JP5304328B2 - 受光検出回路 - Google Patents

Description

本発明は受光検出回路に関し、具体的には、ライトカーテンの受光器に用いられる受光検出回路に関するものである。

産業機械等の安全装置としてライトカーテンが用いられている（例えば、非特許文献１）。
図１は、従来のライトカーテンの構成を示す概略図である。ライトカーテン１１は、発光ダイオード（ＬＥＤ）からなる複数の投光素子１２を備えた投光器１３と、受光素子を内蔵した複数の受光回路１４を備えた受光器１５とからなる。投光器１３では、複数の投光素子１２が一列に並んでいる。受光器１５では、各投光素子１２と対をなすように複数の受光回路１４が一列に配列しており、各受光回路１４にはスイッチ回路１６が接続され、さらに各スイッチ回路１６の出力端子を結線してハイパスフィルタ回路１７の入力端子に接続し、ハイパスフィルタ回路１７を通過した信号を制御回路１８へ送っている。

投光器１３と受光器１５は、検出領域を挟むように対向させて設置される。そして、各投光素子１２から対応する受光回路１４に向けて光ビームを出射させ、複数本の光ビームによって侵入検知用のカーテン又はブラインドを現出させる。ただし、各投光素子１２は常時発光しているわけではなく、一定のタイミングで循環的に順次パルス発光している（したがって、以下においては、パルス状に出射される光ビームを光パルスＰという）。

このように構成されたライトカーテン１１では、投光器１３と受光器１５の間の検知領域に手や異物などが侵入すると、その部分を通過していた光パルスＰが遮断されるので、受光器１５によって侵入が検知される。

図２は、フォトダイオード（ＰＤ）からなる受光素子１９、Ｉ／Ｖ変換回路（電流／電圧変換回路）２０及びフィルタ回路２１からなる受光回路１４の具体的な回路構成を示す回路図である。Ｉ／Ｖ変換回路２０は抵抗２２によって負帰還を掛けられたオペアンプ２３によって構成されており、オペアンプ２３の非反転入力端子とグランドの間には基準電源２４が接続されている。受光素子１９は、オペアンプ２３の反転入力端子とグランドとの間に接続される。また、フィルタ回路２１は、増幅器２５と、コンデンサ２６と、抵抗２７及び直流電源２８とからなる。コンデンサ２６は、増幅器２５の入力端子とＩ／Ｖ変換回路２０の出力端子の間に接続されている。抵抗２７及び直流電源２８は直列に接続されていて、さらに増幅器２５の入力とグランドとの間に接続されている。そして、τ形接続されたコンデンサ２６と抵抗２７によって低周波成分カット用のハイパスフィルタが構成されている。

この受光回路１４では、光パルスＰを受光した時に受光素子１９に流れる電流信号をＩ／Ｖ変換回路２０によって電圧信号に変換し、コンデンサ２６及び抵抗２７を有するフィルタ回路２１で定常光や外乱光をカットし、またＩ／Ｖ変換回路２０と増幅器２５で受光信号を増幅して出力する。そして、パルス発光した投光素子１２に対向する受光回路１４の出力信号をスイッチ回路１６によって選択し、ハイパスフィルタ回路１７を介して制御回路１８へ入力する。

オムロン株式会社 商品情報 [online]平成２１年１月６日検索、インターネット、＜http://www.fa.omron.co.jp/product/family/1581/index_p.html＞

従来のライトカーテン１１では、受光回路の特性において、(1)初期電圧に戻るまでの時間（安定時間）が長い、(2)ゲインばらつきが大きい、(3)増幅器から出力されるオフセット電圧のばらつきが大きいという問題があり、これらの課題を解決することが求められていた。以下、これらの解決課題について説明する。

（安定時間について）
まず、元の初期電圧に戻るまでの安定時間について説明する。図３（ａ）は矩形状の光パルスＰを示し、図３（ｂ）（ｃ）は図３（ａ）の光パルスＰを受光したときに増幅器２５から出力される受光信号を表している。図３（ｂ）は受光信号の理論的な波形を示し、図３（ｃ）は受光回路１４の特性を考慮した受光信号の実際の波形を示す。理論的な波形では、図３（ｂ）のような急峻な立ち上がりと立ち下がりを示すが、実際の波形では、図３（ｃ）のように受光信号が鈍ってなだらかに変化し、光パルスＰがオフになった後ではアンダーシュートしながら徐々に初期電圧に戻っていく。このとき、光パルスＰがオフに変化した時から受光信号が初期電圧に戻るまでの時間を安定時間と呼ぶ。

ライトカーテン１１においては、投光器側における光パルスＰのパルス幅は２.５μsec程度で、光パルスＰの繰り返し周期は３０μsec程度となっている。ここで、図１に示すように、ある投光素子１２から出射した光パルスＰが次段の受光素子１９に入射すると、図４に示すように、次段の受光素子１９は短い時間間隔で続けて光パルスＰを受光することになる。このとき受光回路１４の安定時間が長いと、次段の受光素子１９及びＩ／Ｖ変換回路２０では、前段から漏れてきた光パルスＰによる信号と対応する投光素子１２からの光パルスＰによる信号とが重なり合う。その結果、受光信号にエラー成分が含まれることになり、ライトカーテン１１において正常な検出を行えなくなる。

受光信号の重なり合いを回避しようとすれば、光パルスＰの繰り返し周期を長くすればよい。しかし、光パルスＰの繰り返し周期を長くすると、投光器１３から光パルスＰの出射されていない時間の割合が大きくなるので、ライトカーテン１１の検出精度が悪くなる。そのため、従来のライトカーテン１１では、光パルスＰの繰り返し周波数は３０μsec程度として、安定時間を２０μsec以下に抑えることが要求されていた。

（ゲインばらつきについて）
安定時間を要求値どおり短くするためには、フィルタ回路２１のカットオフ周波数を高く設定しなければいけない。その場合、図３（ｂ）のようにパルス状の受光信号が急峻に出力されないといけないが、実際は増幅器２５の応答速度が追いつかず、図３（ｃ）のように鈍った波形となる。この波形の鈍りは回路電流値や寄生容量値等で影響をうける。このため、半導体集積回路では受光回路１４でゲインのばらつきが大きくなる。

制御回路１８においては、入力された受光信号をスレッショルド値と比較して検知、非検知を判断するが、このスレッショルド値は制御回路１８に入力された受光信号に基づいて決められる。そのため、各Ｉ／Ｖ変換回路２０のゲインがばらついているとスレッショルド値が不安定になるから、ライトカーテン１１の検出精度を高くするためには受光回路１４のゲインばらつきを小さくする必要があった。

（オフセットばらつきについて）
また、図２の受光回路１４では、増幅器２５のゲインが１００倍に設定されているため、増幅器２５の入力オフセット電圧が１００倍されて増幅器２５から出力される。たとえば、入力オフセット電圧が±３ｍＶであると、±３００ｍＶになって出力される。このため増幅器２５から出力される初期電圧のＤＣ電圧が大きくばらつく結果となる。そして、出力ＤＣ電圧がプラス側にばらつくと、増幅器２５によって増幅できる入力レベルが小さくなってしまう。したがって、増幅器２５から出力されるオフセット電圧のばらつきをできるだけ小さく抑える必要があった。

本発明は、上記のような技術的課題に鑑みてなされたものであって、その目的とするところは、ライトカーテンに用いられる受光検出回路（受光回路）の検出精度を高くすることにある。特に、安定時間に関する問題を解消するとともに、ゲインばらつきと出力オフセット電圧のばらつきを小さくすることにより、ライトカーテンに用いられている受光検出回路（受光回路）の検出精度を向上させることにある。

本発明の受光検出回路は、複数の投光素子を備えた投光器と複数の受光素子を備えた受光器とを対向させたライトカーテンにおいて、それぞれの受光素子に設けられた受光検出回路であって、対応する投光素子から出射した光を受光する受光素子と、前記受光素子に流れる電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換回路と、ハイパスフィルタと増幅回路からなる複数段のフィルタ部とを備え、前記ハイパスフィルタは、対応する前記投光素子が光を発する時期には時定数が大きくなり、対応する前記投光素子以外の投光素子が光を発する時期には時定数が小さくなるように切換え可能となっていることを特徴としている。

本発明の一実施態様による受光検出回路は、前記ハイパスフィルタが、並列に接続された複数の抵抗をコンデンサにτ形接続し、前記抵抗のうち少なくとも１つの抵抗にアナログスイッチを直列に接続したものであり、アナログスイッチをオフにすることによってハイパスフィルタの時定数が大きくなるように切り換え、アナログスイッチをオンにすることによってハイパスフィルタの時定数が小さくなるように切り換えられるようにしたことを特徴としている。

さらに、上記一実施態様においては、並列に接続された複数の抵抗のそれぞれにアナログスイッチを直列に接続していてもよい。

本発明の別な実施態様による受光検出回路は、前記ハイパスフィルタが、並列に接続された複数の抵抗をコンデンサに直列に接続し、前記抵抗のうち少なくとも１つの抵抗にアナログスイッチを直列に接続したものであり、アナログスイッチをオフにすることによってハイパスフィルタの時定数が大きくなるように切り換え、アナログスイッチをオンにすることによってハイパスフィルタの時定数が小さくなるように切り換えられるようにしたことを特徴としている。

さらに、上記の別な実施態様においては、並列に接続された複数の抵抗のそれぞれにアナログスイッチを直列に接続していてもよい。

なお、本発明における前記課題を解決するための手段は、以上説明した構成要素を適宜組み合せた特徴を有するものであり、本発明はかかる構成要素の組合せによる多くのバリエーションを可能とするものである。

本発明の受光検出回路のハイパスフィルタでは、対応する投光素子が光を発する時期（検出時）には時定数が大きくなり、対応する投光素子以外の投光素子（他の投光素子という。）が光を発する時期（待機時）には時定数が小さくなるように切換え可能となっているので、ハイパスフィルタの待機時には安定時間が短くなっているために他の投光素子からの漏れ光が入射した場合でも、漏れ光による受光信号発生後ただちに初期電圧に戻る。よって、検知時には初期電圧に戻った状態から受光信号が発生するので、ライトカーテンの検出精度を向上させることができる。

また、各受光検出回路の受光信号出力を１本の信号線で制御回路に送る場合でも、異なる受光検出回路からの受光信号出力が重ならないため、ライトカーテンの検出精度をより向上させることができる。

さらに、検出時には時定数を大きくしてハイパスフィルタのカットオフ周波数を小さくしているので、検出時においては受光検出回路を広帯域化することができる。

また、本発明の受光検出回路においては、フィルタ部を複数段設けているので、受光検出回路を広帯域化するとともに出力オフセット電圧のばらつきを小さくすることができ、検出時の受光信号の波高をほぼ均一に揃えることができる。

また、本発明の受光検出回路によれば、時定数を切換可能にするとともにフィルタ部を多段化することで、１段あたりのゲインを下げることができ、かつゲインを下げることにより広帯域化できるため、高周波においてもゲインばらつきを小さくできる。

よって、本発明によれば、受光検出回路をより広帯域化するとともに、ゲインばらつきと出力オフセット電圧のばらつきをさらに小さくでき、受光検出回路の高精度化及び高信頼化を図ることができる。

図１は、従来のライトカーテンの構成を示す概略図である。 図２は、ライトカーテンに用いられる従来の受光回路を示す回路図である。 図３は、光パルスを受光したときに図２の受光回路から出力される受光信号を示す図であって、（ａ）は光パルスの発光タイミングを示し、（ｂ）は受光信号の理論的な波形を示し、（ｃ）は受光信号の実際の波形を示す。 図４は、受光信号が一部重なり合った様子を示す波形図である。 図５は、本発明の実施形態１によるライトカーテンの構成を示す概略図である。 図６は、実施形態１のライトカーテンに用いられる受光器側回路を示す回路図である。 図７は、アナログスイッチをオフにした場合（検出時）とオンにした場合（待機時）におけるハイパスフィルタの周波数特性を表した図である。 図８は、ライトカーテンの回路動作を表したタイムチャートである。 図９は、一般的なアンプのオープンループ特性を示す図である。 図１０は、本発明の実施形態２による受光器側回路を示す回路図である。 図１１は、本発明の実施形態３による受光器側回路を示す回路図である。 図１２は、本発明の実施形態４による受光器側回路を示す回路図である。 図１３は、本発明の実施形態５による受光器側回路を示す回路図である。

以下、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態を説明する。

（第１の実施形態）
図５は本発明にかかるライトカーテン３１の構成を示す概略図である。ライトカーテン３１は、互いに対向させて配置した投光器３２及び受光器３４と、ハイパスフィルタ回路３９と、制御回路４０とからなる。投光器３２においては、発光ダイオード（ＬＥＤ）からなる複数の投光素子３３が一列に配列されている。動作時には、各投光素子３３は、制御回路４０から送られてくる駆動信号ＤｒＳによって一定のタイミングで循環的に順次パルス発光する。

受光器３４では、各投光素子３３と対をなすようにフォトダイオード（ＰＤ）からなる複数の受光素子３５が一列に配列している。各受光素子３５にはそれぞれＩ／Ｖ変換回路（電流／電圧変換回路）３６が接続され、さらに各Ｉ／Ｖ変換回路３６にはそれぞれフィルタ回路３７が接続され、各フィルタ回路３７にはそれぞれスイッチ回路３８が接続されている。すなわち、受光器３４は、受光素子３５、Ｉ／Ｖ変換回路３６、フィルタ回路３７およびスイッチ回路３８からなる受光器側回路４１を複数備えている。各受光器側回路４１の出力端子、すなわち各スイッチ回路３８の出力端子は、結線して１本の信号線でハイパスフィルタ回路３９に接続されている。ハイパスフィルタ回路３９はさらに制御回路４０に接続されており、各受光器側回路４１から出力される受光信号を重ね合わせたうえで、高周波信号を取り除いて制御回路４０に送り込んでいる。

図６は本発明の実施形態１による受光検出回路、すなわち受光器側回路４１を示す回路図である。この受光器側回路４１は、受光素子３５、Ｉ／Ｖ変換回路３６、フィルタ回路３７およびスイッチ回路３８からなり、受光器側回路４１毎に１チップＩＣとして構成されている。

図６に示すように、Ｉ／Ｖ変換回路３６は、反転入力端子と出力端子との間に抵抗４３を接続されたオペアンプ４２（負帰還増幅回路）によって構成されており、オペアンプ４２の非反転入力端子にはバイアス電圧Ｖａ（０.５Ｖ）が付与されている。フォトダイオードからなる受光素子３５は、カソードをオペアンプ４２の反転入力端子に接続され、アノードをグランドに接続されている。

よって、いずれかの受光素子３５が光パルスを受光すると受光素子３５に電流信号（光電流）が流れ、この電流信号はＩ／Ｖ変換回路３６により電流−電圧変換されてＩ／Ｖ変換回路３６から電圧信号が出力されるとともに、電圧信号はＩ／Ｖ変換回路３６によって増幅される。また、Ｉ／Ｖ変換回路３６から出力される電圧信号はフィルタ回路３７に入力される。

フィルタ回路３７は、１段目のフィルタ部３７ａと２段目のフィルタ部３７ｂによって構成されている。

１段目のフィルタ部３７ａと２段目のフィルタ部３７ｂは、同じ回路構成となっている。フィルタ部３７ａ、３７ｂにおいては、コンデンサ４４と、並列接続された抵抗４５、４６とをτ形接続してハイパスフィルタ５３を形成してあり、オペアンプ５０の出力端子と反転入力端子との間に抵抗５１を接続して増幅回路５４（負帰還増幅回路）を形成している。よって、フィルタ回路３７は、ハイパスフィルタ５３と増幅回路５４をいずれも２段構成とされている。また、増幅回路５４の増幅率は１０倍程度としている。

ハイパスフィルタ５３では、アナログスイッチ４７をオン（閉）・オフ（開）することによってフィルタ特性を切り換えられるようにしている。すなわち、抵抗４５とアナログスイッチ４７を直列接続し、さらに直列接続された抵抗４５及びアナログスイッチ４７と抵抗４６とを並列に接続し、その一端をコンデンサ４４の出力側端子に接続し、他端にバイアス電圧Ｖｂ（２Ｖ）を付与している。よって、アナログスイッチ４７をオン又はオフに切り換えることにより抵抗４５、４６の合成抵抗を変化させることができ、τ形のハイパスフィルタ５３の特性（カットオフ周波数）を変化させることができる。

２つのインバータ４８、４９は２段直列接続されており、インバータ４８にはフィルタ切換信号ＦＳが入力され、インバータ４８、４９の中点がアナログスイッチ４７のＡ制御端子（正側）に接続され、インバータ４９の出力がアナログスイッチ４７のＢ制御端子（負側）に接続されている。なお、図６の２段目のフィルタ部３７ｂでは、アナログスイッチ４７とインバータ４８、４９の間の配線は省略しているが、１段目のフィルタ部３７ａの場合と同じようにして２段目のアナログスイッチ４７とインバータ４８、４９（１段目と２段目とで共用している。）を接続している。よって、フィルタ切換信号ＦＳによって各段のアナログスイッチ４７を同じように切り換えることができ、インバータ４８にＨレベルのフィルタ切換信号ＦＳが入力されると、各アナログスイッチ４７がオフとなり、Ｌレベルのフィルタ切換信号ＦＳであると、各アナログスイッチ４７がオンになる。フィルタ切換信号ＦＳは、制御回路４０によって制御されている。

増幅回路５４では、オペアンプ５０の反転入力端子と出力端子の間に抵抗５１を接続して負帰還増幅回路を構成してあり、さらにオペアンプ５０の反転入力端子に抵抗５２を介して前記バイアス電圧Ｖｂを付与されている。また、オペアンプ５０の非反転入力端子には、コンデンサ４４と抵抗４５、４６との接続点が接続されている。

スイッチ回路３８は、スイッチング信号ＳｗＳによって開閉制御される。スイッチング信号ＳｗＳをＨレベルに保てば、フィルタ回路３７からの受光信号をハイパスフィルタ回路３９を介して制御回路４０へ送ることができ、スイッチング信号ＳｗＳをＬレベルにすれば、フィルタ回路３７から受光信号が出力されないよう遮断できる。スイッチング信号ＳｗＳは、制御回路４０によって制御されている。

フィルタ部３７ａ、３７ｂでは、コンデンサ４４の入力側端子が入力部となっており、オペアンプ５０の出力端子が出力部となっている。１段目のフィルタ部３７ａでは、入力部（コンデンサ４４の入力側端子）がＩ／Ｖ変換回路３６の出力に接続されている。また、１段目のフィルタ部３７ａの出力部（オペアンプ５０の出力端子）と２段目のフィルタ部３７ｂの入力部（コンデンサ４４の入力側端子）とが接続されている。２段目のフィルタ部３７ｂでは、出力部（オペアンプ５０の出力端子）がスイッチ回路３８に接続されている。

つぎに、上記のような構成の受光器側回路４１の動作を説明する。上記のような受光器側回路４１では、アナログスイッチ４７によってハイパスフィルタ５３の定数を切り換えられるようになっている。すなわち、抵抗４５、４６の抵抗値をそれぞれＲａ、Ｒｂとすれば、アナログスイッチ４７がオフになっているときの抵抗４５、４６の合成抵抗はＲｂとなり、アナログスイッチ４７がオンになっているときの抵抗４５、４６の合成抵抗はＲａ・Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）となる。特に、Ｒａ＜＜Ｒｂである場合には、アナログスイッチ４７がオンになっているときの合成抵抗は
Ｒａ・Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）≒Ｒａ
となる。

例えば、抵抗４５の抵抗値Ｒａ＝５ｋΩ、抵抗４６の抵抗値Ｒｂ＝１ＭΩ、コンデンサ４４のキャパシタンスＣ＝１００ｐＦとすれば、アナログスイッチ４７がオフになっているときの合成抵抗は、
Ｒｂ＝１ＭΩ
となり、このときのハイパスフィルタ５３のＣＲ時定数（緩和時間）は、
Ｒｂ・Ｃ＝１×１０^−４sec
で、ハイパスフィルタ５３のカットオフ周波数は、
ｆｃ１＝１／（２πＲｂ・Ｃ）＝１.５９ｋＨｚ
となる。また、アナログスイッチ４７がオンになっているときの抵抗４５、４６の合成抵抗は、
Ｒａ・Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）≒Ｒａ＝５ｋΩ
となり、このときのハイパスフィルタ５３のＣＲ時定数は、
Ｒａ・Ｃ＝５×１０^−７sec
で、ハイパスフィルタ５３のカットオフ周波数は、
ｆｃ２＝１／（２πＲａ・Ｃ）＝３１８ｋＨｚ
となる。これらのカットオフ周波数ｆｃ１、ｆｃ２は、図７に示すように、
ｆｃ１＜ハイパスフィルタ５３に入る受光信号の周波数帯域＜ｆｃ２
となるように定めている。

図８はライトカーテン３１の動作を表したタイムチャートである。図８（ａ）は制御回路４０からの駆動信号ＤｒＳによって一定時間毎に発生する光パルスＰを表しており、実線で表した光パルスＰは当該受光器側回路４１に対応する投光素子３３から出射した光パルスを表し、破線で表した光パルスＰは当該受光器側回路４１に対応する投光素子３３以外の投光素子３３から出射した光パルスを表している。図８（ｂ）は制御回路４０からフィルタ回路３７に入力されるフィルタ切換信号ＦＳを表す。図８（ｃ）はフィルタ切換信号ＦＳによってオン・オフされるアナログスイッチ４７の状態を表す。図８（ｄ）は制御回路４０からスイッチ回路３８に入力されるスイッチング信号ＳｗＳを表す。図８（ｅ）はフィルタ回路３７から出力される受光信号の波形を示しており、検出時における受光信号は対応する投光素子３３から出射した光パルスＰによるものであり、待機時における受光信号は対応する投光素子３３以外の投光素子３３から漏れた光パルスＰ（漏れ光）によるものである。

ある受光器側回路４１を考えるとき、対応する投光素子３３以外の投光素子３３の発光期間（待機時）においては、図８（ｂ）（ｃ）に示すようにフィルタ切換信号ＦＳはＬレベルとなっているので、アナログスイッチ４７はオンとなる。したがって、待機時には、ハイパスフィルタ５３のＣＲ時定数が小さくなり、図８（ｅ）に示すように受光信号の安定時間が短くなる。この結果、待機時に投光素子３３に漏れ光が入射して受光信号が発生しても受光信号レベルが速やかに初期電圧に戻るので、検出時には常に初期電圧から検出動作を行うことができ、受光器側回路４１の検出精度が向上する。

また、対応する投光素子３３の発光期間（検出時）においては、図８（ｂ）（ｃ）に示すようにフィルタ切換信号ＦＳはＨレベルとなっているので、アナログスイッチ４７はオフとなる。したがって、検出時には、ハイパスフィルタ５３のＣＲ時定数が待機時よりも長くなり、カットオフ周波数がハイパスフィルタ５３に入る受光信号の周波数帯域よりも小さな周波数ｆｃ１となるので、ハイパスフィルタ５３が広帯域化する。よって、ゲインのばらつきを低減させることができて、図８（ｅ）に示すように受光信号のゲイン振幅の減衰なしに受光信号を伝えることができ、受光器側回路４１の検出精度が向上する。

さらに、検出時にはＣＲ時定数が長くなっているが、待機時に切り替わるとＣＲ時定数が短くなるので、受光信号レベルは速やかに初期電圧に戻る。よって、検出時にＣＲ時定数が長くなっても、つぎの受光信号に影響を与えないので、受光器側回路４１の検出精度を向上させることができる。

また、この受光器側回路４１においては、待機時にはＣＲ時定数が小さくて安定時間が短くなっているので、ライトカーテン３１の投光間隔を短くすることができ、ライトカーテンの検出精度や信頼性を保つことができる。

受光器側回路４１では、フィルタ部３７ａ、３７ｂが２段に構成されている。そのため、(1)受光器側回路４１の出力オフセット電圧のばらつきを抑制することができ、また(2)フィルタ部３７ａ、３７ｂの周波数帯域（高周波側の通過帯域）を広くすることができる。まず、(1)の点について理由を説明する。目標とするゲインが１００倍で、入力オフセット電圧Ｖｂのばらつきが±３ｍＶの場合を考える。いま、１段のフィルタ部で１００倍のゲインを得るようにした場合を考えると、理論的には出力オフセット電圧は、
１００×±３ｍＶ＝±３００ｍＶ
となる。

これに対し、フィルタ部を２段とする場合には、１段のゲインは１０倍となる。しかも、１段目の出力オフセット電圧はＡＣカップリング（コンデンサ４４）によって次段への影響を除去されるので、２段目のオフセットだけを考えればよい。その結果、トータルの出力オフセット電圧は、
１０×±３ｍＶ＝±３０ｍＶ
となり、１段構成の場合に比べて非常に小さくなる。

つぎに、上記(2)の理由を図９を用いて説明する。図９は、一般的なアンプのオープンループ特性を表しており、縦軸のゲインと横軸の周波数は対数目盛となっている。目標とするゲインを１００倍とした場合、１段のフィルタ部で１００倍のゲインを得ようとすれば、帯域周波数がｆ３となる。これに対し、２段のフィルタ部で１００倍のゲインを得ようとすれば、１段あたりのゲインは１０倍でよいので、それぞれの帯域周波数がｆ４となる。よって、フィルタ部を２段構成にすることにより、１段構成の場合の例えば１０倍程度の帯域周波数を実現することができる。

また、増幅回路５４における入力オフセット電圧Ｖｂのばらつきによってオペアンプ５０から出力される出力オフセット電圧のばらつきを小さくするためには、１段目のフィルタ部３７ａのゲインを高くし、２段目のフィルタ部３７ｂのゲインを低くする設定が望ましい。しかし、このような設定であると、１段目のフィルタ部３７ａのカットオフ周波数ｆｃ１が低くなり、広帯域化できにくくなる。

よって、１段目のフィルタ部３７ａと２段目のフィルタ部３７ｂを同じゲインに設定し、たとえば１００倍のゲインが必要な場合であれば、１段目と２段目のゲインをいずれも１０倍とし、出力オフセット電圧のばらつきをある程度抑制しながら、フィルタ回路３７が広い周波数帯域で動作できるようにしている。ゲインを同じにするため、この実施形態では、１段目のフィルタ部３７ａと２段目のフィルタ部３７ｂを同じ回路定数の回路要素で構成している。

受光器側回路４１では、図８（ｄ）に示すように、検出時にのみスイッチング信号ＳｗＳをＨレベルに保ってスイッチ回路３８をオンにして受光信号を制御回路４０へ出力できるようにし、待機時にはスイッチング信号ＳｗＳをＬレベルにしてスイッチ回路３８をオフにしている。したがって、待機時の受光器側回路４１はスイッチ回路３８がオフになっていて受光信号が出力されないので、ライトカーテン３１の検知動作の信頼性が向上する。さらに、待機時でもＩ／Ｖ変換回路３６やフィルタ部３７ａ、３７ｂを動作状態に保ったままでスイッチ回路３８をオフにすることができるので、待機時にＩ／Ｖ変換回路３６やフィルタ部３７ａ、３７ｂを回路停止状態にする方法に比べると、検知状態に切り替わったときの回路動作が安定し、ライトカーテン３１の検知動作の信頼性がより向上する。

従って、本実施形態のライトカーテン３１によれば、投光器１３と受光器１５の間の検知領域に手や異物などが侵入したときの検知動作が安定するとともに、検知動作の高精度化と高信頼化を図ることができる。

また、この受光器側回路４１では、ひとつの信号（フィルタ切換信号ＦＳ）によって各段のアナログスイッチ４７を同時に切り換えているので、各段のフィルタ部の切換えを同期させることができ、切り換えのタイミングがずれることがない。

（第２の実施形態）
図１０は本発明の実施形態２にかかる受光器側回路６１を示す回路図である。この受光器側回路６１のＩ／Ｖ変換回路３６では、オペアンプ４２の出力端子と反転入力端子の間に抵抗４３とコンデンサ６２を並列にして接続している。

また、ハイパスフィルタ５３においては、抵抗４６にアナログスイッチ６３を直列に接続している。そして、フィルタ切換信号ＦＳがＨレベルになると、アナログスイッチ４７がオフ、アナログスイッチ６３がオンになって抵抗４５、４６の合成抵抗がＲｂとなり、ハイパスフィルタ５３のカットオフ周波数が１／（２πＲｂ・Ｃ）となる。反対に、フィルタ切換信号ＦＳがＬレベルになると、アナログスイッチ４７がオン、アナログスイッチ６３がオフになって抵抗４５、４６の合成抵抗がＲａとなり、ハイパスフィルタ５３のカットオフ周波数が１／（２πＲａ・Ｃ）となる。ただし、Ｃはコンデンサ４４のキャパシタンス、Ｒａは抵抗４５の抵抗値、Ｒｂは抵抗４６の抵抗値である。

また、バイアス電圧Ｖａとバイアス電圧Ｖｂを等しくし、定電圧源６４によってバイアス電圧Ｖａ、Ｖｂを付与している。

（第３の実施形態）
図１１は本発明の実施形態３にかかる受光器側回路７１を示す回路図である。これは受光器側回路７１を反転アンプ形式にしたものであって、抵抗４５とアナログスイッチ４７を直列に接続し、抵抗４５及びアナログスイッチ４７を直列接続したものと抵抗４６とを並列に接続し、これをコンデンサ４４とオペアンプ５０の反転入力端子との間に挿入している。また、オペアンプ５０の出力端子と反転入力端子との間に抵抗５１を接続し、オペアンプ５０の非反転入力端子にバイアス電圧Ｖｂ（＝Ｖａ）を付与している。

（第４の実施形態）
図１２は本発明の実施形態４にかかる受光器側回路８１を示す回路図である。これは実施形態３の受光器側回路７１において、さらに抵抗４６にもアナログスイッチ６３を直列に接続し、フィルタ切換信号ＦＳによってアナログスイッチ４７とアナログスイッチ６３を択一的にオン又はオフにするようにしたものである。

（第５の実施形態）
図１３は本発明の実施形態５にかかる受光器側回路９１を示す回路図である。これは１段目のフィルタ部３７ａと同じフィルタ部を３段以上接続してフィルタ回路３７を構成したものである。かかる実施形態によれば、受光器側回路９１の出力オフセット電圧のばらつきをより一層抑制することができ、また、フィルタ部３７ａの周波数帯域（高周波側の通過帯域）をより一層広くすることができる。

なお、図示しないが、さらに別な実施形態としては、実施形態１のフィルタ部のような回路と、実施形態２のフィルタ部のような回路と、実施形態３のフィルタ部のような回路と、実施形態４のフィルタ部のような回路のうち、２種類以上の回路を複数段に接続してフィルタ回路３７を構成してもよい。

３１ ライトカーテン
３２ 投光器
３３ 投光素子
３４ 受光器
３５ 受光素子
３６ Ｉ／Ｖ変換回路
３７ フィルタ回路
３７ａ、３７ｂ フィルタ部
４０ 制御回路
４１、６１、７１、８１ 受光器側回路
５３ ハイパスフィルタ
５４ 増幅回路
ＤｒＳ 駆動信号
ＦＳ フィルタ切換信号
ＳｗＳ スイッチング信号
Ｖａ、Ｖｂ バイアス電圧

Claims (5)

1. 複数の投光素子を備えた投光器と複数の受光素子を備えた受光器とを対向させたライトカーテンにおいて、それぞれの受光素子に設けられた受光検出回路であって、
   対応する投光素子から出射した光を受光する受光素子と、
   前記受光素子に流れる電流信号を電圧信号に変換する電流／電圧変換回路と、
   ハイパスフィルタと増幅回路からなる複数段のフィルタ部と、
   を備え、
   前記ハイパスフィルタは、対応する前記投光素子が光を発する時期には時定数が大きくなり、対応する前記投光素子以外の投光素子が光を発する時期には時定数が小さくなるように切換え可能となっていることを特徴とする受光検出回路。
2. 前記ハイパスフィルタは、並列に接続された複数の抵抗をコンデンサにτ形接続し、前記抵抗のうち少なくとも１つの抵抗にアナログスイッチを直列に接続したものであり、
   アナログスイッチをオフにすることによってハイパスフィルタの時定数が大きくなるように切り換え、アナログスイッチをオンにすることによってハイパスフィルタの時定数が小さくなるように切り換えられるようにしたことを特徴とする、請求項１に記載の受光検出回路。
3. 並列に接続された複数の抵抗のそれぞれにアナログスイッチを直列に接続したことを特徴とする、請求項２に記載の受光検出回路。
4. 前記ハイパスフィルタは、並列に接続された複数の抵抗をコンデンサに直列に接続し、前記抵抗のうち少なくとも１つの抵抗にアナログスイッチを直列に接続したものであり、
   アナログスイッチをオフにすることによってハイパスフィルタの時定数が大きくなるように切り換え、アナログスイッチをオンにすることによってハイパスフィルタの時定数が小さくなるように切り換えられるようにしたことを特徴とする、請求項１に記載の受光検出回路。
5. 並列に接続された複数の抵抗のそれぞれにアナログスイッチを直列に接続したことを特徴とする、請求項４に記載の受光検出回路。

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