JP2000261248A - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来の温度補償型水晶発振器は、低消費電力
化や電源電圧変動に対する周波数変動の抑制のために、
電圧レギュレータで温度補償型水晶発振回路を駆動する
と、位相ノイズが悪化する。 【解決手段】 温度補償型水晶発振回路１を駆動する電
圧レギュレータ３は、差動回路５と、差動回路５に帰還
信号を供給する直流負荷７と、直流負荷７と温度補償型
水晶発振回路１とを駆動するアクチェータ９と、アクチ
ェータ９の制御端子に接続するローパスフィルタ１３
と、ローパスフィルタ１３を構成する抵抗１３ａに並列
に接続するスイッチ１５と、差動回路５とローパスフィ
ルタ１３との間に接続するボルテージフォロワ１７とを
備える構成の温度補償型水晶発振器とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話機などの
通信機器に搭載用の温度補償型水晶発振器の構成に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】通信機器に搭載用の温度補償型水晶発振
器とは、主に１０ＭＨｚ帯のＡＴカット水晶振動子を振
動源として、これになんらかの周波数調整回路を用いて
温度補償回路を構成し、ＡＴカット水晶振動子の３次曲
線の温度特性を打ち消すことにより発振周波数を安定化
させるものである。

【０００３】温度補償型水晶発振器にたいしては、温度
変化に対する周波数の安定性のほかに、電源電圧変動に
たいする周波数の安定性や、低消費電力なども要求され
ている。

【０００４】これらの要求を同時に満足する最も簡単な
手段としては、電源電圧よりも低い電圧を出力する電圧
レギュレータで、温度補償型水晶発振回路を駆動するこ
とである。

【０００５】このような従来技術における温度補償型水
晶発振器の構成の１つの例を図６のブロック回路図に示
す。

【０００６】図６に示すように、温度補償型水晶発振回
路１を電圧レギュレータ３が駆動する。

【０００７】電圧レギュレータ３の構成は、ある基準電
圧Ａを１つの入力とする差動回路５と、差動回路５に帰
還信号を供給し基準電圧Ａと温度補償型水晶発振回路１
の駆動電圧との比、すなわち増幅率を決定する直流負荷
７と、温度補償型水晶発振回路１の直接の駆動部である
アクチェータ９とからなる。さらに図６に示す例では、
自励発振防止用の位相補償コンデンサ１１を、アクチェ
ータ９の出力と制御信号との間に設けているが、これは
必須ではない。

【０００８】直流負荷７は、たとえば同一種類の第１の
抵抗７ａと第２の抵抗７ｂとの直列接続などで構成され
る。

【０００９】なお、この直流負荷７は必須の構成ではな
い。もし温度補償型水晶発振回路１の駆動電圧に等しい
基準電圧Ａを得ることができるならば、直流負荷７をな
くして、アクチェータ３の出力をそのまま差動回路５の
帰還信号としてよい。

【００１０】いずれにしても、電圧レギュレータ３を用
いて温度補償型水晶発振回路１の駆動電圧を電源電圧よ
りも低くすることにより、温度補償型水晶発振器の低消
費電力化と電源電圧変動に対する周波数の安定化とを達
成することができる。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、電圧レ
ギュレータを用いて温度補償型水晶発振回路を駆動する
と、電源電圧で直接温度補償型水晶発振回路を駆動する
場合に比べて、位相ノイズが悪化するという課題があ
る。

【００１２】〔発明の目的〕本発明の目的は、電圧レギ
ュレータの利点を活用しつつ、しかも位相ノイズが低い
温度補償型水晶発振器を提供することである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明による温度補償型水晶発振器の構成は、下記
の通りとする。

【００１４】すなわち、本発明による温度補償型水晶発
振器の構成は、温度補償型水晶発振回路を電圧レギュレ
ータが駆動する温度補償型水晶発振器であって、この電
圧レギュレータは、温度補償型水晶発振回路の直接の駆
動部であるアクチェータと、アクチェータの制御電圧発
生回路と、制御電圧発生回路の出力に接続するボルテー
ジフォロワと、ボルテージフォロワの出力とアクチェー
タの制御端子との間にあって、抵抗またはコイルとコン
デンサとからなるローパスフィルタと、抵抗またはコイ
ルに並列に接続するスイッチとを備えることを特徴とす
る。

【００１５】あるいはまた、本発明による温度補償型水
晶発振器の構成は、温度補償型水晶発振回路を電圧レギ
ュレータが駆動する温度補償型水晶発振器であって、こ
の電圧レギュレータは、温度補償型水晶発振回路の直接
の駆動部であるアクチェータと、アクチェータの制御電
圧発生回路と、制御電圧発生回路の出力とアクチェータ
の制御端子との間にあって、抵抗またはコイルとコンデ
ンサとからなるローパスフィルタと、制御電圧発生回路
の出力に接続するボルテージフォロワと、ボルテージフ
ォロワの出力とアクチェータの制御端子との間に接続す
るスイッチとを備えることを特徴とする。

【００１６】そして、これらの温度補償型水晶発振器に
おいて、ローパスフィルタの遮断周波数は１Ｈｚ以下で
あることを特徴とする。

【００１７】またさらに、これらの温度補償型水晶発振
器において、抵抗またはコイルの両端を短絡可能なスイ
ッチの浮遊容量は、ローパスフィルタを構成するコンデ
ンサの容量値の１００分の１以下であることを特徴とす
る。

【００１８】〔作用〕従来の低消電型の温度補償型水晶
発振器は、アクチェータや差動回路などによって電圧レ
ギュレータを構成し、この電圧レギュレータの出力で温
度補償型水晶発振回路を駆動している。そして、この駆
動電圧の定電圧性を保持する手段としては、フィードバ
ック制御が用いられることが一般的である。

【００１９】ところで、温度補償型水晶発振回路は、長
期的には安定な負荷であるが、短期的には発振の位相状
態に応じて電流が脈動する特性を有している。つまり、
インピーダンスが短期的に変化するという性質を持つ負
荷である。

【００２０】このような短期的変動性の負荷を従来の電
圧レギュレータで駆動すると、アクチェータの出力電圧
が負荷変動の影響で脈動するため、差動回路に帰還して
くる信号も脈動することになる。

【００２１】このような場合、電圧レギュレータは、出
力電圧を一定に保つために負荷変動を打ち消す動作を行
う。

【００２２】電圧レギュレータの応答速度が充分に速く
て、温度補償型水晶発振回路の周波数に追随できるなら
ば、出力電圧は一定のまま保たれる。

【００２３】しかし、電圧レギュレータにおいてアクチ
ェータを制御している差動回路を、１０ＭＨｚ帯の温度
補償型水晶発振回路に追随できるほど高速にすること
は、きわめて困難である。

【００２４】そのため、温度補償型水晶発振回路の１０
ＭＨｚ帯の変動に対し、電圧レギュレータはそれよりも
低い周波数で負荷変動を補償する動作を行う。

【００２５】つまり、電圧レギュレータの出力電圧を一
定に保とうとする速度よりも負荷変動の方が高速である
ため、出力電圧を一定に保つことができず、出力電圧は
１０ＭＨｚ帯の変動と、これよりも低い周波数の変動と
が組み合わさった特性を示すことになる。

【００２６】温度補償型水晶発振回路の発振周波数は駆
動電圧によって変化するから、電圧レギュレータの出力
電圧がある周波数で変化すると、温度補償型水晶発振回
路の発振周波数が微妙に変調されることになる。

【００２７】この発振周波数の微妙な変調が、位相ノイ
ズの悪化として現れるのである。

【００２８】従来技術における電圧レギュレータにおい
ては、差動回路の応答可能周波数は数１０ｋＨｚ程度で
ある。このような電圧レギュレータの場合、温度補償型
水晶発振回路の発振周波数からの偏差が数１０ｋＨｚ以
内の範囲に対して、位相ノイズを悪化させることにな
る。

【００２９】現状の携帯電話機の仕様では、発振周波数
からの偏差が１Ｈｚから１００ｋＨｚの間の範囲での位
相ノイズが低いことを要求しており、従来の電圧レギュ
レータはこの大部分の範囲の位相ノイズを悪化させてい
ることになる。

【００３０】そこで、携帯電話機が問題視する範囲の位
相ノイズの悪化を防ぐためには、電圧レギュレータの応
答可能周波数を１Ｈｚ以下にすれば良い。

【００３１】この電圧レギュレータの応答可能周波数を
１Ｈｚ以下にする１つの手段が、上述の本発明の構成で
ある。

【００３２】本発明の電圧レギュレータでは、アクチェ
ータの制御信号にローパスフィルタが挿入されており、
このローパスフィルタの遮断周波数より高周波側の成分
はアクチェータに伝達しない。そこで、ローパスフィル
タの遮断周波数を１Ｈｚ以下に設定すれば、電圧レギュ
レータの応答可能周波数が１Ｈｚ以下となる。

【００３３】したがって、携帯電話機が問題視する範囲
においては、位相ノイズの悪化を防ぐことができる。

【００３４】これが、本発明の構成により、電圧レギュ
レータを搭載しながら位相ノイズの悪化を防止できる理
由である。

【００３５】ところで、最近の多くの携帯電話機におい
ては、待ち受け時間中の消費電力を削減するために、待
ち受け時間中は温度補償型水晶発振器などを間欠駆動す
るという方式が採用されている。たとえば、１秒間のう
ち２０ｍｓｅｃの間だけを通話検出時間として温度補償
型水晶発振器などを動作させ、残りの時間はタイマーを
除き電源を切るという手段になっている。

【００３６】そして、通話検出時間が短ければ短いほ
ど、積算の消費電力の抑制が可能となることから、温度
補償型水晶発振器に対して、電源投入時の立ち上がりを
できるだけ速くせよという要求が強くなっている。最近
の仕様では、たとえば電源投入から３ｍｓｅｃ後におけ
る発振周波数が、所定の周波数の０．５ｐｐｍ以内であ
ることというようになっている。

【００３７】前述のように、位相ノイズの低減に有効な
ローパスフィルタの遮断周波数は１Ｈｚ以下であるか
ら、ローパスフィルタが通常な状態で電源が投入される
と、電圧レギュレータの出力電圧が安定するまでに１秒
以上の時間がかかってしまう。したがって、間欠駆動に
対応するためには、電源投入時にローパスフィルタの動
作を高速にする手段が必要である。

【００３８】ローパスフィルタの動作を高速にする手段
は種々考えられるが、ローパスフィルタを通常状態に戻
す際に、発振周波数が変化しないような手段でなければ
意味がない。言い換えれば、ローパスフィルタを高速状
態から通常状態に変化させる際に、アクチェータの制御
電圧が変化しないような手段でなければならない。

【００３９】そこで本発明においては、ローパスフィル
タを構成する抵抗またはコイルの両端に並列にスイッチ
を設けている。

【００４０】電源投入時にこのスイッチをオン状態とす
ることによって、ローパスフィルタの遮断周波数は上昇
し、ローパスフィルタを構成するコンデンサは高速に充
電され、速やかに制御電圧に達する。この時スイッチの
両端の電位は等しいから、その後このスイッチをオフ状
態としても、電位の変動はない。

【００４１】ただし、スイッチの浮遊容量が大きい場合
は、スイッチをオフにした時の電荷の再分布による電位
の変動が無視できなくなる。このような電位の変動によ
る発振周波数の変動は、実用上０．１ｐｐｍ以内程度と
しか許容できない。

【００４２】そのため、スイッチの浮遊容量の大きさ
は、ローパスフィルタを構成するコンデンサの容量値の
１００分の１以下にする必要がある。

【００４３】さらに、本発明においては、アクチェータ
の制御電圧発生回路とローパスフィルタとの間にボルテ
ージフォロワを設けている。

【００４４】アクチェータの制御電圧発生回路は、消費
電流の抑制や自励発振防止などの観点から、比較的高イ
ンピーダンスの回路にせざるを得ない。一般的には、ロ
ーパスフィルタに設けるスイッチのオン抵抗よりも、制
御電圧発生回路のインピーダンスの方が高くなることが
多い。

【００４５】このような制御電圧発生回路によってロー
パスフィルタを構成するコンデンサを充電しようとする
と、充電時間が長くなってしまうため、電源投入時の要
求仕様を満足できなくなる。

【００４６】この問題を解決する手段の１つが、本発明
によるボルテージフォロワであり、一種のインピーダン
ス変換回路として使用している。

【００４７】このような目的で使用するボルテージフォ
ロワであるから、その出力インピーダンスは、ローパス
フィルタに設けるスイッチのオン抵抗程度かそれ以下で
なければならないことは言うまでもない。

【００４８】なお、電源投入時にローパスフィルタを構
成するコンデンサを高速に充電するには、ボルテージフ
ォロワとスイッチとの直列接続を、ローパスフィルタと
並列に接続し、この並列接続を、制御電圧発生回路の出
力とアクチェータの制御端子との間に挿入してもよい。

【００４９】

【発明の実施の形態】以下、図面を使用して本発明の温
度補償型水晶発振器における最適な実施形態を説明す
る。まずはじめに、本発明の第１の実施の形態を説明す
る。図１は、本発明の第１の実施の形態における温度補
償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。

【００５０】〔第１の実施の形態の説明：図１〕図１の
ブロック回路図に示すように、温度補償型水晶発振回路
１を電圧レギュレータ３が駆動する。

【００５１】電圧レギュレータ３の構成は、ある基準電
圧Ａを１つの入力とする差動回路５と、差動回路５に帰
還信号を供給する直流負荷７と、直流負荷７および温度
補償型水晶発振回路１を駆動するアクチェータ９と、こ
のアクチェータ９の制御端子に接続し抵抗１３ａとコン
デンサ１３ｂとからなるローパスフィルタ１３と、抵抗
１３ａに並列に接続するスイッチ１５と、差動回路５と
ローパスフィルタ１３との間に接続するボルテージフォ
ロワ１７とからなる。

【００５２】直流負荷７は、同一種類の第１の抵抗７ａ
と第２の抵抗７ｂとの直列接続などで構成する。

【００５３】この実施形態においては、差動回路５がア
クチェータ９の制御電圧発生回路である。

【００５４】一般に、電圧レギュレータの出力電圧を設
定値からずらす要因には、電源電圧変動やデバイス特性
の製造ばらつきや負荷変動などがある。そして、これら
の変動要因に対処する手段が、アクチェータの出力また
はその分圧を差動回路に帰還する、いわゆるフィードバ
ック制御である。

【００５５】図１に示す電圧レギュレータ３では、アク
チェータ９の出力の分圧が、直流負荷７から差動回路５
に帰還する。つまり、アクチェータ９と直流負荷７と
は、フィードバックループを構成する。

【００５６】このフィードバックの働きにより、電源電
圧の変動やデバイス特性の製造ばらつきや負荷変動によ
らず、アクチェータ９の出力は、基準電圧Ａの定数倍の
一定値を保つことができる。このような構成は、図６に
示す従来技術と同様である。

【００５７】さて、アクチェータ９は、短期的変動性の
負荷である温度補償型水晶発振回路１を駆動するから、
負荷変動の影響により駆動電圧が脈動することになる。

【００５８】そのため、直流負荷７から差動回路５にフ
ィードバックされる帰還信号も脈動するから、差動回路
５の動作点が変動することになる。差動回路５の動作が
充分に高速であれば、帰還信号の脈動に追随して動作で
きるから、動作点の変動周波数は、温度補償型水晶発振
回路１の発振周波数に一致する。

【００５９】しかしながら、差動回路５の動作があまり
高速になると、電圧レギュレータ３が自励発振してしま
うので、通常は作動回路５を流れる電流を減らすなどの
手段によって、差動回路５が高速に動作しないようにし
なければならない。

【００６０】そのため、差動回路５は帰還信号の脈動に
追随できず、アクチェータ９への制御信号の変動の最大
周波数は、帰還信号の脈動の周波数すなわち温度補償型
水晶発振回路１の発振周波数よりも低くなる。通常は数
１０ｋＨｚ程度である。

【００６１】図６に示す従来例においては、このような
周波数で変動する制御信号によりアクチェータ９を直接
制御するため、温度補償型水晶発振回路１の発振周波数
と異なる周波数で駆動電圧が変動し、発振周波数からの
偏差が数１０ｋＨｚ以内の範囲における位相ノイズの悪
化を引き起こすのである。

【００６２】これに対して、図１に示す本発明において
は、差動回路５からの制御信号を直接アクチェータ９に
接続するのではなく、ローパスフィルタ１３を通す構成
にしている。この構成により、アクチェータ９の制御信
号の変動周波数成分は、ローパスフィルタ１３の遮断周
波数以下になる。

【００６３】その結果、電圧レギュレータ３による位相
ノイズの悪化は、温度補償型水晶発振回路１の発振周波
数からの偏差がローパスフィルタ１３の遮断周波数以下
の範囲に限られ、これよりも偏差が大きい範囲の位相ノ
イズは、温度補償型水晶発振回路１を電源電圧で直接駆
動する場合の位相ノイズと同等になる。

【００６４】現状の携帯電話機における仕様は、発振周
波数からの偏差が１Ｈｚから１００ｋＨｚの間の範囲に
おける位相ノイズが低いことを要求しているから、ロー
パスフィルタ１３の遮断周波数を１Ｈｚ以下に設定すれ
ば、電圧レギュレータ３を使用する温度補償型水晶発振
器であっても、この要求を満足することができる。この
ような電圧レギュレータ３を使用することによる位相ノ
イズの悪化は、発振周波数からの偏差が１Ｈｚ以下の範
囲であり、問題とはならない。

【００６５】以上のように、本発明の構成によれば、低
消費電力化や電源電圧変動対策のために電圧レギュレー
タを使用した場合であっても、要求される偏差範囲にお
ける位相ノイズの悪化がない温度補償型水晶発振器を提
供することができる。

【００６６】さて、最近の携帯電話機の多くは、待ち受
け時間帯での消費電力を削減するために、通話検出に要
する時間だけ温度補償型水晶発振器などを動作させ、タ
イマーを除きほとんどの時間は各回路に供給する電源を
切るという間欠駆動の仕様になっている。このため、温
度補償型水晶発振器は、電源投入後３ｍｓｅｃ程度の時
間内に、所定の周波数で発振が起動するよう要求されて
いる。

【００６７】したがって、本発明のように遮断周波数が
１Ｈｚ以下であるローパスフィルタをそのまま用いる場
合は、周波数が所定の値に達するまでに少なくとも１ｓ
ｅｃ以上かかるから、要求を満足するためには電源投入
時に動作を加速する手段が必要である。図１に示すスイ
ッチ１５は、その手段の１つである。

【００６８】すなわち、スイッチ１５がオン状態であれ
ば、ローパスフィルタ１３の遮断周波数は、スイッチ１
５のオン抵抗とコンデンサ１３ａの容量値との積で決ま
る。したがって、スイッチ１５のオン抵抗が充分低くな
るように設定し、かつ電源投入時にスイッチ１５がオン
状態となるようにすることにより、発振周波数を所定の
値に速やかに立ち上げることができる。

【００６９】たとえば、コンデンサ１３ａの容量値が
０．０１μＦならば、スイッチ１５のオン抵抗を１０ｋ
Ω程度かそれ以下にすれば、時定数は１００μｓｅｃ以
下となって、電源投入後２ｍｓｅｃ以内にほぼ完全に所
定の周波数に達する。

【００７０】以上の議論は、差動回路５の電流供給能力
が充分に高い、言い換えれば、差動回路５のインピーダ
ンスがスイッチ１５のオン抵抗に比べて充分に低いこと
を前提としている。

【００７１】しかしながら、消費電力の制約から差動回
路５のインピーダンスを１００ｋΩ以下にすることはで
きない。また、差動回路５のインピーダンスを低くする
と、自励発振してしまう危険性が高くなる。

【００７２】このため、差動回路５を直接ローパスフィ
ルタ１３に接続した場合には、スイッチ１５のオン抵抗
よりもインピーダンスが高い回路でコンデンサ１３ｂを
充電することになり、電源投入時に発振周波数を所定の
値に速やかに立ち上げることが困難になる。

【００７３】このような問題を解決する手段の１つが、
図１に示すボルテージフォロワ１７である。

【００７４】ボルテージフォロワ１７は入力と出力との
電圧値が等しく、しかも出力インピーダンスを低くする
ことは容易に可能である。したがって、充分に低い出力
インピーダンスを有するボルテージフォロワ１７を用い
ることにより、電源投入時の起動の速さは、スイッチ１
５のオン抵抗とコンデンサ１３ａの容量値との積のみで
ほぼ決まるようにすることができる。

【００７５】以上のように、本発明の構成によれば、遮
断周波数が１Ｈｚ以下であるローパスフィルタ１３を用
いた場合であっても、電源投入後に速やかに発振周波数
を所定の値にすることができる。

【００７６】ところで、温度補償型水晶発振器を半導体
集積回路で構成する場合には、スイッチ１５はＣＭＯＳ
トランジスタなどで構成することになり、一般的には浮
遊容量を０にすることはできない。したがって、スイッ
チ１５のオンオフにともない浮遊容量への充放電が起こ
るから、電荷の移動が発生することは避けられない。

【００７７】このような電荷の移動は、アクチェータ９
の制御電圧をわずかながら変動させて、それにより発振
周波数もわずかに変動させることになる。その変動量が
許容範囲内にとどまるように、スイッチ１５の浮遊容量
を制御しなければならない。

【００７８】実デバイスによる詳細な調査によれば、ス
イッチ１５の浮遊容量をコンデンサ１３ａの容量値の１
００分の１以下にすれば、周波数の変動量を０．１ｐｐ
ｍ以内にすることができる。この値は充分に許容範囲内
である。

【００７９】なお、スイッチ１５の浮遊容量をコンデン
サ１３ａの容量値の１００分の１以下にすることは容易
である。たとえば、前述のように、コンデンサ１３ａの
容量値が０．０１μＦならば、スイッチ１５のオン抵抗
は１０ｋΩ程度かそれ以下であればよいが、オン抵抗が
１０ｋΩ程度のＣＭＯＳトランジスタスイッチは、１〜
２ｐＦ以下の浮遊容量で容易に形成可能であり、この値
はコンデンサ１３ａの容量値の１０００分の１以下であ
るから、１００分の１以下という条件を満足している。

【００８０】つぎに、本発明の温度補償型水晶発振器で
用いるローパスフィルタ１３の構成について説明する。

【００８１】図１に示す例では、抵抗１３ａとコンデン
サ１３ｂとでローパスフィルタを構成しており、それぞ
れの値をＲ（Ω）、Ｃ（Ｆ）とすれば、遮断周波数は１
／２πＲＣとなるから、これが１Ｈｚ以下になるよう
に、それぞれの値を選択すればよい。たとえば、抵抗１
３ａを１００ＭΩ、コンデンサ１３ｂを０．０１μＦ程
度とすればよい。もちろん、遮断周波数をもっと低くす
ることは何ら差し支えない。

【００８２】本発明で用いるローパスフィルタは、図１
に示すように、受動デバイスのみで構成する受動フィル
タでなければならず、能動デバイスを用いるアクティブ
フィルタであってはならない。

【００８３】なぜならば、アクティブフィルタはフィー
ドバック制御によってその性能が発揮されるように構成
されており、基本的には従来例の電圧レギュレータと同
様のノイズ成分を有するからである。つまり、ノイズ成
分を除去するためのローパスフィルタ自身が、ノイズ成
分を出してしまうということである。

【００８４】受動デバイスには抵抗とコンデンサのほか
にコイルがあり、抵抗１３ａをコイルで置き換えること
は何ら差し支えない。

【００８５】つぎに、本発明の第２の実施の形態を説明
する。図２は、本発明の第２の実施の形態における温度
補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。

【００８６】〔第２の実施の形態の説明：図２〕図２の
ブロック回路図に示すように、温度補償型水晶発振回路
１を電圧レギュレータ３が駆動する。

【００８７】電圧レギュレータ３の構成は、ある基準電
圧Ａを１つの入力とする差動回路５と、差動回路５に帰
還信号を供給する直流負荷７と、差動回路５の制御下に
あって直流負荷７を駆動する第１のアクチェータ９ａ
と、温度補償型水晶発振回路１を駆動する第２のアクチ
ェータ９ｂと、この第２のアクチェータ９ｂの制御端子
に接続し抵抗１３ａとコンデンサ１３ｂとからなるロー
パスフィルタ１３と、抵抗１３ａの両端に並列に接続す
るスイッチ１５と、第１のアクチェータ９ａの制御端子
とローパスフィルタ１３との間に接続するボルテージフ
ォロワ１７と、第１のアクチェータ９ａの制御端子と出
力端子とに接続する位相補償コンデンサ１１とからな
る。

【００８８】直流負荷７は、同一種類の第１の抵抗７ａ
と第２の抵抗７ｂとの直列接続などで構成する。また、
ローパスフィルタ１３は受動素子のみで構成し、たとえ
ば高抵抗１３ａとコンデンサ１３ｂとで構成する。これ
らの構成は、図１に示す第１の実施の形態と同様であ
る。

【００８９】図２に示す第１のアクチェータ９ａと第２
のアクチェータ９ｂとは、同一種類のデバイスで構成す
るものとする。

【００９０】この例では、差動回路５と直流不可７と第
１のアクチェータ９ａと位相補償コンデンサ１１とが、
第２のアクチェータ９ｂの制御電圧発生回路である。な
お、位相補償コンデンサ１１は必須ではない。

【００９１】図２に示す例では、温度補償型水晶発振回
路１とそれを駆動する第２のアクチェータ９ｂとは、フ
ィードバックループの外にあり、第２のアクチェータ９
ｂは第１のアクチェータ９ａの制御信号を一方的に受け
取るだけであるから、ローパスフィルタ１３は必要がな
いようにみえる。

【００９２】しかし、温度補償型水晶発振回路１は、第
２のアクチェータ９ｂの駆動電圧のみでなく、電源電圧
にも変動を及ぼすため、結果的に差動回路５にフィード
バックする帰還信号を変動させてしまう。そのため、第
１のアクチェータ９ａの制御信号には、位相ノイズを悪
化させる変動が重畳されてしまうのである。

【００９３】このような場合でも、ローパスフィルタ１
３の遮断周波数を１Ｈｚ以下にすれば、携帯電話機が要
求する周波数偏差範囲内での位相ノイズの悪化を防ぐこ
とができる。

【００９４】なお、スイッチ１５およびボルテージフォ
ロワ１７を設ける理由は、図１に示す第１の実施の形態
と同様であり、詳しい説明は省略する。

【００９５】図２に示す第２の実施の形態のように、ロ
ーパスフィルタ１３をフィードバックループの外に設け
る構成の方が、フィードバックループの中に設けるより
もフィルタ効果が大きい。

【００９６】つぎに、本発明の第３の実施の形態を説明
する。図３は、本発明の第３の実施の形態における温度
補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。

【００９７】〔第３の実施の形態の説明：図３〕図３の
ブロック回路図に示すように、温度補償型水晶発振回路
１を電圧レギュレータ３が駆動する。

【００９８】電圧レギュレータ３の構成は、定電流負荷
１９を駆動しダイオード接続構成の第１のアクチェータ
９ａと、温度補償型水晶発振回路１を駆動する第２のア
クチェータ９ｂと、この第２のアクチェータ９ｂの制御
端子に接続し抵抗１３ａとコンデンサ１３ｂとからなる
ローパスフィルタ１３と、抵抗１３ａの両端に並列に接
続するスイッチ１５と、第１のアクチェータ９ａの制御
端子とローパスフィルタ１３との間に接続するボルテー
ジフォロワ１７とからなる。

【００９９】第１のアクチェータ９ａの出力電圧は、あ
る一定以上の電源電圧のもとでは、ほぼ一定値となり、
これがアクチェータ９ｂの制御電圧である。したがっ
て、第３の実施の形態は第２のアクチェータ９ｂを定電
圧で制御する構成であり、この定電圧に変動がない限
り、ローパスフィルタ１３は不要である。

【０１００】しかし、温度補償型水晶発振回路１が電源
電圧を変動させる結果、第１のアクチェータ９ａの出力
電圧も変動するから、この出力電圧で直接第２のアクチ
ェータ９ｂを制御すると、やはり位相ノイズが悪化して
しまう。

【０１０１】このような場合でも、ローパスフィルタ１
３によって第１のアクチェータ９ａの出力電圧から高周
波成分を除去することにより、位相ノイズの悪化を防止
できる。

【０１０２】図３に示す第３の実施の形態の場合は、制
御電圧発生回路に自励発振の危険性はないが、消費電力
の抑制のために定電流負荷１９の電流値を制限せざるを
得ないので、スイッチ１５のオン抵抗よりもインピーダ
ンスが高くなってしまう。

【０１０３】したがって、電源投入時の高速動作のため
に、ボルテージフォロワ１７を設ける必要があること
は、第１の実施の形態と同様である。

【０１０４】つぎに、本発明の第４の実施の形態を説明
する。図４は、本発明の第４の実施の形態における温度
補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。

【０１０５】〔第４の実施の形態の説明：図４〕図４の
ブロック回路図に示すように、温度補償型水晶発振回路
１を電圧レギュレータ３が駆動する。

【０１０６】電圧レギュレータ３の構成は、ある基準電
圧Ａを１つの入力とする差動回路５と、差動回路５に帰
還信号を供給する直流負荷７と、直流負荷７および温度
補償型水晶発振回路１を駆動するアクチェータ９と、差
動回路５の出力とアクチェータ９の制御端子との間に接
続し抵抗１３ａとコンデンサ１３ｂとからなるローパス
フィルタ１３と、差動回路５の出力に接続するボルテー
ジフォロワ１７と、ボルテージフォロワ１７の出力とア
クチェータ９の制御端子との間に接続するスイッチ１５
とからなる。

【０１０７】直流負荷７は、同一種類の第１の抵抗７ａ
と第２の抵抗７ｂとの直列接続などで構成する。

【０１０８】この実施形態においては、差動回路５がア
クチェータ９の制御電圧発生回路である。

【０１０９】図４に示す第４の実施の形態と、図１に示
す第１の実施の形態との差異は、基本的にはローパスフ
ィルタ１３を構成する抵抗１３ａの一方の端子の接続先
が、ボルテージフォロワ１７の入力か出力かという違い
である。

【０１１０】いずれの場合も、電源投入時はボルテージ
フォロワ１７がスイッチ１５を通してコンデンサ１３ｂ
を高速に充電するから、ボルテージフォロワ１７にオフ
セットがなければ、どちらの構成でも同じ動作になる。

【０１１１】なお、第２の実施の形態、あるいは第３の
実施の形態の場合にも、抵抗１３ａの一方の端子の接続
先をボルテージフォロワ１７の入力にするという構成が
可能であるが、その詳細は省略する。

【０１１２】つぎに、本発明の構成による位相ノイズの
改善度合について説明する。図５は、本発明の温度補償
型水晶発振器の位相ノイズと、従来構成の温度補償型水
晶発振器の位相ノイズとの実測値を示すグラフである。

【０１１３】〔位相ノイズの説明：図５〕位相ノイズの
グラフは、線が下にあればあるほど位相ノイズが低いこ
とを表している。

【０１１４】図５から明らかなように、従来構成の温度
補償型水晶発振器の位相ノイズと比較して、本発明の構
成による温度補償型水晶発振器の位相ノイズはかなり低
くなっている。

【０１１５】以上のように実施の形態に基づき本発明を
具体的に説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定
されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々
の変更が可能であることは言うまでもない。

【０１１６】たとえば、上記の実施の形態においては、
差動回路やアクチェータはＭＯＳトランジスタで構成し
ているが、ジャンクションＦＥＴで構成してもよい。

【０１１７】また、ローパスフィルタは１段の抵抗とコ
ンデンサとで構成しているが、複数段の抵抗とコンデン
サとで構成してもよい。

【０１１８】

【発明の効果】以上の説明ように本発明の温度補償型水
晶発振器においては、電源投入時の動作加速手段を有す
るローパスフィルタを備え、このローパスフィルタによ
って応答周波数を低くした電圧レギュレータで温度補償
型水晶発振回路を駆動する構成とすることにより、起動
が速く低消費電力でありながら位相ノイズの悪化防止が
可能な温度補償型水晶発振器を提供することができる。

【０１１９】したがって、とくに携帯電話機搭載用の温
度補償型水晶発振器に本発明を適用するならば、その効
果はきわめて大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態における温度補償型
水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。

【図２】本発明の第２の実施の形態における温度補償型
水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。

【図３】本発明の第３の実施の形態における温度補償型
水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。

【図４】本発明の第４の実施の形態における温度補償型
水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。

【図５】本発明の実施の形態における温度補償型水晶発
振器と、従来構成の温度補償型水晶発振器との位相ノイ
ズの比較の一例を示すグラフである。

【図６】従来技術における温度補償型水晶発振器の構成
を示すブロック回路図である。

【符号の説明】

１：温度補償型水晶発振回路 ３：電圧レギ
ュレータ ５：差動回路 ７：直流負荷 ９：アクチェータ １３：ローパスフィルタ １５：スイッチ １７：ボルテージフォロワ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 温度補償型水晶発振回路を駆動する電圧
   レギュレータを有する温度補償型水晶発振器であって、 電圧レギュレータは、温度補償型水晶発振回路の直接の
   駆動部であるアクチェータと、 アクチェータの制御電圧発生回路と、 制御電圧発生回路の出力に接続するボルテージフォロワ
   と、 ボルテージフォロワの出力とアクチェータの制御端子と
   の間にあって、抵抗またはコイルとコンデンサとからな
   るローパスフィルタと、 抵抗またはコイルに並列に接続するスイッチとを備える
   ことを特徴とする温度補償型水晶発振器。
2. 【請求項２】 温度補償型水晶発振回路を駆動する電圧
   レギュレータを有する温度補償型水晶発振器であって、 電圧レギュレータは、温度補償型水晶発振回路の直接の
   駆動部であるアクチェータと、 アクチェータの制御電圧発生回路と、 制御電圧発生回路の出力とアクチェータの制御端子との
   間にあって、抵抗またはコイルとコンデンサとからなる
   ローパスフィルタと、 制御電圧発生回路の出力に接続するボルテージフォロワ
   と、 ボルテージフォロワの出力とアクチェータの制御端子と
   の間に接続するスイッチとを備えることを特徴とする温
   度補償型水晶発振器。
3. 【請求項３】 前記ローパスフィルタの遮断周波数は、 １Ｈｚ以下であることを特徴とする請求項１または請求
   項２記載の温度補償型水晶発振器。
4. 【請求項４】 前記スイッチの浮遊容量は、 ローパスフィルタを構成するコンデンサの容量値の１０
   ０分の１以下であることを特徴とする請求項１または請
   求項２記載の温度補償型水晶発振器。