JP5326654B2 - 電圧−周波数変換回路およびそれを備えた血圧測定装置 - Google Patents

Description

本発明は、電圧−周波数変換回路に関し、特に、ＲＣ発振回路に関する。

従来、電圧や電流、静電容量などのアナログ量を計測する場合、アナログ値とデジタル値に変換すること（Ａ／Ｄ変換）が利用されている。その方式は積分型、逐次比較型、ΔΣ型等、種々の方式があり、対象となるアナログ量に最適な変換方式が選択されている。また、それらの回路が集積されたＩＣが各社から製品化されている。

しかしながら、これらのＩＣのコストは高く、また、ソフトウェアによる制御が必要である。

さらに、高精度の計測を行うために分解能を向上すると、その分コストが高くなるという問題がある。

実用上、最も確実且つ精度の高い測定が可能であるものは周波数であり、これを用いれば、コストを安く、高精度のＡ／Ｄ変換が可能となる。

例えば、特開平９−１１３３１０号公報においては、ピエゾ抵抗型センサ装置が開示されており、センサのばらつきを補正するとともに周波数に変換する方式が開示されている。

また、特開平１０−１０４２９２号公報においては、静電容量型センサ装置が開示されており、当該文献においては、圧力に従って変化する容量成分を周波数に変換する回路が開示されている。

特開平９−１１３３１０号公報 特開平１０−１０４２９２号公報

しかしながら、特許文献１に記載されるピエゾ抵抗型センサ装置においては、ＣＲ発振回路を用いた方式が開示されているが、２つのＣＲ発振回路から発振された発振周波数の周期時間差を算出する等複雑な変換方式を採用しており、コストが掛かるという問題がある。また、上記特許文献２に記載される静電容量型センサ装置は、温度特性の影響を受けやすく、かつ、コストも高いという問題がある。

本発明は、簡易な方式により精度の高い電圧−周波数変換回路およびそれを備えた血圧測定装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電圧−周波数変換回路は、容量成分と、抵抗成分とを含むＲＣ発振回路を備える。ＲＣ発振回路は、入力電圧が入力される入力端子と、入力端子と第１の内部ノードとの間に接続される第１の抵抗素子と、第１の内部ノードと一方電極が接続され、他方電極が第２の内部ノードと接続される第１のコンデンサと、第１のコンデンサと並列に第１の内部ノードと一方導通端子が接続された第２の抵抗素子と、第２の抵抗素子の他方導通端子に接続され、第２の抵抗素子を介して第１の内部ノードと第２の内部ノードとの間に接続された第１の論理回路と、第２の内部ノードと接続され第１の論理回路の出力信号に応じた発振信号を出力する第２の論理回路と、第２の内部ノードの電圧レベルに応じて、一方電極と接続された第１の内部ノードを固定電圧と電気的に接続して第１のコンデンサを充電あるいは放電するための第１のスイッチ素子とを含む。

好ましくは、入力電圧は、ピエゾ抵抗式センサの出力電圧に相当する。
好ましくは、第１のスイッチ素子は、第２の内部ノードの電圧レベルがしきい値以上の場合に導通して、一方電極と接続された第１の内部ノードを固定電圧と電気的に接続されて第１のコンデンサは放電される。第１のスイッチ素子は、第２の内部ノードの電圧レベルがしきい値未満の場合に非導通となり、一方電極と接続された第１の内部ノードは入力電圧と接続されて第１のコンデンサは充電される。

好ましくは、入力端子と第３の内部ノードとの間に接続される第３の抵抗素子と、第３の内部ノードと一方電極が接続され、他方電極が第４の内部ノードと接続される第２のコンデンサと、第２のコンデンサと並列に第３の内部ノードと一方導通端子が接続された第４の抵抗素子とを含む。第１の論理回路は、第４の抵抗素子の他方導通端子に接続される第３のインバータ回路と、第３のインバータ回路の出力端子と第４の抵抗素子の他方導通端子との入力を受けて、第２の内部ノードに出力する否定論理和回路とを有する。第２の論理回路は、第２の内部ノードと第４の内部ノードとの間に接続される第３のインバータ回路と、第４の内部ノードと接続される第３のインバータ回路とを有する。第４の内部ノードの電圧レベルに応じて、一方電極と接続された第３の内部ノードを固定電圧と電気的に接続して第２のコンデンサを放電するための第２のスイッチ素子をさらに含む。

本発明に係る血圧測定装置は、被測定者の所定の測定部位に巻き付けるためのカフと、カフ内の圧力を検出するための圧力検出手段とを備える。圧力検出手段は、カフ内の圧力に応じた電圧を発生するピエゾ抵抗式センサと、容量成分と、抵抗成分とを含むＲＣ発振回路とを含む。ＲＣ発振回路は、入力電圧が入力される入力端子と、入力端子と第１の内部ノードとの間に接続される第１の抵抗素子と、第１の内部ノードと一方電極が接続され、他方電極が第２の内部ノードと接続される第１のコンデンサと、第１のコンデンサと並列に第１の内部ノードと一方導通端子が接続された第２の抵抗素子と、第２の抵抗素子の他方導通端子に接続され、第２の抵抗素子を介して第１の内部ノードと第２の内部ノードとの間に接続された第１の論理回路と、第２の内部ノードと接続され第１の論理回路の出力信号に応じた発振信号を出力する第２の論理回路と、第２の内部ノードの電圧レベルに応じて、一方電極と接続された第１の内部ノードを固定電圧と電気的に接続して第１のコンデンサを充電あるいは放電するための第１のスイッチ素子とを含む。

本発明に係る電圧−周波数変換回路および血圧測定装置は、容量成分と、抵抗成分とを含むＲＣ発振回路を備える。ＲＣ発振回路は、入力電圧が入力される入力端子と、入力端子と第１の内部ノードとの間に接続される第１の抵抗素子と、第１の内部ノードと一方電極が接続され、他方電極が第２の内部ノードと接続される第１のコンデンサと、第１のコンデンサと並列に第１の内部ノードと一方導通端子が接続された第２の抵抗素子と、第２の抵抗素子の他方導通端子に接続され、第２の抵抗素子を介して第１の内部ノードと第２の内部ノードとの間に接続された第１の論理回路と、第２の内部ノードと接続され第１の論理回路の出力信号に応じた発振信号を出力する第２の論理回路と、第２の内部ノードの電圧レベルに応じて、一方電極と接続された第１の内部ノードを固定電圧と電気的に接続して第１のコンデンサを充電あるいは放電するための第１のスイッチ素子とを含む。

当該構成により、第１の論理回路の出力信号に応じて第１のスイッチ素子が第１のコンデンサを充電あるいは放電する。第１のコンデンサの充電時間は、入力端子に入力される入力電圧に従って変化するため、簡易な方式で発振信号の周波数を調整することが可能である。

本発明の実施の形態に係る血圧計１の外観斜視図である。 本発明の実施の形態に係る血圧計１のハードウェア構成を表わすブロック図である。 本発明の実施の形態に従うピエゾ抵抗式の圧力センサ３２を説明する図である。 従来のＲＣ発振回路を説明する図である。 従来のＲＣ発振回路の各ノードの電圧レベルを説明する図である。 本発明の実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４を説明する図である。 本発明の実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４の各ノードの電圧レベルを説明する図である。 本発明の実施の形態の変形例に従う電圧−周波数変換回路３４＃を説明する図である。 本発明の実施の形態の変形例に従う電圧−周波数変換回路３４＃の各ノードの電圧レベルを説明する図である。

本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

＜外観および構成について＞
はじめに、本発明の実施の形態に係る血圧測定装置（以下「血圧計」という）１の外観および構成について説明する。

（外観について）
図１は、本発明の実施の形態に係る血圧計１の外観斜視図である。

図１を参照して、血圧計１は、本体部１０と、被測定者の手首に巻き付け可能なカフ２０とを備える。本体部１０はカフ２０に取り付けられている。本体部１０の表面には、たとえば液晶等により構成される表示部４０と、ユーザ（代表的に被測定者）からの指示を受付けるための操作部４１とが配置されている。操作部４１は、たとえば複数のスイッチを含む。

（ハードウェア構成について）
図２は、本発明の実施の形態に係る血圧計１のハードウェア構成を表わすブロック図である。

図２を参照して、血圧計１のカフ２０は、空気袋２１を含む。空気袋２１は、エアチューブ３１を介して、エア系３０に接続される。

本体部１０は、上述の表示部４０および操作部４１に加え、エア系３０と、各部を集中的に制御し、各種演算処理を行なうためのＣＰＵ（Central Processing Unit）１００と、ＣＰＵ１００に所定の動作をさせるプログラムや各種データを記憶するためのメモリ部４２と、測定された血圧値を記憶するための不揮発性メモリ（たとえばフラッシュメモリ）４３と、ＣＰＵ１００に電力を供給するための電源４４と、計時動作を行なう計時部４５と、外部よりデータの入力を受付けるためのデータ入出力部４６と、警告音等を発するためのブザー６２とを含む。

操作部４１は、電源をＯＮまたはＯＦＦするための指示の入力を受付ける電源スイッチ４１Ａと、測定開始の指示を受付けるための測定スイッチ４１Ｂと、測定停止の指示を受付けるための停止スイッチ４１Ｃと、フラッシュメモリ４３に記録された血圧などの情報を読み出す指示を受付けるためのメモリスイッチ４１Ｄとを有する。なお、操作部４１は、被測定者を識別するためのＩＤ（Identification）情報を入力するために操作されるＩＤスイッチ（図示せず）をさらに有してもよい。これにより、被測定者ごとに測定データの記録および読出しをすることができる。

エア系３０は、空気袋２１内の圧力（カフ圧）を検出するための圧力センサ３２と、カフ圧を加圧するために、空気袋２１に空気を供給するためのポンプ５１と、空気袋２１の空気を排出しまたは封入するために開閉される弁５２とを含む。

本体部１０は、上記エア系３０に関連して、増幅器３３と、電圧−周波数変換回路（発振回路）３４と、ポンプ駆動回路５３と、弁駆動回路５４とをさらに含む。

圧力センサ３２は、本例においては、一例として、ピエゾ抵抗式の圧力センサとする。増幅器３３は、圧力センサ３２の出力電圧を増幅させて電圧−周波数変換回路３４に出力する。電圧−周波数変換回路３４は、増幅器３３を介した圧力センサ３２の出力電圧に応じた発振周波数の信号をＣＰＵ１００に出力する。電圧−周波数変換回路３４については後述する。なお、増幅器３３は、圧力センサ３２からの出力信号の電圧レベル差（振幅）が小さいためにその差を増幅するために設けているが、圧力センサ３２からの出力信号の電圧レベル差（振幅）が大きい場合には特に設ける必要が無く、圧力センサ３２と直接接続する構成とすることも可能である。

ＣＰＵ１００は、電圧−周波数変換回路３４から得られる発振周波数を圧力に変換し圧力を検知する。ポンプ駆動回路５３は、ポンプ５１の駆動をＣＰＵ１００から与えられる制御信号に基づいて制御する。弁駆動回路５４は弁５２の開閉制御をＣＰＵ１００から与えられる制御信号に基づいて行なう。

ポンプ５１、弁５２、ポンプ駆動回路５３および弁駆動回路５４は、カフ圧を調整するための調整機構５０を構成する。なお、カフ圧を調整するためのデバイスは、これらに限定されるものではない。

データ入出力部４６は、たとえば、着脱可能な記録媒体１３２からプログラムやデータの読み出しおよび書き込みをする。また／あるいは、データ入出力部４６は、外部の図示しないコンピュータから通信回線を介してプログラムやデータの送受信ができてもよい。

また、本実施の形態における血圧計１は、図１に示されるように、本体部１０がカフ２０に取り付けられた形態であることとするが、上腕式の血圧計で採用されているような、本体部１０とカフ２０とがエアチューブ（図２においてエアチューブ３１）によって接続される形態のものであってもよい。

なお、カフ２０には空気袋２１が含まれることとしたが、カフ２０に供給される流体は空気に限定されるものではなく、たとえば液体やゲルであってもよい。あるいは、流体に限定されるものではなく、マイクロビーズなどの均一な微粒子であってもよい。

また、本実施の形態では、所定の測定部位が手首であることとするが、限定的ではなく、上腕など他の部位であってもよい。

図３は、本発明の実施の形態に従うピエゾ抵抗式の圧力センサ３２を説明する図である。

図３を参照して、圧力センサ３２は、電源電圧Ｖｄと固定電圧である接地電圧ＧＮＤとの間に並列に接続された抵抗素子Ｒｐ１およびＲｐ２と、抵抗素子Ｒｐ３，Ｒｐ４とを含む。そして、抵抗素子Ｒｐ１とＲｐ２との間の接続ノードが出力端子（＋）側と接続されている。また、抵抗素子Ｒｐ３とＲｐ４との間の接続ノードが出力端子（−）側と接続されている。当該ピエゾ抵抗式の圧力センサは、圧力に応じて各抵抗素子の抵抗値が変化することに伴い、出力端子に電位差が生じる。圧力センサ３２は、当該出力端子に生じた電圧信号を増幅器３３を介して電圧−周波数変換回路３４に出力する。

まず、従来のＲＣ発振回路について説明する。
図４は、従来のＲＣ発振回路を説明する図である。

図４（ａ）を参照して、従来のＲＣ発振回路は、抵抗素子１３と、ＮＯＲ回路１１Ａ〜１１Ｃと、コンデンサ１４とを含む。

抵抗素子１３は、ノードＮＡとノードＮＢとの間に設けられる。抵抗素子１２は、ノードＮＡとＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードの一方側との間に設けられる。

コンデンサ１４は、一方電極がノードＮＡと接続され、他方電極は、ノードＮＣと接続される。ＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードの一方側は、抵抗素子１２を介してノードＮＡと接続され、他方側は固定電圧である接地電圧ＧＮＤと接続され、ＮＯＲ論理演算結果をＮＯＲ回路１１Ｂの入力ノードの一方側に出力する。

ＮＯＲ回路１１Ｂの入力ノードの一方側は、ＮＯＲ回路１１Ａの出力ノードと接続され、ＮＯＲ回路１１Ｂの入力ノードの他方側は、固定電圧である接地電圧ＧＮＤと接続され、ＮＯＲ論理演算結果をＮＯＲ回路１１ＣのノードＮＣに伝達する。

ＮＯＲ回路１１Ｃの入力ノードの一方側は、ノードＮＣと接続され、他方側は固定電圧である接地電圧ＧＮＤと接続され、ＮＯＲ論理演算結果を出力ノードＮＢに伝達する。

なお、ＮＯＲ回路１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃの他方の入力ノードは接地電圧ＧＮＤと接続されている。したがって、当該ＮＯＲ回路１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃは、それぞれ入力信号を反転して出力するインバータ回路として機能している。

当該ＲＣ発振回路の動作について説明する。
ＲＣ発振回路は、抵抗１３およびコンデンサ１４による時定数回路により、ＮＯＲ回路１１Ａのしきい値に達するまでの時間によって発振周波数が設定される。

具体的には、ＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードが「Ｌ」レベルに設定されてＮＯＲ回路１１Ａの出力が「Ｈ」レベルになると、ＮＯＲ回路１１Ｂ，１１Ｃを介してノードＮＢも「Ｈ」レベルに設定される。

そして、コンデンサ１４が充電されてノードＮＡの電圧レベルが「Ｈ」レベルとなると、ＮＯＲ回路１１Ａの一方の入力ノードも「Ｈ」レベルとなり、ＮＯＲ回路１１Ａの出力レベルが変化する。これに伴いＮＯＲ回路１１Ａの出力レベルが「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに設定されることにより、ＮＯＲ回路１１Ｂ，１１Ｃを介してノードＮＢも「Ｌ」レベルに設定される。

そして、今度はコンデンサ１４に蓄積された電荷が放電されてノードＮＡの電圧レベルが「Ｌ」レベルとなると、ＮＯＲ回路１１Ａの一方の入力ノードも「Ｌ」レベルとなるためＮＯＲ回路１１Ａの出力レベルが「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変化する。そして、ＮＯＲ回路１１Ｂ，１１Ｃを介してノードＮＢも「Ｈ」レベルに設定される。

当該充電動作および放電動作が繰り返されることにより、ノードＮＢの電圧は「Ｌ」レベル、「Ｈ」レベルと交互に出力されて発振動作となる。

図５は、従来のＲＣ発振回路の各ノードの電圧レベルを説明する図である。
図５を参照して、ここでは、ノードＮＡ，ＮＢ，ＮＣの電圧波形が示されている。

ここで、充電動作および放電動作の期間について説明する。
図４（ｂ）は、抵抗ＲおよびコンデンサＣで構成される一般的な時定数回路の充電動作を説明する図である。

すなわち、抵抗Ｒは、図４（ａ）の抵抗１３、コンデンサＣは、図４（ａ）のコンデンサ１４に相当する。

当該時定数回路の電圧Ｖｏは次式で表される。

積分定数Ａを算出するために初期条件、時刻ｔ＝０のときに電圧Ｖｏ＝０とした場合には電圧Ｖｏは次式で表される。

一方、図４（ａ）に示されるＲＣ発振回路の充電動作の初期条件は、放電動作により電圧がＶｔｈに達した直後に充電動作が開始される。すなわち、時刻ｔ＝０のときに、ノードＮａの電圧Ｖｏは、Ｖｔｈ−Ｖｄとなる。

したがって、（１）式に初期条件を代入すると、次式となる。

これをｔについて解くと、次式となる。

当該電圧ＶｏがＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードに伝達され、ＮＯＲ回路１１Ａのしきい値Ｖｔｈに達すると、ＮＯＲ回路１１Ａの出力レベルが変化し、「Ｌ」レベルに設定される。すなわち、ＮＯＲゲートのしきい値Ｖｔｈに達する時間は、Ｖｏ＝Ｖｔｈとなる時間である。また、ＮＯＲゲートのしきい値Ｖｔｈは、一般的に電源電圧Ｖｄの１／２であるため上式に代入すると、次式として表される。

そして、この上記充電動作に掛かる時間ｔｃは、次式で表される。

次に放電動作について考える。
図４（ｃ）は、抵抗ＲおよびコンデンサＣで構成される一般的な時定数回路の放電動作を説明する図である。

すなわち、抵抗Ｒは、図４（ａ）の抵抗１３、コンデンサＣは、図４（ａ）のコンデンサ１４に相当する。

当該時定数回路の電圧Ｖｏは次式で表される。

図４（ａ）に示されるＲＣ発振回路の放電動作の初期条件は、充電動作により電圧がＶｔｈに達した直後に放電動作が開始される。すなわち、時刻ｔ＝０のときに、ノードＮＡの電圧Ｖｏは、Ｖｔｈ＋Ｖｄとなる。

したがって、（７）式に初期条件を代入すると、次式となる。

これをｔについて解くと、次式となる。

ＮＯＲゲートのしきい値Ｖｔｈに達する時間は、Ｖｏ＝Ｖｔｈとなる時間である。また、ＮＯＲゲートのしきい値Ｖｔｈは、一般的に電源電圧Ｖｄの１／２であるため上式に代入すると、次式として表される。

そして、この上記放電動作に掛かる時間ｔｄは、次式で表される。

したがって、図４（ａ）に示されるＲＣ発振回路は、時間ｔｃ＝ｔｄの関係を有するためデューティ５０％のパルス波形を得ることができる。

上記したように充電動作に掛かる時間ｔｃおよび放電動作に掛かる時間ｔｄの合計時間が１周期となる。

したがって、上式（６），（１１）から明らかなように、抵抗成分あるいは容量成分等を変化させることにより発振周波数を変化させることが可能である。

従来の静電容量型センサ装置においては、当該ＲＣ発振回路が用いられ、コンデンサ容量を変化させて発振周波数を変化させる方式が採用されていた。

図６は、本発明の実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４を説明する図である。
図６を参照して、本発明の実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４は、抵抗素子１２，１３，１６と、ＮＯＲ回路１１Ａ〜１１Ｃと、コンデンサ１４と、スイッチ素子１５とを含む。

抵抗素子１６は、入力端子とノードＮ０との間に設けられる。また、スイッチ素子１５は、ノードＮ０と固定電圧である接地電圧ＧＮＤとの間に設けられ、ノードＮＣの電圧レベルに応じて導通する。また、抵抗素子１３は、ノードＮ０とノードＮＡとの間に設けられる。抵抗素子１２は、ノードＮＡとＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードの一方側との間に設けられる。

コンデンサ１４は、一方電極がノードＮＡと接続され、他方電極は、ノードＮＣと接続される。ＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードの一方側は、抵抗素子１２を介してノードＮＡと接続され、他方側は固定電圧である接地電圧ＧＮＤと接続され、ＮＯＲ論理演算結果をＮＯＲ回路１１Ｂの入力ノードの一方側に出力する。

ＮＯＲ回路１１Ｂの入力ノードの一方側は、ＮＯＲ回路１１Ａの出力ノードと接続され、ＮＯＲ回路１１Ｂの入力ノードの他方側は、固定電圧である接地電圧ＧＮＤと接続され、ＮＯＲ論理演算結果をＮＯＲ回路１１ＣのノードＮＣに伝達する。

ＮＯＲ回路１１Ｃの入力ノードの一方側は、ノードＮＣと接続され、他方側は固定電圧である接地電圧ＧＮＤと接続され、ＮＯＲ論理演算結果を出力ノードＮＢに伝達する。

本例においてもＲＣ発振回路と同様に、抵抗１３，１６およびコンデンサ１４による時定数回路により、ＮＯＲ回路１１Ａのしきい値に達するまでの時間によって発振周波数が設定される。

具体的には、ＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードが「Ｌ」レベルである場合、その出力信号は「Ｈ」レベルに設定される。これに伴い、ＮＯＲ回路１１Ｂの出力信号は「Ｌ」レベル、ＮＯＲ回路１１Ｃの出力信号は「Ｈ」レベルに設定される。

ノードＮＣの電圧レベルが「Ｌ」レベルであるため、コンデンサ１４の一方電極は抵抗１３，１６を介して入力端子と接続されるため、抵抗１３，１６およびコンデンサ１４で構成される時定数回路により、ノードＮＡの電圧は充電動作により次式で表される。すなわち、上述したように（１）式を用いてＲＣ発振回路の充電動作の初期条件を入力する。

初期条件は、時刻ｔ＝０のときに、ノードＮａの電圧Ｖｏは、Ｖｔｈ−Ｖｄとなる。

これをｔについて解くと、次式となる。

ＮＯＲゲートのしきい値Ｖｔｈに達する時間は、Ｖｏ＝Ｖｔｈとなる時間である。また、ＮＯＲゲートのしきい値Ｖｔｈは、一般的に電源電圧Ｖｄの１／２であるため上式に代入すると、次式として表される。

そして、この上記充電動作に掛かる時間ｔｅは、次式で表される。

そして、当該充電電圧がＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードに伝達され、ＮＯＲ回路１１Ａのしきい値Ｖｔｈに達すると、ＮＯＲ回路１１Ａの出力レベルが変化し、「Ｌ」レベルに設定される。これに伴い、ＮＯＲ回路１１Ｂの出力信号は「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに設定される。そして、ＮＯＲ回路１１Ｃの出力信号は「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに設定される。

ＮＯＲ回路１１Ｂの出力信号が「Ｈ」レベルに設定されるに伴い、ノードＮＣの電圧レベル（「Ｈ」レベル）に応じてスイッチ素子１５が導通（オン）する。これにより、固定電圧である接地電圧ＧＮＤとノードＮ０とが電気的に接続される。これに伴い、抵抗１３およびコンデンサ１４による時定数回路により、ノードＮＢの電圧は放電動作により次式で表される。

すなわち、上記（１１）式と同様である。
当該充電電圧がＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードに伝達され、ＮＯＲ回路１１Ａのしきい値Ｖｔｈ未満になると、ＮＯＲ回路１１Ａの出力レベルが変化し、「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに設定される。

そして、ＮＯＲ回路１１Ｂの出力信号が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに設定される。また、ＮＯＲ回路１１Ｃの出力信号が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに設定される。

ＮＯＲ回路１１Ｂの出力信号が「Ｌ」レベルに設定されるに伴い、ノードＮＣの電圧レベル（「Ｌ」レベル）に応じてスイッチ素子１５が非導通（オフ）となる。これにより、固定電圧である接地電圧ＧＮＤとノードＮ０とが電気的に切離される。これに伴い、抵抗１３，１６を介してコンデンサ１４の一方電極は入力端子と接続されるため上述した充電動作が実行される。

すなわち、上記の充電動作および放電動作に従いＮＯＲ回路１１Ｃの出力信号は「Ｌ」レベル、「Ｈ」レベル、「Ｌ」レベル・・・と発振信号を出力する。

本実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４において、コンデンサ１４および抵抗１２，１３，１６の容量成分および抵抗成分は固定の値であり、入力端子に入力される入力電圧が変化する。上述したように入力端子に入力される入力電圧は、圧力センサから圧力に応じて出力された出力電圧である。

図７は、本発明の実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４の各ノードの電圧レベルを説明する図である。

図７を参照して、ここでは、ノードＮＡとノードＮＢの電圧レベルが示されている。
本実施の形態に従う構成、すなわち、入力端子から入力される入力電圧が変化する構成においては、式（１５）で示されるように充電時間ｔｅが変化する。なお、放電時間は、コンデンサ１４および抵抗１２，１３，１６の容量成分および抵抗成分が固定であるため変化しない。なお、式（１５）における抵抗Ｒは、図６の抵抗１３，１６の合計値に相当する。コンデンサＣは、図６のコンデンサ１４に相当する。

ＮＯＲ回路１１Ａのしきい値に達するまでの充電時間が入力電圧に依存するため、発振信号の周期が変化し発振周波数を変化させることが可能である。

すなわち、本実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４により、圧力センサ３２の出力電圧に応じた発振周波数の信号をＣＰＵ１００に出力し、ＣＰＵ１００は、発振周波数を圧力に変換して圧力を検知する。

したがって、簡易な方式により、コストが安くかつ精度の高い電圧−周波数変換回路を実現することが可能である。また、それを用いた血圧測定装置を実現することが可能である。

なお、図６の構成においては、一方の入力ノードが固定電圧である接地電圧ＧＮＤ（「Ｌ」レベル）と接続されたＮＯＲ回路の構成について説明したが、一方の入力ノードが電源電圧Ｖｄ（「Ｈ」レベル）と接続する構成とすることにより、ＮＯＲ回路の代わりにＮＡＮＤ回路を用いた構成とすることも可能である。

また、図６の構成においては、ＮＯＲ回路１１Ａ〜１１Ｃを用いた構成について説明したが、それぞれの入力ノードは、固定電圧である接地電圧ＧＮＤと接続されているため入力信号の論理レベルを反転させるインバータ回路として機能している。したがって、ＮＯＲ回路１１Ａ〜１１Ｃをインバータ回路に置換した構成とすることも可能である。当該構成により、回路の構成素子数を削減して回路のレイアウトを小さくすることが可能である。

（実施の形態の変形例）
図８は、本発明の実施の形態の変形例に従う電圧−周波数変換回路３４＃を説明する図である。

図８を参照して、本発明の実施の形態の変形例に従う電圧−周波数変換回路３４＃は、図６で説明した電圧−周波数変換回路３４と比較して、ＮＯＲ回路１１Ｄと、抵抗素子１７，２０，２１と、スイッチ素子１８と、コンデンサ１９とをさらに設けた点が異なる。

具体的には、抵抗素子１７は、入力端子とノードＮ１との間に設けられる。また、スイッチ素子１８は、ノードＮ１と固定電圧との間に設けられ、ノードＮＢの電圧レベルに応じて導通／非導通となる。抵抗素子２０は、ノードＮＥとノードＮ１との間に設けられる。コンデンサ１９は、一方電極がノードＮＥと接続され、他方電極はノードＮＢと接続される。ＮＯＲ回路１１３は、一方の入力ノードをノードＮＢと接続し、他方は固定電圧と接続されてＮＯＲ論理演算結果をノードＮＤに伝達する。抵抗素子２１の一方導通端子はノードＮＥと接続され、他方導通端子はＮＯＲ回路１１Ｂの入力ノードと接続される。

ＮＯＲ回路１１Ｂは、ＮＯＲ回路１１Ａの出力信号と抵抗素子２１を介するノードＮＥからの信号との入力を受けて、ＮＯＲ論理演算結果をノードＮＣに伝達する。

上記の実施の形態に従う構成においては充電時間が入力電圧に従って調整されて発振信号の「Ｈ」レベルの期間が調整される方式について説明したが、本実施の形態の変形例に従う構成においてはさらに発振信号の「Ｌ」レベルの期間が調整される方式について説明する。

具体的には、ＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードが「Ｌ」レベルである場合、上述したようにＮＯＲ回路１１Ｃの出力信号は「Ｈ」レベルに設定される。これに伴い、ＮＯＲ回路１１Ｂの出力信号は「Ｌ」レベル，ＮＯＲ回路１１Ｃの出力信号は「Ｈ」レベルに設定される。また、ＮＯＲ回路１１Ｄの出力信号は「Ｌ」レベルに設定される。

この場合において、ノードＮＣは「Ｌ」レベルであるためスイッチ素子１５は非導通である。一方、ノードＮＢは「Ｈ」レベルであるためスイッチ素子１８は導通している。したがって、固定電圧である接地電圧ＧＮＤとノードＮ１とが電気的に結合されている。すなわち、ＮＯＲ回路１１Ｂの抵抗素子２０，２１を介して入力される入力ノードは「Ｌ」レベルに設定されている。したがって、ＮＯＲ回路１１Ｂは、一方の入力ノードが「Ｌ」レベルであるためインバータ回路として機能している。

次に、ノードＮＣの電圧レベルが「Ｌ」レベルであるため、上述したようにコンデンサ１４の一方電極は抵抗１３，１６を介して入力端子と接続されるため充電動作が実行される。そして、充電動作によりノードＮＡの電圧がＮＯＲ回路１１Ａの入力ノードに伝達され、ＮＯＲ回路１１Ａのしきい値Ｖｔｈに達すると、ＮＯＲ回路１１Ａの出力レベルが変化し、「Ｌ」レベルに設定される。これに伴い、ＮＯＲ回路１１Ｂの出力信号は「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに設定される。そして、ＮＯＲ回路１１Ｃの出力信号は「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに設定される。そして、ＮＯＲ回路１１Ｄの出力信号は「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに設定される。

ＮＯＲ回路１１Ｂの出力信号が「Ｈ」レベルに設定されるに伴い、ノードＮＣの電圧レベル（「Ｈ」レベル）に応じてスイッチ素子１５が導通（オン）する。これにより、固定電圧である接地電圧ＧＮＤとノードＮ０とが電気的に接続される。これに伴い、放電動作が実行される。この際、ＮＯＲ回路１１Ｃの出力信号は「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに設定されるためスイッチ素子１８は非導通（オフ）となる。一方、ＮＯＲ回路１１Ａの出力信号は「Ｌ」レベルであるため、ＮＯＲ回路１１Ｂは、一方の入力ノードが「Ｌ」レベルであるためインバータ回路として機能している。

次に、ＮＯＲ回路１１Ｃの出力信号が「Ｌ」レベルであり、ノードＮＢの電圧レベルが「Ｌ」レベルであるため、コンデンサ１９の一方電極は抵抗１７，２０を介して入力端子と接続されるため充電動作が実行される。そして、充電動作によりノードＮＥの電圧がＮＯＲ回路１１Ｂの入力ノードに伝達され、ＮＯＲ回路１１Ｂのしきい値Ｖｔｈに達すると、ＮＯＲ回路１１Ｂの出力レベルが変化し、「Ｌ」レベルに設定される。これにより、スイッチ素子１５が非導通（オフ）となる。したがって、固定電圧である接地電圧ＧＮＤとノードＮ０とが電気的に切離される。これに伴い、抵抗１３，１６を介してコンデンサ１４の一方電極は入力端子と接続されるため上述した充電動作が実行される。

また、ＮＯＲ回路１１Ｂの出力レベルが「Ｌ」レベルに設定されることに伴いＮＯＲ回路１１Ｃの出力レベルが「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに設定される。したがって、ＮＯＲ回路１１Ｃの出力信号は「Ｈ」レベルであるためスイッチ素子１８が導通する。これに伴い、ノードＮ１が接地電圧ＧＮＤと接続される。これに伴い放電動作が実行される。

すなわち、上記で説明した充電動作および放電動作に従いＮＯＲ回路１１Ｄの出力信号は「Ｈ」レベル、「Ｌ」レベル、「Ｈ」レベル、「Ｌ」レベル・・・と発振信号を出力する。

なお、本実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４＃は、抵抗１７，２０およびコンデンサ１９で構成される時定数回路によりノードＮＥがＮＯＲ回路１１Ｂのしきい値Ｖｔｈに達する充電時間の方が、抵抗１３およびコンデンサ１４で構成される時定数回路によりノードＮＡがＮＯＲ回路１１Ａのしきい値Ｖｔｈ以下になる放電時間よりも短くなるように抵抗成分および容量成分が設定されているものとする。

本実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４＃において、コンデンサ１４，１９および抵抗１２，１３，１６，１７，２０，２１の容量成分および抵抗成分は固定の値であり、入力端子に入力される入力電圧が変化する。上述したように入力端子に入力される入力電圧は、圧力センサにおける圧力に応じて出力された出力電圧である。

図９は、本発明の実施の形態の変形例に従う電圧−周波数変換回路３４＃の各ノードの電圧レベルを説明する図である。

図９（ａ）を参照して、ここでは、ノードＮＡとノードＮＥの電圧レベルが示されている。

本実施の形態の変形例に従う構成、すなわち、入力端子から入力される入力電圧が変化する構成においては、ノードＮＡの充電時間ｔｆおよびノードＮＥの充電時間ｔｇが変化する。なお、放電時間は、コンデンサ１４，１９および抵抗１２，１３，１６，１７，２０，２１の容量成分および抵抗成分が固定であるため変化しない。

以下、ノードＮＡの充電時間およびノードＮＥの充電時間について説明する。
まず、ノードＮＥについて説明する。

充電時の初期条件として、ｔ＝０のときに、Ｖｏは０−Ｖｄとなる。
したがって、初期条件を代入すると、ノードＮＥの電圧は、次式の如く表される。

これをｔについて解くと、次式となる。

ＮＯＲゲートのしきい値Ｖｔｈに達する時間は、Ｖｏ＝Ｖｔｈとなる時間である。
したがって、この上記充電動作に掛かる時間ｔｇは、次式で表される。

なお、式（１９）における抵抗Ｒは、図８の抵抗１７，２０の合計値に相当する。コンデンサＣは、図８のコンデンサ１９に相当する。

次に、ノードＮＡについて考える。
まず、ノードＮＡの放電時の初期条件は、ｔ＝０のときに、Ｖｏ＝Ｖｔｈ＋Ｖｄとなる。

したがって、ノードＮＡについて、放電時におけるノードＮＡは、上記で説明したように、上式（８）として得られる。

一方、上述したように、本実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４＃は、抵抗１７，２０およびコンデンサ１９で構成される時定数回路によりノードＮＥがＮＯＲ回路１１Ｂのしきい値Ｖｔｈに達する充電時間の方が、抵抗１３およびコンデンサ１４で構成される時定数回路によりノードＮＡがＮＯＲ回路１１Ａのしきい値Ｖｔｈ以下になる放電時間よりも短くなるように抵抗成分および容量成分が設定されているものとする。

したがって、ノードＮＥがＮＯＲ回路１１Ｂのしきい値Ｖｔｈに達した際には、図９に示されるようにノードＮＡは、しきい値Ｖｔｈよりも所定電圧高い電圧に設定されている。

それゆえ、まず、ノードＮＥがＮＯＲ回路１１Ｂのしきい値Ｖｔｈに達した際の電圧を求める。

具体的には、上式（８）にノードＮＥの電圧がＶｔｈとなる時間ｔｇを代入する。

当該電圧がノードＮＥの電圧がＶｔｈとなった際におけるノードＮＡの電圧である。
ノードＮＡの充電動作時の初期条件は、ｔ＝０のときに、Ｖｏ＝Ｋ−Ｖｄであるので、この初期条件を式（１）に代入すると、ノードＮＡの電圧は、次式の如く表される。

これをｔについて解くと、上記充電動作に掛かる時間ｔｆは、次式となる。

なお、式（２２）における抵抗Ｒは、図８の抵抗１３，１６の合計値に相当する。コンデンサＣは、図８のコンデンサ１４に相当する。

したがって、ＮＯＲ回路１１ＡおよびＮＯＲ回路１１Ｂのしきい値に達するまでの充電時間が入力電圧に依存するため、発振信号の周期が変化し発振周波数を変化させることが可能である。

すなわち、本実施の形態に従う電圧−周波数変換回路３４＃により、圧力センサ３２の出力電圧に応じた発振周波数の信号をＣＰＵ１００に出力し、ＣＰＵ１００は、発振周波数を圧力に変換して圧力を検知する。

したがって、簡易な方式により、コストが安くかつ精度の高い電圧−周波数変換回路を実現することが可能である。また、それを用いた血圧測定装置を実現することが可能である。

また、本実施の形態の変形例に従う構成において、抵抗１３，１６およびコンデンサ１４で構成される時定数回路により充電時間が入力電圧に従って調整されて発振信号のノードＮＢの「Ｈ」レベルの期間が調整されるとともに、抵抗１７，２０およびコンデンサ１９で構成される時定数回路により充電時間が入力電圧に従って調整されて発振信号のノードＮＢの「Ｌ」レベルの期間が調整される。

これにより、ノードＮＢの反転信号を出力するＮＯＲ回路１１Ｄの発振信号である発振周波数が調整される。

なお、図８の構成においては、一方の入力ノードが固定電圧である接地電圧ＧＮＤ（「Ｌ」レベル）と接続されたＮＯＲ回路１１Ａ，１１Ｃ，１１Ｄの構成について説明したが、一方の入力ノードが電源電圧Ｖｄ（「Ｈ」レベル）と接続する構成とすることにより、ＮＯＲ回路の代わりにＮＡＮＤ回路を用いた構成とすることも可能である。

また、図８の構成においては、ＮＯＲ回路１１Ａ，１１Ｃ，１１Ｄの構成の代わりに入力信号の論理レベルを反転させるインバータ回路をそれぞれ置換した構成とすることも可能である。当該構成により、回路の構成素子数を削減して回路のレイアウトを小さくすることが可能である。

本実施の形態の変形例に従う構成により、入力電圧に従って発振信号の「Ｈ」レベルの期間および「Ｌ」レベルの期間が調整されるためダイナミックレンジを広くする取ることが可能であり、より精度の高い電圧−周波数変換回路を実現することが可能である。また、それを用いた血圧測定装置を実現することが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 電子血圧計、１０ 本体部、２０ カフ、２１ 空気袋、３０ エア系、３１ エアチューブ、３２ 圧力センサ、３３ 増幅器、３４，３４＃ 電圧−周波数変換回路、４０ 表示部、４１ 操作部、４１Ａ 電源スイッチ、４１Ｂ 測定スイッチ、４１Ｃ 停止スイッチ、４１Ｄ メモリスイッチ、４２ メモリ部、４３ フラッシュメモリ、４４ 電源、４５ 計時部、４６ データ入出力部、５０ 調整機構、５１ ポンプ、５２ 弁、５３ ポンプ駆動回路、５４ 弁駆動回路、６２ ブザー、１００ ＣＰＵ、１３２ 記録媒体。

Claims (5)

1. 容量成分と、抵抗成分とを含むＲＣ発振回路を備え、
   前記ＲＣ発振回路は、
   入力電圧が入力される入力端子と、
   前記入力端子と第１の内部ノードとの間に接続される第１の抵抗素子と、
   前記第１の内部ノードと一方電極が接続され、他方電極が第２の内部ノードと接続される第１のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサと並列に前記第１の内部ノードと一方導通端子が接続された第２の抵抗素子と、
   前記第２の抵抗素子の他方導通端子に接続され、前記第２の抵抗素子を介して前記第１の内部ノードと前記第２の内部ノードとの間に接続された第１の論理回路と、
   前記第２の内部ノードと接続され前記第１の論理回路の出力信号に応じた発振信号を出力する第２の論理回路と、
   前記第２の内部ノードの電圧レベルに応じて、前記一方電極と接続された前記第１の内部ノードを固定電圧と電気的に接続して前記第１のコンデンサを放電するための第１のスイッチ素子とを含む、電圧−周波数変換回路。
2. 前記入力電圧は、ピエゾ抵抗式センサの出力電圧に相当する、請求項１記載の電圧−周波数変換回路。
3. 前記第１のスイッチ素子は、前記第２の内部ノードの電圧レベルがしきい値以上の場合に導通して、前記一方電極と接続された第１の内部ノードを固定電圧と電気的に接続されて前記第１のコンデンサは放電され、
   前記第１のスイッチ素子は、前記第２の内部ノードの電圧レベルがしきい値未満の場合に非導通となり、前記一方電極と接続された第１の内部ノードは前記入力電圧と接続されて前記第１のコンデンサは充電される、請求項１記載の電圧−周波数変換回路。
4. 前記入力端子と第３の内部ノードとの間に接続される第３の抵抗素子と、
   前記第３の内部ノードと一方電極が接続され、他方電極が第４の内部ノードと接続される第２のコンデンサと、
   前記第２のコンデンサと並列に前記第３の内部ノードと一方導通端子が接続された第４の抵抗素子とを含み、
   前記第１の論理回路は、前記第４の抵抗素子の他方導通端子に接続される第１のインバータ回路と、前記第１のインバータ回路の出力端子と前記第４の抵抗素子の他方導通端子との入力を受けて、前記第２の内部ノードに出力する否定論理和回路とを有し、
   前記第２の論理回路は、前記第２の内部ノードと前記第４の内部ノードとの間に接続される第２のインバータ回路と、前記第４の内部ノードと接続される第３のインバータ回路とを有し、
   前記第４の内部ノードの電圧レベルに応じて、前記一方電極と接続された前記第３の内部ノードを固定電圧と電気的に接続して前記第２のコンデンサを放電するための第２のスイッチ素子をさらに含む、請求項１記載の電圧−周波数変換回路。
5. 被測定者の所定の測定部位に巻き付けるためのカフと、
   カフ内の圧力を検出するための圧力検出手段とを備え、
   前記圧力検出手段は、
   前記カフ内の圧力に応じた電圧を発生するピエゾ抵抗式センサと、
   容量成分と、抵抗成分とを含むＲＣ発振回路とを含み、
   前記ＲＣ発振回路は、
   入力電圧が入力される入力端子と、
   前記入力端子と第１の内部ノードとの間に接続される第１の抵抗素子と、
   前記第１の内部ノードと一方電極が接続され、他方電極が第２の内部ノードと接続される第１のコンデンサと、
   前記第１のコンデンサと並列に前記第１の内部ノードと一方導通端子が接続された第２の抵抗素子と、
   前記第２の抵抗素子の他方導通端子に接続され、前記第２の抵抗素子を介して前記第１の内部ノードと前記第２の内部ノードとの間に接続された第１の論理回路と、
   前記第２の内部ノードと接続され前記第１の論理回路の出力信号に応じた発振信号を出力する第２の論理回路と、
   前記第２の内部ノードの電圧レベルに応じて、前記一方電極と接続された前記第１の内部ノードを固定電圧と電気的に接続して前記第１のコンデンサを放電するための第１のスイッチ素子とを含む、血圧測定装置。

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