JPS5918864Y2 - スイッチング方式安定化電源装置の周波数同期回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 一般に基準電圧端子、電流制御端子、この電流制御端子
に流れる電流と同じ電流が出力される様になされた電流
出力端子及び出力直流電圧の誤差電圧に応じた制御電圧
が供給される制御信号入力端子を有し、この制御電圧に
応じたパルス幅のパルス幅変調信号を出力する半導体集
積回路の出力端子に得られるパルス幅変調信号により定
電圧用スイッチング素子を駆動して定電圧を得る様にし
たスイッチング方式安定化電源装置が提案されている。

本考案は斯る制御信回路に半導体集積回路を使用したス
イッチング方式安定化電源装置の周波数同期回路に関し
、特に同期周波数の範囲を広くすることができると共に
高効率動作を行うことができる様にしたものである。

一般に電子機器に於いて信号系のクロック信号の周波数
とスイッチング方式安定化電源装置のスイッチング周波
数とが同期していないときは之等２つの周波数信号によ
るビート信号を発生する不都合があった。

従来斯る不都合を解消するものとして第１図に示す如き
スイッチング方式安定化電源装置の周波数同期回路が提
案されている。

即ち第１図に於いて、１は制御回路を構成する半導体集
積回路を示し、この半導体集積回路１には以下に述べる
回路が含まれている。

第１図に於いて、１ａは正の直流電圧が供給される電源
端子２に接続される電源入力端子を示し、この電源入力
端子１ａを基準電圧を得る為の定電圧回路１ｂを介して
基準電圧端子１Ｃに接続し、この基準電圧端子１Ｃをｐ
卵形トランジスタ１ｄのエミッタに接続し、このトラン
ジスタ１ｄのコレクタを電流制御端子１ｅに接続し、こ
のトランジスタ１ｄのベースをダイオード接続されたｐ
卵形トランジスタ１ｆのベース及びコレクタの接続点に
接続し、このトランジスタ１ｆのエミッタを基準電圧端
子１Ｃに接続し、このトランジスタ１ｆのベース及びコ
レクタの接続点をｐｎｐ形トランジスタ１ｇのエミッタ
に接続し、このトランジスタ１ｇのベースを電流制御端
子１ｅに接続し、このトランジスタ１ｇのコレクタを電
流出力端子１ｈに接続する。

この場合トランジスタｌｄ、Ｉｆ及び１ｇの夫々の特性
が等しく、トランジスタ１ｄ及び１ｆのエミッタ電流を
ＩＥ、トランジスタｌｄ、Ｉｆ及び１ｇのベース電流を
■８、電流制御端子１ｅより流れる電流をＩＲとしたと
き ＩＲ＝ＩＥ−ＩＢ＋１．＝ＩＥ となり、電流出力端子１ｈより出力される電流をＩｏと
したとき ＩＣ＝ＩＥ＋ＩＢ−ＩＢ＝ＩＥ となり、この電流■ｃは電流ＩＲと等しくなる。

この電流出力端子１ｈを、この電流出力端子１ｈが所定
電圧例えば３■になったときにオンとなる接続スイッチ
１１を介して大地に接続される接地端３に接続される接
地端子１ｊに接続すると共にこの電流出力端子１ｈを比
較回路１にの一方の入力端子に接続し、この比較回路１
にの他方の入力端子を負荷に供給する出力直流電圧の基
準電圧に対する誤差電圧に応・した制御電圧が得られる
制御電圧端子４に接続される制御信号入力端子１１に接
続する。

この場合電流出力端子１ｈは所定容量値のコンデンサ５
を介して接地端３に接続されると共に接続スイッチ１１
は電流出力端子１ 、ｈの電圧が所定電圧例えば３Ｖ以
上になるとオンとなるので、電流出力端子１ｈには鋸歯
状波電圧が得られ、この為比較回路１にの出力側には制
御信号入力端子１１に供給される制御電圧に応じたパル
ス幅のパルス幅変調信号が得られる。

この比較回路１にの出力端子をスイッチング信号形成回
路１ｍの入力側に接続し、このスイッチング信号形成回
路１ｍの一方の出力端子にこのパルス幅変調信号を得る
と共にこのスイッチング信号形成回路１ｍの他方の出力
端子にこのパルス幅変調信号と位相が１８０度異なった
パルス幅変調信号を得る様にし、このスイッチング信号
形成回路１ｍの一方及び他方の出力端子を夫々一方及び
他方のスイッチング信号出力端子１ｎ及び１ｐに接続し
、この一方及び他方のスイッチング信号出力端子１ｎ及
び１ｐに得られるスイッチング信号に依り定電圧用スイ
ッチング素子を駆動して定電圧の出力直流電圧を得る様
にする。

この半導体集積回路１としては例えばテキサス・インス
ツルメンツ社ＳＧ １５２４・ＳＧ ２５２４・５Ｇ３
５２４ （商品名）が使用できる。

又第１図のスイッチング方式安定化電源装置の周波数同
期回路は電流制御端子１ｅを電流決定用抵抗器６を介し
てｎｐｎ形トシトランジスタフレクタに接続し、このト
ランジスタ７のコレクタを抵抗器８を介してこのトラン
ジスタ７と共にＳＣＲの動作をするｐ卵形トランジスタ
９のベースに接続し、このトランジスタ９のエミッタを
基準電圧端子１Ｃに接続し、このトランジスタ９のコレ
クタを抵抗器１０を介してトランジスタ７のベースに接
続し、このトランジスタ７のエミッタを接地端３に接続
する。

又１１は同期しようとする周波数の同期信号（クロック
信号）が供給される同期信号入力端子を示し、この同期
信号入力端子１１を逆流防止用のダイオード１２のアノ
ードに接続し、このダイオード・１２のカソードを直流
阻止用のコンテ゛ンサ１３を介して電流出力端子１ｈに
接続し、このダイオニド１２及びコンデンサ１３の接続
点をトランジスタ７のベースに接続する。

第１図は上述の如く構成されているので、同期信号入力
端子１１に第２図Ａに示す周期Ｔ。

の同期信号１１ ａを供給したときは、この同期信号に
よりトランジスタ７がオンすると共にこのトランジスタ
７のオンによりトランジスタ９がオンとなり、２等トラ
ンジスタ７及び９はＳＣＲ動作をしてオンを継続する。

このとき電流制御端子１ｅより抵抗器６、トランジスタ
７を介して接地端３にこの抵抗器６により決定される電
流ＩＲが流れ、これと同じ大きさの電流ＩＣが電流出力
端子１ｈよりコンテ゛ンサ５に供給され、このコンデン
サ５の両端電圧即ち電流出力端子１ｈの電圧が第２図Ｂ
に示す如く徐々に増大し、この電流出力端子１ｈの電圧
が所定の電圧例えば３Ｖになっとき接続スイッチ１１が
オンとなり、このコンデンサ５に充電した電荷をこのス
イッチ１１を介して放電すると共にこのとき、コンデン
サ１３の両端間に負の電圧が発生し、トランジスタ７及
び９をオフとし、トランジスタ１ｇをオフとして電流制
御端子１ｅ及び電流出力端子１ｈよりの電流を遮断する
。

従ってこの電流出力端子１ｈには第２図Ｂに示す如き鋸
歯状波電圧が得られる。

同期信号１１ ａが同期信号入力端子１１に供給する毎
に上述動作を繰り返す。

又この場合に於いて制御電圧端子４に負荷に供給する出
力直流電圧の基準電圧に対する誤差電圧ｖｓが供給され
たときはこの誤差電圧■５が制御信号入力端子１１に供
給され、これが比較回路１にの他方の入力端子に供給さ
れると共にこの比較回路１にの一方の入力端子には電流
出力端子１ｈに得られる第２図Ｂを示す如き鋸歯状波電
圧が供給されるので、この比較回路１にの出力側には第
２図Ｃに示す如く、この誤差電圧ｖｓのレベルに応じた
パルス幅のパルス幅変調信号が得られ、一方及び他方の
スイッチング信号出力端子１ｎ及び１ｐには第２図Ｃ及
びＤに示す如きスイッチング信号が得られる。

斯る第１図に於いては同期信号１１ ａの周期Ｔ。

を変えることによりスイッチング信号の周波数を変え信
号系のクロック信号の周波数に同期することができる。

然しなから斯る半導体集積回路装置１に於いては接続ス
イッチ１１のオンになる電圧例えば３■は変更すること
ができないこと、又抵抗器６及びコンテ゛ンサ５の夫々
の値を決めてしまった後はこの値が変更されないので、
鋸歯状波電圧は常に同一であり、この鋸歯状波電圧の発
生期間Ｔ１が常に一定であると共に必ずこの期間Ｔ１を
必要とするので、この期間Ｔ１より短い周期の同期信号
１１ ａには同期できず同期周波数の範囲が狭くなり、
又この鋸歯状波電圧の発生期間Ｔ１が一定なので、この
同期信号１１ ａの周期Ｔ。

より期間Ｔ１を引いた期間Ｔ２は何等スイッチング方式
安定化電源装置の動作に関与しないデッドタイムであり
同期信号１１ ａの周期Ｔ。

が長くなるにつれて動作効率がそれだけ悪くなる不都合
があった。

本考案は斯る点に鑑み上述の如きスイッチング方式安定
化電源装置の周波数同期回路に於いて同期周波数の範囲
を広くすることができる様にすると共に高効率動作を行
うことができる様にしたものである。

以下第３図を参照しながら本考案スイッチング方式安定
化電源装置の周波数同期回路の一実施例につき説明じよ
う。

この第３図に於いて第１図に対応する部分には同一符号
を付し、その詳細説明は省略する。

本例に於いては制御回路を構成する半導体集積回路１と
しては第１図に示すものと同じものを使用する。

又本例に於いてはこの半導体集積回路１の電流出力端子
１ｈをコンデンサ５を介して接地端３に接続すると共に
この電流出力端子１ｈをコンデンサ５の充電電荷放電用
のスイッチング素子を構成する叩打形トランジスタ１４
のコレクタに接続し、このトランジスタ１４のエミッタ
を接地端３に接続し、又同期信号入力端子１１をダイオ
ード１２、コンデンサ１５及び抵抗器１６の直列回路を
介してトランジスタ１４のベースに接続し、このトラン
ジスタ１４のベースを抵抗器１７を介して接地端３に接
続し、このトランジスタ１４を同期信号入力端子１１に
供給される同期信号によりオンする如くする。

又この電流出力端子１ｈをダイオード１８のアノードに
接続し、このダイオード１８のカソードをコンデンサ１
９を介して接地端３に接続する。

この場合ダイオード１８及びコンデンサ１９でコンデン
サ５の両端間電圧のピークホールド回路を構成する如く
する。

このピークホールド回路の出力端即ちダイオード１８及
びコンテ゛ンサ１９の接続点を抵抗器２０を介して差動
増幅回路２１を構成する一方のｐ卵形トランジスタ２１
ａのベースに接続し、このトランジスタ２１ ａのエ
ミッタを差動増幅回路２１を構成する他方のｐｎｐ形ト
ランジスタ２１ｂのエミッタに接続し、２等トランジス
タ２１ ａ及び２１ ｂの夫々のエミッタの接続点を定
電流回路を構成する抵抗器２１ Ｃを介して電源端子２
に接続し、又トランジスタ２１ ｂのベースを抵抗器２
２を介して基準電圧端子１Ｃに接続すると共にこのトラ
ンジスタ２１ ｂのベースを抵抗器２３を介して接地端
３に接続する。

この場合トランジスタ２１ ｂのベースに半導体集積回
路１の接続スイッチ１１がオンとなる電圧■。

例えば３■より低い所定の電圧Ｅ５例えば２．７■とす
る。

又トランジスタ２１ｂのコレクタを接地端３に接続する
と共にトランジスタ２１ ａのコレクタを抵抗器２４を
介して接地端３に接続し、この差動増幅回路２１の出力
端子即ちトランジスタ２１ ａのコレクタを可変インピ
ーダンス素子を構成する叩打形トランジスタ２５のベー
スに接続し、このトランジスタ２５のコレクタを電流制
御端子１ｅに接続すると共にこのトランジスタ２５のエ
ミッタを抵抗器２６を介して接地する。

この場合コンデンサ５の両端電圧が差動増幅回路２１を
構成する他方のトランジスタ２１ ｂのベース電圧より
高いときはピークホールド回路の出力電圧が高くなるの
で差動増幅回路２１を構成する一方のトランジスタ２１
ａの電流が小さくなりトランジスタ２５のインピーダ
ンス値が大となり、この電流制御端子１ｅの電流ＩＲを
小さくすると共に電流出力端子１ｈの電流Ｉ。

を小さくし、又コンデンサ５の両端電圧が差動増幅回路
２１の他方のトランジスタ２１ ｂのベース電圧より低
いときはピークホールド回路の出力電圧が低くなるので
差動増幅回路の一方のトランジスタ２１ ａの電流が大
きくなりトランジスタ２５のインピーダンス値が小とな
り、この電流制御端子１ｅの電流■、が大となると共に
電流出力端子１ｈの電流が大となる。

即ちこのピークホールド回路、差動増幅回路２１．トラ
ンジスタ２５は帰還回路を構威し、コンデンサ５の両端
電圧のピーク値Ｅｐが差動増幅回路２１の他方のトラン
ジスタ２１ ｂのベース電圧Ｅ５例えば２．７Ｖと等し
くなる様に動作をする。

その他は第１図と同様に構成する。

本考案は上述の如く構成されているので第４図Ａ、Ｃに
示す如き同期信号１１ ａが供給される毎にトランジス
タ１４をオンとし、コンデンサ５に充電されている電荷
を放電し、その後このコンデンサ５を電流出力端子１ｈ
よりの電流■６により充電するので、このコンデンサ５
の両端電圧は第４図Ｂ、 Ｄに示す如く鋸歯状波電圧と
なる。

この場合ピークホールド回路、差動増幅回路２１．トラ
ンジスタ２５はコンデンサ５の両端電圧のピーク値Ｅｐ
が差動増幅回路２１の他方のトランジスタ２１ ｂのベ
ース電圧Ｅ５例えば２．７■と等しくなる様に動作する
ので、同期信号１１ ａの周波数が第４図Ａに示す如く
小さいときは電流Ｉ。

が小さくなる様に制御され、コンデンサ５の両端電圧は
第４図Ｂに示す如く傾きの小さい鋸歯状波電圧となり、
又この同期信号１１ ａの周波数が第４図Ｃに示す如く
大きいときは電流Ｉ。

が大きくなる様に制御され、コンデンサ５の両端電圧は
第４図りに示す如く傾きの大きい鋸歯状波電圧となる。

その他は第１図と同様に動作をし、スイッチング信号出
力端子１ｎ、１ｐに出力直流電圧を一定にするパルス幅
のスイッチング信号を得ることができる。

又この場合コンテ゛ンサ５の両端電圧が接続スイッチ１
１がオンとなる電圧■。

例えば３■にはならないので接続スイッチ１１はオンと
なることがない。

本考案に依ればコンテ゛ンサ５の両端間に得られる鋸歯
状電圧即ち比較回路１にの一方の入力端子に供給される
鋸歯状波電圧の発生期間は第４図に示す如く同期信号１
１ ａの周期Ｔ。

又はＴ３と等しくなるので゛、この比較回路１にの出力
側にこの同期信号１１ ａの周期Ｔ。

又はＴ３までのパルス幅のパルス幅変調信号を得ること
ができスイッチング方式安定化電源装置として高効率動
作を行うことができる。

又本考案に依ればコンデンサ５の両端間即ち電流出力端
子１ｈに得られる鋸歯状波電圧の発生期間は同期信号１
１ ａにより可変されるので、第１図に示す如く同期周
波数の範囲が制限されることなく広くなる。

尚本考案は上述実施例に限ることなく本考案の要旨を逸
脱することなくその他種々の構成が取り得ることは勿論
である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のスイッチング方式安定化電源装置の周波
数同期回路の例を示す構成図、第２図は第１図の説明に
供する線図、第３図は本考案スイッチング方式安定化電
源装置の周波数同期回路の一実施例を示す構成図、第４
図は本考案の説明に供する線図である。 １は半導体集積回路、１Ｃは基準電圧端子、１ｅは電流
制御端子、１ｈは電流出力端子、１には比較回路、１１
は制御信号入力端子、１ｎ及び１゛ｐは夫々スイッチン
グ信号出力端子、２は電源端子、３は接地端、５はコン
デンサ、１１は同期信号入力端子、１４はスイッチング
素子を構成するトランジスタ、１８及び１９は夫々ピー
クホールド回路を構成するダイオード及びコンデンサ、
２１は差動増幅回路、２２及び２３は夫々抵抗器、２５
は可変インピーダンス素子を構成するトランジスタであ
る。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 基準電圧端子、電流制御端子、該電流制御端子に流れる
   電流に応じた電流が出力される様になされた電流出力端
   子及び出力直流電圧の誤差電圧に応じた制御電圧が供給
   される制御信号入力端子を有し、該電流出力端子に得ら
   れる電圧と上記制御信号入力端子に供給される制御電圧
   とを比較し、該制御電圧に応じたパルス幅のパルス幅変
   調信号を出力する半導体集積回路の出力端子に得られる
   パルス幅変調信号により定電圧用スイッチング素子を駆
   動して定電圧を得るようにしたスイッチング方式安定化
   電源装置に於いて、上記半導体集積回路の電流出力端子
   をコンデンサを介して接地すると共に該コンテ゛ンサに
   並列に放電用スイッチング素子を設け、該放電用スイッ
   チング素子を同期しようとする周波数の同期信号で制御
   する様にすると共に上記コンテ゛ンサの両端電圧をピー
   クホールド回路に供給し、該ピークホールド回路の出力
   信号を差動増幅回路を構成する一方のトランジスタのベ
   ースに供給すると共に上記基準電圧端子に得られる電圧
   に関連した電圧を上記差動増幅回路を構成する他方のト
   ランジスタのベースに供給し、上記差動増幅回路の出力
   端子を可変インピーダンス素子の制御電極に接続し、該
   可変インピーダンス素子の一方の被制御電極を上記半導
   体集積回路の電流制御端子に接続し、上記可変インピー
   ダンス素子の他方の被制御電極を抵抗器を介して接地す
   る様にしたことを特徴とするスイッチング方式安定化電
   源装置の周波数同期回路。