JPH10270946A - 発振回路 - Google Patents
発振回路Info
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- JPH10270946A JPH10270946A JP7240297A JP7240297A JPH10270946A JP H10270946 A JPH10270946 A JP H10270946A JP 7240297 A JP7240297 A JP 7240297A JP 7240297 A JP7240297 A JP 7240297A JP H10270946 A JPH10270946 A JP H10270946A
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- Japan
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- circuit
- oscillation
- charge
- coupling capacitor
- gate circuit
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 変調信号を与えることで安定した周波数変調
出力を簡単な回路構成で生成できる発振回路を提供する
こと。 【解決手段】 互いの入・出力端間を第１及び第２反結
合コンデンサ３、６を介して接続した第１および第２の
ゲート回路１、２を有し、第１のゲート回路１の入力端
とグランド電位間に抵抗７と第２反結合コンデンサ６と
により構成される第１充放電回路を接続し、第２のゲー
ト回路２の入力端とグランド電位間に抵抗４と第１反結
合コンデンサ３とにより構成される第２充放電回路を接
続し、第１充放電回路及び第２充放電回路のグランド電
位側に該第１充放電回路及び第２充放電回路の充放電時
間を制御する変調信号を供給する変調信号源３１を接続
したものである。
出力を簡単な回路構成で生成できる発振回路を提供する
こと。 【解決手段】 互いの入・出力端間を第１及び第２反結
合コンデンサ３、６を介して接続した第１および第２の
ゲート回路１、２を有し、第１のゲート回路１の入力端
とグランド電位間に抵抗７と第２反結合コンデンサ６と
により構成される第１充放電回路を接続し、第２のゲー
ト回路２の入力端とグランド電位間に抵抗４と第１反結
合コンデンサ３とにより構成される第２充放電回路を接
続し、第１充放電回路及び第２充放電回路のグランド電
位側に該第１充放電回路及び第２充放電回路の充放電時
間を制御する変調信号を供給する変調信号源３１を接続
したものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、変調信号により周
波数変調された出力を簡単な回路構成で得ることができ
る発振回路に関するものである。
波数変調された出力を簡単な回路構成で得ることができ
る発振回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の発振回路（自走マルチバイブレー
タ）としては、２つのインバータを縦続接続した２段構
成の発振回路や３つのインバータを縦続接続した３段構
成の発振回路など知られている。これらの発振回路は、
帰還ループに設けたコンデンサの充・放電に伴う充電電
流の変化により抵抗素子両端の電圧が出力段のインバー
タの閾値以下または以上になるごとに出力段のインバー
タの出力を反転させて発振を持続するように構成されて
いる。
タ）としては、２つのインバータを縦続接続した２段構
成の発振回路や３つのインバータを縦続接続した３段構
成の発振回路など知られている。これらの発振回路は、
帰還ループに設けたコンデンサの充・放電に伴う充電電
流の変化により抵抗素子両端の電圧が出力段のインバー
タの閾値以下または以上になるごとに出力段のインバー
タの出力を反転させて発振を持続するように構成されて
いる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】従来の発振回路は以上
のように構成されているので、ＲＣの時定数を変化させ
ることでＦＭ変調出力を得ることが可能であるが、回路
構成として交流的にグランドレベルから浮いた状態にあ
る閉ループをなしているため、変調信号を与えて前記Ｒ
Ｃ回路の時定数を変化させることは困難である課題があ
った。また、２段構成の発振回路では発振の停止や異常
発振を起こす可能性があり、また、３段構成の発振回路
に比べて安定した発振を持続させるのが比較的困難であ
る課題があった。
のように構成されているので、ＲＣの時定数を変化させ
ることでＦＭ変調出力を得ることが可能であるが、回路
構成として交流的にグランドレベルから浮いた状態にあ
る閉ループをなしているため、変調信号を与えて前記Ｒ
Ｃ回路の時定数を変化させることは困難である課題があ
った。また、２段構成の発振回路では発振の停止や異常
発振を起こす可能性があり、また、３段構成の発振回路
に比べて安定した発振を持続させるのが比較的困難であ
る課題があった。
【０００４】そこで本発明の目的は、変調信号を与える
ことで安定した周波数変調出力を簡単な回路構成で生成
できる発振回路を提供することにある。
ことで安定した周波数変調出力を簡単な回路構成で生成
できる発振回路を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、互いの入・出力端間を第１及び第２反結合コ
ンデンサを介して接続した第１および第２のゲート回路
と、前記第１のゲート回路の入力端とグランド電位間に
接続された抵抗と前記第２反結合コンデンサとにより構
成され、該第２反結合コンデンサの第２のゲート回路の
出力による充放電電圧で前記第１のゲート回路を反転動
作させる第１充放電回路と、前記第２のゲート回路の入
力端とグランド電位間に接続された抵抗と前記第１反結
合コンデンサとにより構成され、該第１反結合コンデン
サの第１のゲート回路の出力による充放電電圧で前記第
２のゲート回路を反転動作させる第２充放電回路と、前
記第１充放電回路及び第２充放電回路のグランド電位側
に接続され、該第１充放電回路及び第２充放電回路の充
放電時間を制御する変調信号を供給する変調信号源とを
備えたものである。
するため、互いの入・出力端間を第１及び第２反結合コ
ンデンサを介して接続した第１および第２のゲート回路
と、前記第１のゲート回路の入力端とグランド電位間に
接続された抵抗と前記第２反結合コンデンサとにより構
成され、該第２反結合コンデンサの第２のゲート回路の
出力による充放電電圧で前記第１のゲート回路を反転動
作させる第１充放電回路と、前記第２のゲート回路の入
力端とグランド電位間に接続された抵抗と前記第１反結
合コンデンサとにより構成され、該第１反結合コンデン
サの第１のゲート回路の出力による充放電電圧で前記第
２のゲート回路を反転動作させる第２充放電回路と、前
記第１充放電回路及び第２充放電回路のグランド電位側
に接続され、該第１充放電回路及び第２充放電回路の充
放電時間を制御する変調信号を供給する変調信号源とを
備えたものである。
【０００６】本発明の発振回路においては、第１充放電
回路及び第２充放電回路のグランド電位側に変調信号源
を接続することにより、第１充放電回路及び第２充放電
回路の充放電時間を制御し、周波数変調を容易に、かつ
安定して得ることができる。
回路及び第２充放電回路のグランド電位側に変調信号源
を接続することにより、第１充放電回路及び第２充放電
回路の充放電時間を制御し、周波数変調を容易に、かつ
安定して得ることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】次に本発明による発振回路の実施
の形態について説明する。図１は本発明による発振回路
の一例を示す回路図である。この発振回路は、例えばマ
トリクス式ステレオ信号の内の差信号のＦＭ副搬送波に
よる伝送に適用でき、ワイヤレスヘッドホンシステムの
質の向上、電流消費の低減、経済性などの向上に期待で
きるものである。図１の発振回路は、第１のゲート回路
１および第２のゲート回路２を備え、この第１のゲート
回路１および第２のゲート回路２は、排他的論理和回路
構成のＣ−ＭＯＳゲートからなり、その一方の入力端子
は電源電圧Ｖｄｄに接続されている。また、第１のゲー
ト回路１の出力端は第１反結合コンデンサ３の一端に接
続され、この第１反結合コンデンサ３の他端は第１抵抗
素子４の一端および第２のゲート回路２の他方の入力端
子に接続されている。第１抵抗素子４の他端は、グラン
ド電位に一方の端が接続された第２抵抗素子５の他端に
接続されている。
の形態について説明する。図１は本発明による発振回路
の一例を示す回路図である。この発振回路は、例えばマ
トリクス式ステレオ信号の内の差信号のＦＭ副搬送波に
よる伝送に適用でき、ワイヤレスヘッドホンシステムの
質の向上、電流消費の低減、経済性などの向上に期待で
きるものである。図１の発振回路は、第１のゲート回路
１および第２のゲート回路２を備え、この第１のゲート
回路１および第２のゲート回路２は、排他的論理和回路
構成のＣ−ＭＯＳゲートからなり、その一方の入力端子
は電源電圧Ｖｄｄに接続されている。また、第１のゲー
ト回路１の出力端は第１反結合コンデンサ３の一端に接
続され、この第１反結合コンデンサ３の他端は第１抵抗
素子４の一端および第２のゲート回路２の他方の入力端
子に接続されている。第１抵抗素子４の他端は、グラン
ド電位に一方の端が接続された第２抵抗素子５の他端に
接続されている。
【０００８】第２のゲート回路２の出力端は第２反結合
コンデンサ６の一端に接続され、この第２反結合コンデ
ンサ６には、電源投入時の自走発振を確実にする抵抗素
子１０が並列接続されている。また、第２反結合コンデ
ンサ６の他端は、第３抵抗素子７の一端および第１のゲ
ート回路１の他方の入力端子に接続されている。さら
に、第２反結合コンデンサ６の他端とグランド電位との
間には、第２のゲート回路２の出力端から得られる出力
信号の歪を軽減するためのダイオード８のカソード・ア
ノードが接続され、また、第１のゲート回路１の他方の
入力端とグランド電位間にも、ダイオード９のカソード
・アノードが接続されている。第３抵抗素子７の他端
は、前記第１抵抗素子４と前記第２抵抗素子５の接続点
に接続されている。変調信号源３１は、第１抵抗素子４
および第２抵抗素子５の接続点とグランド電位との間に
接続され、変調信号は前記接続点とグランド電位との間
に加えられる。この場合、変調信号源３１は、発振周波
数的に出来るだけ低インピーダンスであることが望まし
い。
コンデンサ６の一端に接続され、この第２反結合コンデ
ンサ６には、電源投入時の自走発振を確実にする抵抗素
子１０が並列接続されている。また、第２反結合コンデ
ンサ６の他端は、第３抵抗素子７の一端および第１のゲ
ート回路１の他方の入力端子に接続されている。さら
に、第２反結合コンデンサ６の他端とグランド電位との
間には、第２のゲート回路２の出力端から得られる出力
信号の歪を軽減するためのダイオード８のカソード・ア
ノードが接続され、また、第１のゲート回路１の他方の
入力端とグランド電位間にも、ダイオード９のカソード
・アノードが接続されている。第３抵抗素子７の他端
は、前記第１抵抗素子４と前記第２抵抗素子５の接続点
に接続されている。変調信号源３１は、第１抵抗素子４
および第２抵抗素子５の接続点とグランド電位との間に
接続され、変調信号は前記接続点とグランド電位との間
に加えられる。この場合、変調信号源３１は、発振周波
数的に出来るだけ低インピーダンスであることが望まし
い。
【０００９】第２反結合コンデンサ６、第３抵抗素子７
および第２抵抗素子５により第１充放電回路が構成され
ている。また、第１反結合コンデンサ３、第１抵抗素子
４および第２抵抗素子５により第２充放電回路が構成さ
れている。また、抵抗素子１０の抵抗値は、前記第１及
び第２充放電回路の放電抵抗値より充分大きいととも
に、発振周波数における前記第１、第２反結合コンデン
サ３、６のリアクタンスより充分大きい値に設定されて
いる。
および第２抵抗素子５により第１充放電回路が構成され
ている。また、第１反結合コンデンサ３、第１抵抗素子
４および第２抵抗素子５により第２充放電回路が構成さ
れている。また、抵抗素子１０の抵抗値は、前記第１及
び第２充放電回路の放電抵抗値より充分大きいととも
に、発振周波数における前記第１、第２反結合コンデン
サ３、６のリアクタンスより充分大きい値に設定されて
いる。
【００１０】次に動作について説明する。図３の（イ）
は、図１に示すＰ１における第１のゲート回路１の入力
波形、同図（ロ）は第２のゲート回路２の出力波形、同
図（ハ）は第１のゲート回路１の出力波形を示すタイミ
ング図である。今、電源投入時に第１のゲート回路１の
出力が‘Ｌ’レベルに、第２のゲート回路２の出力が
‘Ｈ’レベルにあるとすると、第２反結合コンデンサ６
は抵抗素子７と５を通して充電され、抵抗素子７と５の
直列回路の両端、即ちＰ１には、この充電電流による電
圧が発生する。この結果、充電の初期にＰ１点は、図３
（イ）に示すように‘Ｈ’レベル（Ｖｄｄ）であるた
め、第１のゲート回路１の出力は‘Ｌ’レベルに安定
し、第２反結合コンデンサ６は充電され続ける。この充
電が進み充電電流が減少してくると、Ｐ１点の電圧も図
３（イ）に示すように低下し、Ｐ１点の電圧が第１のゲ
ート回路１の閾値電圧Ｖｔｈ以下なると、第１のゲート
回路１の出力は反転して‘Ｈ’レベルになり、また、第
２のゲート回路２の出力は‘Ｌ’レベルになる（図３に
おける時刻ｔ２）。第１のゲート回路１の出力が‘Ｈ’
レベルになると、今度は、第２反結合コンデンサ６が図
３の時刻ｔ２〜ｔ３の間で抵抗素子７と５を通して逆方
向に充電される。そして、この充電が進み充電電流が減
少してくると、Ｐ１点の電圧も低下して第１のゲート回
路１の出力は再び‘Ｌ’レベルに反転する。
は、図１に示すＰ１における第１のゲート回路１の入力
波形、同図（ロ）は第２のゲート回路２の出力波形、同
図（ハ）は第１のゲート回路１の出力波形を示すタイミ
ング図である。今、電源投入時に第１のゲート回路１の
出力が‘Ｌ’レベルに、第２のゲート回路２の出力が
‘Ｈ’レベルにあるとすると、第２反結合コンデンサ６
は抵抗素子７と５を通して充電され、抵抗素子７と５の
直列回路の両端、即ちＰ１には、この充電電流による電
圧が発生する。この結果、充電の初期にＰ１点は、図３
（イ）に示すように‘Ｈ’レベル（Ｖｄｄ）であるた
め、第１のゲート回路１の出力は‘Ｌ’レベルに安定
し、第２反結合コンデンサ６は充電され続ける。この充
電が進み充電電流が減少してくると、Ｐ１点の電圧も図
３（イ）に示すように低下し、Ｐ１点の電圧が第１のゲ
ート回路１の閾値電圧Ｖｔｈ以下なると、第１のゲート
回路１の出力は反転して‘Ｈ’レベルになり、また、第
２のゲート回路２の出力は‘Ｌ’レベルになる（図３に
おける時刻ｔ２）。第１のゲート回路１の出力が‘Ｈ’
レベルになると、今度は、第２反結合コンデンサ６が図
３の時刻ｔ２〜ｔ３の間で抵抗素子７と５を通して逆方
向に充電される。そして、この充電が進み充電電流が減
少してくると、Ｐ１点の電圧も低下して第１のゲート回
路１の出力は再び‘Ｌ’レベルに反転する。
【００１１】同様にして、第１のゲート回路１の出力が
‘Ｈ’レベルになった場合は、第１反結合コンデンサ３
が抵抗素子４と５を通して充電され、抵抗素子４と５の
直列回路の両端、即ちＰ２には、この充電電流による電
圧が発生する。この結果、充電の初期にＰ２点は、
‘Ｈ’レベル（Ｖｄｄ）であるため、第２のゲート回路
２の出力は‘Ｌ’レベルに安定し、第１反結合コンデン
サ３は充電され続ける。この充電が進み充電電流が減少
してくると、Ｐ２点の電圧も低下し、Ｐ２点の電圧が第
２のゲート回路２の閾値電圧以下なると、第２のゲート
回路２の出力は反転して‘Ｈ’レベルになる。第２のゲ
ート回路２の出力が‘Ｈ’レベルになると、今度は、第
１反結合コンデンサ３が抵抗素子４と５を通して逆方向
に充電される。そして、この充電が進み充電電流が減少
してくると、Ｐ２点の電圧も低下して第２のゲート回路
２の出力は再び‘Ｌ’レベルに反転する。このように、
第１のゲート回路１と第２のゲート回路２は、図３の
（ロ）、（ハ）に示す如く互いに逆位相で動作すること
により発振を継続する。
‘Ｈ’レベルになった場合は、第１反結合コンデンサ３
が抵抗素子４と５を通して充電され、抵抗素子４と５の
直列回路の両端、即ちＰ２には、この充電電流による電
圧が発生する。この結果、充電の初期にＰ２点は、
‘Ｈ’レベル（Ｖｄｄ）であるため、第２のゲート回路
２の出力は‘Ｌ’レベルに安定し、第１反結合コンデン
サ３は充電され続ける。この充電が進み充電電流が減少
してくると、Ｐ２点の電圧も低下し、Ｐ２点の電圧が第
２のゲート回路２の閾値電圧以下なると、第２のゲート
回路２の出力は反転して‘Ｈ’レベルになる。第２のゲ
ート回路２の出力が‘Ｈ’レベルになると、今度は、第
１反結合コンデンサ３が抵抗素子４と５を通して逆方向
に充電される。そして、この充電が進み充電電流が減少
してくると、Ｐ２点の電圧も低下して第２のゲート回路
２の出力は再び‘Ｌ’レベルに反転する。このように、
第１のゲート回路１と第２のゲート回路２は、図３の
（ロ）、（ハ）に示す如く互いに逆位相で動作すること
により発振を継続する。
【００１２】一方、第１のゲート回路１と第２のゲート
回路２とを前記第１充放電回路および前記第２充放電回
路により反結合して発振を持続させ、前記第１充放電回
路と前記第２充放電回路に変調信号源３１から不平衡な
変調信号を加える。この変調信号は、前記第１充放電回
路および前記第２充放電回路に割り込んで、充放電を繰
り返している前記第１充放電回路および前記第２充放電
回路の時定数を変化させる。この結果、第１のゲート回
路１および第２のゲート回路２の他方の入力端子の信号
電位が閾値に達するまでの時間が変化して、第２のゲー
ト回路２の出力信号の周波数は前記変調信号に追従して
変化し、周波数変調出力が得られる。図２は、このよう
して得られた周波数変調された第２のゲート回路２の出
力信号を示す波形図である。
回路２とを前記第１充放電回路および前記第２充放電回
路により反結合して発振を持続させ、前記第１充放電回
路と前記第２充放電回路に変調信号源３１から不平衡な
変調信号を加える。この変調信号は、前記第１充放電回
路および前記第２充放電回路に割り込んで、充放電を繰
り返している前記第１充放電回路および前記第２充放電
回路の時定数を変化させる。この結果、第１のゲート回
路１および第２のゲート回路２の他方の入力端子の信号
電位が閾値に達するまでの時間が変化して、第２のゲー
ト回路２の出力信号の周波数は前記変調信号に追従して
変化し、周波数変調出力が得られる。図２は、このよう
して得られた周波数変調された第２のゲート回路２の出
力信号を示す波形図である。
【００１３】第１のゲート回路１および第２のゲート回
路２を消費電流削減のためにＣ−ＭＯＳゲートで構成し
た場合、抵抗素子１０が接続されていないと、Ｃ−ＭＯ
Ｓゲートの閾値は大きいため自励発振がほとんど生じな
い。この結果、電源投入時には第１のゲート回路１また
は第２のゲート回路２のいずれか一方が必ずオンとなる
ように、前記第１充放電回路または前記第２充放電回路
の放電抵抗値および第１反結合コンデンサ３または第２
反結合コンデンサ６の発振周波数におけるリアクタンス
より充分大きな抵抗値を有する抵抗素子１０を、第１反
結合コンデンサ３または第２反結合コンデンサ６に並列
に接続し、電源投入時の自走発振の起動を確実なものに
する。なお、抵抗素子１０の代りに図４に示すように、
コンデンサ１１および抵抗素子１２の並列回路ならびに
当該並列回路へ直列に接続された電流方向を規制するダ
イオード１３から構成される起動回路を用いることも可
能である。
路２を消費電流削減のためにＣ−ＭＯＳゲートで構成し
た場合、抵抗素子１０が接続されていないと、Ｃ−ＭＯ
Ｓゲートの閾値は大きいため自励発振がほとんど生じな
い。この結果、電源投入時には第１のゲート回路１また
は第２のゲート回路２のいずれか一方が必ずオンとなる
ように、前記第１充放電回路または前記第２充放電回路
の放電抵抗値および第１反結合コンデンサ３または第２
反結合コンデンサ６の発振周波数におけるリアクタンス
より充分大きな抵抗値を有する抵抗素子１０を、第１反
結合コンデンサ３または第２反結合コンデンサ６に並列
に接続し、電源投入時の自走発振の起動を確実なものに
する。なお、抵抗素子１０の代りに図４に示すように、
コンデンサ１１および抵抗素子１２の並列回路ならびに
当該並列回路へ直列に接続された電流方向を規制するダ
イオード１３から構成される起動回路を用いることも可
能である。
【００１４】また、第２のゲート回路２から得られる周
波数変調出力に含まれる歪の主成分は第２高調波であっ
て、その原因は図３の（イ）に示す波形の傾斜部の湾曲
が原因であり、ダイオード８，９を図１に示すように接
続することで前記歪を軽減することが出来る。図６は、
ダイオード８，９を付加した場合と付加しない時の高調
波歪率の特性を表わしたグラフであり、ダイオードを付
加した時の特性は曲線６１となり、ダイオードを付加し
ない時の特性は曲線６２となる。この図６から明かなよ
うに、ダイオード８，９を付加した時の高調波歪率が軽
減される。因に、図２に示すような周波数変調された出
力信号の場合、その中心周波数６４ｋＨｚに対し±４４
ｋＨｚの広い周波数偏移で、低歪率、高Ｓ／Ｎ比のＦＭ
変調波を生成できる。
波数変調出力に含まれる歪の主成分は第２高調波であっ
て、その原因は図３の（イ）に示す波形の傾斜部の湾曲
が原因であり、ダイオード８，９を図１に示すように接
続することで前記歪を軽減することが出来る。図６は、
ダイオード８，９を付加した場合と付加しない時の高調
波歪率の特性を表わしたグラフであり、ダイオードを付
加した時の特性は曲線６１となり、ダイオードを付加し
ない時の特性は曲線６２となる。この図６から明かなよ
うに、ダイオード８，９を付加した時の高調波歪率が軽
減される。因に、図２に示すような周波数変調された出
力信号の場合、その中心周波数６４ｋＨｚに対し±４４
ｋＨｚの広い周波数偏移で、低歪率、高Ｓ／Ｎ比のＦＭ
変調波を生成できる。
【００１５】本実施の形態では、第１のゲート回路１お
よび第２のゲート回路を備えた簡単な回路構成であり、
また、不平衡な変調信号を用いることが出来、当該変調
信号に追従する広い周波数偏移が可能な安定した低歪
率、高ＳＮ比の周波数変調出力が得られ、さらにゲート
回路にＣ−ＭＯＳゲートを用いることで低消費電流の発
振回路を構成できる。
よび第２のゲート回路を備えた簡単な回路構成であり、
また、不平衡な変調信号を用いることが出来、当該変調
信号に追従する広い周波数偏移が可能な安定した低歪
率、高ＳＮ比の周波数変調出力が得られ、さらにゲート
回路にＣ−ＭＯＳゲートを用いることで低消費電流の発
振回路を構成できる。
【００１６】図５は、第１及び第２のゲート回路をイン
バータ構成のＣ−ＭＯＳゲート（以下、インバータとい
う）２１，２２を用いて発振回路を構成したときの回路
図である。この発振回路において、図１と同一または相
当な部分には同一の符号を付して説明すると、第１のイ
ンバータ２１の出力端と第２のインバータ２２の入力端
間を第１反結合コンデンサ３を介して接続し、第１のイ
ンバータ２１の入力端と第２のインバータ２２の出力端
間を第２反結合コンデンサ６と抵抗素子１０との並列回
路を介して接続し、更に抵抗素子４と７の直列回路の一
端を第２のインバータ２２の入力端と第１反結合コンデ
ンサ３との接続点に接続し、その他端を第１のインバー
タ２１の入力端と第２反結合コンデンサ６との接続点に
接続し、抵抗素子４と７との接続点とグランド間に抵抗
素子５と変調信号源３１を並列に接続し、更に第１のイ
ンバータ２１の入力端とグランド間に歪軽減用のダイオ
ード９を接続したものである。このように構成された発
振回路においても図１に示した発振回路と同等な作用効
果が得られる。
バータ構成のＣ−ＭＯＳゲート（以下、インバータとい
う）２１，２２を用いて発振回路を構成したときの回路
図である。この発振回路において、図１と同一または相
当な部分には同一の符号を付して説明すると、第１のイ
ンバータ２１の出力端と第２のインバータ２２の入力端
間を第１反結合コンデンサ３を介して接続し、第１のイ
ンバータ２１の入力端と第２のインバータ２２の出力端
間を第２反結合コンデンサ６と抵抗素子１０との並列回
路を介して接続し、更に抵抗素子４と７の直列回路の一
端を第２のインバータ２２の入力端と第１反結合コンデ
ンサ３との接続点に接続し、その他端を第１のインバー
タ２１の入力端と第２反結合コンデンサ６との接続点に
接続し、抵抗素子４と７との接続点とグランド間に抵抗
素子５と変調信号源３１を並列に接続し、更に第１のイ
ンバータ２１の入力端とグランド間に歪軽減用のダイオ
ード９を接続したものである。このように構成された発
振回路においても図１に示した発振回路と同等な作用効
果が得られる。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の発振回路
は、グランド電位との間で与えられる変調信号により広
い周波数偏移が可能な安定した低歪率、高ＳＮ比の周波
数変調出力が簡単な構成で得られ、さらに消費電流も抑
制できるという効果がある。
は、グランド電位との間で与えられる変調信号により広
い周波数偏移が可能な安定した低歪率、高ＳＮ比の周波
数変調出力が簡単な構成で得られ、さらに消費電流も抑
制できるという効果がある。
【図１】本発明の発振回路の一例を示す回路図である。
【図２】本発明の発振回路の一例における周波数変調さ
れた第２のゲート回路の出力信号を示す波形図である。
れた第２のゲート回路の出力信号を示す波形図である。
【図３】本発明の発振回路の一例における各部の波形を
示すタイミング図である。
示すタイミング図である。
【図４】本発明の発振回路の一例における起動回路の他
の構成例を示す回路図である。
の構成例を示す回路図である。
【図５】本発明の発振回路の一例について図１に示した
発振回路と同等な回路を示す回路図である。
発振回路と同等な回路を示す回路図である。
【図６】本発明の発振回路におけるダイオードを付加し
た場合と付加しない時の高調波歪率の特性を表わしたグ
ラフである。
た場合と付加しない時の高調波歪率の特性を表わしたグ
ラフである。
１……第１のゲート回路、２……第２のゲート回路、３
……第１反結合コンデンサ、４……第１抵抗素子、５…
…第２抵抗素子、６……第２反結合コンデンサ、７……
第３抵抗素子、８，９……ダイオード（出力信号歪軽減
素子）、１０……抵抗素子（起動回路）、１１……コン
デンサ、１２……抵抗素子、１３……ダイオード（電流
方向規制素子）、２１……第１のインバータ、２２……
第２のインバータ。
……第１反結合コンデンサ、４……第１抵抗素子、５…
…第２抵抗素子、６……第２反結合コンデンサ、７……
第３抵抗素子、８，９……ダイオード（出力信号歪軽減
素子）、１０……抵抗素子（起動回路）、１１……コン
デンサ、１２……抵抗素子、１３……ダイオード（電流
方向規制素子）、２１……第１のインバータ、２２……
第２のインバータ。
Claims (6)
- 【請求項１】 互いの入・出力端間を第１及び第２反結
合コンデンサを介して接続した第１および第２のゲート
回路と、 前記第１のゲート回路の入力端とグランド電位間に接続
された抵抗と前記第２反結合コンデンサとにより構成さ
れ、該第２反結合コンデンサの第２のゲート回路の出力
による充放電電圧で前記第１のゲート回路を反転動作さ
せる第１充放電回路と、 前記第２のゲート回路の入力端とグランド電位間に接続
された抵抗と前記第１反結合コンデンサとにより構成さ
れ、該第１反結合コンデンサの第１のゲート回路の出力
による充放電電圧で前記第２のゲート回路を反転動作さ
せる第２充放電回路と、 前記第１充放電回路及び第２充放電回路のグランド電位
側に接続され、該第１充放電回路及び第２充放電回路の
充放電時間を制御する変調信号を供給する変調信号源
と、 を備えることを特徴とする発振回路。 - 【請求項２】 前記第１の反結合コンデンサまたは前記
第２反結合コンデンサのうちのいずれか一方に、電源投
入時の自走発振を確実にする発振起動回路を並列に接続
したことを特徴とする請求項１記載の発振回路。 - 【請求項３】 前記発振起動回路は抵抗素子から構成さ
れ、該抵抗素子の抵抗値を前記第１充放電回路または前
記第２充放電回路の抵抗素子の抵抗値より充分大きく設
定するとともに、発振周波数における前記第１反結合コ
ンデンサまたは前記第２反結合コンデンサのリアクタン
スより充分大きい値に設定したことを特徴とする請求項
２記載の発振回路。 - 【請求項４】 前記発振起動回路は、コンデンサおよび
抵抗素子の並列回路ならびに当該並列回路に直列に接続
された電流方向規制素子から構成されていることを特徴
とする請求項２記載の発振回路。 - 【請求項５】 前記第２のゲート回路の出力端に前記第
２反結合コンデンサを介して接続される前記第１のゲー
ト回路の入力端とグランド間に、出力信号の歪率を軽減
するダイオードを接続したことを特徴とする請求項１記
載の発振回路。 - 【請求項６】 前記第１のゲート回路および前記第２の
ゲート回路は、排他的論理和回路またはインバータ構成
のＣ−ＭＯＳゲートから構成したことを特徴とする請求
項１から請求項５のうちのいずれか１項記載の発振回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7240297A JPH10270946A (ja) | 1997-03-25 | 1997-03-25 | 発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7240297A JPH10270946A (ja) | 1997-03-25 | 1997-03-25 | 発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10270946A true JPH10270946A (ja) | 1998-10-09 |
Family
ID=13488260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7240297A Pending JPH10270946A (ja) | 1997-03-25 | 1997-03-25 | 発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10270946A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010098202A1 (ja) * | 2009-02-26 | 2010-09-02 | オムロンヘルスケア株式会社 | 電圧―周波数変換回路およびそれを備えた血圧測定装置 |
-
1997
- 1997-03-25 JP JP7240297A patent/JPH10270946A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2010098202A1 (ja) * | 2009-02-26 | 2010-09-02 | オムロンヘルスケア株式会社 | 電圧―周波数変換回路およびそれを備えた血圧測定装置 |
| RU2504899C2 (ru) * | 2009-02-26 | 2014-01-20 | Омрон Хэлткэа Ко., Лтд. | Схема преобразования напряжение-частота и устройство измерения кровяного давления, оборудованное упомянутой схемой |
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