JP5129394B2 - 発振器 - Google Patents
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Description
本発明は、発振器に関し、特に振動子を発振させるための発振回路を含む発振器に関する。
近年、携帯電話の基地局やＳｔｒａｔｕｍ３仕様を要求される伝送装置では周波数安定度がより高精度な発振器（例えばＳｔｒａｔｕｍ３では±０．２８ｐｐｍ以内）が要求される。
これらの用途において基準クロック源として使用されている温度補償型水晶発振器は、電圧制御型発振器の制御信号によって水晶振動子（圧電振動子）が持つ温度特性（例えば、ＡＴカットと称される切断角度で切り出される水晶からなる水晶振動子においては、その温度特性は３次関数で近似される）を制御することで、温度に対する水晶発振周波数の変化を小さくする特徴を有している。
これらの用途において基準クロック源として使用されている温度補償型水晶発振器は、電圧制御型発振器の制御信号によって水晶振動子（圧電振動子）が持つ温度特性（例えば、ＡＴカットと称される切断角度で切り出される水晶からなる水晶振動子においては、その温度特性は３次関数で近似される）を制御することで、温度に対する水晶発振周波数の変化を小さくする特徴を有している。
図１５は、一般的な水晶発振器の構成を表す図である。
図１５において、水晶発振器は水晶振動子ＳＳとそれを発振させるための発振回路部ＣＣとを含んで構成されている。この発振回路部ＣＣは、水晶振動子ＳＳに並列に接続された増幅器Ａおよび抵抗Ｒと、増幅器Ａの入力側とグランドとの間に接続された負荷容量素子Ｃａ（容量値Ｃca）と、この増幅器Ａの出力側とグランドとの間に接続された負荷容量素子Ｃｂ（容量値Ｃcb）とで構成されている。
上述の抵抗Ｒは、帰還抵抗とも称され、入力と出力のＤＣ動作点を定めるために機能する。
以上の構成において、負荷容量素子Ｃａおよび負荷容量素子Ｃｂが可変容量であれば、発振周波数を制御することが可能である。
図１５において、水晶発振器は水晶振動子ＳＳとそれを発振させるための発振回路部ＣＣとを含んで構成されている。この発振回路部ＣＣは、水晶振動子ＳＳに並列に接続された増幅器Ａおよび抵抗Ｒと、増幅器Ａの入力側とグランドとの間に接続された負荷容量素子Ｃａ（容量値Ｃca）と、この増幅器Ａの出力側とグランドとの間に接続された負荷容量素子Ｃｂ（容量値Ｃcb）とで構成されている。
上述の抵抗Ｒは、帰還抵抗とも称され、入力と出力のＤＣ動作点を定めるために機能する。
以上の構成において、負荷容量素子Ｃａおよび負荷容量素子Ｃｂが可変容量であれば、発振周波数を制御することが可能である。
図１６は図１５の水晶発振器の等価回路を表す図である。
図１６において、水晶振動子側ＳＳＳは、水晶直列等価容量成分Ｃ１（容量値ＣC1）、水晶直列等価抵抗成分Ｒ１（抵抗値ＲR1）および水晶直列等価誘導性成分Ｌ１（リアクタンス値ＬL1）と、水晶端子間容量成分Ｃ０（容量値ＣC0）とが並列接続された構成である。
一方、発振回路部側ＣＣＳは、抵抗成分Ｒｎ（抵抗値ＲRn）と容量成分ＣＬ（容量値ＣCL）とが直列接続された構成である。抵抗成分Ｒｎは負の値をとる負性抵抗成分であり、この負性抵抗成分の抵抗値で抵抗成分Ｒ１の抵抗値を打ち消すことによって周知のＬＣ発振器を構成することができる。
図１６において、水晶振動子側ＳＳＳは、水晶直列等価容量成分Ｃ１（容量値ＣC1）、水晶直列等価抵抗成分Ｒ１（抵抗値ＲR1）および水晶直列等価誘導性成分Ｌ１（リアクタンス値ＬL1）と、水晶端子間容量成分Ｃ０（容量値ＣC0）とが並列接続された構成である。
一方、発振回路部側ＣＣＳは、抵抗成分Ｒｎ（抵抗値ＲRn）と容量成分ＣＬ（容量値ＣCL）とが直列接続された構成である。抵抗成分Ｒｎは負の値をとる負性抵抗成分であり、この負性抵抗成分の抵抗値で抵抗成分Ｒ１の抵抗値を打ち消すことによって周知のＬＣ発振器を構成することができる。
尚、容量成分ＣＬは、等価回路の発振器等価容量成分である。この発振器等価容量成分ＣＬの容量値ＣCLと負荷容量素子Ｃａの容量値ＣCa、負荷容量素子Ｃｂの容量値ＣCbとの関係は、次の（１）式の通りである。
ＣCL＝（ＣCa×ＣCb）／（ＣCa＋ＣCb）………………（１）
この（１）式は、負荷容量素子Ｃａの容量値ＣCaが小さく、且つ、負荷容量素子Ｃｂの容量値ＣCbが小さい場合、発振器等価容量成分ＣＬの容量値ＣCLが小さくなることを示している。
ＣCL＝（ＣCa×ＣCb）／（ＣCa＋ＣCb）………………（１）
この（１）式は、負荷容量素子Ｃａの容量値ＣCaが小さく、且つ、負荷容量素子Ｃｂの容量値ＣCbが小さい場合、発振器等価容量成分ＣＬの容量値ＣCLが小さくなることを示している。
ここで、発振器等価容量成分ＣＬの容量値ＣCLと発振周波数ｆとの関係は、（２）式のようになる。
ｆ＝１／２π｛ＬL1×ＣC1×（ＣC0＋ＣCL）／（ＣC0＋ＣC1＋ＣCL）｝1/2………………（２）
また、発振周波数ｆは、発振器等価容量成分ＣＬの値ＣCLに対して図１７のようになる。
図１７を参照すると、発振器等価容量成分ＣＬの容量値ＣCLの増加に対して、発振周波数ｆは略反比例する如く減少することが分かる。
ｆ＝１／２π｛ＬL1×ＣC1×（ＣC0＋ＣCL）／（ＣC0＋ＣC1＋ＣCL）｝1/2………………（２）
また、発振周波数ｆは、発振器等価容量成分ＣＬの値ＣCLに対して図１７のようになる。
図１７を参照すると、発振器等価容量成分ＣＬの容量値ＣCLの増加に対して、発振周波数ｆは略反比例する如く減少することが分かる。
ここで、制御信号として電圧を供給する電圧制御型発振器の従来例を図１８に示す。
図１８において、制御信号ＣＳの電圧を上げる（下げる）ことによって発振器等価容量成分の容量値ＣCLを大きく（小さく）して、発振周波数ｆを低く（高く）することが可能である（例えば、特許文献１参照）。
更に、図１８において、制御信号ＣＳとして水晶振動子の発振周波数の温度特性を補正するように制御信号を入力すると、温度補償型発振器を構成することが可能になる。
ＡＴカットの水晶からなる水晶振動子の発振周波数の温度特性は温度の３次関数によって近似される。
図１８において、制御信号ＣＳの電圧を上げる（下げる）ことによって発振器等価容量成分の容量値ＣCLを大きく（小さく）して、発振周波数ｆを低く（高く）することが可能である（例えば、特許文献１参照）。
更に、図１８において、制御信号ＣＳとして水晶振動子の発振周波数の温度特性を補正するように制御信号を入力すると、温度補償型発振器を構成することが可能になる。
ＡＴカットの水晶からなる水晶振動子の発振周波数の温度特性は温度の３次関数によって近似される。
温度補償型発振器の制御信号ＣＳによって、上掲の（２）式における発振器等価容量成分の容量値ＣCLを水晶振動子の発振周波数の温度特性を補正するように制御する。これにより、温度に対する発振周波数ｆの変化を小さくすることが可能になる。
ここで、０．５ｐｐｍ以下の高精度な発振器が要求される場合、従来の方法では、水晶振動子の発振周波数の温度特性を３次成分より高次の次数の成分まで補正していた。これにより３次関数で近似した場合よりも精度を向上させることが可能になる（例えば、特許文献２参照）。
ここで、０．５ｐｐｍ以下の高精度な発振器が要求される場合、従来の方法では、水晶振動子の発振周波数の温度特性を３次成分より高次の次数の成分まで補正していた。これにより３次関数で近似した場合よりも精度を向上させることが可能になる（例えば、特許文献２参照）。
図１９にＡＴカットの水晶からなる水晶振動子の発振周波数の温度特性の例と、その温度特性を温度補償型発振器で温度補償した場合における温度補償後の発振周波数の温度特性の例を示す。
図１９において、ＡＴカットの水晶からなる水晶振動子の発振周波数において温度Ｔａの発振周波数ｆａは、温度Ｔ０における発振周波数ｆ０よりも△ｆａだけ高い。このため、温度補償型発振器では、上掲の図１７において発振器等価容量成分の容量値ＣCLをＣCL0からＣCLaに△ＣＬａだけ大きくして、温度Ｔａの発振周波数ｆａを△ｆａだけ低くすることにより発振周波数ｆ０に近付ける。
図１９において、ＡＴカットの水晶からなる水晶振動子の発振周波数において温度Ｔａの発振周波数ｆａは、温度Ｔ０における発振周波数ｆ０よりも△ｆａだけ高い。このため、温度補償型発振器では、上掲の図１７において発振器等価容量成分の容量値ＣCLをＣCL0からＣCLaに△ＣＬａだけ大きくして、温度Ｔａの発振周波数ｆａを△ｆａだけ低くすることにより発振周波数ｆ０に近付ける。
一方、温度Ｔｂの発振周波数ｆｂは、温度Ｔ０における発振周波数ｆ０よりも△ｆｂだけ低い。このため、温度補償型発振器では、上掲の図１７において発振器等価容量成分の容量値ＣCLをＣCL0からＣCLbに△ＣＬｂだけ小さくして、温度Ｔｂの発振周波数ｆｂを△ｆｂだけ高くすることにより、発振周波数ｆ０に近付ける。
温度補償型発振器において、制御信号によって温度毎に異なる発振器等価容量成分の容量値ＣCLを制御して、温度に対する発振周波数ｆの変化を小さくすることが可能になる。
温度補償型発振器において、制御信号によって温度毎に異なる発振器等価容量成分の容量値ＣCLを制御して、温度に対する発振周波数ｆの変化を小さくすることが可能になる。
上掲の図１８における電圧制御型発振器では温度補償型発振器を構成しているが、温度補償後にオフセット周波数の調整や経年変化の調整のために周波数の制御（ＡＦＣ＝Ａｕｔｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）を行う場合がある。
温度補償後にオフセット周波数の調整や経年変化の調整を行う場合、図２０のように、第１制御信号ＣＳ１０として水晶振動子の発振周波数の温度特性を補正するように制御信号を入力し、更に、第２制御信号ＣＳ２０としてオフセット周波数の調整や経年変化の調整を行うためのＡＦＣ制御信号を入力する。
温度補償後にオフセット周波数の調整や経年変化の調整を行う場合、図２０のように、第１制御信号ＣＳ１０として水晶振動子の発振周波数の温度特性を補正するように制御信号を入力し、更に、第２制御信号ＣＳ２０としてオフセット周波数の調整や経年変化の調整を行うためのＡＦＣ制御信号を入力する。
上述のように発振器を構成すれば、温度補償後にオフセット調整や経年変化の調整を行うことが可能になる。
ここで、図２０における第２制御信号ＣＳ２０によって発振周波数ｆをｆ０からｆ１に大きくするとき、上掲の（２）式における発振器等価容量成分ＣＬの容量値ＣCLが変化しても、図２１のように、温度毎の発振周波数の変化量△ｆは一定（△ｆＬ０）となって、発振周波数ｆの温度特性は変化しないことが望まれる。
ここで、図２０における第２制御信号ＣＳ２０によって発振周波数ｆをｆ０からｆ１に大きくするとき、上掲の（２）式における発振器等価容量成分ＣＬの容量値ＣCLが変化しても、図２１のように、温度毎の発振周波数の変化量△ｆは一定（△ｆＬ０）となって、発振周波数ｆの温度特性は変化しないことが望まれる。
しかしながら、実際には、発振周波数ｆの温度特性は図２２のようになり、温度補償精度が劣化してしまうという問題がある。この原因について以下に説明する。
上掲の図２０における第１制御信号ＣＳ１０によって、温度毎に異なる発振器等価容量成分は、容量値ＣCLとなるように当該容量値が調整され、水晶振動子の発振周波数ｆの温度特性を打ち消している。
上掲の図２０における第１制御信号ＣＳ１０によって、温度毎に異なる発振器等価容量成分は、容量値ＣCLとなるように当該容量値が調整され、水晶振動子の発振周波数ｆの温度特性を打ち消している。
次に、図２０における第２制御信号ＣＳ２０によって、発振器等価容量成分の容量値を一定値△ＣＬだけ変化させる。
この場合、図１７のように発振器等価容量成分の容量値ＣCLaにおいては、ＣCLaから一定値△ＣＬだけ変化した場合の発振周波数の変化量は△ｆＬａとなる。
また、発振器等価容量成分の容量値ＣCL0においては、ＣCL0から一定値△ＣＬだけ変化した場合の発振周波数の変化量は△ｆＬ０となる。
この場合、図１７のように発振器等価容量成分の容量値ＣCLaにおいては、ＣCLaから一定値△ＣＬだけ変化した場合の発振周波数の変化量は△ｆＬａとなる。
また、発振器等価容量成分の容量値ＣCL0においては、ＣCL0から一定値△ＣＬだけ変化した場合の発振周波数の変化量は△ｆＬ０となる。
更に、発振器等価容量成分の容量値ＣCLbにおいては、ＣCLbから一定値△ＣＬだけ変化した場合の発振周波数の変化量は△ｆＬｂとなる。
図１７より、発振周波数の変化量△ｆは、発振器等価容量成分ＣＬの小さい発振周波数の変化量△ｆＬｂの方が、発振器等価容量成分ＣＬの大きい発振周波数の変化量△ｆＬａよりも大きく変化することが分かる。
このため、温度補償型発振器において、第１制御信号ＣＳ１０によって温度毎に異なる発振器等価容量成分の容量値をＣCLに調整した後に、第２制御信号ＣＳ２０によって一定値△ＣＬだけ変化だけ変化させた場合、温度毎の発振周波数の変化量△ｆは一定とならず、温度補償精度が劣化してしまう。
図１７より、発振周波数の変化量△ｆは、発振器等価容量成分ＣＬの小さい発振周波数の変化量△ｆＬｂの方が、発振器等価容量成分ＣＬの大きい発振周波数の変化量△ｆＬａよりも大きく変化することが分かる。
このため、温度補償型発振器において、第１制御信号ＣＳ１０によって温度毎に異なる発振器等価容量成分の容量値をＣCLに調整した後に、第２制御信号ＣＳ２０によって一定値△ＣＬだけ変化だけ変化させた場合、温度毎の発振周波数の変化量△ｆは一定とならず、温度補償精度が劣化してしまう。
ここで、第２制御信号ＣＳ２０の変更による温度補償精度の劣化は、数ｐｐｍ程度の周波数安定度を要求される温度補償型発振器においては問題になりにくいが、０．５ｐｐｍ以下の周波数安定度を要求される温度補償型発振器においては問題になることがある。
本発明は上述のような状況に鑑みてなされたものであり、第１制御信号ＣＳ１０により発振周波数を調整した後、更に第２制御信号ＣＳ２０により発振周波数を変える場合に、第２制御信号ＣＳ２０による発振周波数の変化量を一定とすることができる発振器を実現することを目的とする。
本発明は上述のような状況に鑑みてなされたものであり、第１制御信号ＣＳ１０により発振周波数を調整した後、更に第２制御信号ＣＳ２０により発振周波数を変える場合に、第２制御信号ＣＳ２０による発振周波数の変化量を一定とすることができる発振器を実現することを目的とする。
上記目的を達成するために、本願では次に列記するような技術を提案する。
（１）振動子を発振させるための発振回路を有する発振器であって、
第１制御信号に基づいて発振周波数を調整する第１の調整部と、
第２制御信号に基づいて前記発振周波数を調整する第２の調整部と、
前記第２の調整部による前記発振周波数の調整と共に、前記第２の制御信号に基づいて前記振動子の発振振幅を調整する発振振幅制御部と、
を備え、
前記第１の調整部は、温度によらず前記発振周波数を一定にする温度補償用の調整部であり、
前記発振振幅制御部は、前記第２の調整部による前記発振周波数の調整量が温度によって所望の値からずれてしまう分を補うように、前記発振振幅を制御するものであることを特徴とする発振器。
上記（１）の発振器は、振動子を発振させるための発振回路を有する。そして、その第１の調整部および第２の調整部で、該両調整部に上述の順に対応する第１制御信号および第２制御信号に基づいて当該発振器の発振周波数を調整する。また、その発振振幅制御部で、前記振動子の発振振幅を調整する。
（１）振動子を発振させるための発振回路を有する発振器であって、
第１制御信号に基づいて発振周波数を調整する第１の調整部と、
第２制御信号に基づいて前記発振周波数を調整する第２の調整部と、
前記第２の調整部による前記発振周波数の調整と共に、前記第２の制御信号に基づいて前記振動子の発振振幅を調整する発振振幅制御部と、
を備え、
前記第１の調整部は、温度によらず前記発振周波数を一定にする温度補償用の調整部であり、
前記発振振幅制御部は、前記第２の調整部による前記発振周波数の調整量が温度によって所望の値からずれてしまう分を補うように、前記発振振幅を制御するものであることを特徴とする発振器。
上記（１）の発振器は、振動子を発振させるための発振回路を有する。そして、その第１の調整部および第２の調整部で、該両調整部に上述の順に対応する第１制御信号および第２制御信号に基づいて当該発振器の発振周波数を調整する。また、その発振振幅制御部で、前記振動子の発振振幅を調整する。
（２）前記第２の調整部は、前記発振周波数として任意の周波数を選択可能なＡＦＣ用の調整部であることを特徴とする（１）の発振器。
上記（２）の発振器では、（１）の発振器において特に、前記第１の調整部は、温度補償用の調整部であり、温度によらず前記発振周波数を一定にする。また、前記第２の調整部は、ＡＦＣ用の調整部であり、前記発振周波数として任意の周波数を選択可能にしている。
上記（２）の発振器では、（１）の発振器において特に、前記第１の調整部は、温度補償用の調整部であり、温度によらず前記発振周波数を一定にする。また、前記第２の調整部は、ＡＦＣ用の調整部であり、前記発振周波数として任意の周波数を選択可能にしている。
（３）前記発振振幅制御部は、前記発振振幅を可変とする発振振幅リミッタ手段であることを特徴とする（１）又は（２）の発振器。
上記（３）の発振器では、（１）又は（２）の発振器において特に、前記発振振幅制御部は、発振振幅リミッタ手段であり、前記発振振幅を可変とする。
上記（３）の発振器では、（１）又は（２）の発振器において特に、前記発振振幅制御部は、発振振幅リミッタ手段であり、前記発振振幅を可変とする。
（４）前記発振振幅制御部は、発振段の電流を調整する発振段電流調整部であることを特徴とする（１）又は（２）の発振器。
上記（４）の発振器では、（１）又は（２）の発振器において特に、前記発振振幅制御部は発振段電流調整部であり、発振段の電流を調整する。
上記（４）の発振器では、（１）又は（２）の発振器において特に、前記発振振幅制御部は発振段電流調整部であり、発振段の電流を調整する。
本発明によれば、第１制御信号により発振周波数を調整した後、更に、第２制御信号により発振周波数を変える場合に、第２制御信号による発振周波数の変化量を一定にすることができる発振器を実現することができる。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態につき詳述することにより本発明を明らかにする。
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態としての電圧制御型発振器の構成を表す回路図である。
図１において、この電圧制御型発振器は、水晶振動子ＳＳおよびこの水晶振動子ＳＳを発振させるための発振回路部ＣＣを含んで構成された発振器に、振幅リミッタ回路ＬＭが接続されている。
発振回路部ＣＣは、帰還抵抗Ｒと可変容量素子ＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、ＭＢ２、増幅器Ａ、第１制御信号Ｖ１を生成する第１制御信号生成回路ＣＳ１、および、第２制御信号Ｖ２を生成する第２制御信号生成回路ＣＳ２とを含んで構成されている。
（第１の実施の形態）
図１は本発明の第１の実施の形態としての電圧制御型発振器の構成を表す回路図である。
図１において、この電圧制御型発振器は、水晶振動子ＳＳおよびこの水晶振動子ＳＳを発振させるための発振回路部ＣＣを含んで構成された発振器に、振幅リミッタ回路ＬＭが接続されている。
発振回路部ＣＣは、帰還抵抗Ｒと可変容量素子ＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、ＭＢ２、増幅器Ａ、第１制御信号Ｖ１を生成する第１制御信号生成回路ＣＳ１、および、第２制御信号Ｖ２を生成する第２制御信号生成回路ＣＳ２とを含んで構成されている。
そして、振幅リミッタ回路ＬＭには第２制御信号生成回路ＣＳ２から第２制御信号Ｖ２がその振幅制限動作の態様を制御するための信号として供給される。
第１制御信号生成回路及び可変容量素子ＭＡ１、ＭＢ１は、温度によらず発振周波数を一定にする温度補償用の調整回路であり、第２制御信号生成回路可変容量素子ＭＡ２、ＭＢ２は、発振周波数として任意の周波数を選択可能なＡＦＣ用の調整回路である。
図１の実施の形態における電圧制御型発振器では、発振回路部ＣＣは、制御信号に基づいて当該発振器の発振周波数を調整する調整部を構成し、振幅リミッタ回路ＬＭは、振動子の発振振幅を可変とする発振振幅制御部を構成している。
第１制御信号生成回路及び可変容量素子ＭＡ１、ＭＢ１は、温度によらず発振周波数を一定にする温度補償用の調整回路であり、第２制御信号生成回路可変容量素子ＭＡ２、ＭＢ２は、発振周波数として任意の周波数を選択可能なＡＦＣ用の調整回路である。
図１の実施の形態における電圧制御型発振器では、発振回路部ＣＣは、制御信号に基づいて当該発振器の発振周波数を調整する調整部を構成し、振幅リミッタ回路ＬＭは、振動子の発振振幅を可変とする発振振幅制御部を構成している。
図２は、図１の電圧制御型発振器の構成要素である可変容量素子ＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、および、ＭＢ２の構成例を表す図である。
図２において、可変容量素子ＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、および、ＭＢ２は、ＭＯＳトランジスタである。
この可変容量素子を構成するＭＯＳトランジスタにおいてゲートＧには制御信号生成回路ＣＳ（この場合は、第１制御信号生成回路ＣＳ１または第２制御信号生成回路ＣＳ２）からの制御信号Ｖ（この場合は、第１制御信号Ｖ１または第２制御信号Ｖ２）が印加される。
図２において、可変容量素子ＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、および、ＭＢ２は、ＭＯＳトランジスタである。
この可変容量素子を構成するＭＯＳトランジスタにおいてゲートＧには制御信号生成回路ＣＳ（この場合は、第１制御信号生成回路ＣＳ１または第２制御信号生成回路ＣＳ２）からの制御信号Ｖ（この場合は、第１制御信号Ｖ１または第２制御信号Ｖ２）が印加される。
また、可変容量素子を構成するＭＯＳトランジスタのソースＳには水晶振動子ＳＳの何れかの端子に接続され、発振周波数ｆの出力信号が出力される。ここで、水晶振動子ＳＳの一方の端子の端子電圧をＶａと表し、他方の端子の端子電圧をＶｂと表す。
可変容量素子を構成するＭＯＳトランジスタのバルクＢには基準電圧（例えば接地電位）が印加されている。本例では、可変容量素子を構成するＭＯＳトランジスタのドレインＤは接続対象を持たないが、このドレインＤをソースＳと接続した構成を採ることもできる。
可変容量素子を構成するＭＯＳトランジスタのバルクＢには基準電圧（例えば接地電位）が印加されている。本例では、可変容量素子を構成するＭＯＳトランジスタのドレインＤは接続対象を持たないが、このドレインＤをソースＳと接続した構成を採ることもできる。
図２のような可変容量素子（図１の、ＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、ＭＢ２）において、制御信号による発振周波数ｆの変化を片側の可変容量素子のみで考えた場合、発振周波数ｆの変化は、制御信号の電圧の大きさと水晶振動子の端子における出力信号の振幅の大きさに応じたものとなる。
図３は、図２の可変容量素子のゲートＧに印加される制御信号の電圧と、図２の可変容量素子のソースＳ（すなわち水晶振動子の端子）における出力信号の振幅と、の関係において、発振周波数ｆの変化を表した特性図である。
図３は、図２の可変容量素子のゲートＧに印加される制御信号の電圧と、図２の可変容量素子のソースＳ（すなわち水晶振動子の端子）における出力信号の振幅と、の関係において、発振周波数ｆの変化を表した特性図である。
図３（ａ）には、図２の可変容量素子において、制御信号の電圧の変化量に対する発振周波数ｆの変化の様子を例示している。
図３（ｂ）には、図２の可変容量素子において、水晶振動子の端子における出力信号の電圧の時間変化の様子を例示している。
図３を参照して、破線図示の発振周波数ｆの変化について説明する。
制御信号の電圧が、出力信号のＬｏｗレベルから閾値電圧Ｖｔｈ上がった電位以下のとき、即ち、図３（ａ）における区間（１）に該当するときには、ＭＯＳトランジスタは常にチャネルが形成されないオフ状態である。このときには発振器等価容量ＣＬは変化せず、従って、発振周波数ｆは一定となる。
図３（ｂ）には、図２の可変容量素子において、水晶振動子の端子における出力信号の電圧の時間変化の様子を例示している。
図３を参照して、破線図示の発振周波数ｆの変化について説明する。
制御信号の電圧が、出力信号のＬｏｗレベルから閾値電圧Ｖｔｈ上がった電位以下のとき、即ち、図３（ａ）における区間（１）に該当するときには、ＭＯＳトランジスタは常にチャネルが形成されないオフ状態である。このときには発振器等価容量ＣＬは変化せず、従って、発振周波数ｆは一定となる。
次に、制御信号の電圧が、出力信号のＬｏｗレベルから上述の閾値電圧Ｖｔｈ上がった電位以上で出力信号のＨｉｇｈレベルから上述の閾値電圧Ｖｔｈ上がった電位以下のとき、即ち、図３（ａ）における区間（２）に該当するときには、ＭＯＳトランジスタはチャネルが形成されないオフ状態とチャネルが形成されるオン状態とを周期的に繰り返す。このときには制御信号の電圧を大きくするほどチャネルが形成されるオン状態の割合が大きくなる。
このため、制御信号の電圧を大きくするにつれて、発振器等価容量ＣＬは大きくなることになり、発振周波数ｆは低くなる。
更に、制御信号の電圧が、出力信号のＨｉｇｈレベルから上述の閾値電圧Ｖｔｈ上がった電位以上のとき、即ち、図３（ａ）における区間（３）に該当するときには、ＭＯＳトランジスタは常にチャネルが形成されオン状態である。このとき発振器等価容量ＣＬは変化せず、発振周波数は一定となる。
更に、制御信号の電圧が、出力信号のＨｉｇｈレベルから上述の閾値電圧Ｖｔｈ上がった電位以上のとき、即ち、図３（ａ）における区間（３）に該当するときには、ＭＯＳトランジスタは常にチャネルが形成されオン状態である。このとき発振器等価容量ＣＬは変化せず、発振周波数は一定となる。
ここで、図３（ｂ）に示すように、振幅リミッタ回路ＬＭで水晶振動子の端子における出力信号のＨｉｇｈレベルを破線から実線のように△Ｖｂだけクリップした場合を考える。
この場合、出力信号のＨｉｇｈレベルから上述の閾値電圧Ｖｔｈ上がった電位の位置が図示のように△Ｖｂだけ左へ（即ち、低電位側に）移動するので、図３（ａ）における区間（２）の領域はその分だけ縮小し、区間（３）の領域はその分だけ拡大する。
この場合、出力信号のＨｉｇｈレベルから上述の閾値電圧Ｖｔｈ上がった電位の位置が図示のように△Ｖｂだけ左へ（即ち、低電位側に）移動するので、図３（ａ）における区間（２）の領域はその分だけ縮小し、区間（３）の領域はその分だけ拡大する。
よって、制御信号による発振周波数ｆは、水晶振動子の端子における出力信号の振幅の変化に応じて、図３（ａ）の通り、破線から実線に変化する。
即ち、水晶振動子の端子電圧の振幅を振幅リミッタ回路ＬＭで制御することにより、制御信号による発振周波数ｆの変化量△ｆを制御することができる。
以上に説明した実施の形態では、図１を参照して説明した通り、第２制御信号を振幅リミッタ回路ＬＭの入力とする構成を採った。
即ち、水晶振動子の端子電圧の振幅を振幅リミッタ回路ＬＭで制御することにより、制御信号による発振周波数ｆの変化量△ｆを制御することができる。
以上に説明した実施の形態では、図１を参照して説明した通り、第２制御信号を振幅リミッタ回路ＬＭの入力とする構成を採った。
この構成では、第２制御信号の電圧Ｖ２を小さくして発振器等価容量成分ＣＬが小さくなる場合には、第２制御信号により振幅リミッタ回路ＬＭで水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が大きくなるように振幅リミッタ回路ＬＭのリミット値を大きくする。
他方、第２制御信号の電圧Ｖ２を大きくして発振器等価容量成分ＣＬが大きくなる場合には、第２制御信号により振幅リミッタ回路ＬＭで水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなるように振幅リミッタ回路ＬＭのリミット値を小さくする。
他方、第２制御信号の電圧Ｖ２を大きくして発振器等価容量成分ＣＬが大きくなる場合には、第２制御信号により振幅リミッタ回路ＬＭで水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなるように振幅リミッタ回路ＬＭのリミット値を小さくする。
上述のように、第２制御信号の電圧Ｖ２による発振器等価容量成分ＣＬの変化量△ＣＬを制御すると共に振幅リミッタ回路ＬＭのリミット値を制御することにより、第２制御信号による発振周波数の変化量△ｆＬの違いを小さくすることが可能になる。
ここで、発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように、第２制御信号の電圧をＶ２からＶ２′へと変化させ、発振周波数を高くする場合を考える。
ここで、発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように、第２制御信号の電圧をＶ２からＶ２′へと変化させ、発振周波数を高くする場合を考える。
振幅リミッタ回路ＬＭがないときには、図４に示すような特性を呈する。
図４には、振幅リミッタ回路ＬＭがなく、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が変わらないときの、第１制御信号の電圧の変化に対する発振周波数の変化の様子が例示されている。
また、図５には、本発明の第１の実施の形態において、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅を大きくしたときの、第１制御信号の変化に対する発振周波数の変化の状況を例示している。
図４には、振幅リミッタ回路ＬＭがなく、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が変わらないときの、第１制御信号の電圧の変化に対する発振周波数の変化の様子が例示されている。
また、図５には、本発明の第１の実施の形態において、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅を大きくしたときの、第１制御信号の変化に対する発振周波数の変化の状況を例示している。
図５に示す如く、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅を振幅リミッタ回路ＬＭで大きくするように、振幅リミッタ回路ＬＭのリミット値を制御することによって、第１制御信号の電圧変化に対する発振周波数変化が、破線図示の従来におけるような特性ではなく、実線図示のような特性を呈する。
この場合、第２制御信号の電圧を変化させたことによる発振周波数の変化量△ｆは第１制御信号の電圧がＶ１ａでは△ｆＬａから△ｆＬａ′へ、また、Ｖ１０では△ｆＬ０から△ｆＬ０′へ、更に、Ｖ１ｂでは△ｆＬｂから△ｆＬｂ′へと変化する。
この場合、第２制御信号の電圧を変化させたことによる発振周波数の変化量△ｆは第１制御信号の電圧がＶ１ａでは△ｆＬａから△ｆＬａ′へ、また、Ｖ１０では△ｆＬ０から△ｆＬ０′へ、更に、Ｖ１ｂでは△ｆＬｂから△ｆＬｂ′へと変化する。
ここで、第１制御信号の電圧がＶ１ａおよびＶ１ｂのときの発振周波数の変化量△ｆＬａ、△ｆＬａ′、および、△ｆＬｂ、△ｆＬｂ′は、第１制御信号の電圧がＶ１０のときの発振周波数の変化量△ｆＬ０、および、△ｆＬ０′を基準として、以下のような関係が成り立つ。
△ｆＬ０−△ｆＬａ＞△ｆＬ０′−△ｆＬａ′…………（３）
△ｆＬｂ−△ｆＬ０＞△ｆＬｂ′−△ｆＬ０′…………（４）
△ｆＬ０−△ｆＬａ＞△ｆＬ０′−△ｆＬａ′…………（３）
△ｆＬｂ−△ｆＬ０＞△ｆＬｂ′−△ｆＬ０′…………（４）
これらの式（３）および（４）から分かるように、第２制御信号で発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように変化させた場合、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅を振幅リミッタ回路ＬＭで大きくするように振幅リミッタ回路ＬＭのリミット値を大きくすることによって、第１制御信号の異なる電圧での第２制御信号の変化による発振周波数の変化量△ｆの違いが小さくなる。
即ち、図１７において、△ｆＬ０、△ｆＬａ、△ｆＬｂの差が小さくなるため、温度補償の劣化を抑えることができる。
他方、発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように、第２制御信号の電圧をＶ２からＶ２″と変化させ、発振周波数を低くする場合を考える。
振幅リミッタ回路ＬＭがないときには、図６のような特性を呈するようになる。
他方、発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように、第２制御信号の電圧をＶ２からＶ２″と変化させ、発振周波数を低くする場合を考える。
振幅リミッタ回路ＬＭがないときには、図６のような特性を呈するようになる。
また、図７に示すように、本発明の第１の実施の形態において、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅を振幅リミッタ回路ＬＭで小さくするように、振幅リミッタ回路ＬＭのリミット値を制御することによって、第１制御信号の電圧変化に対する発振周波数変化が、破線図示の従来におけるような特性ではなく、実線図示のような特性を呈する。
この場合、第２制御信号を変化させたことによる発振周波数の変化量△ｆは、第１制御信号の電圧がＶ１ａでは△ｆＬａから△ｆＬａ″へ、また、Ｖ１０では△ｆＬ０から△ｆＬ０″へ、更に、Ｖ１ｂでは△ｆＬｂから△ｆＬｂ″へと変化する。
この場合、第２制御信号を変化させたことによる発振周波数の変化量△ｆは、第１制御信号の電圧がＶ１ａでは△ｆＬａから△ｆＬａ″へ、また、Ｖ１０では△ｆＬ０から△ｆＬ０″へ、更に、Ｖ１ｂでは△ｆＬｂから△ｆＬｂ″へと変化する。
ここで、第１制御信号の電圧がＶ１ａおよびＶ１ｂのときの発振周波数の変化量△ｆＬａ、△ｆＬａ″、および、△ｆＬｂ、△ｆＬｂ″は、第１制御信号の電圧がＶ１０のときの発振周波数の変化量△ｆＬ０、および、△ｆＬ０′を基準として、以下のような関係が成り立つ。
△ｆＬ０−△ｆＬａ＞△ｆＬ０″−△ｆＬａ″…………（５）
△ｆＬｂ−△ｆＬ０＞△ｆＬｂ″−△ｆＬ０″…………（６）
△ｆＬ０−△ｆＬａ＞△ｆＬ０″−△ｆＬａ″…………（５）
△ｆＬｂ−△ｆＬ０＞△ｆＬｂ″−△ｆＬ０″…………（６）
これらの式（５）および（６）から分かるように、第２制御信号で発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように変化させた場合、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅を振幅リミッタ回路ＬＭで小さくするように振幅リミッタ回路ＬＭのリミット値を小さくすることによって、第１制御信号の異なる電圧での第２制御信号の変化による発振周波数の変化量△ｆＬの違いが小さくなる。
即ち、図１７において、△ｆＬ０、△ｆＬａ、△ｆＬｂの差が小さくなるため、温度補償の劣化を抑えることができる。
ところで、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅のＬｏｗレベルを制御しても、第２制御信号による発振周波数の変化量△ｆを制御することができる。従って、このようにすることによっても上述同様の作用、効果を奏する。
また、振幅リミッタ回路ＬＭを可変容量素子ＭＡ１、ＭＡ２側に接続し、水晶振動子の端子電圧Ｖａの振幅のＨｉｇｈ若しくはＬｏｗレベルを制御しても、第２制御信号による発振周波数の変化量△ｆを制御することができる。従って、このようにすることによっても上述同様の作用、効果を奏する。
ところで、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅のＬｏｗレベルを制御しても、第２制御信号による発振周波数の変化量△ｆを制御することができる。従って、このようにすることによっても上述同様の作用、効果を奏する。
また、振幅リミッタ回路ＬＭを可変容量素子ＭＡ１、ＭＡ２側に接続し、水晶振動子の端子電圧Ｖａの振幅のＨｉｇｈ若しくはＬｏｗレベルを制御しても、第２制御信号による発振周波数の変化量△ｆを制御することができる。従って、このようにすることによっても上述同様の作用、効果を奏する。
また、振幅リミッタ回路ＬＭは、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように変化させた場合、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなるように制御され、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように変化させた場合、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が大きくなるように制御される動作を可能にするものであれば、それ自体の構成の如何を問わず適用可能である。
また、振幅リミッタ回路ＬＭの制御信号は、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように変化させた場合、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなるように制御され、且つ、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように変化させた場合、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が大きくなるように制御される動作を可能にするものであれば、制御信号の如何は問わない。
また、振幅リミッタ回路ＬＭは、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように変化させた場合、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなるように制御され、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように変化させた場合、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が大きくなるように制御される動作を可能にするものであれば、それ自体の構成の如何を問わず適用可能である。
（第２の実施の形態）
図８は、本発明の第２の実施の形態による電圧制御型発振器の構成を表す回路図である。図８では、既述の図１との対応部には同一の参照符号を附してある。
第１の実施の形態では、振幅リミッタ回路ＬＭが接続された構成であるのに対し、第２の実施の形態では、発振段電流調整回路ＩＣが接続された構成になっている。
図８は、本発明の第２の実施の形態による電圧制御型発振器の構成を表す回路図である。図８では、既述の図１との対応部には同一の参照符号を附してある。
第１の実施の形態では、振幅リミッタ回路ＬＭが接続された構成であるのに対し、第２の実施の形態では、発振段電流調整回路ＩＣが接続された構成になっている。
また、増幅器Ａは、例えば、図９のように電流源ＩｓとＮＰＮバイポーラトランジスタで構成される。
或いは、増幅器Ａは、例えば、図１０のように電流源ＩｓとＮ型ＭＯＳＦＥＴで構成される。
ＮＰＮバイポーラトランジスタ若しくはＮ型ＭＯＳＦＥＴに流れる発振段電流Ｉｏｓｃが大きいときには、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が大きく、逆に発振段電流Ｉｏｓｃが小さいときには、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなる。
或いは、増幅器Ａは、例えば、図１０のように電流源ＩｓとＮ型ＭＯＳＦＥＴで構成される。
ＮＰＮバイポーラトランジスタ若しくはＮ型ＭＯＳＦＥＴに流れる発振段電流Ｉｏｓｃが大きいときには、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が大きく、逆に発振段電流Ｉｏｓｃが小さいときには、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなる。
図８の電圧制御型発振器では、発振段電流調整回路ＩＣにより、発振段電流Ｉｏｓｃを調整することができる。
即ち、発振段電流調整回路ＩＣにより電流を加えて、発振段電流Ｉｏｓｃを大きくすると、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅は大きくなり、逆に、発振段電流調整回路ＩＣにより電流を引いて発振段電流Ｉｏｓｃを小さくすると、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅は小さくすることが可能である。
即ち、発振段電流調整回路ＩＣにより電流を加えて、発振段電流Ｉｏｓｃを大きくすると、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅は大きくなり、逆に、発振段電流調整回路ＩＣにより電流を引いて発振段電流Ｉｏｓｃを小さくすると、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅は小さくすることが可能である。
従って、この第２の実施の形態によれば、第２制御信号で発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように変化させた場合は、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅を発振段電流調整回路ＩＣにより大きくするように発振段電流Ｉｏｓｃを制御し、第２制御信号で発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように変化させた場合は、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅を発振段電流調整回路ＩＣにより小さくするように発振段電流Ｉｏｓｃを制御することによって、第１制御信号の電圧に依存せず、第２制御信号による発振周波数の変化量△ｆを小さくすることができる。このため、温度補償精度の劣化を抑制することができる。即ち、第１の実施の形態と同様の効果を奏する。
また、発振段電流調整回路ＩＣを可変容量素子ＭＡ１、ＭＡ２側に接続し、水晶振動子の端子電圧Ｖａの振幅のＨｉｇｈ若しくはＬｏｗレベルを制御しても、第２制御信号による発振周波数の変化量△ｆを制御することができる。従って、このようにすることによっても上述同様の作用、効果を奏する。
また、発振段電流調整回路ＩＣは、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように変化させた場合、発振段電流Ｉｏｓｃを小さくして水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなるように発振段電流Ｉｏｓｃが制御され、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように変化させた場合、発振段電流Ｉｏｓｃを大きくして水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が大きくなるように発振段電流Ｉｏｓｃが制御されるような動作を行い得るものであれば、それ自体の構成の如何は問わない。
また、発振段電流調整回路ＩＣは、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように変化させた場合、発振段電流Ｉｏｓｃを小さくして水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなるように発振段電流Ｉｏｓｃが制御され、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように変化させた場合、発振段電流Ｉｏｓｃを大きくして水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が大きくなるように発振段電流Ｉｏｓｃが制御されるような動作を行い得るものであれば、それ自体の構成の如何は問わない。
また、発振段電流調整回路ＩＣの制御信号は、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように変化させた場合、発振段電流Ｉｏｓｃを小さくして水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなるように発振段電流Ｉｏｓｃが制御され、且つ、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように変化させた場合、発振段電流Ｉｏｓｃを大きくして水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が大きくなるように発振段電流Ｉｏｓｃが制御されるような動作を行い得るものであれば、制御信号の如何は問わない。
また、発振段電流調整回路ＩＣは、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが大きくなるように変化させた場合、発振段電流Ｉｏｓｃを小さくして水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が小さくなるように発振段電流Ｉｏｓｃが制御され、第２制御信号を発振器等価容量成分ＣＬが小さくなるように変化させた場合、発振段電流Ｉｏｓｃを大きくして水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅が大きくなるように発振段電流Ｉｏｓｃが制御されるような動作行い得るものであれば、それ自体の構成の如何は問わない。
図８の実施形態における電圧制御型発振器では、発振回路部ＣＣは、制御信号に基づいて当該発振器の発振周波数を調整する調整部を構成し、発振段電流調整回路ＩＣは、振動子の発振振幅を可変とする発振振幅制御部を構成している。
図８の実施形態における電圧制御型発振器では、発振回路部ＣＣは、制御信号に基づいて当該発振器の発振周波数を調整する調整部を構成し、発振段電流調整回路ＩＣは、振動子の発振振幅を可変とする発振振幅制御部を構成している。
（第３の実施の形態）
図１１は、本発明の第３の実施の形態による電圧制御型発振器の構成を表す回路図である。図１１では、既述の図１との対応部には同一の参照符号を附してある。
第３の実施の形態では、振幅リミッタ回路ＬＭと発振段電流調整回路ＩＣとが接続された構成になっている。
第３の実施の形態では、この構成を有するため、第２制御信号に応じて振幅リミッタ回路ＬＭおよび発振段電流調整回路ＩＣで水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅を制御することにより、第１の実施の形態と同様の効果を奏する。
図１１の実施形態における電圧制御型発振器では、発振回路部ＣＣは、制御信号に基づいて当該発振器の発振周波数を調整する調整部を構成し、振幅リミッタ回路ＬＭおよび発振段電流調整回路ＩＣは、振動子の発振振幅を可変とする発振振幅制御部を構成している。
図１１は、本発明の第３の実施の形態による電圧制御型発振器の構成を表す回路図である。図１１では、既述の図１との対応部には同一の参照符号を附してある。
第３の実施の形態では、振幅リミッタ回路ＬＭと発振段電流調整回路ＩＣとが接続された構成になっている。
第３の実施の形態では、この構成を有するため、第２制御信号に応じて振幅リミッタ回路ＬＭおよび発振段電流調整回路ＩＣで水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅を制御することにより、第１の実施の形態と同様の効果を奏する。
図１１の実施形態における電圧制御型発振器では、発振回路部ＣＣは、制御信号に基づいて当該発振器の発振周波数を調整する調整部を構成し、振幅リミッタ回路ＬＭおよび発振段電流調整回路ＩＣは、振動子の発振振幅を可変とする発振振幅制御部を構成している。
（振幅リミッタ回路）
上述の該当する実施の形態に適用される振幅リミッタ回路ＬＭは、その入力に供給される制御信号（第２制御信号Ｖ２）の増加に応じてその出力に現われる被制御量（水晶振動子の端子電圧の振幅）が結果的に減少する特性を呈するように構成される回路である旨定性的に説明した。そして、このような特性を呈する回路は、その定格や回路方式等により極めて多様な態様を採り得るが、本願発明を実施する製品仕様が定められた場合に、この仕様に適合するように具体的に設計される。
上述の該当する実施の形態に適用される振幅リミッタ回路ＬＭは、その入力に供給される制御信号（第２制御信号Ｖ２）の増加に応じてその出力に現われる被制御量（水晶振動子の端子電圧の振幅）が結果的に減少する特性を呈するように構成される回路である旨定性的に説明した。そして、このような特性を呈する回路は、その定格や回路方式等により極めて多様な態様を採り得るが、本願発明を実施する製品仕様が定められた場合に、この仕様に適合するように具体的に設計される。
この特性を得るための回路の構成としては、例えば、図１２（ａ）〜（ｂ）のようなバイポーラトランジスタによるエミッタフォロア回路もしくは図１３（ａ）〜（ｂ）のようなＭＯＳＦＥＴによるソースフォロア回路がある。
図１２（ａ）〜（ｂ）のエミッタフォロア回路で構成する例では、トランジスタのベースには第２制御信号生成回路ＣＳ２からの制御電圧Ｖ２により可変される入力電圧Ｖｉｎ（その電圧が当該振幅リミッタ回路に係る制御信号に対応）が供給され、エミッタは水晶振動子の端子（その電圧が当該振幅リミッタ回路に係る上記被制御量に対応）に接続され、コレクタは任意の電圧に接続される。
図１２（ａ）〜（ｂ）のエミッタフォロア回路で構成する例では、トランジスタのベースには第２制御信号生成回路ＣＳ２からの制御電圧Ｖ２により可変される入力電圧Ｖｉｎ（その電圧が当該振幅リミッタ回路に係る制御信号に対応）が供給され、エミッタは水晶振動子の端子（その電圧が当該振幅リミッタ回路に係る上記被制御量に対応）に接続され、コレクタは任意の電圧に接続される。
また、図１３（ａ）〜（ｂ）のソースフォロア回路で構成する例では、ＭＯＳＦＥＴのゲートには第２制御信号生成回路ＣＳ２からの制御電圧Ｖ２により可変される入力電圧Ｖｉｎ（その電圧が当該振幅リミッタ回路に係る制御信号に対応）が供給され、ソースは水晶振動子の端子（その電圧が当該振幅リミッタ回路に係る上記被制御量に対応）に接続され、ドレインは任意の電圧に接続される。
図１２（ａ）のエミッタフォロア回路で構成する例、図１３（ａ）のソースフォロア回路で構成する例では、この回路を可変容量素子ＭＢ１、ＭＢ２側に接続すれば、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅のＨｉｇｈレベルを制御することができる。同様に、図１２（ｂ）のエミッタフォロア回路で構成する例、図１３（ｂ）のソースフォロア回路で構成する例では、この回路を可変容量素子ＭＢ１、ＭＢ２側に接続すれば、水晶振動子の端子電圧Ｖｂの振幅のＬｏｗレベルを制御することができる。
（発振段電流調整回路）
上述の該当する実施の形態に適用される発振段電流調整回路ＩＣは、その入力に供給される制御信号（第２制御信号Ｖ２）の増加に応じてその出力に現われる被制御量（発振段電流Ｉｏｓｃ、従って、水晶振動子の端子電圧の振幅）が結果的に増大する特性を呈する旨定性的に説明した。そして、このような特性を呈する回路は、その定格や回路方式等により極めて多様な態様を採り得るが、本願発明を実施する製品仕様が定められた場合に、この仕様に適合するように具体的に設計される。
上述の該当する実施の形態に適用される発振段電流調整回路ＩＣは、その入力に供給される制御信号（第２制御信号Ｖ２）の増加に応じてその出力に現われる被制御量（発振段電流Ｉｏｓｃ、従って、水晶振動子の端子電圧の振幅）が結果的に増大する特性を呈する旨定性的に説明した。そして、このような特性を呈する回路は、その定格や回路方式等により極めて多様な態様を採り得るが、本願発明を実施する製品仕様が定められた場合に、この仕様に適合するように具体的に設計される。
この特性を得るための回路の構成としては、例えば、図１４（ａ）〜（ｄ）のような構成の回路がある。
図１４（ａ）の構成例では、図９の電流源ＩｓとＮＰＮバイポーラトランジスタとを有する増幅器Ａに加え、発振段電流調整回路ＩＣが追加されている。
発振段電流調整回路ＩＣは、入力電圧（制御信号）にもとづきＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタに流れる電流を加算する電流源Ｉｓ１、及び、入力電圧（制御信号）にもとづきＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタに流れる電流を減算する電流源Ｉｓ２を有する。ここで、発振段電流調整回路ＩＣについては、何れか一方の電流源のみを用いた構成を採ることもできる。そして、図１４（ａ）を参照して説明した構成例では、ＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタ端子Ｖｂを流れる電流が当該発振段電流調整回路に係る上記被制御量に対応する。
図１４（ａ）の構成例では、図９の電流源ＩｓとＮＰＮバイポーラトランジスタとを有する増幅器Ａに加え、発振段電流調整回路ＩＣが追加されている。
発振段電流調整回路ＩＣは、入力電圧（制御信号）にもとづきＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタに流れる電流を加算する電流源Ｉｓ１、及び、入力電圧（制御信号）にもとづきＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタに流れる電流を減算する電流源Ｉｓ２を有する。ここで、発振段電流調整回路ＩＣについては、何れか一方の電流源のみを用いた構成を採ることもできる。そして、図１４（ａ）を参照して説明した構成例では、ＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタ端子Ｖｂを流れる電流が当該発振段電流調整回路に係る上記被制御量に対応する。
図１４（ｂ）の構成例では、図１０の電流源ＩｓとＮ型ＭＯＳＦＥＴとを有する増幅器Ａに加え、発振段電流調整回路ＩＣが追加されている。
発振段電流調整回路ＩＣは、入力電圧（制御信号）にもとづきＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインに流れる電流を加算する電流源Ｉｓ１、及び、入力電圧（制御信号）にもとづきＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインに流れる電流を減算する電流源Ｉｓ２を有する。ここで、発振段電流調整回路ＩＣについては、何れか一方の電流源のみを用いた構成を採ることもできる。そして、図１４（ｂ）を参照して説明した構成例では、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子Ｖｂを流れる電流が当該発振段電流調整回路に係る上記被制御量に対応する。
発振段電流調整回路ＩＣは、入力電圧（制御信号）にもとづきＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインに流れる電流を加算する電流源Ｉｓ１、及び、入力電圧（制御信号）にもとづきＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインに流れる電流を減算する電流源Ｉｓ２を有する。ここで、発振段電流調整回路ＩＣについては、何れか一方の電流源のみを用いた構成を採ることもできる。そして、図１４（ｂ）を参照して説明した構成例では、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子Ｖｂを流れる電流が当該発振段電流調整回路に係る上記被制御量に対応する。
図１４（ｃ）は、電流源Ｉｓ１の構成の一例を示す回路図である。
電流源Ｉｓ１は、一方の入力端子に入力電圧Ｖｉｎが供給されるアンプＯＰ１と、ゲートがアンプＯＰ１の出力端子に接続される２個のＰ型ＭＯＳＦＥＴ１、２と、一端がＰ型ＭＯＳＦＥＴ１のドレインとアンプＯＰ１の他方の入力端子に接続され、他端が接地される可変抵抗素子Ｒを備える。
第２制御信号生成回路ＣＳ２からの制御電圧Ｖ２により、入力電圧Ｖｉｎの電圧若しくは可変抵抗素子Ｒの抵抗値が可変される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２のドレインからは、図１４（ａ）のＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタ若しくは図１４（ｂ）のＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインに加算される電流を出力する。
電流源Ｉｓ１は、一方の入力端子に入力電圧Ｖｉｎが供給されるアンプＯＰ１と、ゲートがアンプＯＰ１の出力端子に接続される２個のＰ型ＭＯＳＦＥＴ１、２と、一端がＰ型ＭＯＳＦＥＴ１のドレインとアンプＯＰ１の他方の入力端子に接続され、他端が接地される可変抵抗素子Ｒを備える。
第２制御信号生成回路ＣＳ２からの制御電圧Ｖ２により、入力電圧Ｖｉｎの電圧若しくは可変抵抗素子Ｒの抵抗値が可変される。Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２のドレインからは、図１４（ａ）のＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタ若しくは図１４（ｂ）のＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインに加算される電流を出力する。
図１４（ｄ）は、電流源Ｉｓ２の構成の一例を示す回路図である。
電流源Ｉｓ２は、一方の入力端子に入力電圧Ｖｉｎが供給されるアンプＯＰ２と、ゲートがアンプＯＰ２の出力端子に接続される２個のＮ型ＭＯＳＦＥＴ１、２と、一端がＮ型ＭＯＳＦＥＴ１のドレインとアンプＯＰ２の他方の入力端子に接続され、他端が任意の電圧Ｖｃｏｎｔに接続される可変抵抗素子Ｒを備える。
第２制御信号生成回路ＣＳ２からの制御電圧Ｖ２により、入力電圧Ｖｉｎの電圧若しくは任意の電圧Ｖｃｏｎｔの電圧若しくは可変抵抗素子Ｒの抵抗値が可変される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２のドレインからは、図１４（ａ）のＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタ若しくは図１４（ｂ）のＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインから減算される電流を引き込む。
電流源Ｉｓ２は、一方の入力端子に入力電圧Ｖｉｎが供給されるアンプＯＰ２と、ゲートがアンプＯＰ２の出力端子に接続される２個のＮ型ＭＯＳＦＥＴ１、２と、一端がＮ型ＭＯＳＦＥＴ１のドレインとアンプＯＰ２の他方の入力端子に接続され、他端が任意の電圧Ｖｃｏｎｔに接続される可変抵抗素子Ｒを備える。
第２制御信号生成回路ＣＳ２からの制御電圧Ｖ２により、入力電圧Ｖｉｎの電圧若しくは任意の電圧Ｖｃｏｎｔの電圧若しくは可変抵抗素子Ｒの抵抗値が可変される。Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２のドレインからは、図１４（ａ）のＮＰＮバイポーラトランジスタのコレクタ若しくは図１４（ｂ）のＮ型ＭＯＳＦＥＴのドレインから減算される電流を引き込む。
本発明は、振動子を発振させるための発振回路を含む発振器に利用することができる。
ＳＳ 水晶振動子
ＣＣ 発振回路部
Ｒ 帰還抵抗
Ａ 増幅器
ＣＳ１，ＣＳ２ 制御信号生成回路
ＭＡ１，ＭＡ２，ＭＢ１，ＭＢ２ 可変容量素子
Ｖａ 水晶端子（入力側電圧）
Ｖｂ 水晶端子（出力側電圧）
ＬＭ 振幅リミッタ回路
ＩＣ 発振段電流調整回路
Ｃａ，Ｃｂ 負荷容量素子
Ｃ１ 水晶直列等価容量成分
Ｒ１ 水晶直列等価抵抗成分
Ｌ１ 水晶直列等価誘導性成分
Ｃ０ 水晶端子間容量
Ｒｎ 負性抵抗成分
ＣＬ 発振器等価容量成分
Ｉｓ 電流源
ＮＰＮ ＮＰＮバイポーラトランジスタ
ＰＮＰ ＰＮＰバイポーラトランジスタ
ＮＭＯＳ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
ＰＭＯＳ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
ＯＰ１，ＯＰ２ アンプ
ＣＣ 発振回路部
Ｒ 帰還抵抗
Ａ 増幅器
ＣＳ１，ＣＳ２ 制御信号生成回路
ＭＡ１，ＭＡ２，ＭＢ１，ＭＢ２ 可変容量素子
Ｖａ 水晶端子（入力側電圧）
Ｖｂ 水晶端子（出力側電圧）
ＬＭ 振幅リミッタ回路
ＩＣ 発振段電流調整回路
Ｃａ，Ｃｂ 負荷容量素子
Ｃ１ 水晶直列等価容量成分
Ｒ１ 水晶直列等価抵抗成分
Ｌ１ 水晶直列等価誘導性成分
Ｃ０ 水晶端子間容量
Ｒｎ 負性抵抗成分
ＣＬ 発振器等価容量成分
Ｉｓ 電流源
ＮＰＮ ＮＰＮバイポーラトランジスタ
ＰＮＰ ＰＮＰバイポーラトランジスタ
ＮＭＯＳ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
ＰＭＯＳ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
ＯＰ１，ＯＰ２ アンプ
Claims (4)
- 振動子を発振させるための発振回路を有する発振器であって、
第１制御信号に基づいて発振周波数を調整する第１の調整部と、
第２制御信号に基づいて前記発振周波数を調整する第２の調整部と、
前記第２の調整部による前記発振周波数の調整と共に、前記第２の制御信号に基づいて前記振動子の発振振幅を調整する発振振幅制御部と、
を備え、
前記第１の調整部は、温度によらず前記発振周波数を一定にする温度補償用の調整部であり、
前記発振振幅制御部は、前記第２の調整部による前記発振周波数の調整量が温度によって所望の値からずれてしまう分を補うように、前記発振振幅を制御するものであることを特徴とする発振器。 - 前記第２の調整部は、前記発振周波数として任意の周波数を選択可能なＡＦＣ用の調整部であることを特徴とする請求項１に記載の発振器。
- 前記発振振幅制御部は、前記発振振幅を可変とする発振振幅リミッタ手段であることを特徴とする請求項１又は２に記載の発振器。
- 前記発振振幅制御部は、発振段の電流を調整する発振段電流調整部であることを特徴とする請求項１又は２に記載の発振器。
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