JPH1075119A - 発振器 - Google Patents
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- JPH1075119A JPH1075119A JP8228550A JP22855096A JPH1075119A JP H1075119 A JPH1075119 A JP H1075119A JP 8228550 A JP8228550 A JP 8228550A JP 22855096 A JP22855096 A JP 22855096A JP H1075119 A JPH1075119 A JP H1075119A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/30—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator
- H03B5/32—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator
- H03B5/36—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/362—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element being electromechanical resonator being a piezoelectric resonator active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L3/00—Starting of generators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/0002—Types of oscillators
- H03B2200/0008—Colpitts oscillator
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B2200/00—Indexing scheme relating to details of oscillators covered by H03B
- H03B2200/006—Functional aspects of oscillators
- H03B2200/0066—Amplitude or AM detection
Landscapes
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 間欠動作が行われる際にも、消費電流の増大
を抑えたまま、素早い起動特性を有する発振器を提供す
ること。 【解決手段】 本発明の発振器は、発振トランジスタＱ
１を有する発振回路１と、発振レベル監視回路２と、バ
イアス電流ブースト回路３とを備えており、発振レベル
監視回路２で、発振回路１の発振レベルを監視して、所
定のレベルに達しない間だけ、バイアス電流ブースト回
路３に制御信号を出力し、バイアス電流ブースト回路３
では、制御信号に従って、発振トランジスタＱ１のコレ
クタバイアス電流を増加させるためにブースト電流を出
力することにより、発振回路１の起動時間を短縮するこ
とができる。
を抑えたまま、素早い起動特性を有する発振器を提供す
ること。 【解決手段】 本発明の発振器は、発振トランジスタＱ
１を有する発振回路１と、発振レベル監視回路２と、バ
イアス電流ブースト回路３とを備えており、発振レベル
監視回路２で、発振回路１の発振レベルを監視して、所
定のレベルに達しない間だけ、バイアス電流ブースト回
路３に制御信号を出力し、バイアス電流ブースト回路３
では、制御信号に従って、発振トランジスタＱ１のコレ
クタバイアス電流を増加させるためにブースト電流を出
力することにより、発振回路１の起動時間を短縮するこ
とができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、発振トランジスタ
を備えた発振回路を有する発振器に関し、特に、発振開
始時間の短縮を図ることのできる発振器に関する。
を備えた発振回路を有する発振器に関し、特に、発振開
始時間の短縮を図ることのできる発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、発振トランジスタを備えた発振
回路を有する発振器において、電源投入後から発振レベ
ルが定常状態に至るまでは、ある程度の起動時間がかか
る。
回路を有する発振器において、電源投入後から発振レベ
ルが定常状態に至るまでは、ある程度の起動時間がかか
る。
【０００３】以下に、このような起動時間について、図
５に示されるコルピッツ型水晶発振器（以下、従来例）
を例にとり説明する。
５に示されるコルピッツ型水晶発振器（以下、従来例）
を例にとり説明する。
【０００４】コルピッツ型発振回路とは、３個のリアク
タンス素子と１つの発振トランジスタを備えたバルクハ
ウゼン型発振回路において、コレクタ−エミッタ間及び
ベース−エミッタ間に容量性リアクタンスを有し、且
つ、コレクタ−ベース間に誘導性リアクタンスを有する
ものである。また、コルピッツ型の水晶発振回路は、上
記コルピッツ発振回路において、誘導性リアクタンスを
水晶振動子で置き換えたものであり、高安定周波数の信
号を発生させることができるものである。
タンス素子と１つの発振トランジスタを備えたバルクハ
ウゼン型発振回路において、コレクタ−エミッタ間及び
ベース−エミッタ間に容量性リアクタンスを有し、且
つ、コレクタ−ベース間に誘導性リアクタンスを有する
ものである。また、コルピッツ型の水晶発振回路は、上
記コルピッツ発振回路において、誘導性リアクタンスを
水晶振動子で置き換えたものであり、高安定周波数の信
号を発生させることができるものである。
【０００５】図５に示される従来例のコルピッツ型水晶
発振器は、コレクタ−エミッタ間の容量性リアクタンス
としてキャパシタＣ1 を有し、ベース−エミッタ間の容
量性リアクタンスとしてキャパシタＣ2 を有し、コレク
タ−ベース間の誘導性リアクタンスとして水晶振動子Ｘ
1 及びキャパシタＣ3 からなる正のリアクタンス成分を
有するものである。また、発振トランジスタＱ１のベー
スには、２つの抵抗Ｒ1 及びＲ2 で電源電圧ＶCCが抵抗
分割された電圧がベースバイアス電流ＩB1として入力さ
れている。また、発振トランジスタＱ１のコレクタに
は、抵抗Ｒ4 を介してコレクタバイアス電流ＩC1が供給
されている。
発振器は、コレクタ−エミッタ間の容量性リアクタンス
としてキャパシタＣ1 を有し、ベース−エミッタ間の容
量性リアクタンスとしてキャパシタＣ2 を有し、コレク
タ−ベース間の誘導性リアクタンスとして水晶振動子Ｘ
1 及びキャパシタＣ3 からなる正のリアクタンス成分を
有するものである。また、発振トランジスタＱ１のベー
スには、２つの抵抗Ｒ1 及びＲ2 で電源電圧ＶCCが抵抗
分割された電圧がベースバイアス電流ＩB1として入力さ
れている。また、発振トランジスタＱ１のコレクタに
は、抵抗Ｒ4 を介してコレクタバイアス電流ＩC1が供給
されている。
【０００６】このようなコルピッツ型発振回路において
も、他の発振回路と同様に、電源投入後から定常状態に
至るまである程度の起動時間がかかる。
も、他の発振回路と同様に、電源投入後から定常状態に
至るまである程度の起動時間がかかる。
【０００７】例えば、図５に示される従来例のコルピッ
ツ型水晶発振器において、電源電圧ＶCC、発振トランジ
スタＱ１のエミッタ接地電流増幅率β、コレクタバイア
ス電流ＩC1を、夫々、ＶCC＝３Ｖ、β＝１８０、ＩC1＝
０．３ｍＡとすると、起動特性は、図６に示されるよう
なものとなる。
ツ型水晶発振器において、電源電圧ＶCC、発振トランジ
スタＱ１のエミッタ接地電流増幅率β、コレクタバイア
ス電流ＩC1を、夫々、ＶCC＝３Ｖ、β＝１８０、ＩC1＝
０．３ｍＡとすると、起動特性は、図６に示されるよう
なものとなる。
【０００８】ここで、例えば、定常状態での発振レベル
Ｖconst の９０％に発振レベルＶOS C の値が達したとき
の電源投入後からの時間を起動時間ＴＳと定義すると、
図６を参照して、起動時間ＴＳは、約５．５ｍｓｅｃか
かっていることが分かる。
Ｖconst の９０％に発振レベルＶOS C の値が達したとき
の電源投入後からの時間を起動時間ＴＳと定義すると、
図６を参照して、起動時間ＴＳは、約５．５ｍｓｅｃか
かっていることが分かる。
【０００９】従来、このような起動時間ＴＳを短縮する
ための手段としては、発振トランジスタＱ１のコレクタ
バイアス電流ＩC1を大きな値に設定すれば良いことが知
られている。
ための手段としては、発振トランジスタＱ１のコレクタ
バイアス電流ＩC1を大きな値に設定すれば良いことが知
られている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、近年、上述
した水晶発振器等の発振器は、例えばデジタル携帯電話
機などの電池駆動の移動体無線機に対して基準クロック
として搭載されている。また、このような移動体無線機
においては、一般的に、移動体無線機を構成する回路を
間欠的に動作させることによって、消費電流の低減が図
られている。従って、当然のことながら、発振器を構成
する回路においても間欠動作が行われることになるた
め、発振器にも素早い起動特性が要求されるようになっ
ている。
した水晶発振器等の発振器は、例えばデジタル携帯電話
機などの電池駆動の移動体無線機に対して基準クロック
として搭載されている。また、このような移動体無線機
においては、一般的に、移動体無線機を構成する回路を
間欠的に動作させることによって、消費電流の低減が図
られている。従って、当然のことながら、発振器を構成
する回路においても間欠動作が行われることになるた
め、発振器にも素早い起動特性が要求されるようになっ
ている。
【００１１】しかしながら、発振器の起動特性を上げる
ためには、前述の通り、発振トランジスタＱ１のコレク
タバイアス電流ＩC1を大きな値に設定しなければならな
い。また、このように、発振トランジスタＱ１のコレク
タバイアス電流ＩC1を大きな値に設定するということ
は、消費電流を増大させることであり、電池寿命を短く
することになる。
ためには、前述の通り、発振トランジスタＱ１のコレク
タバイアス電流ＩC1を大きな値に設定しなければならな
い。また、このように、発振トランジスタＱ１のコレク
タバイアス電流ＩC1を大きな値に設定するということ
は、消費電流を増大させることであり、電池寿命を短く
することになる。
【００１２】従って、例えば従来構成の水晶発振器を電
池駆動の移動体無線機に搭載するような場合、消費電流
の低減と、発振回路の素早い起動特性とは、二律背反の
関係にあるといった問題を有していた。
池駆動の移動体無線機に搭載するような場合、消費電流
の低減と、発振回路の素早い起動特性とは、二律背反の
関係にあるといった問題を有していた。
【００１３】そこで、本発明の目的は、間欠動作が行わ
れる際にも、消費電流の増大を抑えたまま、素早い起動
特性を有する発振器を提供することにある。
れる際にも、消費電流の増大を抑えたまま、素早い起動
特性を有する発振器を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述した課題
を解決すべく、発振回路の出力する発振レベルが所定の
レベルに達するまでの間だけ、発振トランジスタのコレ
クタバイアス電流を増加させ、所定のレベルに達した後
は、コレクタバイアス電流を定常発振状態の電流値に低
下させるといった手段を提供する。
を解決すべく、発振回路の出力する発振レベルが所定の
レベルに達するまでの間だけ、発振トランジスタのコレ
クタバイアス電流を増加させ、所定のレベルに達した後
は、コレクタバイアス電流を定常発振状態の電流値に低
下させるといった手段を提供する。
【００１５】具体的には、本発明により、以下に示すよ
うな構成を備える発振器を得ることができる。
うな構成を備える発振器を得ることができる。
【００１６】即ち、本発明によれば、発振トランジスタ
に対して、定常発振状態時に所定の値のコレクタバイア
ス電流を供給するようにして構成された発振回路と、該
発振回路の出力である発振レベルを監視して、該発振レ
ベルが所定のレベル未満の間、前記発振回路の発振トラ
ンジスタの前記コレクタバイアス電流を前記所定の値よ
り増加させるために、制御信号を出力するための発振レ
ベル監視回路と、該発振レベル監視回路の出力する前記
制御信号に従って、前記コレクタバイアス電流を増加さ
せるためにブースト電流を出力するためのバイアス電流
ブースト回路とを備えたことを特徴とする発振器が得ら
れる。
に対して、定常発振状態時に所定の値のコレクタバイア
ス電流を供給するようにして構成された発振回路と、該
発振回路の出力である発振レベルを監視して、該発振レ
ベルが所定のレベル未満の間、前記発振回路の発振トラ
ンジスタの前記コレクタバイアス電流を前記所定の値よ
り増加させるために、制御信号を出力するための発振レ
ベル監視回路と、該発振レベル監視回路の出力する前記
制御信号に従って、前記コレクタバイアス電流を増加さ
せるためにブースト電流を出力するためのバイアス電流
ブースト回路とを備えたことを特徴とする発振器が得ら
れる。
【００１７】この発振器において、前記発振トランジス
タのコレクタバイアス電流を増加させる為には、ブース
ト電流を発振トランジスタのベースに直接入力する手段
と、ブースト電流に対応して前記発振トランジスタのエ
ミッタから第２のブースト電流を引き込む手段との、大
きく分けて２つの手段が挙げられる。
タのコレクタバイアス電流を増加させる為には、ブース
ト電流を発振トランジスタのベースに直接入力する手段
と、ブースト電流に対応して前記発振トランジスタのエ
ミッタから第２のブースト電流を引き込む手段との、大
きく分けて２つの手段が挙げられる。
【００１８】即ち、本発明によれば、上記発振器におい
て、前記バイアス電流ブースト回路は、前記制御信号に
従って、前記発振トランジスタのベースに前記ブースト
電流を供給することにより、前記コレクタバイアス電流
を増加させることを特徴とする発振器が得られる。
て、前記バイアス電流ブースト回路は、前記制御信号に
従って、前記発振トランジスタのベースに前記ブースト
電流を供給することにより、前記コレクタバイアス電流
を増加させることを特徴とする発振器が得られる。
【００１９】また、本発明によれば、上記発振器におい
て、前記ブースト電流を受けて、第２のブースト電流を
生成するための第２ブースト電流生成用トランジスタを
更に備えており、該第２ブースト電流生成用トランジス
タのベースは、前記バイアス電流ブースト回路に接続さ
れており、該第２ブースト電流生成用トランジスタのコ
レクタは、前記発振トランジスタのエミッタに接続され
ており、前記バイアス電流ブースト回路は、前記制御信
号に従って、前記第２ブースト電流生成用トランジスタ
のベースに前記ブースト電流を供給することにより、前
記発振トランジスタのエミッタから前記第２ブースト電
流生成用トランジスタのコレクタに第２のブースト電流
を引き込み、前記発振トランジスタの前記コレクタバイ
アス電流を増加させることを特徴とする発振器が得られ
る。
て、前記ブースト電流を受けて、第２のブースト電流を
生成するための第２ブースト電流生成用トランジスタを
更に備えており、該第２ブースト電流生成用トランジス
タのベースは、前記バイアス電流ブースト回路に接続さ
れており、該第２ブースト電流生成用トランジスタのコ
レクタは、前記発振トランジスタのエミッタに接続され
ており、前記バイアス電流ブースト回路は、前記制御信
号に従って、前記第２ブースト電流生成用トランジスタ
のベースに前記ブースト電流を供給することにより、前
記発振トランジスタのエミッタから前記第２ブースト電
流生成用トランジスタのコレクタに第２のブースト電流
を引き込み、前記発振トランジスタの前記コレクタバイ
アス電流を増加させることを特徴とする発振器が得られ
る。
【００２０】更に、本発明によれば、前記いずれかの発
振器において、前記発振レベル監視回路は、前記発振回
路の出力を受けて、前記発振レベルに比例した直流電圧
を出力するための交流−直流変換回路と、前記発振レベ
ルが前記所定のレベルに至った場合の該発振レベルに比
例した直流電圧と同じ電圧値を有する基準電圧を設定す
るための基準電圧設定回路と前記交流−直流変換回路の
出力する前記直流電圧と、前記基準電圧とを比較して、
前記直流電圧が前記基準電圧よりも低い場合に、前記バ
イアス電流ブースト回路に対して、前記制御信号を出力
するための比較回路とを備えることを特徴とする発振器
が得られる。
振器において、前記発振レベル監視回路は、前記発振回
路の出力を受けて、前記発振レベルに比例した直流電圧
を出力するための交流−直流変換回路と、前記発振レベ
ルが前記所定のレベルに至った場合の該発振レベルに比
例した直流電圧と同じ電圧値を有する基準電圧を設定す
るための基準電圧設定回路と前記交流−直流変換回路の
出力する前記直流電圧と、前記基準電圧とを比較して、
前記直流電圧が前記基準電圧よりも低い場合に、前記バ
イアス電流ブースト回路に対して、前記制御信号を出力
するための比較回路とを備えることを特徴とする発振器
が得られる。
【００２１】更に、本発明によれば、該発振器におい
て、前記発振レベル監視回路は、前記比較回路の出力す
る前記制御信号をみて、前記発振回路に電源を投入した
後に最初に前記直流電圧が前記基準電圧以上となった場
合に、前記基準電圧設定回路に前記基準電圧を所定の電
圧値だけ下げさせるためのヒステリシス発生回路を更に
備えることを特徴とする発振器が得られる。
て、前記発振レベル監視回路は、前記比較回路の出力す
る前記制御信号をみて、前記発振回路に電源を投入した
後に最初に前記直流電圧が前記基準電圧以上となった場
合に、前記基準電圧設定回路に前記基準電圧を所定の電
圧値だけ下げさせるためのヒステリシス発生回路を更に
備えることを特徴とする発振器が得られる。
【００２２】以上挙げた発振器において、発振回路の例
としては、例えばコルピッツ型水晶発振器が挙げられ
る。
としては、例えばコルピッツ型水晶発振器が挙げられ
る。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。
いて図面を参照して説明する。
【００２４】（第１の実施の形態）本発明の第１の実施
の形態の発振器は、図１に示されるような構成を備えて
いる。
の形態の発振器は、図１に示されるような構成を備えて
いる。
【００２５】即ち、本実施の形態の発振器は、発振回路
１と、発振レベル監視回路２と、バイアス電流ブースト
回路３とを備えている。
１と、発振レベル監視回路２と、バイアス電流ブースト
回路３とを備えている。
【００２６】発振回路１は、発振トランジスタＱ１を備
えるものであり、本実施の形態においては、基本的なコ
ルピッツ型水晶発振回路の回路構成を有するものであ
る。
えるものであり、本実施の形態においては、基本的なコ
ルピッツ型水晶発振回路の回路構成を有するものであ
る。
【００２７】発振レベル監視回路２は、発振回路１にカ
ップリングコンデンサを介して接続されており、発振回
路１の出力である発振レベルを監視して、該発振レベル
が所定のレベルに達しない間、発振トランジスタＱ１の
コレクタバイアス電流を増加させる為に、バイアス電流
ブースト回路３へ制御信号を出力するものである。
ップリングコンデンサを介して接続されており、発振回
路１の出力である発振レベルを監視して、該発振レベル
が所定のレベルに達しない間、発振トランジスタＱ１の
コレクタバイアス電流を増加させる為に、バイアス電流
ブースト回路３へ制御信号を出力するものである。
【００２８】更に、詳しくは、発振レベル監視回路２
は、ＡＣ−ＤＣ変換回路２１と、基準電圧設定回路２２
と、コンパレータ回路２３と、ヒステリシス発生回路２
４とを備えている。
は、ＡＣ−ＤＣ変換回路２１と、基準電圧設定回路２２
と、コンパレータ回路２３と、ヒステリシス発生回路２
４とを備えている。
【００２９】ＡＣ−ＤＣ変換回路２１は、ＡＣ信号であ
る発振回路１の出力を受けて、発振レベルに比例した直
流電圧信号（ＤＣ信号）に変換するものである。
る発振回路１の出力を受けて、発振レベルに比例した直
流電圧信号（ＤＣ信号）に変換するものである。
【００３０】基準電圧設定回路２２は、発振回路１の発
振レベルが所定のレベル（例えば、定常発振状態の発振
レベル、又は定常発振状態の発振レベルの９０％のレベ
ル等）に至った場合の該発振レベルに比例したＤＣ信号
電圧と等しい電圧値を有する電圧を初期の基準電圧とし
て設定するものである。また、本実施の形態において、
基準電圧設定回路２２は、後述する様に、ヒステリシス
発生回路２４からの信号に従って、初期の基準電圧から
所定の電圧値だけ下げた電圧を基準電圧に設定すること
ができる機能を備えている。
振レベルが所定のレベル（例えば、定常発振状態の発振
レベル、又は定常発振状態の発振レベルの９０％のレベ
ル等）に至った場合の該発振レベルに比例したＤＣ信号
電圧と等しい電圧値を有する電圧を初期の基準電圧とし
て設定するものである。また、本実施の形態において、
基準電圧設定回路２２は、後述する様に、ヒステリシス
発生回路２４からの信号に従って、初期の基準電圧から
所定の電圧値だけ下げた電圧を基準電圧に設定すること
ができる機能を備えている。
【００３１】コンパレータ２３は、ＡＣ−ＤＣ変換回路
２１の出力するＤＣ信号の電圧値と、基準電圧設定回路
２２の設定した基準電圧とを比較して、ＤＣ信号の電圧
値が基準電圧の電圧値よりも低い場合に、バイアス電流
ブースト回路３に対して制御信号を出力するものであ
る。
２１の出力するＤＣ信号の電圧値と、基準電圧設定回路
２２の設定した基準電圧とを比較して、ＤＣ信号の電圧
値が基準電圧の電圧値よりも低い場合に、バイアス電流
ブースト回路３に対して制御信号を出力するものであ
る。
【００３２】ヒステリシス発生回路２４は、コンパレー
タ２３の出力する制御信号をみて、発振回路１に電源を
投入した後、最初にＤＣ信号の電圧値が初期の基準電圧
の電圧値以上となった場合に、それ以降、初期の基準電
圧の電圧値から所定の電圧値だけ下げた電圧値を有する
電圧を基準電圧として基準電圧設定回路２２に設定させ
るものである。
タ２３の出力する制御信号をみて、発振回路１に電源を
投入した後、最初にＤＣ信号の電圧値が初期の基準電圧
の電圧値以上となった場合に、それ以降、初期の基準電
圧の電圧値から所定の電圧値だけ下げた電圧値を有する
電圧を基準電圧として基準電圧設定回路２２に設定させ
るものである。
【００３３】バイアス電流ブースト回路３は、発振レベ
ル監視回路２の出力する制御信号に従って、発振トラン
ジスタＱ１のコレクタバイアス電流を増加させる為にブ
ースト電流ＩBoost を出力するものであり、本実施の形
態においては、ブースト電流ＩBoost を発振トランジス
タＱ１のベースに注入することにより、コレクタバイア
ス電流を増加させるものである。
ル監視回路２の出力する制御信号に従って、発振トラン
ジスタＱ１のコレクタバイアス電流を増加させる為にブ
ースト電流ＩBoost を出力するものであり、本実施の形
態においては、ブースト電流ＩBoost を発振トランジス
タＱ１のベースに注入することにより、コレクタバイア
ス電流を増加させるものである。
【００３４】このような構成を備える本実施の形態の発
振器において、一例として、電源電圧ＶCC、発振トラン
ジスタＱ１のエミッタ接地電流増幅率β、コレクタバイ
アス電流ＩC1を、夫々、従来例と同様、ＶCC＝３Ｖ、β
＝１８０、ＩC1＝０．３ｍＡとすると起動特性は、図３
に示されるようなものとなる。
振器において、一例として、電源電圧ＶCC、発振トラン
ジスタＱ１のエミッタ接地電流増幅率β、コレクタバイ
アス電流ＩC1を、夫々、従来例と同様、ＶCC＝３Ｖ、β
＝１８０、ＩC1＝０．３ｍＡとすると起動特性は、図３
に示されるようなものとなる。
【００３５】ここで、例えば、起動時間ＴＳを、従来技
術と同様に、定常発振状態での発振レベルＶconst の９
０％に発振レベルＶOSC の値が達した時の電源投入後か
らの時間と定義すると、図３を参照して、起動時間ＴＳ
は、約２．２ｍｓｅｃである。即ち、本実施の形態の発
振器においては、起動時間ＴＳが従来例と比較して約
３．３ｍｓｅｃも、即ち１／２以下に、短縮されてい
る。
術と同様に、定常発振状態での発振レベルＶconst の９
０％に発振レベルＶOSC の値が達した時の電源投入後か
らの時間と定義すると、図３を参照して、起動時間ＴＳ
は、約２．２ｍｓｅｃである。即ち、本実施の形態の発
振器においては、起動時間ＴＳが従来例と比較して約
３．３ｍｓｅｃも、即ち１／２以下に、短縮されてい
る。
【００３６】以上説明してきたように、本実施の形態の
発振器は、発振回路１の出力が所定のレベルに達するま
での間、コレクタバイアス電流を増加させることによ
り、起動時間を短縮することができると共に、発振回路
１の出力が所定のレベルに達した後は、コレクタ電流を
通常の電流値の電流に戻すことにより、低消費電力の犠
牲を最小限に抑えることができるものである。
発振器は、発振回路１の出力が所定のレベルに達するま
での間、コレクタバイアス電流を増加させることによ
り、起動時間を短縮することができると共に、発振回路
１の出力が所定のレベルに達した後は、コレクタ電流を
通常の電流値の電流に戻すことにより、低消費電力の犠
牲を最小限に抑えることができるものである。
【００３７】また、本実施の形態の発振器は、発振レベ
ル監視回路２にヒステリシス発生回路２４を備えている
ため、電源投入直後から最初に定常発振状態に至るまで
は初期の基準電圧を用いて制御すると共に、最初に定常
発振状態に至った後は、所定の電圧値だけ下げられた基
準電圧を用いて制御することができるものである。従っ
て、本実施の形態の発振器においては、発振回路１が最
初に定常発振状態に至った後で発振出力レベルが多少上
下した様な場合に、バイアス電流ブースト回路３が動作
してしまうなどして発振動作が不安定になるという事態
を回避することができる。
ル監視回路２にヒステリシス発生回路２４を備えている
ため、電源投入直後から最初に定常発振状態に至るまで
は初期の基準電圧を用いて制御すると共に、最初に定常
発振状態に至った後は、所定の電圧値だけ下げられた基
準電圧を用いて制御することができるものである。従っ
て、本実施の形態の発振器においては、発振回路１が最
初に定常発振状態に至った後で発振出力レベルが多少上
下した様な場合に、バイアス電流ブースト回路３が動作
してしまうなどして発振動作が不安定になるという事態
を回避することができる。
【００３８】（第２の実施の形態）本発明の第２の実施
の形態は、第１の実施の形態の変形であり、図４に示さ
れるような構成を備えている。尚、図４において、図１
と同様の動作をするものには、同じ参照符号を付してあ
る。
の形態は、第１の実施の形態の変形であり、図４に示さ
れるような構成を備えている。尚、図４において、図１
と同様の動作をするものには、同じ参照符号を付してあ
る。
【００３９】本実施の形態の発振器は、発振回路１と、
発振レベル監視回路２と、バイアス電流ブースト回路３
と、第２ブースト電流生成部４とを備えている。
発振レベル監視回路２と、バイアス電流ブースト回路３
と、第２ブースト電流生成部４とを備えている。
【００４０】第２ブースト電流生成部４は、第２のブー
スト電流Ｉ´Boost を生成する為の第２ブースト電流生
成用トランジスタＱ２と、第２ブースト電流生成用トラ
ンジスタＱ２のエミッタに接続されたエミッタ抵抗ＲE
とを備えている。第２ブースト電流生成用トランジスタ
Ｑ２は、そのベースをバイアス電流ブースト回路３に接
続されており、そのコレクタを発振トランジスタＱ１の
エミッタに接続されている。
スト電流Ｉ´Boost を生成する為の第２ブースト電流生
成用トランジスタＱ２と、第２ブースト電流生成用トラ
ンジスタＱ２のエミッタに接続されたエミッタ抵抗ＲE
とを備えている。第２ブースト電流生成用トランジスタ
Ｑ２は、そのベースをバイアス電流ブースト回路３に接
続されており、そのコレクタを発振トランジスタＱ１の
エミッタに接続されている。
【００４１】このような構成を備えた本実施の形態の発
振器においては、発振レベル監視回路２の出力する制御
信号に従って、バイアス電流ブースト回路３から第２ブ
ースト電流生成用トランジスタＱ２のベースにブースト
電流ＩBoost が入力されると、第２ブースト電流生成用
トランジスタＱ２がオンして、発振トランジスタＱ１の
エミッタから第２ブースト電流生成用トランジスタＱ２
に対して第２のブースト電流Ｉ´Boost を引き込み、発
振トランジスタＱ１のコレクタバイアス電流を増加させ
ることができる。
振器においては、発振レベル監視回路２の出力する制御
信号に従って、バイアス電流ブースト回路３から第２ブ
ースト電流生成用トランジスタＱ２のベースにブースト
電流ＩBoost が入力されると、第２ブースト電流生成用
トランジスタＱ２がオンして、発振トランジスタＱ１の
エミッタから第２ブースト電流生成用トランジスタＱ２
に対して第２のブースト電流Ｉ´Boost を引き込み、発
振トランジスタＱ１のコレクタバイアス電流を増加させ
ることができる。
【００４２】
【発明の効果】以上説明してきたように、本発明の発振
器においては、発振回路の発振レベルが所定のレベルに
達するまでの間のみ、発振トランジスタのコレクタバイ
アス電流を増加させ、所定のレベルに達した後は、コレ
クタバイアス電流を定常発振状態の電流値に低下させる
ことができるため、発振器の起動時間を短縮することが
できると共に、低消費電力を保持することができる。
器においては、発振回路の発振レベルが所定のレベルに
達するまでの間のみ、発振トランジスタのコレクタバイ
アス電流を増加させ、所定のレベルに達した後は、コレ
クタバイアス電流を定常発振状態の電流値に低下させる
ことができるため、発振器の起動時間を短縮することが
できると共に、低消費電力を保持することができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態の発振器の構成を示
す図である。
す図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態の発振レベル監視回
路の構成を示す図である。
路の構成を示す図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態の起動特性を示す図
である。
である。
【図４】本発明の第２の実施の形態の発振器の構成を示
す図である。
す図である。
【図５】従来の基本的なコルピッツ型水晶発振回路の構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図６】従来のコルピッツ型水晶発振回路の起動特性を
示す図である。
示す図である。
１ 発振回路 Ｑ１ 発振トランジスタ ２ 発振レベル監視回路 ２１ ＡＣ−ＤＣ変換回路 ２２ 基準電圧設定回路 ２３ コンパレータ回路 ２４ ヒステリシス発生回路 ３ バイアス電流ブースト回路 ４ 第２ブースト電流生成部 Ｑ２ 第２ブースト電流生成用トランジスタ
Claims (7)
- 【請求項１】 発振トランジスタに対して、定常発振状
態時に所定の値のコレクタバイアス電流を供給するよう
にして構成された発振回路と、 該発振回路の出力である発振レベルを監視して、該発振
レベルが所定のレベル未満の間、前記発振回路の発振ト
ランジスタの前記コレクタバイアス電流を前記所定の値
より増加させるために、制御信号を出力するための発振
レベル監視回路と、 該発振レベル監視回路の出力する前記制御信号に従っ
て、前記コレクタバイアス電流を増加させるためにブー
スト電流を出力するためのバイアス電流ブースト回路と
を備えたことを特徴とする発振器。 - 【請求項２】 請求項１に記載の発振器において、 前記バイアス電流ブースト回路は、前記制御信号に従っ
て、前記発振トランジスタのベースに前記ブースト電流
を供給することにより、前記コレクタバイアス電流を増
加させることを特徴とする発振器。 - 【請求項３】 請求項１に記載の発振器において、 前記ブースト電流を受けて、第２のブースト電流を生成
するための第２ブースト電流生成用トランジスタを更に
備えており、 該第２ブースト電流生成用トランジスタのベースは、前
記バイアス電流ブースト回路に接続されており、 該第２ブースト電流生成用トランジスタのコレクタは、
前記発振トランジスタのエミッタに接続されており、 前記バイアス電流ブースト回路は、前記制御信号に従っ
て、前記第２ブースト電流生成用トランジスタのベース
に前記ブースト電流を供給することにより、前記発振ト
ランジスタのエミッタから前記第２ブースト電流生成用
トランジスタのコレクタに第２のブースト電流を引き込
み、前記発振トランジスタの前記コレクタバイアス電流
を増加させることを特徴とする発振器。 - 【請求項４】 請求項１に記載の発振器において、 前記発振レベル監視回路は、 前記発振回路の出力を受けて、前記発振レベルに比例し
た直流電圧を出力するための交流−直流変換回路と、 前記発振レベルが前記所定のレベルに至った場合の該発
振レベルに比例した直流電圧と同じ電圧値を有する基準
電圧を設定するための基準電圧設定回路と、 前記交流−直流変換回路の出力する前記直流電圧と、前
記基準電圧とを比較して、前記直流電圧が前記基準電圧
よりも低い場合に、前記バイアス電流ブースト回路に対
して、前記制御信号を出力するための比較回路とを備え
ることを特徴とする発振器。 - 【請求項５】 請求項４に記載の発振器において、 前記発振レベル監視回路は、 前記比較回路の出力する前記制御信号をみて、前記発振
回路に電源を投入した後に最初に前記直流電圧が前記基
準電圧以上となった場合に、前記基準電圧設定回路に前
記基準電圧を所定の電圧値だけ下げさせるためのヒステ
リシス発生回路を更に備えることを特徴とする発振器。 - 【請求項６】 請求項１乃至請求項５のいずれかに記載
の発振器において、 前記発振回路は、コルピッツ型発振回路であることを特
徴とする発振器。 - 【請求項７】 請求項１乃至請求項６のいずれかに記載
の発振器において、 前記発振回路は、水晶振動子を有する水晶発振回路であ
ることを特徴とする発振器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8228550A JPH1075119A (ja) | 1996-08-29 | 1996-08-29 | 発振器 |
| US08/920,731 US5834982A (en) | 1996-08-29 | 1997-08-29 | Quick starting oscillator circuit having low power consumption |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8228550A JPH1075119A (ja) | 1996-08-29 | 1996-08-29 | 発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1075119A true JPH1075119A (ja) | 1998-03-17 |
Family
ID=16878138
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8228550A Pending JPH1075119A (ja) | 1996-08-29 | 1996-08-29 | 発振器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5834982A (ja) |
| JP (1) | JPH1075119A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005521978A (ja) * | 2002-04-04 | 2005-07-21 | ザ・リージェンツ・オブ・ジ・ユニバーシティ・オブ・ミシガン | クロック信号生成回路 |
| JP2008507894A (ja) * | 2004-07-21 | 2008-03-13 | ソニー エリクソン モバイル コミュニケーションズ， エービー | Ｖｃｘｏの起動時間を短縮するための方法と装置 |
| JP2009514357A (ja) * | 2005-10-28 | 2009-04-02 | フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド | 高速始動付き低雑音基準発振器 |
| JP2009239971A (ja) * | 2000-07-17 | 2009-10-15 | Epson Toyocom Corp | 圧電発振器 |
| JP2010524335A (ja) * | 2007-04-05 | 2010-07-15 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 発振器、および発振を開始する方法 |
| JP2012527826A (ja) * | 2009-05-18 | 2012-11-08 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 発振器の電力消費を低減させるためのシステムおよび方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20060126745A1 (en) * | 2001-06-01 | 2006-06-15 | Haq Ejaz U | System and method for increasing signal strength at a receiver in transmission lines with high attenuation |
| FR2832271A1 (fr) * | 2001-11-13 | 2003-05-16 | Koninkl Philips Electronics Nv | Tuner comprenant un convertisseur de tension |
| US7123109B2 (en) * | 2004-12-15 | 2006-10-17 | Intel Corporation | Crystal oscillator with variable bias generator and variable loop filter |
| DE102005001684A1 (de) * | 2005-01-13 | 2006-07-27 | Infineon Technologies Ag | Schnellstartschaltung für Quarz-Oszillatoren |
| US7489209B2 (en) * | 2006-04-20 | 2009-02-10 | Transoma Medical, Inc. | High stability fast start up oscillator for implants |
| US20090079510A1 (en) * | 2006-09-05 | 2009-03-26 | Meik Wilhelm Widmer | Integrated circuit and receiver of a global positioning system (gps) |
| DE102007016522B4 (de) * | 2007-04-05 | 2013-06-27 | Texas Instruments Deutschland Gmbh | Quarzoszillator-Schaltkreis |
| US20110095832A1 (en) * | 2009-10-22 | 2011-04-28 | Orest Fedan | Fast start, low power oscillator system |
| US8258886B2 (en) | 2010-03-30 | 2012-09-04 | Tyco Healthcare Group Lp | System and method for improved start-up of self-oscillating electro-mechanical surgical devices |
| ITMI20111196A1 (it) * | 2011-06-29 | 2012-12-30 | St Microelectronics Srl | Metodo di regolazione di un ritardo di timeout introdotto all'avvio di un sistema digitale per assicurare la prontezza di un oscillatore master a cristallo regolato in ampiezza e circuito che lo implementa |
| US9197157B1 (en) * | 2014-09-08 | 2015-11-24 | Google Inc. | One-pin crystal oscillator driven through a general purpose input/output device |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4328571A (en) * | 1979-09-07 | 1982-05-04 | Texas Instruments Incorporated | Rapid start oscillator latch |
| US4956618A (en) * | 1989-04-07 | 1990-09-11 | Vlsi Technology, Inc. | Start-up circuit for low power MOS crystal oscillator |
-
1996
- 1996-08-29 JP JP8228550A patent/JPH1075119A/ja active Pending
-
1997
- 1997-08-29 US US08/920,731 patent/US5834982A/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2008507894A (ja) * | 2004-07-21 | 2008-03-13 | ソニー エリクソン モバイル コミュニケーションズ， エービー | Ｖｃｘｏの起動時間を短縮するための方法と装置 |
| JP2009514357A (ja) * | 2005-10-28 | 2009-04-02 | フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド | 高速始動付き低雑音基準発振器 |
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| JP2010524335A (ja) * | 2007-04-05 | 2010-07-15 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 発振器、および発振を開始する方法 |
| JP2012134997A (ja) * | 2007-04-05 | 2012-07-12 | Qualcomm Inc | 発振器、および発振を開始する方法 |
| JP2012527826A (ja) * | 2009-05-18 | 2012-11-08 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | 発振器の電力消費を低減させるためのシステムおよび方法 |
| JP2014064295A (ja) * | 2009-05-18 | 2014-04-10 | Qualcomm Incorporated | 発振器の電力消費を低減させるためのシステムおよび方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5834982A (en) | 1998-11-10 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041018 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050406 |