JP5374234B2

JP5374234B2 - モニタ回路、モニタ信号の出力方法、及び、光受信器

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Publication number: JP5374234B2
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Inventors: 浩岡田
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Description

本発明は、フォトダイオードを流れる光電流の大きさを示すモニタ信号を出力するモニタ回路に関する。また、そのようなモニタ回路を備えた光受信器に関する。

光ネットワークのひとつとして、１台のＯＬＴ（Oｐtical Line Terminal：局側終端装置）と複数台のＯＮＵ（Optical Network Unit：加入者側終端装置）とにより構成された、ＰＯＮ（Passive Optical Network：パッシブ光ネットワーク）が挙げられる。ＰＯＮにおいて、ＯＬＴと各ＯＮＵとは、一端がＯＬＴにより終端され、他端が光スプリッタ（光カプラ）に接続された幹線ケーブルと、一端がこの光スプリッタに接続され、他端がこのＯＮＵにより終端された配線ケーブルとにより相互に接続される。

ＰＯＮにおいて、ＯＬＴが受信する光信号は、各ＯＮＵから送信されたパケットを光スプリッタで合波することより得られたバースト性の光信号であり、その強度は、損失の小さい経路を介して伝送されたパケットに対応する光入力区間で大きくなり、損失の大きい経路を介して伝送されたパケットに対応する光入力区間で小さくなる。ＯＬＴにおいては、このような光信号のパワーを光入力区間毎にモニタすることによって、各ＯＮＵとの間に生じた障害を検知する。このため、ＯＬＴ用の光受信器（しばしば「光トランシーバー」とも称される）には、受信した光信号のパワーを示すモニタ信号を出力するパワーモニタ機能が求められる。

図６は、パワーモニタ機能を担うモニタ回路６０を備えた、従来の光受信器６の構成を示す回路図である。図６に示したように、光受信器６は、受信した光信号を電流信号に変換するフォトダイオードＰＤと、フォトダイオードＰＤにて得られた電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプＴＩＡと、フォトダイオードＰＤにて得られた電流信号の強度、すなわち、受信した光信号のパワーを示すモニタ信号を生成するモニタ回路６０とを備えている。

モニタ回路６０は、入力点６１ａがフォトダイオードＰＤに接続されたカレントミラー回路６１と、一端がカレントミラー回路６１の出力点６１ｂに接続され、他端が接地された抵抗Ｒｍとを備え、カレントミラー回路６１の出力点６１ｂの電位Ｖｍを値とするモニタ信号を外部に出力するように構成されている。

カレントミラー回路６１のカレントミラー比をｎ：１とすると、カレントミラー回路６１の出力点６１ｂからは、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐに比例したモニタ電流Ｉｍ＝Ｉｐ／ｎが出力される。このため、グランドに対するカレントミラー回路６１の出力点６１ｂの電位Ｖｍは、抵抗Ｒｍにおける電圧降下によってＲｍ×Ｉｍ＝（Ｒｍ／ｎ）×Ｉｐとなり、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐに比例する。したがって、モニタ回路６０から出力されたモニタ信号の値Ｖｍを、例えば、変換係数αを用いてα×Ｖｍに変換（キャリブレーション）することによって、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐの大きさ、すなわち、受信した光信号のパワーを算出することができる。

しかしながら、図６に示したモニタ回路６０から出力されたモニタ信号に基づいて、バースト性の光信号のパワーを光入力区間毎に特定することは困難である。これは、図７に示すように、カレントミラー回路６１の出力点６１ｂの電位Ｖｍの立ち上がりが、光入力区間の始点に対して数μ秒から数十μ秒遅れるので、光入力区間内でモニタ信号の値Ｖｍが定常値に達し得ないことがあるためである。この遅れは、主に、カレントミラー回路６１を構成するトランジスタを非導通状態から導通状態に遷移させるのに要する時間に起因している。

そこで、ＯＬＴ用の光受信器など、バースト性の光信号を受信する光受信器においては、図６に示したモニタ回路６０に代えて、図８に示したモニタ回路６０’が用いられる。図８に示したモニタ回路６０’は、図６に示したモニタ回路６０に、一端がカレントミラー回路６１の入力点６１ａに接続され、他端が接地された負荷抵抗Ｒｂを付加したものである。カレントミラー回路６１の出力点６１ｂの電位Ｖｍを値とするモニタ信号を出力する点は、図６に示したモニタ回路６０と同様である。

このように、カレントミラー回路６１の入力点６１ａを負荷抵抗Ｒｂを介して接地することによって、光入力区間外においてもカレントミラー回路６１を構成するトランジスタに微弱な待機電流Ｉｂを流しておくことができる。これにより、カレントミラー回路６１を構成するトランジスタが光入力区間外においても導通状態に保たれ、図９に示すように、光入力区間の始点においてカレントミラー回路６１の出力点６１ｂの電位Ｖｍが速やかに立ちあがる。

ただし、カレントミラー回路６１の入力点６１ａを負荷抵抗Ｒｂを介して接地した場合、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐの大きさを算出するためには、モニタ回路６０’から出力されたモニタ信号の値Ｖｍを、変換係数αおよびβを用いてα×Ｖｍ＋βのように変換（キャリブレーション）することが必要になる。なぜなら、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐに加え、負荷抵抗Ｒｂを流れる待機電流Ｉｂがカレントミラー回路６１の入力点６１ａに入力されるため、カレントミラー回路６１の出力点６１ｂから待機電流Ｉｂに相当するオフセット成分Ｉｂ／ｎを含むモニタ電流Ｉｍが出力されるようになり、その結果、カレントミラー回路６１の出力点６１ｂの電位Ｖｍに待機電流Ｉｂに相当するオフセット成分（Ｒｍ／ｎ）×Ｉｂが含まれるようになるためである。

特許文献１には、上述したモニタ信号の値Ｖｍに相当する電圧値Ｖoutを、Ａ×Ｖout＋Ｂ＋ｆ（Ｖout）に変換することによって、受信した光信号のパワーを算出するＯＬＴが開示されている（特許文献１の図１および段落００３９参照）。ここで、ＡおよびＢは、定数であり、ｆ（Ｖout）は、光入力区間外におけるオフセット電流の大きさを示す関数である。

なお、待機電流Ｉｂは、光入力区間内であるか光入力区間外であるかを問わず負荷抵抗Ｒｂを流れ、光入力区間内であるか光入力区間外であるかを問わずモニタ信号の値Ｖｍ（ｔ）にオフセット成分を生じせしめる。そこで、以下、待機電流Ｉｂを「オフセット電流」とも呼称する。

特開２００７−３７１１８（公開日：２００７年２月８日）

しかしながら、図８に示したモニタ回路６０’から出力されたモニタ信号の値Ｖｍに基づいて光信号のパワーを広い温度範囲に渡って精度良く算出することは困難であった。この問題について、図８を参照して具体的に説明すれば以下のとおりである。

すなわち、環境温度が変動すると、負荷抵抗Ｒｂの抵抗値も変動し、オフセット電流Ｉｂの大きさも変動する。このため、モニタ信号の値Ｖｍに含まれるオフセット成分（Ｒｍ／ｎ）×Ｉｂの大きさも環境温度に応じて変わる。したがって、或る環境温度において定めた一組の変換係数αおよびβを用いて、他の環境温度において得られたモニタ信号の値Ｖｍをα×Ｖｍ＋βに変換（キャリブレーション）しても、光信号のパワーを精度良く算出することはできない。特許文献１に記載の変換式を用いた場合であっても、同様の問題を生じる。このような問題は、環境温度の変動が激しい環境、例えば、屋外での使用が想定されるモニタ回路においてより深刻である。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、フォトダイオード等の光検出器を流れる電流の大きさを、その値に基づいて広い温度範囲に渡って精度良く算出可能なモニタ信号を提供することができるモニタ回路を実現することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係るモニタ回路は、入力点が光検出器に接続され、該入力点から入力された入力電流に比例したモニタ電流を出力するカレントミラー回路と、上記カレントミラー回路の入力点に対して、上記光検出器と並列に接続された負荷抵抗と、上記モニタ電流に比例したモニタ電位と、上記モニタ電流と同時に上記負荷抵抗を流れるオフセット電流に比例したオフセット電位との電位差を示すモニタ信号を出力する出力回路とを備えていることを特徴としている。

また、上記課題を解決するために、本発明に係るモニタ信号の出力方法は、入力点が光検出器に接続され、該入力点から入力された入力電流に比例したモニタ電流を出力するカレントミラー回路と、上記カレントミラー回路の入力点に対して、上記光検出器と並列に接続された負荷抵抗と、を備えたモニタ回路を用いたモニタ信号の出力方法であって、上記モニタ電流に比例したモニタ電位と、上記モニタ電流と同時に上記負荷抵抗を流れるオフセット電流に比例したオフセット電位との電位差を示すモニタ信号を出力することを特徴としている。

上記の構成によれば、光入力区間外においても上記負荷抵抗を介してカレントミラー回路に上記オフセット電流（待機電流）が入力されるため、光入力区間の始点において上記モニタ電位が速やかに立ち上がる。したがって、上記光検出器を用いて受信したバースト性の光信号のパワーを、上記モニタ信号に基づいて算出することができる。

しかも、上記の構成によれば、上記モニタ電位と上記オフセット電位との電位差を示すモニタ信号が出力される。すなわち、上記光検出器を流れる光電流に比例した値をもち、上記負荷抵抗を流れるオフセット電流の大きさに依存しないモニタ信号が得られる。

したがって、環境温度の変動等により上記負荷抵抗の抵抗値が変化し上記負荷抵抗を流れるオフセット電流の大きさが変わっても、上記モニタ信号の値がこれに影響されることはない。このため、上記フォトダイオードを用いて受信した光信号のパワーを、広い温度範囲に渡って精度良く算出可能なモニタ信号を提供することができる、という効果を奏する。

本発明に係るモニタ回路においては、上記モニタ電流を上記モニタ電位に変換するための抵抗の抵抗値と、上記オフセット電流を上記オフセット電位に変換するための抵抗の抵抗値との比が、上記カレントミラー回路のカレントミラー比に一致することが好ましい。

上記の構成によれば、上記カレントミラー回路のカレントミラー比がどのように設定されている場合であっても、上記モニタ電位と上記オフセット電位との電位差を上記光検出器を流れる光電流の大きさに比例させることができるという更なる効果を奏する。

本発明に係るモニタ回路において、上記出力回路は、上記モニタ電位を非反転入力とし、上記オフセット電位を反転入力とする差動増幅回路であることが好ましい。

上記の構成によれば、上記モニタ信号をＡＤ変換するＡＤコンバータのダイナミックレンジに応じたゲインで、上記モニタ信号を増幅することができる。このため、上記ＡＤコンバータによってデジタル化された上記モニタ信号の精度を高めることができるという更なる効果を奏する。

なお、上記モニタ回路を備えた光受信器も本発明の範疇に含まれる。上記モニタ回路を備えていることで、上記フォトダイオードを用いて受信した光信号のパワーを、広い温度範囲に渡って精度良く算出可能なモニタ信号を提供することができるという効果を奏する。

以上のように、本発明に係るモニタ回路は、モニタ電流に比例したモニタ電位と、該モニタ電流と同時に負荷抵抗を流れるオフセット電流に比例したオフセット電位との電位差を示すモニタ信号を出力する。

また、本発明にモニタ信号の出力方法は、上記モニタ電流に比例したモニタ電位と、上記モニタ電流と同時に上記負荷抵抗を流れるオフセット電流に比例したオフセット電位との電位差を示すモニタ信号を出力する。

したがって、フォトダイオードを用いて受信した光信号のパワーを、広い温度範囲に渡って精度良く算出可能なモニタ信号を提供することができる、という効果を奏する。

本発明の第１の実施形態を示すものであって、本発明のモニタ回路を含む光受信器の回路図である。本発明の第１の実施形態を示すものであって、本発明のモニタ回路が備えているカレントミラー回路の構成を例示した回路図である。本発明のモニタ回路によって、受信した光信号のパワーを測定した結果を示す図である。従来のモニタ回路によって、受信した光信号のパワーを測定した結果を示す図である。本発明の第２の実施形態を示すものであって、本発明のモニタ回路を含む光受信器の回路図である。従来技術を示すものであって、従来のモニタ回路を含む光受信器の回路図である。従来技術を示すものであって、図６に示したモニタ回路により生成されたモニタ信号の過渡特性を示す図である。従来技術を示すもののであって、従来のモニタ回路を含む光受信器の回路図である。従来技術を示すものであって、図８に示したモニタ回路により生成されたモニタ信号の過渡特性を示す図である。

本発明の実施形態について、図面に基づいて説明すれば以下のとおりである。なお、以下に説明する各実施形態に係るモニタ回路は、非アバランシェ型のフォトダイオードを流れる光電流の大きさを示すモニタ信号を生成するモニタ回路として構成されているが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、本発明は、アバランシェ型のフォトダイオード（アバランシェフォトダイオード）を流れる光電流の大きさを示すモニタ信号を生成するモニタ回路など、他の光検出器を流れる光電流をモニタするために使用されるモニタ回路にも適用することもできる。

〔実施形態１〕
本発明の第１の実施形態について、図１〜４に基づいて説明すれば以下のとおりである。

（モニタ回路の構成）
まず、本実施形態に係るモニタ回路１０の構成について、図１を参照して説明する。図１は、光受信器１の構成を示す回路図である。この光受信器１は、図１に示したように、フォトダイオードＰＤと、フォトダイオードＰＤのアノード側に接続されたトランスインピーダンスアンプＴＩＡと、フォトダイオードＰＤのカソード側に接続されたモニタ回路１０とにより構成されている。

フォトダイオードＰＤは、受信した光信号を電流信号に変換するための手段であり、トランスインピーダンスアンプＴＩＡは、フォトダイオードＰＤにて得られた電流信号を電圧信号に変換するための手段である。トランスインピーダンスアンプＴＩＡの後段には、トランスインピーダンスアンプＴＩＡにて得られた電圧信号を処理する各種信号処理回路（不図示）が設けられていてもよい。

モニタ回路１０は、フォトダイオードＰＤにて得られた電流信号の強度（フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐの大きさ）、すなわち、受信した光信号のパワーを示すモニタ信号を生成するための回路である。本実施形態に係るモニタ回路１０は、図１に示したように、（１）入力点１１ａがフォトダイオードＰＤに接続されたカレントミラー回路１１と、（２）一端がカレントミラー回路１１の入力点１１ａに接続され、他端が接地された負荷抵抗Ｒｂであって、直列接続された２つの負荷抵抗Ｒｂ１およびＲｂ２からなる負荷抵抗Ｒｂと、（３）カレントミラー回路１１の出力点１１ｂ、及び、負荷抵抗Ｒｂ１と負荷抵抗Ｒｂ２との中間点に接続された出力回路１２とにより構成されている。負荷抵抗Ｒｂは、光入力区間外においても、カレントミラー回路１１を構成するトランジスタに数十μＡ程度の待機電流（オフセット電流）Ｉｂを流すためのものであり、その抵抗値は、数ＭΩに設定されている。

カレントミラー回路１１は、入力点１１ａから入力された入力電流Ｉinに比例したモニタ電流Ｉｍを出力点１１ｂから出力する機能を持つ（カレントミラー回路１１の構成例については、参照する図面を替えて後述する）。すなわち、カレントミラー回路１１のカレントミラー比をｎ：１とすると、入力電流Ｉinとモニタ電流Ｉｍとの間に（１）式の関係が成立する。

Ｉｍ＝Ｉin／ｎ（１）
カレントミラー回路１１の入力点１１ａには、上述したように、フォトダイオードＰＤと負荷抵抗Ｒｂとが接続されているので、カレントミラー回路１１の入力点に入力される入力電流Ｉinは、（２）式に示すように、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐと、負荷抵抗Ｒｂを流れるオフセット電流Ｉｂとの和になる。したがって、カレントミラー回路１１の出力点１１ｂから出力されるモニタ電流Ｉｍは、（３）式に示すように、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐと、負荷抵抗Ｒｂ１およびＲｂ２を流れるオフセット電流Ｉｂとの和に比例する。

Ｉin ＝Ｉｐ＋Ｉｂ（２）
Ｉｍ＝（Ｉｐ＋Ｉｂ）／ｎ（３）
出力回路１２は、モニタ電流Ｉｍに比例したモニタ電位Ｖｍと、このモニタ電流Ｉｍと同時に負荷抵抗Ｒｂを流れるオフセット電流Ｉｂに比例したオフセット電位Ｖｂとに基づいて、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐの大きさを示すモニタ信号を生成する機能を持つ。特に、本実施形態に係るモニタ回路１０が備えている出力回路１２は、カレントミラー回路１１の出力点１１ｂの対グランド電位をモニタ電位Ｖｍとし、負荷抵抗Ｒｂ１と負荷抵抗Ｒｂ２との中間点の対グランド電位をオフセット電位Ｖｂとして、モニタ電位Ｖｍとオフセット電位Ｖｂとの電位差Ｖｍ−Ｖｂを示すモニタ信号を生成する機能を持つ。

このような機能をもつ出力回路１２は、例えば、図１に示したように、モニタ電位Ｖｍを非反転入力とし、オフセット電位Ｖｂを反転入力とする差動増幅回路により構成することができる。すなわち、（１）オペアンプＯＰＡＭＰと、（２）一端がカレントミラー回路１１の出力点１１ｂに接続され、他端がオペアンプＯＰＡＭＰの非反転入力端子＋に接続された入力抵抗Ｒｍ１と、（３）一端が入力抵抗Ｒｍ１とオペアンプＯＰＡＭＰの非反転入力端子＋との中間点に接続され、他端が接地された接地抵抗Ｒｍ２と、（４）一端が負荷抵抗Ｒｂ１と負荷抵抗Ｒｂ２との中間点に接続され、他端がオペアンプＯＰＡＭＰの反転入力端子−に接続された入力抵抗Ｒ１と、（５）一端がオペアンプＯＰＡＭＰの出力端子に接続され、他端がオペアンプＯＰＡＭＰの反転入力端子−に接続された帰還抵抗Ｒ２と、により構成することができる。図１に示したように、更に、一端がカレントミラー回路１１の出力点１１ｂに接続され、他端が接地されたコンデンサーＣｍであって、要求される時間内にモニタ電位Ｖｍを安定化させるように容量が設定されたコンデンサーＣｍを含んでいてもよい。

ここで、入力抵抗Ｒ１の抵抗値と入力抵抗Ｒｍ１の値とを等しく設定し、帰還抵抗Ｒ２の抵抗値と接地抵抗Ｒｍ２の抵抗値と等しく設定することにより、オペアンプＯＰＡＭＰの出力端子から出力されるモニタ信号の値を、モニタ電位Ｖｍとオフセット電位Ｖｂとの電位差Ｖｍ−Ｖｂに比例させることができる。この際、出力回路１２の差動増幅回路としてのゲインは、入力抵抗Ｒ１と帰還抵抗Ｒ２との抵抗値の比Ｒ１：Ｒ２に一致する。例えば、入力抵抗Ｒ１の抵抗値と帰還抵抗Ｒ２の抵抗値とを等しく設定すれば、オペアンプＯＰＡＭＰの出力信号の値は、出力回路１２の差動増幅回路ではＲ１＝Ｒｍ１およびＲ２＝Ｒｍ２とした場合にＶmo＝（Ｒ２／Ｒ１）×（Ｖｍ−Ｖｂ）が成り立つため、モニタ電位Ｖｍとオフセット電位Ｖｂとの電位差Ｖｍ−Ｖｂに一致させることができる。また、ＡＤコンバータのダイナミックレンジに応じたゲインに設定すれば、デジタル信号に変換されたモニタ電位の精度を高めることができる。

出力回路１２において、モニタ電位Ｖｍ、すなわち、カレントミラー回路１１の出力点１１ｂの電位Ｖｍは、（４）式に示すように、モニタ電流Ｉｍに比例する。また、オフセット電位Ｖｂ、すなわち、負荷抵抗Ｒｂ１と負荷抵抗Ｒｂ２との中間点の電位Ｖｂは、（５）式に示すように、オフセット電流Ｉｂに比例する。

Ｖｍ＝（Ｒｍ１＋Ｒｍ２）×Ｉｍ（４）
Ｖｂ＝Ｒｂ２×Ｉｂ（５）
したがって、負荷抵抗Ｒｂ２、入力抵抗Ｒｍ１、および、接地抵抗Ｒｍ２の各抵抗値を、（６）式に示すように設定すれば、モニタ電位Ｖｍとオフセット電位Ｖｂとの電位差Ｖｍ−Ｖｂを、（７）式に示すように光電流Ｉｐに比例させることができる。

（Ｒｍ１＋Ｒｍ２）：Ｒｂ２＝ｎ：１（６）
Ｖｍ−Ｖｂ＝｛（Ｒｍ１＋Ｒｍ２）／ｎ｝×Ｉｐ（７）
したがって、出力回路１２により生成されるモニタ信号の値は、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐに比例し、負荷抵抗Ｒｂを流れるオフセット電流Ｉｂに依存しない。

このため、環境温度の変化により負荷抵抗Ｒｂの抵抗値が変化しても、出力回路１２により生成されるモニタ信号の値はその影響を受けない。換言すれば、出力回路１２は、負荷抵抗Ｒに対する温度変動補償回路として機能する。つまり、出力回路１２により生成されるモニタ信号に基づいて、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐの大きさを広い温度範囲に渡って精度良く算出することができる。

なお、図１に示したモニタ回路１０は、モニタ信号をアナログ信号として外部に出力するものであるが、本発明はこれに限定されるものではない。すなわち、モニタ信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータを備え、このＡＤコンバータにより得られたデジタル信号を外部に出力するように構成されたモニタ回路も本発明の範疇に含まれる。

（カレントミラー回路の構成例）
次に、モニタ回路１０が備えているカレントミラー回路１１の構成例について、図２を参照して説明する。図２は、モニタ回路１０が備えているカレントミラー回路１１の構成例を示す回路図である。

図２に示したカレントミラー回路１１は、ベース端子が互いに接続された一対のＰＮＰトランジスタ（トランジスタＴｒ_１およびＴｒ_２）により構成されたカレントミラー回路である。図２におけるトランジスタＴｒ１のコレクタ端子が、図１におけるカレントミラー回路１１の入力点１１ａに相当し、図２におけるトランジスタＴｒ２のコレクタ端子が、図１におけるカレントミラー回路１１の出力点１１ｂに相当する。

図２に示したカレントミラー回路１１において、トランジスタＴｒ１およびＴｒ２のエミッタ端子は、それぞれ、抵抗ＲinおよびＲoutを介して電圧源Ｖccに接続されており、トランジスタＴｒ１のベース端子とコレクタ端子とは短絡されている。このため、トランジスタＴｒ１を流れるコレクタ電流に比例するコレクタ電流がトランジスタＴｒ２を流れる。すなわち、先に説明したとおり、入力点１１ａから流出する入力電流Ｉinに比例するモニタ電流Ｉｍが出力点１１ｂから流出する。

なお、モニタ回路１０が備えているカレントミラー回路１１の構成は、図２に例示したものに限定されない。例えば、一対のＰＮＰトランジスタにより構成されたカレントミラー回路の代わりに、一対のＮＰＮトランジスタにより構成されたカレントミラー回路を用いてもよい。また、これら一対のバイポーラトランジスタにより構成されたカレントミラー回路の代わりに、一対の電界効果トランジスタにより構成されたカレントミラー回路を用いてもよい。また、回路構成についても特に限定されず、入力電流に比例したモニタ電流を出力する機能を持つものなら何でもよい。

（温度変動補償効果）
次に、本実施形態に係るモニタ回路１０の温度変動補償効果について、図３および図４を参照して説明する。

図３は、既知のパワーＰを有する光信号を入力したときに本発明のモニタ回路１０（図１参照）から出力されたモニタ信号の値ｘ（同図における「実測値」）、モニタ信号の値ｘを変換係数α、β、及びγを用いてαｘ²＋βｘ＋γに変換することよって算出した受信パワー（受信した光信号のパワー）Ｐ’＝αｘ²＋βｘ＋γ（同図における「変換」）、及び、算出した受信パワーＰ’の真の受信パワーＰに対する誤差（同図における「規格」欄の各値）を示す図である。

図３に示した測定結果は、環境温度−４０℃，２５℃，７５℃において、−３０ｄＢｍ〜６ｄＢｍ（２ｄＢｍステップ）を有する光信号をモニタ回路１０に入力することにより得られたものである。変換係数α、β、及びγは、２５℃における実測値｛ｘ1，ｘ2，・・・，ｘn｝を用い、誤差の２乗和Σ_i｜（αｘi²＋βｘi＋γ）−Ｐi｜²を最小化するように定めている。測定に用いたモニタ回路１０の各定数は、以下のとおりである。

カレントミラー比＝１０：１，
Ｒｂ１＝２ＭΩ，Ｒｂ２＝３ｋΩ，
Ｒｍ１＝Ｒｍ２＝１５ｋΩ，
Ｒ１＝Ｒ２＝１５ｋΩ，
Ｃｍ＝１０ｐＦ。

なお、ここでは、モニタ信号の値ｘを変換係数α、β、及びγを用いてαｘ²＋βｘ＋γに変換したが、変換係数αのみを用いてモニタ信号ｘの値をαｘに変換するようにしてもよい。モニタ信号の値が光電流Ｉｐの大きさに比例するためである。ただし、上記のように変換係数α、β、及びγを用いてモニタ信号の値ｘをαｘ²＋βｘ＋γに変換することにより、負荷抵抗Ｒｂを流れる電流Ｉｂに由来するオフセット成分以外のオフセット成分も除去することができる。

図３から明らかなように、受信パワーをモニタ回路１０から出力されたモニタ信号の値から算出した場合、誤差を１ｄＢ以下に抑えることができる。しかも、或る環境温度（ここでは２５℃）においてキャリブレーション（変換係数α、β、及びγの設定）を行うだけで、誤差を１ｄＢ以下に抑えることができる。これは、モニタ回路１０が非常に高い温度変動補償効果を有することを意味する。

一方、図４は、既知のパワーＰを有する光信号を入力したときに従来のモニタ回路６０’（図８参照）から出力されたモニタ信号の値ｘ（実測値）、モニタ信号の値ｘを変換係数α、β、及びγを用いてαｘ²＋βｘ＋γに変換することよって算出した受信パワーＰ’＝αｘ²＋βｘ＋γ、及び、算出した受信パワーＰ’の真の受信パワーＰに対する誤差を示す図である。

図４に示した測定結果は、環境温度−４０℃，２５℃，７５℃において、−３０ｄＢｍ〜６ｄＢｍ（１ｄＢｍステップ）を有する光信号をモニタ回路６０’に入力することにより得られたものである。ここでは、各環境温度における実測値を変換するための変換係数α、β、及びγを、その環境温度における実測値｛ｘ1，ｘ2，・・・，ｘn｝を用いて誤差の２乗和Σi｜（αｘi²＋βｘi＋γ）−Ｐi｜²を最小化するように定めている。すなわち、環境温度毎にキャリブレーションを行っている。測定に用いたモニタ回路６０’の各定数は、以下のとおりである。

カレントミラー比＝１０：１，
Ｒｂ＝２ＭΩ，
Ｒｍ＝３０ｋΩ，
Ｃｍ＝１０ｐＦ。

図３と図４とを比較すれば明らかなように、本発明のモニタ回路１０から出力されたモニタ信号の値に基づいて算出された受信パワーの精度は、従来のモニタ回路６０’から出力されたモニタ信号の値に基づいて算出された受信パワーの精度よりも高い。特に、高温環境において格段に高い。

〔実施形態２〕
本発明の第２の実施形態について、図５に基づいて説明すれば以下のとおりである。

図５は、本実施形態に係るモニタ回路１０’を含む光受信器１’の回路図である。この光受信器１’は、図１に示した光受信器１と同様、バースト性の光信号を受信する光バースト信号受信装置であり、モニタ回路１０’の他に、フォトダイオードＰＤと、トランスインピーダンスアンプＴＩＡとを備えている。

図５は、光受信器１’の構成を示す回路図である。この光受信器１’は、図５に示したように、フォトダイオードＰＤと、フォトダイオードＰＤのアノード側に接続されたトランスインピーダンスアンプＴＩＡと、フォトダイオードＰＤのカソード側に接続されたモニタ回路１０’とにより構成されている。

モニタ回路１０’は、フォトダイオードＰＤにて得られた電流信号の強度（フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐの大きさ）、すなわち、受信した光信号のパワーを示すモニタ信号を生成するための回路である。本実施形態に係るモニタ回路１０’は、図５に示したように、（１）入力点１１ａがフォトダイオードＰＤに接続されたカレントミラー回路１１と、（２）一端がカレントミラー回路１１の入力点１１ａに接続され、他端が接地された負荷抵抗Ｒｂであって、直列接続された２つの負荷抵抗Ｒｂ１およびＲｂ２からなる負荷抵抗Ｒｂと、（３）カレントミラー回路１１の出力点１１ｂ、及び、負荷抵抗Ｒｂ１と負荷抵抗Ｒｂ２との中間点に接続された出力回路１２’とにより構成されている。負荷抵抗Ｒｂは、光入力区間外においても、カレントミラー回路１１を構成するトランジスタに数十μＡ程度の待機電流（オフセット電流）Ｉｐを流すためのものであり、その抵抗値は、数ＭΩに設定されている。

カレントミラー回路１１は、第１の実施形態に係るモニタ回路１０が備えているものと同一のカレントミラー回路である。また、カレントミラー回路１１の入力点１１ａにフォトダイオードＰＤが接続されている点、および、カレントミラー回路１１の入力点１１ａが、負荷抵抗Ｒｂを介して接地されている点についても、第１の実施形態に係るモニタ回路１０と同様である。

本実施形態に係るモニタ回路１０’が備えている出力回路１２’は、カレントミラー回路１１から出力されるモニタ電流Ｉｍに比例したモニタ電位Ｖｍを示すモニタ信号を出力する。また、本実施形態に係るモニタ回路１０´は、このモニタ電流Ｉｍと同時に流れるオフセット電流Ｉｂに比例したオフセット電位Ｖｂを示すオフセット信号を、モニタ信号と共に出力する。

なお、カレントミラー回路１１の出力点１１ｂの電位（対グランド）をモニタ電位Ｖｍとし、カレントミラー回路１１の入力点１１ａに接続された２つの負荷抵抗Ｒｂ１およびＲｂ２の中間点の電位（対グランド）をオフセット電位Ｖｂとしている点は、第１の実施形態と同様である。

この出力回路１２’は、例えば、図５に示したように、カレントミラー回路１１の出力点１１ｂに一端が接続され、他端が接地された抵抗Ｒｍを含み、この抵抗Ｒｍによってモニタ電流Ｉｍをモニタ電位Ｖｍに変換するように構成されている。また、図５に示したように、更に、一端がカレントミラー回路１１の出力点１１ｂに接続され、他端が接地されたコンデンサーＣｍであって、要求される時間内にモニタ電位Ｖｍを安定化させるように容量が設定されたコンデンサーＣｍを含んでいてもよい。

出力回路１２’において、モニタ電位Ｖｍ、すなわち、カレントミラー回路１１の出力点１１ｂの電位は、（８）式に示すように、モニタ電流Ｉｍに比例する。また、オフセット電位Ｖｂ、すなわち、負荷抵抗Ｒｂ１と負荷抵抗Ｒｂ２との中間点の電位は、（９）式に示すように、オフセット電流Ｉｂに比例する。

Ｖｍ＝Ｒｍ×Ｉｍ（９）
Ｖｂ＝Ｒｂ２×Ｉｂ（１０）
したがって、負荷抵抗Ｒｂ２、および、抵抗Ｒｍの各抵抗値を、（１１）式に示すように設定すれば、モニタ電位Ｖｍとオフセット電位Ｖｂとの電位差Ｖｍ−Ｖｂを、（１２）式に示すように光電流Ｉｐに比例させることができる。

Ｒｍ：Ｒｂ２＝ｎ：１（１１）
Ｖｍ−Ｖｂ＝（Ｒｍ／ｎ）×Ｉｐ（１２）
上述したように、出力回路１２’は、モニタ電位Ｖｍを示すモニタ信号と、オフセット電位Ｖｂを示すオフセット信号とを出力する。したがって、モニタ信号の値Ｖｍとオフセット信号の値Ｖｂとの差を取れば、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Ｉｐに比例し、かつ、オフセット電流Ｉｂに依存しない値が得られる。このため、モニタ信号の値とオフセット信号の値との差を算出することによって、フォトダイオードＰＤを流れる光電流Iｐの強度を精度良くモニタすることができる。

しかも、環境温度の変動などによって負荷抵抗Ｒｂの抵抗値が変化し、オフセット電流Ｉｂの大きさが変動しても、モニタ信号の値とオフセット信号の値との差はその影響を受けない。したがって、モニタ信号の値からオフセット信号の値を減算する演算処理回路を用いれば、負荷抵抗Ｒｂに対する温度変動補償効果を得ることができる。

以上のように、モニタ回路１’は、入力点が光検出器に接続され、該入力点から入力された入力電流に比例したモニタ電流を出力するカレントミラー回路と、上記カレントミラー回路の入力点に対して、上記光検出器と並列に接続された負荷抵抗と、上記モニタ電流に比例したモニタ電位を示すモニタ信号を出力する出力回路とを備え、上記モニタ電流と同時に上記負荷抵抗を流れるオフセット電流に比例したオフセット電位を示すオフセット信号を上記モニタ信号と共に出力することを特徴としている。

また、モニタ回路１’によるモニタ信号の出力方法は、入力点が光検出器に接続され、該入力点から入力された入力電流に比例したモニタ電流を出力するカレントミラー回路と、上記カレントミラー回路の入力点に対して、上記光検出器と並列に接続された負荷抵抗と、を備えたモニタ回路を用いたモニタ信号の出力方法であって、上記モニタ電流に比例したモニタ電位を示すモニタ信号と共に、上記モニタ電流と同時に上記負荷抵抗を流れるオフセット電流に比例したオフセット電位を示すオフセット信号を出力することを特徴としている。

しかも、上記の構成によれば、上記モニタ電位を示すモニタ信号と上記オフセット電位を示すオフセット信号とが出力される。したがって、上記モニタ信号の値と上記オフセット信号の値との差は、上記光検出器を流れる光電流に比例した値をもち、上記負荷抵抗を流れるオフセット電流の大きさに依存しないモニタ信号が得られる。

したがって、環境温度の変動等により上記負荷抵抗の抵抗値が変化し上記負荷抵抗を流れるオフセット電流の大きさが変わっても、上記モニタ信号の値と上記オフセット信号の値との差がこれに影響されることはない。このため、上記モニタ信号の値と上記オフセット信号の値との差に基づいて、上記フォトダイオードを用いて受信した光信号のパワーを、広い温度範囲に渡って精度良く算出することができるという効果を奏する。

〔付記事項〕
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、光信号を受信する光受信器一般に広く適用することができる。特に、バースト性の光信号を受信する光受信器に好適に利用することができる。また、屋外での使用が想定される光受信器に取り分け好適に利用することができる。

１、１’ 光受信器
ＰＤフォトダイオード
ＴＩＡトランスインピーダンスアンプ
１０，１０’ モニタ回路
１１カレントミラー回路
１１ａ入力点
１１ｂ出力点
１２，１２’ 出力回路
Ｒｍ１，Ｒｍ２負荷抵抗
Ｉｍ，Ｖｍモニタ電流，モニタ電位
Ｉｂ，Ｖｂオフセット電流、オフセット電位

Claims

入力点が光検出器に接続され、該入力点から入力された入力電流に比例したモニタ電流を出力するカレントミラー回路と、
上記カレントミラー回路の入力点に対して、上記光検出器と並列に接続された負荷抵抗と、
上記モニタ電流に比例したモニタ電位と、上記モニタ電流と同時に上記負荷抵抗を流れるオフセット電流に比例したオフセット電位との電位差を示すモニタ信号を出力する出力回路と、を備えており、
上記モニタ電流を上記モニタ電位に変換するための抵抗の抵抗値と、上記オフセット電流を上記オフセット電位に変換するための抵抗の抵抗値との比が、上記カレントミラー回路のカレントミラー比に一致する、
ことを特徴とするモニタ回路。
上記出力回路は、上記モニタ電位を非反転入力とし、上記オフセット電位を反転入力とする差動増幅回路である、
ことを特徴とする請求項１に記載のモニタ回路。
入力点が光検出器に接続され、該入力点から入力された入力電流に比例したモニタ電流を出力するカレントミラー回路と、上記カレントミラー回路の入力点に対して、上記光検出器と並列に接続された負荷抵抗と、を備えたモニタ回路を用いたモニタ信号の出力方法であって、
上記モニタ電流に比例したモニタ電位と、上記モニタ電流と同時に上記負荷抵抗を流れるオフセット電流に比例したオフセット電位との電位差を示すモニタ信号を出力する工程を含んでおり、
上記モニタ電流を上記モニタ電位に変換するための抵抗の抵抗値と、上記オフセット電流を上記オフセット電位に変換するための抵抗の抵抗値との比が、上記カレントミラー回路のカレントミラー比に一致する、
ことを特徴とするモニタ信号の出力方法。
入力点が光検出器に接続され、該入力点から入力された入力電流に比例したモニタ電流を出力するカレントミラー回路と、
上記カレントミラー回路の入力点に対して、上記光検出器と並列に接続された負荷抵抗と、
上記モニタ電流に比例したモニタ電位を示すモニタ信号と共に、上記モニタ電流と同時に上記負荷抵抗を流れるオフセット電流に比例したオフセット電位を示すオフセット信号を出力する出力回路と、を備えており、
上記モニタ電流を上記モニタ電位に変換するための抵抗の抵抗値と、上記オフセット電流を上記オフセット電位に変換するための抵抗の抵抗値との比が、上記カレントミラー回路のカレントミラー比に一致する、
ことを特徴とするモニタ回路。
入力点が光検出器に接続され、該入力点から入力された入力電流に比例したモニタ電流を出力するカレントミラー回路と、上記カレントミラー回路の入力点に対して、上記光検出器と並列に接続された負荷抵抗と、を備えたモニタ回路を用いたモニタ信号の出力方法であって、
上記モニタ電流に比例したモニタ電位を示すモニタ信号と共に、上記モニタ電流と同時に上記負荷抵抗を流れるオフセット電流に比例したオフセット電位を示すオフセット信号を出力する工程を含んでおり、
上記モニタ電流を上記モニタ電位に変換するための抵抗の抵抗値と、上記オフセット電流を上記オフセット電位に変換するための抵抗の抵抗値との比が、上記カレントミラー回路のカレントミラー比に一致する、
ことを特徴とするモニタ信号の出力方法。
請求項１、２、又は４の何れか１項に記載のモニタ回路と、上記光検出器とを備えた光受信器。