを区別するための励磁区間信号Ｅａである。

図２２（Ｂ）は、励磁区間設定部５９０の動作を示している。電子可変抵抗器５９２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、抵抗値Ｒｖを調整することによって変更される。具体的には、両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧レンジの中央値（＝ＶＤＤ／２）からの差分が等しい値に設定される。磁気センサ出力ＳＳＡが第１の電圧Ｖ１よりも高い場合には第１の電圧比較器５９４の出力ＳｐがＨレベルとなり、一方、磁気センサ出力ＳＳＡが第２の電圧Ｖ２よりも低い場合には第２の電圧比較器５９６の出力ＳｎがＨレベルとなる。励磁区間信号Ｅａは、これらの出力信号Ｓｐ，Ｓｎの論理和を取った信号である。従って、図２２（Ｂ）の下部に示すように、励磁区間信号Ｅａは、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰとを示す信号として使用することができる。励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰの設定は、ＣＰＵ２２０が可変抵抗値Ｒｖを調整することによって行なわれる。

このように、本発明の実施例による速度測定装置をモータに適用することによって、サーボモータを実現することが可能である。なお、磁気センサ４０Ａ，４０Ｂを省略し、これらの代わりに回転エンコーダ３００を用いてモータの制御を行うようにしてもよい。また、回転エンコーダ３００を省略し、この代わりに磁気センサ４０Ａ，４０Ｂの一方又は両方を用いて回転数測定を行っても良い。但し、回転エンコーダ３００の出力信号ＲＥＰは、磁気センサ４０Ａ，４０Ｂの出力信号ＳＳＡ，ＳＳＢよりも分解能（モータ１回転当たりの周期の数）が大きいので、回転エンコーダ３００を用いた方がより短時間でより精度の良い回転数測定を行うことが可能である。

図２３は、本発明の実施例による速度測定装置を適用したブラシレスサーボモータの他の構成を示す説明図である。このモータでは、モータ本体１００の外部に、回転エンコーダ３００と、回転計測装置４００とが設けられている。モータの駆動制御回路は、モータ本体１００内に設置されてもよく、また、外部に設置されても良い。この構成では、モータ本体１００の回転軸１１２にスリット円板３１０が連結されている。この構成によっても、モータ本体１００の回転数を測定可能である。

図２４は、本発明の実施例による速度測定装置を適用したリニア駆動機構の構成を示す説明図である。このリニア駆動機構は、リニアエンコーダ３６０と、速度計測装置４００ａと、移動機構６０とを有している。移動機構６０は、直線状ガイド６２に沿って移動可能である。リニアエンコーダ３６０は、直線状スリット板３６２と、発光素子３２０と、受光素子３３０と、出力信号生成回路３４０とを有するインクリメント型エンコーダである。直線状スリット板３１２は、複数のスリットが一定のピッチで等間隔に配置された板状体である。速度計測装置４００ａは、図２，図９，又は図１０に示した回転計測装置４００とほぼ同じものである。

リニアエンコーダ３６０を用いた場合には、上述した（７ａ），（７ｂ）式に準じた下記の（８ａ），（８ｂ）式に従って、移動速度の測定値ＬＶＢを、周波数係数Ｇとカウント値ＣＮＴとに基づいて算出可能である。
ＬＶＢ＝ｋ３×α×（Ｆｃ×Ｇ）／ＣＮＴ
＝ｋ３×α×ｆ_DCLK／ＣＮＴ …（８ａ）
ＬＶＢ＝ｋ４×ｆ_DCLK／ＣＮＴ …（８ｂ）
ここで、ｋ３，ｋ４は定数である。

（８ａ）式から、移動速度の測定値ＬＶＢは、周波数係数Ｇ（又はクロック周波数ｆ_DCLK）と計測期間比αとに比例し、カウント値ＣＮＴに反比例する値として算出することが可能である。また、常にαが一定値に維持される場合には、（８ｂ）式から、移動速度の測定値ＬＶＢは、クロック周波数ｆ_DCLKに比例し、カウント値ＣＮＴに反比例する値として算出することが可能である。

E．変形例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。

E１．変形例１：
上記実施例では、周波数係数Ｇを用いてクロック周波数を増減していたが、周波数係数Ｇを用いずにクロック周波数を増減するようにしてもよい。

E２．変形例２：
上記実施例では、カウント値ＣＮＴを所定の上限値と下限値の範囲に収めるように計測部が構成されていたが、上限値と下限値の少なくとも一方を利用しないように計測部を構成することも可能である。例えば、上限値を利用しない場合には、カウンタ６１０（図２）のビット数を、測定対象の回転数の最大値に比べて十分に大きくしておけば良い。また、下限値を利用しない場合には、低回転数の場合の測定精度が低下するが、これは実際上問題とならない場合もある。

E３．変形例３：
上記実施例では、回転エンコーダやリニアエンコーダを用いて位置信号を得ていたが、磁気センサなどの他の位置センサを利用することも可能である。但し、位置センサとしては、所定の移動距離毎又は１回転当たりＭ個（Ｍは２以上の整数）の等位相差の位置を示す位置信号を出力するものを利用することが好ましい。ここで、「位相差」とは、移動距離や回転角度を意味している。なお、上記実施例においては、整数Ｍはエンコーダの分解能Ｐと等しい。

E４．変形例４：
本発明の速度計測装置は、各種の装置に適用可能である。例えば、本発明は、ファンモータ、時計（針駆動）、ドラム式洗濯機（単一回転）、ジェットコースタ、振動モータなどの種々の装置のモータに適用可能である。本発明をファンモータに適用した場合には、上述した種々の効果（低消費電力、低振動、低騒音、低回転ムラ、低発熱、高寿命）が特に顕著である。このようなファンモータは、例えば、デジタル表示装置や、車載機器、燃料電池式パソコン、燃料電池式デジタルカメラ、燃料電池式ビデオカメラ、燃料電池式携帯電話などの燃料電池使用機器、プロジェクタ等の各種装置のファンモータとして使用することができる。本発明のモータは、さらに、各種の家電機器や電子機器のモータとしても利用可能である。例えば、光記憶装置や、磁気記憶装置、ポリゴンミラー駆動装置等において、本発明によるモータをスピンドルモータとして使用することが可能である。また、本発明によるモータは、移動体やロボット用のモータとしても利用可能である。

図２５は、本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。このプロジェクタ１６００は、赤、緑、青の３色の色光を発光する３つの光源１６１０Ｒ、１６１０Ｇ、１６１０Ｂと、これらの３色の色光をそれぞれ変調する３つの液晶ライトバルブ１６４０Ｒ、１６４０Ｇ、１６４０Ｂと、変調された３色の色光を合成するクロスダイクロイックプリズム１６５０と、合成された３色の色光をスクリーンＳＣに投写する投写レンズ系１６６０と、プロジェクタ内部を冷却するための冷却ファン１６７０と、プロジェクタ１６００の全体を制御する制御部１６８０と、を備えている。冷却ファン１６７０を駆動するモータとしては、上述した各種のブラシレスモータを利用することができる。

図２６（Ａ）〜（Ｃ）は、本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。図２６（Ａ）は携帯電話１７００の外観を示しており、図２６（Ｂ）は、内部構成の例を示している。携帯電話１７００は、携帯電話１７００の動作を制御するＭＰＵ１７１０と、ファン１７２０と、燃料電池１７３０とを備えている。燃料電池１７３０は、ＭＰＵ１７１０やファン１７２０に電源を供給する。ファン１７２０は、燃料電池１７３０への空気供給のために携帯電話１７００の外から内部へ送風するため、或いは、燃料電池１７３０で生成される水分を携帯電話１７００の内部から外に排出するためのものである。なお、ファン１７２０を図２６（Ｃ）のようにＭＰＵ１７１０の上に配置して、ＭＰＵ１７１０を冷却するようにしてもよい。ファン１７２０を駆動するモータとしては、上述した各種のブラシレスモータを利用することができる。

図２７は、本発明の実施例によるモータ／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。この自転車１８００は、前輪にモータ１８１０が設けられており、サドルの下方のフレームに制御回路１８２０と充電池１８３０とが設けられている。モータ１８１０は、充電池１８３０からの電力を利用して前輪を駆動することによって、走行をアシストする。また、ブレーキ時にはモータ１８１０で回生された電力が充電池１８３０に充電される。制御回路１８２０は、モータの駆動と回生とを制御する回路である。このモータ１８１０としては、上述した各種のブラシレスモータを利用することが可能である。

図２８は、本発明の実施例によるモータを利用したロボットの一例を示す説明図である。このロボット１９００は、第１と第２のアーム１９１０，１９２０と、モータ１９３０とを有している。このモータ１９３０は、被駆動部材としての第２のアーム１９２０を水平回転させる際に使用される。このモータ１９３０としては、上述した各種のブラシレスモータを利用することが可能である。

１０…ステータコイル
１１，１２…電磁コイル群
３０…ロータ
４０Ａ，４０Ｂ…磁気センサ
５０…被測定機器
６０…移動機構
６２…直線状ガイド
１００…モータ本体
１１２…回転軸
２００…駆動制御回路
２２０…ＣＰＵ
２４０…駆動信号生成部
２５０Ａ，２５０Ｂ…ドライバ回路
２６０…ＡＤ変換部
３００…回転エンコーダ
３１０…スリット円板
３１２…スリット
３２０…発光素子
３３０…受光素子
３４０…出力信号生成回路
３６０…リニアエンコーダ
３６２…直線状スリット板
４００…回転計測装置
４００ａ…速度計測装置
４１０…ＣＰＵ
４２０…速度計測部
５１０…基本クロック生成回路
５２０…分周器
５３０…ＰＷＭ部
５３１…カウンタ
５３３…ＥＸＯＲ回路
５３５…駆動波形形成部
５４０…レジスタ
５５０…乗算器
５６０…符号化部
５８０…演算部
５８１〜５８５…記憶部
５８６…演算回路
５９０…励磁区間設定部
５９２…電子可変抵抗器
５９４，５９６…電圧比較器
５９８…ＯＲ回路
６００…クロック発振器
６０２…分周器
６０４…正規化変換部
６０５…変換部
６０６…カウンタ
６１０…カウンタ
６２０…分周器
６２１，６２２…比較部
６２３…係数テーブル
６３０…係数決定部
６３２…アップダウンカウンタ
６３４…係数テーブル
６４０…タイミング制御部
６５１〜６５４…記憶部
６６０，６７０…演算部
６８０…ラッチ部
６９０…マルチプレクサ
７００…クロック生成部
７１０…セレクタ
１６００…プロジェクタ
１６１０Ｒ，１６１０Ｇ，１６１０Ｂ…光源
１６４０Ｒ，１６４０Ｇ，１６４０Ｂ…液晶ライトバルブ
１６５０…クロスダイクロイックプリズム
１６６０…投写レンズ系
１６７０…冷却ファン
１６８０…制御部
１７００…携帯電話
１７１０…ＭＰＵ
１７２０…ファン
１７３０…燃料電池
１８００…電動自転車（電動アシスト自転車）
１８１０…モータ
１８２０…制御回路
１８３０…充電池
１９００…ロボット
１９１０…アーム
１９２０…アーム
１９３０…モータ

Claims (11)

1. 被測定機器の速度測定装置であって、
   前記被測定機器の所定の移動距離当たりＭ個（Ｍは２以上の整数）の等位相差の位置を示す位置信号を生成する位置信号生成部と、
   クロック信号を生成するクロック信号生成部と、
   前記クロック信号の周波数を調整するクロック調整部と、
   前記位置信号の１周期のα倍（０＜α＜１）の計測期間において、前記クロック信号のパルス数をカウントするカウンタと、
   前記クロック信号の周波数と、前記αの値と、前記計測期間において前記カウンタで得られたカウント値とに基づいて、前記被測定機器の速度を算出する演算部と、
   を備え、
   前記クロック調整部は、
   前記計測期間において得られた前記カウント値が所定の下限値未満か否かを判定する比較部と、
   前記カウント値が前記下限値未満の場合に前記クロック信号の周波数を増大させる周波数変更部と、
   を含み、
   前記位置信号生成部は、
   アナログ波形を有するセンサ出力を発生する磁気センサと、
   前記磁気センサのセンサ出力のレベルと参照レベルとを比較する２つの電圧比較器と、
   前記２つの電圧比較器の比較結果の論理和を取ることによって得られる２値信号を前記位置信号として生成するＯＲ回路と、
   を備えるとともに、前記２つの電圧比較器のそれぞれの参照レベルを調整することによって前記位置信号のＨレベルの期間とＬレベルの期間の長さを変更し、
   前記カウンタは、前記位置信号のＨレベルの期間とＬレベルの期間のうちの少なくとも一方を前記計測期間として使用する、速度測定装置。
2. 請求項１記載の速度測定装置であって、
   前記比較部は、さらに、前記計測期間において得られた前記カウント値が所定の上限値を超えたか否かを判定し、
   前記周波数変更部は、前記カウント値が前記上限値を超えた場合に前記クロック信号の周波数を減少させる、速度測定装置。
3. 請求項２記載の速度測定装置であって、
   前記周波数変更部は、
   前記カウント値が前記上限値を超えた場合には前記周波数を所定の係数で除算して前記周波数を減少させ、一方、前記カウント値が前記下限値未満の場合に前記周波数に前記所定の係数を乗算することによって前記周波数を増大させる、速度測定装置。
4. 請求項２記載の速度測定装置であって、
   前記周波数変更部は、
   前記クロック信号の周波数を表す周波数係数を大きさ順に予め格納したテーブルを有し、前記テーブルから前記周波数係数の１つの値を選択的に読み出して使用しており、
   前記カウント値が前記上限値を超えた場合又は前記下限値未満の場合に、前記テーブルから読み出される前記周波数係数を次の値に変更し、
   前記変更された周波数係数を用いて前記クロック信号の周波数を変更する、速度測定装置。
5. 請求項１ないし４のいずれかに記載の速度測定装置であって、
   前記被測定機器は、回転機器であり、
   前記位置信号生成部は、前記回転機器の１回転当たり前記Ｍ個の回転位置を示す位置信号を出力する、速度測定装置。
6. 請求項１ないし５のいずれかに記載の速度測定装置であって、
   前記計測期間は、前記位置信号の半周期毎に設定される、速度測定装置。
7. 被測定機器の速度測定方法であって、
   （ａ）前記被測定機器の所定の移動距離当たりＭ個（Ｍは２以上の整数）の等位相差の位置を示す位置信号を生成する工程と、
   （ｂ）クロック信号を生成する工程と、
   （ｃ）前記クロック信号の周波数を調整する工程と、
   （ｄ）前記位置信号の１周期のα倍（０＜α＜１）の計測期間において、前記クロック信号のパルス数をカウントする工程と、
   （ｅ）前記クロック信号の周波数と、前記αの値と、前記計測期間において得られたカウント値とに基づいて、前記被測定機器の速度を算出する工程と、
   を備え、
   前記工程（ｃ）は、
   前記計測期間において得られた前記カウント値が所定の下限値未満か否かを判定し、前記カウント値が前記下限値未満の場合に前記クロック信号の周波数を増大させる工程を含み、
   前記工程（ａ）は、
   アナログ波形を有するセンサ出力を発生する磁気センサと、
   前記磁気センサのセンサ出力のレベルと参照レベルとを比較する２つの電圧比較器と、
   前記２つの電圧比較器の比較結果の論理和を取ることによって得られる２値信号を前記位置信号として生成するＯＲ回路と、
   を用いて、前記２つの電圧比較器のそれぞれの参照レベルを調整することによって前記パルス状の位置信号のＨレベルの期間とＬレベルの期間の長さを変更する工程を含み、
   前記工程（ｄ）は、前記位置信号のＨレベルの期間とＬレベルの期間のうちの少なくとも一方を前記計測期間として使用する、速度測定方法。
8. 請求項５記載の速度測定装置を備えるモータ。
9. 請求項８記載のモータを備える装置。
10. 請求項９記載の装置であって、
    前記装置は携帯機器である、装置。
11. 請求項９記載の装置であって、
    前記装置はプロジェクタである、装置。

Images