JP4297097B2 - 光受信器及び入射光信号強度の測定方法 - Google Patents

Description

本発明は、光通信において光信号を受信する光受信器、及びそれを用いた入射光信号強度の測定方法に関するものである。

光受信器において光信号の入力レベルをモニタするための回路としては、下記特許文献１に記載のものが知られている。この回路では、電圧フォロア回路におけるオペアンプの出力と帰還ループの出力との間にダイオードを追加することで、オペアンプの出力電圧をプラス側にシフトさせて、オペアンプの出力電圧範囲に起因する誤差を低減している。
特開２００３−１９８２７９号公報

従来のモニタ用回路は、オペアンプに０〜Ｖｃｃの大きさの電源電圧が供給されることにより動作している。光受信器に入力される光信号の強度が微弱であって、受光素子において十分な電流が生成されない場合には、モニタ用回路内の電流電圧変換回路の抵抗素子に発生する電位差、つまり、Ｉ×Ｒ積が０Ｖに限りなく近づくことになる。従って、オペアンプの動作点も０Ｖに限りなく近づき、オペアンプの線形動作範囲から逸脱してしまう。

上記特許文献１記載の回路では、オペアンプの出力側にダイオードを追加することで、帰還ループの出力が０Ｖに近づいた場合でも、オペアンプの出力はダイオードの順方向電圧分だけプラス側にシフトされるため、オペアンプの出力側については線形動作範囲内に留めることが可能となり、Rail to Rail出力特性の限界を回避できる。しかしながら、オペアンプの入力側で発生する入力オフセットに起因する入力電圧と出力電圧との間における誤差を回避することはできない。その結果、光信号の強度が微弱な場合に精度よく光信号をモニタすることが困難である。

そこで、本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、光信号を精度よくモニタすることが可能な光受信器、及び入射光信号強度の測定方法を提供することを目的とする。

また、本発明の第３の光受信器は、入力光に対応した光電流を生成するフォトダイオードと、光電流を検出して、光電流に対応するモニタ電流を生成するモニタ電流生成回路と、モニタ電流生成回路に接続された第１の入力端、基準電圧を入力する第２の入力端、及び第１の入力端に帰還抵抗を介して接続された出力端を有するオペアンプを含んで構成され、モニタ電流を電圧信号に変換する電流電圧変換器と、オペアンプの第１の入力端における電圧値と出力端からの電圧信号との差分に基づき入力光に関するモニタ信号を生成する差信号生成部と、を備えることを特徴とする。

このような光受信器では、フォトダイオードにおいて入力光（入射光信号）に対応して生成された光電流がモニタ電流としてモニタされるとともに、電流電圧変換器によってモニタ電流が電圧信号に変換される。この際、電流電圧変換器内部では、モニタ電流の殆どが帰還抵抗を流れて電圧信号に変換される。また、オペアンプにおいては、第１の入力端と第２の入力端とが仮想短絡（バーチャル・ショート）されているが、入力オフセット電圧は、この第１の入力端と第２の入力端との間に発生する。すなわち、第２の入力端における基準電圧Ｖに対し、第１の入力端における電圧値は、入力オフセット電圧値Ｖ_ｏｆｓを含んだ値Ｖ±Ｖ_ｏｆｓとなる。このことから、差信号生成部において、第１の入力端における電圧値Ｖ±Ｖ_ｏｆｓと出力端からの電圧信号との差分に基づき入力光に関するモニタ信号を生成することにより、モニタ信号の中に含まれる入力オフセット電圧の影響が相殺され、入射光信号の強度が微弱で光電流が小さい場合であっても、モニタ信号の精度を向上させることができる。

また、第１の入力端における電圧値及び出力端からの電圧信号のうちいずれか一方を選択的に差信号生成部へ提供する信号スイッチと、電圧値及び電圧信号のうちいずれか一方を選択するための制御信号を信号スイッチに送る切替制御部と、を更に備え、差信号生成部が、電圧値と電圧信号とを制御信号に応じて受信することも好ましい。これにより、差信号生成部において、第１の入力端における電圧値及び出力端からの電圧信号のそれぞれを受信するための回路を共用できるので、差信号生成部の回路規模を小さくできる。また、差信号生成部においてデジタル化処理を行う場合、第１の入力端における電圧値及び出力端からの電圧信号の双方を共通のアナログ・デジタル変換器により変換できるので、このアナログ・デジタル変換器に起因するオフセットをも相殺できる。

また、フォトダイオードからの光電流を受信信号に変換するとともに、利得−周波数特性を変更可能に構成された増幅器と、利得−周波数特性を変更するための増幅器制御信号を増幅器に送る増幅器制御部と、を更に備え、増幅器制御部が、オペアンプの第１の入力端と接続されており、該第１の入力端と仮想短絡の関係にある第２の入力端における基準電圧の大きさに応じて増幅器制御信号を生成することも好ましい。このように、光電流を受信信号に変換する増幅器が利得−周波数特性を変更可能に構成されていることにより、例えば受信信号の信号周波数が比較的高い場合には利得を下げてカットオフ周波数を高め、受信信号の信号周波数が比較的低い場合には利得を上げてカットオフ周波数を低くするといったように、受信信号の信号周波数に応じて適切な利得−周波数特性を選択できる。また、この光受信器では、増幅器制御部が、オペアンプの第１の入力端と接続されており、該第１の入力端と仮想短絡の関係にある第２の入力端における基準電圧に応じて増幅器制御信号を生成している。これにより、第２の入力端へ入力される基準電圧を変更することにより増幅器の利得−周波数特性を変更できるので、増幅器の利得−周波数特性を変更するための信号入力端子を独立して設ける必要がなく、回路への入力端子数を削減できる。

また、フォトダイオード、モニタ電流生成回路、増幅器、及び増幅器制御部を収容するパッケージを更に備え、モニタ電流生成回路及び増幅器制御部とオペアンプの第１の入力端とが、パッケージの一の端子を介して互いに接続されていることも好ましい。これにより、パッケージが備えるべき端子のうち、モニタ電流出力用の端子と、増幅器制御部への信号を入力するための端子とを共通化できるので、パッケージに必要な端子数を削減できる。

或いは、本発明の第２の入射光信号強度の測定方法は、入射光信号を受けたフォトダイオードの出力信号からモニタ電流を生成する工程と、入力端と出力端との間に帰還抵抗が接続されたオペアンプを用いてモニタ電流を電圧信号に変換する工程と、入力端における電圧値と出力端からの電圧信号との差分に基づいて、入力光信号の強度に応じたモニタ信号を生成する工程と、を備える。上述したように、入力端における電圧値は入力オフセット電圧を含んでいる。従って、入力端における電圧値と出力端からの電圧信号との差分に基づいて、入射光信号の強度に応じたモニタ信号を生成することにより、モニタ信号の中に含まれる入力オフセット電圧の影響が相殺され、広ダイナミックレンジを有する光信号の強度を正確に、特に強度の弱い光信号を正確に測定することができる。

本発明の光受信器、及び入射光信号強度の測定方法によれば、光信号を精度よくモニタすることができる。

以下、図面を参照しつつ本発明に係る光受信器、及び入射光信号強度の測定方法の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

（第１の実施の形態）
図１は、本発明の好適な一実施形態である光受信器の構成を示す図である。同図に示す光受信器１ａは、入力された信号光Ｏ_ｉｎに対応した出力信号Ｓ_ｏｕｔ＋，Ｓ_ｏｕｔ−を外部に出力するための光通信モジュールであり、信号光Ｏ_ｉｎに対応した光電流を生成するＰＩＮフォトダイオード、アバランシェフォトダイオード等のフォトダイオード２、フォトダイオード２のアノード電極に接続され、光電流を電圧信号に変換する前置増幅器であるトランスインピーダンスアンプ４、及びフォトダイオード２のカソード電極に接続され、信号光Ｏ_ｉｎの強度に応じてフォトダイオード２において生成される光電流Ｉ_ｏｒｇを時間的に平均化して電流信号Ｉ_ｐｄを出力するフィルタ回路３を有する光電変換部５と、フィルタ回路３によって出力された電流信号Ｉ_ｐｄを検出して、電流信号Ｉ_ｐｄに比例するモニタ電流Ｉ_ｍｏｎを生成するカレントミラー部（モニタ電流生成回路）６と、カレントミラー部６から出力されたモニタ電流Ｉ_ｍｏｎに基づいて信号光Ｏ_ｉｎの強度のモニタ信号を算出する信号処理部７と、トランスインピーダンスアンプ４の出力に接続され、トランスインピーダンスアンプ４からの電圧信号を増幅するとともに、その電圧信号を出力信号Ｓ_ｏｕｔ＋，Ｓ_ｏｕｔ−として出力するリミッティングアンプ８とを備えている。

フォトダイオード２によって生成された光電流Ｉ_ｏｒｇは、トランスインピーダンスアンプ４により電圧信号に変換されて差動信号として出力され、リミッティングアンプ８によって、差動信号の差分信号が生成されるとともに、その差信号分が、正負が逆の２つの出力信号Ｓ_ｏｕｔ＋，Ｓ_ｏｕｔ−に増幅されて後段の受信信号処理回路（図示せず）に出力される。このように出力信号Ｓ_ｏｕｔ＋，Ｓ_ｏｕｔ−を差動処理により取り出すことにより、光電流Ｉ_ｏｒｇにおける信号振幅を等価的に２倍にして扱うことができるので、ハイレベルとローレベルとの間の遷移時間を短くできる結果、より高速な信号処理を可能にする。

カレントミラー部６のフィルタ回路３側に流れる電流Ｉ_ｐｄは、フォトダイオード２に入射する信号光Ｏ_ｉｎの平均強度Ｐ_ｉｎ［Ｗ］に比例し、例えば、近似的にＩ_ｐｄ＝ｒ×Ｐ_ｉｎで（ｒは、ｒ＞０の実数を表す）与えられる。カレントミラー部６は、信号処理部７に対して、α倍（αは、α＞０の実数を表す）の変換率でモニタ電流Ｉ_ｍｏｎ＝Ｉ_ｐｄ／αを出力する。

以下、信号処理部７の各構成要素について詳細に説明する。

信号処理部７は、電流経路スイッチＳ_１、電流電圧変換器１０、電圧信号をデジタル信号に変換するアナログデジタルコンバータ（アナログデジタル変換部）１１、アナログデジタルコンバータ１１から出力されたデジタル信号を演算器（演算部）１３に送出するセレクタ（セレクタ部）１２、セレクタ１２から送出されたデジタル信号に対して所定の演算処理を施す演算器１３、及び演算器１３から出力されたデータを記憶するレジスタ１４がこの順で接続されるとともに、電流経路スイッチＳ_１及びセレクタ１２に電流経路スイッチＳ_１及びセレクタ１２の動作を制御する切替制御部１５が接続され、電流電圧変換器１０に所定のオフセット電圧Ｖ_ｐｏｆｓを発生させるためのオフセット電圧発生回路１７が接続されて構成されている。これらのアナログデジタルコンバータ１１、セレクタ１２、及び演算器１３で、信号光Ｏ_ｉｎのモニタ信号を生成する差信号生成部１６を構成する。

電流電圧変換器１０は、カレントミラー部６に電流経路スイッチＳ_１を介して接続され、信号光Ｏ_ｉｎの平均強度Ｐ_ｉｎに対応するモニタ電流Ｉ_ｍｏｎを受け取って、電流信号Ｉ_ｍｏｎを電圧信号Ｖ_ＲＸＰに変換する。このとき、電流電圧変換器１０は、生成した電圧信号Ｖ_ＲＸＰをアナログデジタルコンバータ１１に対して出力する。

電流経路スイッチＳ_１は、カレントミラー部６と電流電圧変換器１０との間に接続（介装）され、カレントミラー部６から流れるモニタ電流Ｉ_ｍｏｎの電流経路を接続及び切断するスイッチ素子である。具体的には、電流経路スイッチＳ_１は、切替制御部１５から制御信号ＳＥＬをハイレベル（論理値１）の状態で受信すると、カレントミラー部６と電流電圧変換器１０との間の接続をオンする。これに対して、電流経路スイッチＳ_１は、切替制御部１５から制御信号ＳＥＬをローレベル（論理値０）の状態で受信すると、カレントミラー部６と電流電圧変換器１０との間の接続をオフする。

切替制御部１５は、モニタ電流Ｉ_ｍｏｎの電流経路を接続及び切断するための制御信号ＳＥＬを、電流流路スイッチＳ_１及びセレクタ１２に送出する。詳細には、切替制御部１５は、モニタ電流Ｉ_ｍｏｎの電流経路を接続するために、ハイレベルの制御信号ＳＥＬを生成する一方、モニタ電流Ｉ_ｍｏｎの電流経路を切断するために、ローレベルの制御信号ＳＥＬを生成する。そして、切替制御部１５は、ハイレベルの制御信号ＳＥＬ及びローレベルの制御信号が交互に時系列に並んだパルス信号を生成して、そのパルス信号を電流流路スイッチＳ_１及びセレクタ１２に送出する。

オフセット電圧発生回路１７は、電流電圧変換器１０に接続されており、電流電圧変換器１０に対してオフセット電圧±Ｖ_ｐｏｆｓを入力し、電流電圧変換器１０によって生成される電圧信号Ｖ_ＲＸＰに意図的なオフセット電圧±Ｖ_ｐｏｆｓを付加する。

電流電圧変換器１０の出力は、アナログデジタルコンバータ１１に接続され、アナログデジタルコンバータ１１により、電流電圧変換器１０から出力された電圧信号Ｖ_ＲＸＰがデジタル値であるデジタル信号Ｄ_ＲＸＰに変換される。

アナログデジタルコンバータ１１の出力には、セレクタ１２が接続されている。セレクタ１２は、アナログデジタルコンバータ１１からデジタル信号Ｄ_ＲＸＰを受け取るとともに、切替制御部１５からの制御信号ＳＥＬの出力タイミングに同期させて、アナログデジタルコンバータ１１から受け取ったデジタル信号Ｄ_ＲＸＰを演算器１３に出力する。

演算器１３は、セレクタ１２から、制御信号ＳＥＬ＝１に同期して出力された第１のデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（１）と、制御信号ＳＥＬ＝０に同期して出力された第２のデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（２）とを受信するとともに、両デジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（１），Ｄ_ＲＸＰ（２）の差分を算出することにより、差分デジタル値（差信号）Ｖ_Ｄを生成する。また、演算器１３は、算出した差分デジタル値Ｖ_Ｄをフォトダイオード２における信号光Ｏ_ｉｎの強度モニタ値としてレジスタ１４に記憶する。

次に、信号処理部７の回路構成についてより詳細に説明する。

図２を参照して、カレントミラー部６と電流経路スイッチＳ_１との間の接続点にはスイッチＳ_２を介して抵抗素子１８が接続され、抵抗素子１８のスイッチＳ_２と反対側の端子はグラウンド電位に接続されている。スイッチＳ_２は、切替制御部１５から制御信号ＳＥＬと逆極性の信号ＳＥＬ２を受信し、信号ＳＥＬ２＝１の場合にカレントミラー部６と抵抗素子１８との接続をオンし、信号ＳＥＬ２＝０の場合にカレントミラー部６と抵抗素子１８との接続をオフする。このような構成により、制御信号ＳＥＬのレベル（論理値）に応じて、カレントミラー部６からのモニタ電流Ｉ_ｍｏｎの経路を、電流電圧変換器１０、及び抵抗素子１８のいずれかに切り替えることができる。

電流電圧変換器１０は、帰還抵抗として抵抗素子１９を有するオペアンプ２０から成り、オペアンプ２０の反転入力には、電流経路スイッチＳ_１を介してモニタ電流Ｉ_ｍｏｎが入力され、非反転入力は、後述する参照電圧発生回路２４の出力端子２６及びアナログデジタルコンバータ１１の非反転入力端子に接続されている。このような構成において、電流電圧変換器１０の電流電圧変換利得であるトランスインピーダンスは、抵抗素子１９の抵抗値Ｒ_ｍｏｎによって決定される。すなわち、モニタ電流Ｉ_ｍｏｎ＝Ｉ_ｐｄ／αは、電流電圧変換器１０によりそのモニタ電流に比例した電圧Ｒ_ｍｏｎ×Ｉ_ｐｄ／αに変換される。また、オペアンプ２０の反転入力には、定電流源であるオフセット電圧発生回路１７が接続されている。オフセット電圧発生回路１７で生成された定電流（基準電流）Ｉ_ｏｆｓは、抵抗素子１９に流れ込むことにより、オペアンプ２０の出力電圧Ｖ_ＲＸＰにオフセット電圧±Ｖ_ｐｏｆｓを付加する。また、オペアンプ２０における２つの入力端子間には、オペアンプ内部で発生する入力オフセット電圧±Ｖ_ｏｆｓが生じている。ここで、オペアンプ２０は、入力電流によるオフセットを防ぐため、入力側にＭＯＳ型トランジスタを含む入力インピーダンスが無限大のオペアンプであるとする。

電流電圧変換器１０におけるオペアンプ２０の出力は、アナログデジタルコンバータ１１の反転入力端子に接続され、オペアンプ２０の非反転入力端子は、アナログデジタルコンバータ１１の非反転入力端子に接続されている。また、アナログデジタルコンバータ１１には、アナログ−デジタル変換における２つの基準電位が、参照電圧発生回路２４から供給される。具体的には、アナログデジタルコンバータ１１には、参照電圧発生回路２４の出力端子２５，２６から、それぞれ参照電位Ｖ_ＲＥＦ１，Ｖ_ＲＥＦ２が供給される。

セレクタ１２は、アナログデジタルコンバータ１１から、第１のデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（１）と第２のデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（０）とを受け取って、これらのデジタル信号を分離して後段の平均化回路２１ａ，２１ｂに出力する。具体的には、アナログデジタルコンバータ１１から、制御信号ＳＥＬ＝０のときのデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（０）と、制御信号ＳＥＬ＝１のときのデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（１）とが、時分割されて出力され、セレクタ１２は、制御信号ＳＥＬを受信しながら、時分割された２つのデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（０），Ｄ_ＲＸＰ（１）を分離する。そして、セレクタ１２は、第１のデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（１）を第１の平均化回路２１ａに、第２のデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（０）を第２の平均化回路２１ｂに出力する。

平均化回路２１ａ，２１ｂは、セレクタ１２から受け取ったデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（１），Ｄ_ＲＸＰ（０）から量子化雑音及び低周波の時間的揺らぎを除去するために、デジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（１），Ｄ_ＲＸＰ（０）に対して移動平均フィルタ又はＩＩＲフィルタを用いた抑圧処理を施す。その際、平均化回路２１ａ，２１ｂは、セレクタ１２から出力されたｍサンプル分（ｍは１以上の整数）のデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（１），Ｄ_ＲＸＰ（０）を対象にして平均化処理を実行する。平均化回路２１ａ，２１ｂは、抑圧処理が施された後のデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（１），Ｄ_ＲＸＰ（０）を、それぞれ、レジスタ２２ａ，２２ｂに記憶する。

演算回路２３は、レジスタ２２ａ，２２ｂに記憶されたそれぞれのデジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（０），Ｄ_ＲＸＰ（１）を読み出すとともに、両デジタル信号Ｄ_ＲＸＰ（０），Ｄ_ＲＸＰ（１）の差分デジタル値Ｖ_Ｄを算出する。そして、演算回路は算出した差分デジタル値Ｖ_Ｄを信号光Ｏ_ｉｎの強度モニタ値としてレジスタ１４に記憶する。

参照電圧発生回路２４は、オペアンプ２０の非反転入力端子に設定される基準電位、及びアナログデジタルコンバータ１１におけるアナログ−デジタル変換における２つの基準電位を設定する回路である。参照電圧発生回路２４は３つの出力端子２５，２６，２７を有し、出力端子２５を所定の電位Ｖ_ＲＥＦ１＝１／４Ｖ_ＲＥＦに、出力端子２６を所定の電位Ｖ_ＲＥＦ２＝３／４Ｖ_ＲＥＦに、出力端子２７を所定の電位Ｖ_ＲＥＦに設定する。電位Ｖ_ＲＥＦの値は、カレントミラー部６から出力されるモニタ電流Ｉ_ｍｏｎの範囲、及び抵抗素子１９の抵抗値に応じて適宜設定される。この参照電圧発生回路２４の出力端子２５は、アナログデジタルコンバータ１１の一方の基準電位設定用の入力端子に、出力端子２６は、オペアンプ２０の非反転入力端子及びアナログデジタルコンバータ１１の他方の基準電位設定用の入力端子に、それぞれ接続される。

次に、信号処理部７における信号光Ｏ_ｉｎの強度モニタ値の算出方法について説明する。

電流電圧変換器１０において、制御信号ＳＥＬ＝１のときには、カレントミラー部６からの電流と、オフセット電圧発生回路１７で生成された定電流Ｉ_ｏｆｓとを合わせた電流Ｉ_ｐｄ／α＋Ｉ_ｏｆｓが、帰還抵抗素子１９に対して供給される。一方、制御信号ＳＥＬ＝０のときには、オフセット電圧発生回路１７で生成された定電流Ｉ_ｏｆｓのみが、帰還抵抗素子１９に対して供給される。オペアンプ２０の非反転入力端子は、電位Ｖ_ＲＥＦ２＝３／４Ｖ_ＲＥＦに設定されているので、アナログデジタルコンバータ１１の反転入力に入力される電圧Ｖ_ＲＸＰ−（ＳＥＬ）、及びアナログデジタルコンバータ１１の非反転入力に入力される電圧Ｖ_ＲＸＰ＋（ＳＥＬ）は、制御信号ＳＥＬの論理値に応じて、下記式（１）及び（２）のような差動信号として与えられる。

上記式（１）において、オフセット電圧発生回路１７によって生成されるオフセット電圧Ｖ_ｐｏｆｓ＝Ｒ_ｍｏｎ×Ｉ_ｏｆｓは、オペアンプ２０で発生する入力オフセット電圧±Ｖ_ｏｆｓが正電圧の場合に、アナログ−デジタル変換後の値が０以下になるのを防ぐために付加されるものである。

アナログデジタルコンバータ１１では、上記入力電圧の差Ｖ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）＝Ｖ_ＲＸＰ＋（ＳＥＬ）−Ｖ_ＲＸＰ−（ＳＥＬ）をデジタル値Ｄ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）に変換する。ここで、アナログデジタルコンバータ１１に入力される電圧信号Ｖ_ＲＸＰ−（ＳＥＬ），Ｖ_ＲＸＰ＋（ＳＥＬ）は、基準電位Ｖ_ＲＥＦ１，Ｖ_ＲＥＦ２により、最小値Ｖ_ＲＥＦ１＝１／４Ｖ_ＲＥＦ、最大値Ｖ_ＲＥＦ１＝３／４Ｖ_ＲＥＦとなるように制限されている。従って、Ｖ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）＝Ｖ_ＲＸＰ＋（ＳＥＬ）−Ｖ_ＲＸＰ−（ＳＥＬ）の最大値は１／２Ｖ_ＲＥＦとなり、最小値は−１／２Ｖ_ＲＥＦとなる。そこで、アナログデジタルコンバータ１１は、分解能がＮビットの場合には、Ｖ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）＝１／２Ｖ_ＲＥＦをデジタル値Ｄ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）＝“２^Ｎ−１”（１０進数）のコードに変換し、Ｖ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）＝０をデジタル値Ｄ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）＝“２^Ｎ−１−１”のコードに変換し、Ｖ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）＝−１／２Ｖ_ＲＥＦをデジタル値Ｄ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）＝“０”のコードに変換するように動作する。

アナログデジタルコンバータ１１から出力されたデジタル値Ｄ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）は、それぞれ平均化回路２１ａ，２１ｂによって平均化処理が施され、それぞれのデジタル値Ｄ_ＲＸＰ（１），Ｄ_ＲＸＰ（０）の差分デジタル値Ｖ_Ｄが信号光Ｏ_ｉｎの強度モニタ値としてレジスタ１４に記憶される。ここで、アナログデジタルコンバータ１１の伝達関数をｆとすると、得られる差分デジタル値Ｖ_Ｄは、下記式（３）で与えられる。

上記式中、伝達関数内の各値“Ｖ_ＲＸＰ−（１）”，“Ｖ_ＲＸＰ−（０）”，“Ｒ_ｍｏｎ×Ｉ_ｐｄ／α”は、平均化処理後の値を示す。

図３には、信号処理部７において処理される各信号のタイミングチャートを示す。図３において、（ａ）は、制御信号ＳＥＬのタイミングチャート、（ｂ）は、オペアンプ２０の出力信号Ｖ_ＲＸＰのタイミングチャート、（ｃ）は、アナログデジタルコンバータ１１の出力信号Ｄ_ＲＸＰのタイミングチャート、（ｄ）は、レジスタ２２ａに格納されるデータのタイミングチャート、（ｅ）は、レジスタ２２ｂに格納されるデータのタイミングチャート、（ｆ）は、レジスタ１４に格納されるデータのタイミングチャートである。なお、レジスタ２２ａ，２２ｂに格納されるデータは、深さ４ビットの移動平均フィルタを用いて平均化処理が施されている。これにより、生成されるモニタ値Ｖ_Ｄにおいては、量子化誤差の影響が十分に抑制されていることがわかる。

以上説明した光受信器１ａによれば、フォトダイオード２において入力光Ｏ_ｉｎに対応して生成された光電流Ｉｏｒｇがモニタ電流Ｉ_ｍｏｎとしてモニタされるとともに、電流電圧変換器１０によってモニタ電流Ｉ_ｍｏｎが電圧信号Ｖ_ＲＸＰに変換される。この際、電流電圧変換器１０により、モニタ電流Ｉ_ｍｏｎに対応する電圧信号とオフセット電圧Ｖ_ｏｆｓとに依存する第１の電圧信号Ｖ_ＲＸＰ（１）と、第１の電圧信号のうちのオフセット電圧Ｖ_ｏｆｓに依存する信号部分である第２の電圧信号Ｖ_ＲＸＰ（０）が別々に生成され、２つの電圧信号の差分に基づいて入力光Ｏ_ｉｎのモニタ信号Ｖ_Ｄが生成される。従って、モニタ信号の中に含まれるオペアンプやアナログデジタルコンバータ等で発生する入力オフセットＶ_ｏｆｓの影響や、意図的に付加したオフセットの影響が相殺されることにより、信号光Ｏ_ｉｎの強度が微弱で光電流Ｉｏｒｇが小さい場合であっても、モニタ信号の精度を向上させることができる。さらには、オペアンプの入力オフセットは温度変動や電源電圧の影響を受けるので、この入力オフセットをモニタ信号から減算することで、電源電圧や温度変動に対して安定して光強度をモニタすることができる。

また、電流電圧変換器１０における出力電圧の範囲を、１／４Ｖ_ＲＥＦ〜３／４Ｖ_ＲＥＦに設定することで、単電源オペアンプにおける出力電圧範囲の制限（通常は、下限が１００ｍＶ）を受けることもない。

図４において、（ａ）は、電流経路スイッチ、切替制御部、差信号生成部を有さない従来の光受信器における信号光の強度のモニタ結果を示すグラフ、（ｂ）は、本実施形態における信号光の強度のモニタ結果を示すグラフである。同図において、横軸は信号光の平均強度Ｐ_ｉｎ［ｄＢｍ］、縦軸は、モニタ信号Ｖ_Ｄの対数値を示す。また、点線で囲んだ範囲は、誤差±２ｄＢの範囲を表している。これらの結果から、従来の光受信器においては、信号光の強度が小さい場合にモニタ信号の誤差が大きくなっており、入力オフセットＶ_ｏｆｓが正電圧の場合には、モニタ信号がゼロ以下になってしまい、アナログ−デジタル変換を行うと誤差が更に大きくなってしまう。これに対して、光受信器１ａでは、信号光の強度の広い範囲で誤差が小さくなっている。

また、電流電圧変換器１０には、出力電圧信号Ｖ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）に所定のオフセット電圧を発生させるオフセット電圧発生回路１７を更に備えることも好ましい。かかる構成を採れば、入力光Ｏ_ｉｎの強度範囲に対応して、電流電圧変換器１０で生成される電圧信号Ｖ_ＲＸＰ（ＳＥＬ）を所定の電圧範囲に収めることができる。その結果、後段の差信号生成部１６におけるアナログ−デジタル変換を円滑化することができる。

また、光入力強度のモニタを、アナログデジタルコンバータ１１、セレクタ１２、及び演算器１３の構成で実現しているので、光受信器の小型化、及び低コスト化を容易に達成できる。

（第２の実施の形態）
図５は、本発明の好適な他の実施形態である光受信器の構成を示す図である。同図に示す光受信器１ｂは、フォトダイオード２、フィルタ回路３、及びトランスインピーダンスアンプ４を有する光電変換部５と、カレントミラー部（モニタ電流生成回路）６と、信号処理部２８と、リミッティングアンプ８とを備えている。これらの構成要素のうち、信号処理部２８以外の構成及び作用については、上記第１実施形態と同様なので詳細な説明を省略する。

信号処理部２８は、電流電圧変換器３１、信号スイッチ３６、アナログデジタルコンバータ１１、セレクタ１２、演算器１３、及びレジスタ１４がこの順で接続されるとともに、信号スイッチ３６及びセレクタ１２に信号スイッチ３６及びセレクタ１２の動作を制御する切替制御部３３が接続されて構成されている。アナログデジタルコンバータ１１、セレクタ１２、及び演算器１３は、信号光Ｏ_ｉｎのモニタ信号を生成する差信号生成部１６を構成する。

電流電圧変換器３１は、カレントミラー部６に接続され、信号光Ｏ_ｉｎの平均強度Ｐ_ｉｎに対応するモニタ電流Ｉ_ｍｏｎを受け取って、モニタ電流Ｉ_ｍｏｎを電圧信号Ｖ_ＲＸＰに変換する。電流電圧変換器３１は、生成した電圧信号Ｖ_ＲＸＰを信号スイッチ３６に対して出力する。

詳細には、電流電圧変換器３１は、オペアンプ２０を含んで構成されている。オペアンプ２０の反転入力端（第１の入力端）２０ａと出力端２０ｃとの間には、帰還抵抗として抵抗素子４３が接続されている。反転入力端２０ａはカレントミラー部６に接続されており、モニタ電流Ｉ_ｍｏｎの殆どは抵抗素子４３を通って出力端２０ｃ側へ流れる。また、オペアンプ２０の非反転入力端（第２の入力端）２０ｂは、参照電圧発生回路２４の出力端子２６に接続されており、参照電圧発生回路２４から基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３（例えば３／４Ｖ_ＲＥＦ）を受ける。非反転入力端２０ｂは、アナログデジタルコンバータ１１の非反転入力端子にも接続されている。反転入力端２０ａと非反転入力端２０ｂとは、オペアンプ２０の内部回路によって互いに仮想短絡（バーチャル・ショート）の関係にある。しかし、実際には、オペアンプ２０における反転入力端２０ａと非反転入力端２０ｂとの間には、オペアンプ内部で発生する入力オフセット電圧±Ｖ_ｏｆｓが生じている。従って、反転入力端２０ａにおける電圧値Ｖ_ｉｎは、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３と入力オフセット電圧±Ｖ_ｏｆｓとの和とほぼ等しくなる。なお、本実施形態においては、抵抗素子４３はその抵抗値を変更可能に構成されており、抵抗素子４３の抵抗値は、例えば後述する切替制御部３３等によって設定される。

信号スイッチ３６は、電流電圧変換器３１の反転入力端２０ａ及び出力端２０ｃとアナログデジタルコンバータ１１との間に接続されている。信号スイッチ３６は、反転入力端２０ａにおける電圧値Ｖ_ｉｎ及び出力端２０ｃからの電圧信号Ｖ_ＲＸＰのうちいずれか一方を選択的に差信号生成部１６へ提供するスイッチ素子である。具体的には、信号スイッチ３６は、切替制御部３３から制御信号ＳＥＬ３をハイレベル（論理値１）の状態で受信すると、出力端２０ｃとアナログデジタルコンバータ１１とを接続する。これに対して、信号スイッチ３６は、切替制御部３３から制御信号ＳＥＬ３をローレベル（論理値０）の状態で受信すると、反転入力端２０ａとアナログデジタルコンバータ１１とを接続する。

切替制御部３３は、電圧値Ｖ_ｉｎ及び電圧信号Ｖ_ＲＸＰのうちいずれか一方を選択するための制御信号ＳＥＬ３を、信号スイッチ３６及びセレクタ１２に送出する。詳細には、切替制御部３３は、電圧信号Ｖ_ＲＸＰを選択するために、ハイレベルの制御信号ＳＥＬ３を生成する一方、電圧値Ｖ_ｉｎを選択するために、ローレベルの制御信号ＳＥＬ３を生成する。そして、切替制御部３３は、ハイレベルの制御信号ＳＥＬ３及びローレベルの制御信号ＳＥＬ３が交互に時系列に並んだパルス信号を生成して、そのパルス信号を信号スイッチ３６及びセレクタ１２に送出する。

信号スイッチ３６の出力は、アナログデジタルコンバータ１１に接続され、アナログデジタルコンバータ１１により、電圧値Ｖ_ｉｎ及び電圧信号Ｖ_ＲＸＰがデジタル値であるデジタル信号Ｄ_ｉｎ及びＤ_ＲＸＰにそれぞれ変換される。アナログデジタルコンバータ１１には、アナログ−デジタル変換における２つの基準電位が、参照電圧発生回路２４から供給される。具体的には、アナログデジタルコンバータ１１には、参照電圧発生回路２４の出力端子２５，２６から、それぞれ参照電位Ｖ_ＲＥＦ１，Ｖ_ＲＥＦ２が供給される。

アナログデジタルコンバータ１１の出力には、セレクタ１２が接続されている。セレクタ１２は、アナログデジタルコンバータ１１からデジタル信号Ｄ_ｉｎ及びＤ_ＲＸＰを受け取るとともに、切替制御部３３からの制御信号ＳＥＬ３の出力タイミングに同期させて、デジタル信号Ｄ_ｉｎ及びＤ_ＲＸＰを演算器１３に出力する。すなわち、セレクタ１２は、アナログデジタルコンバータ１１から、デジタル信号Ｄ_ｉｎ及びＤ_ＲＸＰを受け取って、これらのデジタル信号を分離して後段の平均化回路２１ａ，２１ｂに出力する。具体的には、アナログデジタルコンバータ１１から、制御信号ＳＥＬ３＝０のときのデジタル信号Ｄ_ＲＸＰと、制御信号ＳＥＬ３＝１のときのデジタル信号Ｄ_ｉｎとが、時分割されて出力され、セレクタ１２は、制御信号ＳＥＬ３を受信しながら、時分割された２つのデジタル信号Ｄ_ｉｎ，Ｄ_ＲＸＰを分離する。そして、セレクタ１２は、デジタル信号Ｄ_ｉｎを第１の平均化回路２１ａに、デジタル信号Ｄ_ＲＸＰを第２の平均化回路２１ｂに出力する。

平均化回路２１ａ，２１ｂは、セレクタ１２から受け取ったデジタル信号Ｄ_ｉｎ，Ｄ_ＲＸＰに対して移動平均フィルタ又はＩＩＲフィルタを用いた抑圧処理を施す。その際、平均化回路２１ａ，２１ｂは、セレクタ１２から出力されたｍサンプル分（ｍは１以上の整数）のデジタル信号Ｄ_ｉｎ，Ｄ_ＲＸＰを対象にして平均化処理を実行する。抑圧処理が施された後のデジタル信号Ｄ_ｉｎ，Ｄ_ＲＸＰは、それぞれレジスタ２２ａ，２２ｂに記憶される。

演算回路２３は、レジスタ２２ａ，２２ｂに記憶されたそれぞれのデジタル信号Ｄ_ｉｎ，Ｄ_ＲＸＰを読み出すとともに、両デジタル信号Ｄ_ｉｎ，Ｄ_ＲＸＰの差分デジタル値Ｖ_Ｄを算出する。そして、演算回路は算出した差分デジタル値Ｖ_Ｄを信号光Ｏ_ｉｎの強度モニタ値としてレジスタ１４に記憶する。

次に、信号処理部２８における信号光Ｏ_ｉｎの強度モニタ値の算出方法について説明する。

電流電圧変換器３１においては、オペアンプ２０の反転入力端２０ａの入力インピーダンスが極めて大きいため、カレントミラー部６からのモニタ電流Ｉ_ｍｏｎの殆どは、抵抗素子４３に対して供給される。また、反転入力端２０ａにおける電圧値Ｖ_ｉｎは、仮想短絡によって、非反転入力端２０ｂへの基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３に入力オフセット電圧±Ｖ_ｏｆｓを加えた値となる。従って、ＳＥＬ＝１のときにアナログデジタルコンバータ１１の反転入力に入力される電圧Ｖ_ＲＸＰ−、ＳＥＬ＝０のときにアナログデジタルコンバータ１１の反転入力に入力される電圧Ｖ_ｉｎ−、及びアナログデジタルコンバータ１１の非反転入力に入力される電圧Ｖ_＋は、下記式（４）〜（６）のように与えられる。

アナログデジタルコンバータ１１では、上記入力電圧の差Ｖ_＋−Ｖ_ＲＸＰ−をデジタル値Ｄ_ＲＸＰに、差Ｖ_＋−Ｖ_ｉｎ−をデジタル値Ｄ_ｉｎに、それぞれ変換する。アナログデジタルコンバータ１１から出力されたデジタル値Ｄ_ＲＸＰ，Ｄ_ｉｎは、それぞれ平均化回路２１ａ，２１ｂによって平均化処理が施され、それぞれのデジタル値Ｄ_ＲＸＰ，Ｄ_ｉｎの差分デジタル値Ｖ_Ｄが信号光Ｏ_ｉｎの強度モニタ値としてレジスタ１４に記憶される。ここで、アナログデジタルコンバータ１１の伝達関数をｆとすると、得られる差分デジタル値Ｖ_Ｄは、下記式（７）で与えられる。

以上説明したように、光受信器１ｂにおいては、フォトダイオード２において入力光Ｏ_ｉｎに対応して生成された光電流Ｉ_ｏｒｇがモニタ電流Ｉ_ｍｏｎとしてモニタされるとともに、電流電圧変換器３１によってモニタ電流Ｉ_ｍｏｎが電圧信号Ｖ_ＲＸＰに変換される。この際、電流電圧変換器３１内部では、モニタ電流Ｉ_ｍｏｎの殆どが抵抗素子４３を流れて電圧信号Ｖ_ＲＸＰに変換される。また、オペアンプ２０においては、反転入力端２０ａと非反転入力端２０ｂとが仮想短絡されているが、入力オフセット電圧Ｖ_ｏｆｓは、この反転入力端２０ａと非反転入力端２０ｂとの間に発生する。すなわち、非反転入力端２０ｂにおける基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３に対し、反転入力端２０ａにおける電圧値Ｖ_ｉｎは、入力オフセット電圧Ｖ_ｏｆｓを含んだ値Ｖ_ＲＥＦ３±Ｖ_ｏｆｓとなる。このことから、差信号生成部１６において、反転入力端２０ａにおける電圧値Ｖ_ＲＥＦ３±Ｖ_ｏｆｓと出力端２０ｃからの電圧信号Ｖ_ＲＸＰとの差分に基づき入力光Ｏ_ｉｎに関するモニタ信号Ｖ_Ｄが生成される。従って、モニタ信号Ｖ_Ｄの中に含まれるオペアンプ２０の入力オフセットＶ_ｏｆｓの影響が相殺されることにより、信号光Ｏ_ｉｎの強度が微弱で光電流Ｉ_ｏｒｇが小さい場合であっても、モニタ信号の精度を向上させることができる。さらには、オペアンプの入力オフセットは温度変動や電源電圧の影響を受けるので、この入力オフセットをモニタ信号から減算することで、電源電圧や温度変動に対して安定して光強度をモニタすることができる。

また、本実施形態のように、光受信器は、反転入力端２０ａにおける電圧値Ｖ_ｉｎ及び出力端２０ｃからの電圧信号Ｖ_ＲＸＰのうちいずれか一方を選択的に差信号生成部１６へ提供する信号スイッチ３６と、電圧値Ｖ_ｉｎ及び電圧信号Ｖ_ＲＸＰのうちいずれか一方を選択するための制御信号ＳＥＬ３を信号スイッチ３６に送る切替制御部３３とを備えることが好ましい。そして、差信号生成部１６は、電圧値Ｖ_ｉｎと電圧信号Ｖ_ＲＸＰとを制御信号ＳＥＬ３に応じて受信することが好ましい。これにより、差信号生成部１６において、反転入力端２０ａにおける電圧値Ｖ_ｉｎ及び出力端２０ｃからの電圧信号Ｖ_ＲＸＰのそれぞれを受信するための回路（例えば、アナログデジタルコンバータ１１）を共用できるので、差信号生成部１６の回路規模を小さくできる。また、本実施形態のように差信号生成部１６においてデジタル処理を行う場合、電圧値Ｖ_ｉｎ及び電圧信号Ｖ_ＲＸＰの双方を共通のアナログデジタルコンバータ１１によってデジタル化することにより、アナログデジタルコンバータ１１に起因するオフセットをも相殺できるので、モニタ信号の精度を更に向上させることができる。

（変形例）
図６は、第２実施形態による光受信器１ｂの変形例として、光受信器１ｃの構成を示す図である。同図に示す光受信器１ｃは、パッケージ３０と、信号処理部２９と、リミッティングアンプ８とを備えている。パッケージ３０は、フォトダイオード２、フィルタ回路３、カレントミラー部（モニタ電流生成回路）６、トランスインピーダンスアンプ４２、及び増幅器制御部４５を収容している。パッケージ３０としては、例えば同軸型ＣＡＮパッケージが例示される。トランスインピーダンスアンプ４２は、フォトダイオード２からの光電流Ｉ_ｏｒｇを受信信号に変換するとともに、利得−周波数特性を変更可能に構成された（前置）増幅器である。また、増幅器制御部４５は、利得−周波数特性を変更するための増幅器制御信号Ｓ_ａｍｐをトランスインピーダンスアンプ４２に送るための回路である。

本変形例による光受信器１ｃと第２実施形態の光受信器１ｂとの相違点の一つは、カレントミラー部６がフォトダイオード２と共にパッケージ３０に収容されている点である。また、別の相違点の一つは、トランスインピーダンスアンプ４２の利得−周波数特性が可変であり、この利得−周波数特性を制御する増幅器制御部４５が設けられている点である。そして、増幅器制御部４５が、オペアンプ２０の反転入力端２０ａ及びカレントミラー部６の出力端と接続されており、オペアンプ２０への基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３を変更できる点である。

具体的には、カレントミラー部６はパッケージ３０内に収容されており、カレントミラー部６の出力端とオペアンプ２０の反転入力端２０ａとがパッケージ３０の一つのリードピン（端子）を介して互いに接続されている。また、カレントミラー部６の出力端は、パッケージ３０内において増幅器制御部４５にも接続されている。これにより、オペアンプ２０の反転入力端２０ａは、一つのリードピンによってカレントミラー部６及び増幅器制御部４５に接続される。なお、増幅器制御部４５の入力インピーダンスは高く設定されており、モニタ電流Ｉ_ｍｏｎの増幅器制御部４５への流入は、殆ど無視できる。

また、本実施形態の信号処理部２９は、差動入出力アンプ３５及び参照電圧発生回路３７を有する。参照電圧発生回路３７は、アナログデジタルコンバータ１１におけるアナログ−デジタル変換における２つの基準電位、及び差動入出力アンプ３５における基準電位を設定する回路である。参照電圧発生回路３７は３つの出力端子３８〜４０を有し、出力端子３８を所定の電位Ｖ_ＲＥＦ１＝１／４Ｖ_ＲＥＦに、出力端子３９を所定の電位Ｖ_ＲＥＦ２＝３／４Ｖ_ＲＥＦに、出力端子４０を所定の電位Ｖ_ＲＥＦ４＝１／２Ｖ_ＲＥＦに設定する。電位Ｖ_ＲＥＦの値は、カレントミラー部６から出力されるモニタ電流Ｉ_ｍｏｎの範囲、及び抵抗素子４３の抵抗値に応じて適宜設定される。この参照電圧発生回路３７の出力端子３８は、アナログデジタルコンバータ１１の一方の基準電位設定用の入力端子に、出力端子３９は、アナログデジタルコンバータ１１の他方の基準電位設定用の入力端子に、出力端子４０は、差動入出力アンプ３５の基準電位設定用の入力端子に、それぞれ接続される。

オペアンプ２０の非反転入力端２０ｂには、入力端子４４が接続されている。入力端子４４にはオペアンプ２０への基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３が入力されるが、本実施形態では、この基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３は参照電圧発生回路３７からは供給されず、信号処理部２９の外部から任意の値に設定することが可能となっている。上式（５）から、オペアンプ２０の反転入力端２０ａにおける電圧値Ｖ_ｉｎは、入力端子４４に入力される基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３の値に対応しているので、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３を変化させることによって電圧値Ｖ_ｉｎを変化させ得る。

本実施形態では反転入力端２０ａが増幅器制御部４５に接続されているので、電圧値Ｖ_ｉｎは、増幅器制御部４５へ入力される。増幅器制御部４５は、電圧値Ｖ_ｉｎの大きさに応じて増幅器制御信号Ｓ_ａｍｐを生成する。すなわち、光受信器１ｃにおいては、入力端子４４へ入力する基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３を変更することによって、トランスインピーダンスアンプ４２の利得−周波数特性を変更できる。トランスインピーダンスアンプ４２は、例えば電流電圧変換器３１と同様の内部構成を有するとよい。その場合、オペアンプの反転入力端と出力端との間に接続される帰還抵抗の抵抗値を増幅器制御信号Ｓ_ａｍｐに応じて可変とすれば、利得−周波数特性を変更可能なトランスインピーダンスアンプ４２を容易に構成できる。

差動入出力アンプ３５は、信号スイッチ３６からの電圧値Ｖ_ｉｎ或いは電圧信号Ｖ_ＲＸＰの電位を調整するために設けられている。差動入出力アンプ３５は、一対の差動入力端及び一対の差動出力端を有する。差動入出力アンプ３５の一対の差動入力端のうち一方は信号スイッチ３６に接続されており、他方は入力端子４４に接続されている。すなわち、差動入出力アンプ３５の一対の差動入力端のうち一方には、反転入力端２０ａにおける電圧値Ｖ_ｉｎ及び出力端２０ｃからの電圧信号Ｖ_ＲＸＰのうちいずれか一方が選択的に提供される。また、他方には、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３が提供される。

差動入出力アンプ３５の一対の差動出力端のうち一方は、アナログデジタルコンバータ１１の反転入力端子に接続されている。また、差動入出力アンプ３５の一対の差動出力端のうち他方は、アナログデジタルコンバータ１１の非反転入力端子に接続されている。

差動入出力アンプ３５の基準電圧設定用の入力端子には、上述したように参照電圧発生回路３７から基準電圧Ｖ_ＲＥＦ４が供給される。そして、差動入出力アンプ３５に入力された電圧値Ｖ_ｉｎ及び電圧信号Ｖ_ＲＸＰの基準電圧（すなわち差動信号の中心電圧）は、基準電圧Ｖ_ＲＥＦ４に変更される。基準電圧Ｖ_ＲＥＦ４は、例えばアナログデジタルコンバータ１１への基準電圧Ｖ_ＲＥＦ１と基準電圧Ｖ_ＲＥＦ２との間の電圧（本実施形態では、１／２Ｖ_ＲＥＦ）に設定される。これにより、オペアンプ２０への基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３の変動による、電圧値Ｖ_ｉｎ及び電圧信号Ｖ_ＲＸＰの電位の変動を修正して、電圧値Ｖ_ｉｎ及び電圧信号Ｖ_ＲＸＰの大きさをアナログデジタルコンバータ１１の入力範囲内に収めることができる。

本変形例による光受信器１ｃにおいては、フォトダイオード２からの光電流Ｉ_ｏｒｇを受信信号に変換するトランスインピーダンスアンプ４２が、利得−周波数特性を変更可能に構成されている。これにより、例えば受信信号の信号周波数が比較的高い場合にはトランスインピーダンスアンプ４２の利得を下げてカットオフ周波数を高め、受信信号の信号周波数が比較的低い場合にはトランスインピーダンスアンプ４２の利得を上げてカットオフ周波数を低くするといったように、受信信号の信号周波数に応じて適切な利得−周波数特性を選択できる。

また、本変形例による光受信器１ｃにおいては、増幅器制御部４５が、利得−周波数特性を変更するための増幅器制御信号Ｓ_ａｍｐを、オペアンプ２０の反転入力端２０ａにおける電圧値Ｖ_ｉｎに応じて生成している。更に、オペアンプ２０への基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３が変更可能とされている。また、この光受信器１ｃでは、増幅器制御部４５が、オペアンプ２０の反転入力端２０ａと接続されており、反転入力端２０ａと仮想短絡の関係にある非反転入力端２０ｂにおける基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３の値に応じて増幅器制御信号Ｓ_ａｍｐを生成している。これにより、オペアンプ２０への基準電圧Ｖ_ＲＥＦ３を利用してトランスインピーダンスアンプ４２の利得−周波数特性を変更できるので、トランスインピーダンスアンプ４２の利得−周波数特性を変更するための信号入力端子を独立して設ける必要がなく、回路への入力端子数を削減できる。

また、本変形例による光受信器１ｃにおいては、フォトダイオード２、カレントミラー部６、トランスインピーダンスアンプ４２、及び増幅器制御部４５がパッケージ３０に収容されており、カレントミラー部６及び増幅器制御部４５とオペアンプ２０の反転入力端２０ａとが、パッケージ３０の一の端子（リードピン）を介して互いに接続されている。これにより、パッケージ３０が備えるリードピンのうち、モニタ電流Ｉ_ｍｏｎを出力するためのリードピンと、増幅器制御部４５への信号を入力するためのリードピンとを共通化できるので、パッケージ３０に必要なリードピン数を削減できる。

なお、本発明は、前述した各実施形態に限定されるものではない。例えば、光受信器１ａのアナログデジタルコンバータ１１においては、入力電圧Ｖ_ＲＸＰが１／４Ｖ_ＲＥＦ〜３／４Ｖ_ＲＥＦの範囲で、デジタル値が“０”〜“２^Ｎ−１”範囲に収まるようにマッピングして変換していたが、このアナログ−デジタル変換のスケーリングは随時変更されてよい。例えば、最大光入力の時の変換後のデジタル値を“２^Ｎ−１”、オペアンプ２０の最大出力電圧の変換後のデジタル値を“１００”（分解能１０ビットの場合）、や“１０００”（分解能１２ビットの場合）等に設定することで、アナログ−デジタル変換後の量子化誤差をより低減することが可能となる。

また、セレクタ１２、平均化回路２１ａ，２１ｂ、レジスタ２２ａ，２２ｂ，１４、及び演算回路２３は、別々のハードウェア装置として構築されてもよいし、同一のＣＰＵボード上に機能的な構成要素として構築されていてもよい。

本発明の第１実施形態である光受信器の構成を示す図である。 図１の信号処理部の回路構成についてより詳細に示す図である。 図１の信号処理部において処理される各信号のタイミングチャートを示す図であり、（ａ）は、制御信号のタイミングチャート、（ｂ）は、オペアンプの出力信号のタイミングチャート、（ｃ）は、アナログデジタルコンバータの出力信号のタイミングチャート、（ｄ）は、演算器の第１のレジスタに格納されるデータのタイミングチャート、（ｅ）は、演算器の第２のレジスタに格納されるデータのタイミングチャート、（ｆ）は、出力側レジスタに格納されるデータのタイミングチャートである。 （ａ）は、差信号生成部を有さない従来の光受信器における信号光の強度のモニタ結果を示すグラフ、（ｂ）は、本実施形態における信号光の強度のモニタ結果を示すグラフである。 本発明の第２実施形態である光受信器の構成を示す図である。 本発明の第２実施形態の変形例である光受信器の構成を示す図である。

符号の説明

１ａ〜１ｃ…光受信器、２…フォトダイオード、６…カレントミラー部（モニタ電流生成回路）、１０，３１…電流電圧変換器、１１…アナログデジタルコンバータ（アナログデジタル変換部）、１２…セレクタ（セレクタ部）、１３…演算器（演算部）、１５，３３…切替制御部、１６…差信号生成部、１７…オフセット電圧発生回路、Ｄ_ＲＸＰ（１）…第１のデジタル信号、Ｄ_ＲＸＰ（０）…第２のデジタル信号、Ｖ_Ｄ…モニタ信号、Ｏ_ｉｎ…光信号（入力光）、Ｓ_１…電流経路スイッチ、Ｖ_ＲＸＰ（１）…第１の電圧信号、Ｖ_ＲＸＰ（０）…第２の電圧信号。

Claims (5)

1. 入力光に対応した光電流を生成するフォトダイオードと、
   前記光電流を検出して、前記光電流に対応するモニタ電流を生成するモニタ電流生成回路と、
   前記モニタ電流生成回路に接続された第１の入力端、基準電圧を入力する第２の入力端、及び前記第１の入力端に帰還抵抗を介して接続された出力端を有するオペアンプを含んで構成され、前記モニタ電流を電圧信号に変換する電流電圧変換器と、
   前記オペアンプの前記第１の入力端における電圧値と前記出力端からの前記電圧信号との差分に基づき前記入力光に関するモニタ信号を生成する差信号生成部と、
   を備えることを特徴とする光受信器。
2. 前記第１の入力端における前記電圧値及び前記出力端からの前記電圧信号のうちいずれか一方を選択的に前記差信号生成部へ提供する信号スイッチと、
   前記電圧値及び前記電圧信号のうちいずれか一方を選択するための制御信号を前記信号スイッチに送る切替制御部と、
   を更に備え、
   前記差信号生成部が、
   前記電圧値と前記電圧信号とを前記制御信号に応じて受信することを特徴とする請求項１記載の光受信器。
3. 前記フォトダイオードからの前記光電流を受信信号に変換するとともに、利得−周波数特性を変更可能に構成された増幅器と、
   前記利得−周波数特性を変更するための増幅器制御信号を前記増幅器に送る増幅器制御部と、
   を更に備え、
   前記増幅器制御部が、前記オペアンプの前記第１の入力端と接続されており、該第１の入力端と仮想短絡の関係にある前記第２の入力端における前記基準電圧の大きさに応じて前記増幅器制御信号を生成することを特徴とする請求項１または２記載の光受信器。
4. 前記フォトダイオード、前記モニタ電流生成回路、前記増幅器、及び前記増幅器制御部を収容するパッケージを更に備え、
   前記モニタ電流生成回路及び前記増幅器制御部と前記オペアンプの前記第１の入力端とが、前記パッケージの一の端子を介して互いに接続されていることを特徴とする請求項３記載の光受信器。
5. 入射光信号を受けたフォトダイオードの出力信号からモニタ電流を生成する工程と、
   入力端と出力端との間に帰還抵抗が接続されたオペアンプを用いて前記モニタ電流を電圧信号に変換する工程と、
   前記入力端における電圧値と前記出力端からの前記電圧信号との差分に基づいて、前記入射光信号の強度に応じたモニタ信号を生成する工程と、
   を備えることを特徴とする入射光信号強度の測定方法。
   

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