JP5028748B2 - パワー半導体デバイスの温度計測装置 - Google Patents

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Description

この発明は、パワー半導体デバイスの温度計測装置に関する。
一般に、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）等のパワー半導体デバイスを用いた電力変換装置では、パワー半導体デバイスと、それを駆動および保護するための集積回路（ＩＣ）は、異なるチップに作製される。これは、その方が同一のチップに作製するよりも製造コストが低くなるからである。
また、電力変換装置では、パワー半導体デバイスの温度を検出してパワー半導体デバイスを過熱から保護する必要があり、そのためにパワー半導体デバイスの温度計測装置が設けられる。上述したようにパワー半導体デバイスと集積回路が別々のチップで構成されるため、図２０に示すように、温度センサ１は、パワー半導体デバイスのチップ２に設けられ、一方、温度センサ１の制御と出力信号の処理を行う検出回路３は、集積回路のチップ４に設けられる。
温度センサとしては、パワー半導体デバイスのシリコン基板の表面に拡散によりダイオードを形成し、このダイオード（以下、拡散ダイオードとする）の逆漏れ電流の温度依存性を利用するものが公知である（例えば、特許文献１参照。）。また、拡散ダイオードの順方向電圧の温度依存性を利用するものが公知である（例えば、特許文献２、特許文献３参照。）。これらの構成によれば、シリコンの単結晶基板内にｐｎ接合が安定して形成されるので、ポリシリコンで形成されたダイオードに比べて、順方向電圧等の温度依存性の直線性がよいという利点がある。
特開平３−１４８８６１号公報 特開平５−１２９５９８号公報 特開平８−３１６４７１号公報
しかしながら、従来の拡散ダイオードを温度センサとして用いた温度計測装置では、パワー半導体デバイスのシリコン基板に拡散ダイオードを作製し、その状態のままで拡散ダイオードの順方向電圧を利用するだけでは、十分に高い温度検出精度を得ることは困難である。その理由は、拡散ダイオードに流れる電流値にばらつきがあることと、拡散ダイオードのｐｎ接合に製造ばらつきがあるからである。
それに加えて、温度センサと検出回路が別々のチップに設けられるため、温度センサのばらつきと検出回路のばらつきとの間には相関関係がない。そのため、これらを組み合わせた温度計測装置では、それぞれのばらつきが加算されて大きくなってしまう。そこで、従来は、ＩＧＢＴ等の順方向電圧に応じて検出回路の検出電圧を調整することによって温度計測装置としてのばらつきを小さくしているが、その調整に手間と時間がかかり、コストが高くなるという問題点がある。
また、ＩＧＢＴのターンオフ時に、ＩＧＢＴのオン状態のときにドリフト領域となるｎ型基板に溜まっていたホール（正孔）がエミッタに引き抜かれるが、その一部が拡散ダイオードに流れ込む。それによって、拡散ダイオードのｎ型領域、拡散ダイオードのｐウェル、およびｎ型基板で構成されるｎｐｎトランジスタと、拡散ダイオードのｐウェル、ｎ型基板、およびＩＧＢＴのコレクタ領域となるｐ型領域で構成されるｐｎｐトランジスタからなる寄生サイリスタが動作するため、拡散ダイオードが破壊されるという問題点がある。あるいは、拡散ダイオードに寄生の電流が流れ込み、それによって拡散ダイオードに接続された検出回路が破壊されるという問題点がある。
また、近年、パワー半導体デバイスの温度を常時監視してパワー半導体デバイスの制御を最適に行うために、温度計測装置からパワー半導体デバイスの温度に比例した電圧を定常的に出力させる必要が生じている。しかし、ＩＧＢＴがオン状態であるときと、オフ状態であるときとで、拡散ダイオードのアノードから流れる電流が変化してしまうため、温度に比例した順方向電圧を定常的に得ることは困難である。
拡散ダイオードのアノードに定電流を流しているときに、ＩＧＢＴの状態によって拡散ダイオードを流れる電流が変化する理由は、以下の通りである。ＩＧＢＴがオン状態であれば、ｎ型基板の、拡散ダイオード付近の領域の電位が低下し、拡散ダイオードのｐウェルとｎ型基板の接合が順バイアスされる。そのため、拡散ダイオードのアノードからカソードへ流れる電流の一部が漏れて、拡散ダイオードのｐウェルおよびｎ型基板を経由してＩＧＢＴのエミッタへ流れる。一方、ＩＧＢＴがオフ状態である場合には、拡散ダイオードのｐウェルとｎ型基板の接合は、逆バイアスされる。従って、拡散ダイオードを流れる電流は、ＩＧＢＴ側へは漏れない。
この発明は、上述した従来技術による問題点を解消するため、従来よりも少ない調整作業により、あるいは全く調整を行わなくても、パワー半導体デバイスの温度を高精度で検出することができるパワー半導体デバイスの温度計測装置を提供することを目的とする。また、この発明は、温度センサや検出回路の破壊を防ぐことができるパワー半導体デバイスの温度計測装置を提供することを目的とする。さらには、この発明は、パワー半導体デバイスの温度に比例した電圧を定常的に得ることができるパワー半導体デバイスの温度計測装置を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、請求項１の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、パワー半導体デバイスを有する第１のチップのｎ型半導体領域にアノード領域となるｐ型ウェル内の表面にカソード領域となるｎ型拡散領域が形成された複数の温度検出用拡散ダイオードと、
前記パワー半導体デバイスを制御する集積回路を有する第２のチップに形成され、かつ前記温度検出用拡散ダイオードに接続された検出回路と、を備え、
前記各温度検出用拡散ダイオードは、平面的なレイアウトにおいて対称に配置されており、前記各温度検出用拡散ダイオードの外周は、前記パワー半導体デバイスの基準電位と同じ電位が印加されるｐ型半導体領域により囲まれており、前記各温度検出用拡散ダイオードのアノード領域は、前記ｐ型半導体領域の前記パワー半導体デバイス側端部から１００μｍ以上離れており、前記ｐ型半導体領域は前記各温度検出用拡散ダイオードのアノード領域よりも深く形成されており、前記ｐ型半導体領域と前記各温度検出用拡散ダイオードのアノード領域は、その間に前記ｎ型半導体領域を挟んで１μｍ以上離れ、アノード領域への印加電圧よりアノード領域とｐ型半導体領域間の耐圧が大きく、
前記検出回路は、前記温度検出用拡散ダイオードのそれぞれに電流値の異なる電流を流したときの前記温度検出用拡散ダイオードの相互の順方向電圧差に基づいて、前記パワー半導体デバイスの温度を検出することを特徴とする。
請求項２の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１に記載の発明において、前記各温度検出用拡散ダイオードは、前記検出回路に、アノード側およびカソード側がともに１Ω以上で、かつアノード側よりもカソード側の方が高いインピーダンスで接続されていることを特徴とする。
請求項３の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１または２に記載の発明において、前記各温度検出用拡散ダイオードから出力される大きさの異なる順方向電圧を差動アンプに入力させ、該差動アンプで前記温度検出用拡散ダイオードの相互の順方向電圧差を増幅することを特徴とする。
請求項４の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項３に記載の発明において、前記各温度検出用拡散ダイオードから出力される大きさの異なる順方向電圧をそれぞれ同一構成の異なるバッファアンプを介して前記差動アンプに入力させることを特徴とする。
請求項５の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１〜４のいずれか一つに記載の発明において、前記各温度検出用拡散ダイオードのカソードは、互いに独立して前記検出回路に接続され、かつ前記各温度検出用拡散ダイオードのアノードは、前記検出回路に共通に接続されていることを特徴とする。
請求項６の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１〜５のいずれか一つに記載の発明において、前記各温度検出用拡散ダイオードのアノードが電流制限手段に接続されていることを特徴とする。
請求項７の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項６に記載の発明において、前記電流制限手段は定電流源であることを特徴とする。
請求項８の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１〜５のいずれか一つに記載の発明において、前記各温度検出用拡散ダイオードのアノードが定電圧源に接続されていることを特徴とする。
請求項９の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１〜８のいずれか一つに記載の発明において、前記各温度検出用拡散ダイオードの外周が誘電体により囲まれていることを特徴とする。
請求項１０の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、パワー半導体デバイスを有する第１のチップのｎ型半導体領域にアノード領域となるｐ型ウェル内の表面にカソード領域となるｎ型拡散領域が形成された温度検出用拡散ダイオードと、
前記パワー半導体デバイスを制御する集積回路を有する第２のチップに形成され、かつ前記温度検出用拡散ダイオードに接続された検出回路と、を備え、
前記温度検出用拡散ダイオードの外周は、前記パワー半導体デバイスの基準電位と同じ電位が印加されるｐ型半導体領域により囲まれており、前記温度検出用拡散ダイオードのアノードは、前記ｐ型半導体領域の前記パワー半導体デバイス側端部から１００μｍ以上離れており、前記ｐ型半導体領域は前記温度検出用拡散ダイオードのアノード領域よりも深く形成されており、前記ｐ型半導体領域と前記温度検出用拡散ダイオードのアノード領域は、その間に前記ｎ型半導体領域を挟んで１μｍ以上離れ、アノード領域への印加電圧よりアノード領域とｐ型半導体領域間の耐圧が大きく、
前記検出回路は、前記温度検出用拡散ダイオードに電流値の異なる電流を時分割で流したときの前記温度検出用拡散ダイオードの順方向電圧差に基づいて、前記パワー半導体デバイスの温度を検出することを特徴とする。
請求項１１の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１０に記載の発明において、前記温度検出用拡散ダイオードは、前記検出回路に、アノード側およびカソード側がともに１Ω以上で、かつアノード側よりもカソード側の方が高いインピーダンスで接続されていることを特徴とする。
請求項１２の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１０または１１に記載の発明において、前記温度検出用拡散ダイオードから時分割で出力される大きさの異なる順方向電圧を差動アンプに入力させ、該差動アンプで前記温度検出用拡散ダイオードの順方向電圧差を増幅することを特徴とする。
請求項１３の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１２に記載の発明において、前記温度検出用拡散ダイオードの出力をバッファアンプを介して前記差動アンプに入力させることを特徴とする。
請求項１４の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１０〜１３のいずれか一つに記載の発明において、前記温度検出用拡散ダイオードのアノードが電流制限手段に接続されていることを特徴とする。
請求項１５の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１４に記載の発明において、前記電流制限手段は定電流源であることを特徴とする。
請求項１６の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１０〜１５のいずれか一つに記載の発明において、前記温度検出用拡散ダイオードのアノードが定電圧源に接続されていることを特徴とする。
請求項１７の発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、請求項１０〜１６のいずれか一つに記載の発明において、前記温度検出用拡散ダイオードの外周が誘電体により囲まれていることを特徴とする。
この発明によれば、パワー半導体デバイスのチップの温度に比例した順方向電圧差が高精度に得られるので、従来よりも少ない調整作業により、あるいは全く調整を行わなくても、パワー半導体デバイスのチップの温度を高精度で検出することができる。また、寄生サイリスタの動作によるラッチアップを防ぐことができるので、温度センサや検出回路の破壊を防ぐことができる。さらに、パワー半導体デバイスのチップの温度に比例した順方向電圧差を定常的に得ることができる。
本発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置によれば、従来よりも少ない調整作業により、あるいは全く調整を行わなくても、パワー半導体デバイスの温度を高精度で検出することができるという効果を奏する。また、温度センサや検出回路の破壊を防ぐことができるという効果を奏する。さらに、パワー半導体デバイスの温度に比例した電圧を定常的に得ることができるという効果を奏する。
以下に添付図面を参照して、この発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置の好適な実施の形態を詳細に説明する。本明細書および添付図面においては、ｎまたはｐを冠記した層や領域では、それぞれ電子または正孔が多数キャリアであることを意味する。また、ｎやｐに付す＋は、それが付されていない層や領域よりも高不純物濃度であることを意味する。なお、以下の実施の形態の説明および添付図面において、同様の構成には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかる温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。図１に示すように、温度センサ１１は、パワー半導体デバイスのチップ１２に設けられている。温度センサ１１の制御と出力信号の処理を行う検出回路１３は、集積回路のチップ１４に設けられている。温度センサ１１は、近接して配置された一対のダイオード１５，１６で構成されている。これらのダイオード１５，１６のアノードは、例えば１Ω以上のインピーダンスで検出回路１３の第１の定電流源１３１に共通に接続されている。この第１の定電流源１３１は、ダイオード１５，１６のアノード側に電流Ｉ１を流す。
また、第２のダイオード１６のカソードおよび第１のダイオード１５のカソードは、それぞれ検出回路１３の第２の定電流源１３２および第３の定電流源１３３に接続されている。また、第１のダイオード１５のカソードおよび第２のダイオード１６のカソードは、検出回路１３の温度検出器１３４に接続されている。第１のダイオード１５のカソード側のインピーダンスと第２のダイオード１６のカソード側のインピーダンスは、互いに異なっているが、ともに１Ω以上で、かつアノード側のインピーダンスよりも高い。
従って、第１のダイオード１５のカソード側を流れる電流Ｉ３と第２のダイオード１６のカソード側を流れる電流Ｉ２の値が異なり、それによって、第１のダイオード１５の順方向電圧Ｖ１と第２のダイオード１６の順方向電圧Ｖ２が異なる。電流Ｉ２とＩ３の比が整数になるようにしておくと、集積回路のチップ１４においてその比を精度よく作ることができるので、好ましい。温度検出器１３４は、ダイオード１５，１６の順方向電圧Ｖ１とＶ２の差分（Ｖ２−Ｖ１）に基づいてパワー半導体デバイスのチップ１２の温度を検出して外部へ出力する。
ここで、ダイオード１５，１６のカソード側のインピーダンスがアノード側のインピーダンスよりも高いのは、ダイオード１５，１６のカソードにホール（正孔）が流れ込むのを防ぐためである。また、換言すれば、ダイオード１５，１６のアノード側のインピーダンスがカソード側のインピーダンスよりも低い。これは、ダイオード１５，１６のアノード側に、ダイオード１５，１６のカソード側に流れる電流（Ｉ２＋Ｉ３）の他に、アノード側から寄生ダイオード１０によってパワー半導体デバイス、例えばＩＧＢＴ１７のエミッタへ流れる寄生電流ＩＰを供給する必要があるからである。つまり、Ｉ１が、Ｉ２＋Ｉ３＋ＩＰよりも大きくなる必要があるので、アノード側のインピーダンスの方が低くなっている。
また、温度検出器１３４は、検出した温度が所定の温度を超える場合に、過熱信号を出力する。検出回路１３に設けられた遅延回路１３５は、温度検出器１３４から過熱信号を受け取ると、異常出力を行うとともに、ゲート遮断指令を出力する。ゲートドライバ１３６は、遅延回路１３５からゲート遮断指令を受け取ると、パワー半導体デバイスのチップ１２のパワー半導体デバイス、例えばＩＧＢＴ１７を強制的にオフ状態にする。また、ゲートドライバ１３６は、外部からゲートオンオフ指令を受け取り、例えばＩＧＢＴ１７のオンとオフを制御する。
ここで、ダイオードに流れる電流Ｉと順方向電圧Ｖに関して、次の（１）式が成り立つことが知られている。ただし、ダイオードの飽和電流をＩｓとし、接合の絶対温度をＴとする。Ｉｓは、接合の面積に比例する。また、ボルツマン定数をｋで表し、電子電荷量をｑで表す。
Ｉ＝Ｉｓ｛ｅｘｐ（ｑＶ／ｋＴ）−１｝ ・・・（１）
同一の基板に一対のダイオード（ｐｎ接合）が近接して形成されており、一方のダイオードの接合面積、電流および順方向電圧をそれぞれＳ１、Ｉ１およびＶ１とし、他方のダイオードの接合面積、電流および順方向電圧をそれぞれＳ２、Ｉ２およびＶ２とする。この一対のダイオードにおいて、接合の面積比ｍおよび電流比Ｋは、それぞれ次の（２）式および（３）式で表される。また、一対のダイオードの電位差（Ｖ２−Ｖ１）をΔＶとすると、この電位差ΔＶが次の（４）式で表されることが知られている。
ｍ＝Ｓ２／Ｓ１＝Ｉｓ２／Ｉｓ１ ・・・（２）
Ｋ＝Ｉ２／Ｉ１ ・・・（３）
ΔＶ＝ｋＴ／ｑ・ｌｎ（Ｋ／ｍ） ・・・（４）
上記（４）式から分かる通り、電位差ΔＶは絶対温度Ｔに比例し、電流の絶対値および接合の大きさには無関係である。全く同じにレイアウトされたダイオードを並べることによって、接合面積比の精度を高めることができる。また、カレントミラー回路を用いることによって、電流比率の精度を高めることができる。従って、図１に示す構成によれば、絶対温度Ｔに比例した電圧（電位差ΔＶ）を高精度に得ることができる。
次に、パワー半導体デバイスのチップ１２におけるデバイス構造について、パワー半導体デバイスがＩＧＢＴである場合を例にして説明する。図２は、パワー半導体デバイスのチップ（以下、ＩＧＢＴチップとする）１２の一例を示す平面レイアウト図である。図２に示すように、例えばＩＧＢＴチップ１２の周縁に沿って耐圧構造部２１が設けられている。耐圧構造部２１に沿ってその内側には、ゲートランナー２２が設けられている。ＩＧＢＴチップ１２の中央には、一対の温度検出用ダイオード１５，１６が形成された領域（以下、ダイオード領域とする）２３が配置されている。
ＩＧＢＴチップ１２の一辺に沿ってゲートランナー２２の内側には、ゲートパッド２４、第１のカソードパッド２５、第２のカソードパッド２６およびアノードパッド２７が配置されている。上述したように、一対の温度検出用ダイオード１５，１６のアノードが検出回路１３に共通に接続されていることによって、アノードパッド２７が１個で済むので、アノードパッドを２個設ける場合に比べて、ＩＧＢＴチップ１２上のパッド数が少なくなる。ゲートパッド２４は、ゲートランナー２２を介してＩＧＢＴのゲート電極に接続されている。また、ゲートパッド２４は、ワイヤ電極等を介して、集積回路のチップ１４のＩＧＢＴ駆動回路に接続される。
第１のカソードパッド２５、第２のカソードパッド２６およびアノードパッド２７は、それぞれ第１のカソード配線２８、第２のカソード配線２９およびアノード配線３０を介して、ダイオード１５，１６のカソード電極およびアノード電極に接続されている。そして、第１のカソードパッド２５、第２のカソードパッド２６およびアノードパッド２７は、それぞれワイヤ電極等を介して、集積回路のチップ１４の検出回路１３に接続される。ゲートランナー２２とダイオード領域２３の間のその他の領域は、ＩＧＢＴのエミッタ電極が形成された領域３１であり、ＩＧＢＴが形成される領域である。
図３は、ＩＧＢＴチップ１２の要部の構成の一例を示す断面図である。また、図４に、図３の温度検出用ダイオード部の半導体表面の構成を示し、その切断線Ａ−Ａ’における断面構成を図５に示す。なお、図３および図５では、パッシベーション膜が省略されている（図６、図９、図１１および図１２においても同じ）。また、図４では、チップ表面の層間絶縁膜、電極およびパッシベーション膜が省略されている（図７、図８、図１０、図１４および図１５においても同じ）。
図３に示すように、ｎ型シリコン層（以下、ｎ層とする）４１の第１主面側に、ＩＧＢＴのゲート部およびエミッタ部（以下、ＩＧＢＴ活性部とする）４２と温度検出用ダイオード部４３が形成されている。ＩＧＢＴ活性部４２と温度検出用ダイオード部４３の間には、ダイバータ部４４が形成されている。温度検出用ダイオード部４３の外周は、このダイバータ部４４により囲まれている。ダイバータ部４４は、図２において符号３２で示すダイバータ領域に形成される。
ＩＧＢＴ活性部４２では、ｎ層４１の表面に形成された第１のｐ拡散領域４５内に、第１のｐ+拡散領域４６と第１のｎ+拡散領域４７が形成されている。Ａｌ−Ｓｉ等からなるエミッタ電極４８は、第１のｐ+拡散領域４６および第１のｎ+拡散領域４７に接触している。ポリシリコン等からなるゲート電極４９は、第１のｐ拡散領域４５の、第１のｐ+拡散領域４６とｎ層４１の間の表面上にゲート酸化膜５０を介して設けられている。エミッタ電極４８とゲート電極４９は、ＢＰＳＧ等からなる絶縁膜５１により絶縁されている。
図３および図５に示すように、温度検出用ダイオード部４３では、ｎ層４１の表面にアノード領域となる第１のｐウェル５２が形成されており、その表面に第２のｐ+拡散領域５３と、それぞれカソード領域となる第２のｎ+拡散領域５４および第３のｎ+拡散領域５５が形成されている。第２のｎ+拡散領域５４と第３のｎ+拡散領域５５は独立している。
図４に示すように、温度検出用ダイオード部４３の半導体表面には、第１のｐウェル５２が環状に露出し、その内側に第２のｐ+拡散領域５３が露出する。第２のｐ+拡散領域５３の内側には、再び環状の第１のｐウェル５２が２箇所に露出する。この内側に露出する２個の第１のｐウェル５２のうち、一方の中心部には第２のｎ+拡散領域５４が露出し、他方の中心部には第３のｎ+拡散領域５５が露出する。第２のｎ+拡散領域５４と第３のｎ+拡散領域５５は、温度検出用ダイオード部４３において対称な配置となっている。
図５に示すように、第１のカソード電極５６は、第２のｎ+拡散領域５４に接触しており、図２に示す第１のカソード配線２８に電気的に接続している。第２のカソード電極５７は、第３のｎ+拡散領域５５に接触しており、図２に示す第２のカソード配線２９に電気的に接続している。アノード電極５８は、第２のｐ+拡散領域５３に接触しており、図２に示すアノード配線３０に電気的に接続している。第１のカソード電極５６、第２のカソード電極５７およびアノード電極５８は、Ａｌ−Ｓｉ等の導電体でできており、互いにＳｉＯ2等からなる絶縁膜５９およびＢＰＳＧ等からなる絶縁膜５１により絶縁されている。
図３に示すように、ダイバータ部４４では、ｎ層４１の表面に、温度検出用ダイオード部４３側の第２のｐウェル６０と、ＩＧＢＴ活性部４２側の第２のｐ拡散領域６１が一続きに形成されている。第２のｐウェル６０および第２のｐ拡散領域６１内には、第３のｐ+拡散領域６２が形成されている。第３のｐ+拡散領域６２には、Ａｌ−Ｓｉ等からなる電極６３が接触している。
ＩＧＢＴ活性部４２がオン状態の時、ｐ拡散領域４５のチャネルがｎ型に反転してオンしているので、ｐ+拡散領域５３からｎ層４１を介してアノードからエミッタへ向かって電流が流れる。この時、ダイバータ部４４の近傍は、アノード電位からｐｗ５２とｎ層４１の順方向電圧を差し引いた電位となる。その際、ｎ層４１とｐｗ６０の耐圧が、アノード電位からｐｗ５２とｎ層４１の順方向電圧を差し引いた電位より低いと点線矢印のようにアノードからダイバータへ電流が流れてしまう。
この点線矢印の経路は、アノード・エミッタ間の経路より抵抗が低いため、アノード電流が増加しやすい。アノード電流が増えるということは、制御ＩＣから供給する消費電流が増えるので好ましくない。また、アノード電流は電圧に比例して指数関数的に増えるので、アノード端子の破壊を招くおそれもある。このため、アノード領域への印加電圧よりアノード領域とｐ型半導体領域間の耐圧を大きくすることが有効である。
ダイバータ部４４の電極６３は、ＩＧＢＴ活性部４２のエミッタ電極４８に短絡されている。つまり、ダイバータ部４４の第２のｐウェル６０、第２のｐ拡散領域６１および第３のｐ+拡散領域６２は、ＩＧＢＴのエミッタ電位（基準電位）と同じ電位となる。ダイバータ部４４の電極６３は、絶縁膜５１によりゲート電極４９から絶縁されているとともに、絶縁膜５１，５９により温度検出用ダイオード部４３のカソード電極５６，５７およびアノード電極５８から絶縁されている。
ｎ層４１の第２主面側には、ｎ層４１側から順にバッファ層となるｎ+拡散領域６４とコレクタ領域となるｐ拡散領域６５が形成されている。ｐ拡散領域６５の表面には、コレクタ電極６６が形成されている。
ここで、図３に示すように、ダイバータ部４４の第２のｐ拡散領域６１のＩＧＢＴ側端部から温度検出用ダイオード部４３の第１のｐウェル５２のダイバータ側端部までの距離をＬとすると、Ｌは１００μｍ以上であるのが適当である。また、ダイバータ部４４の第２のｐウェル６０の温度検出用ダイオード側端部と温度検出用ダイオード部４３の第１のｐウェル５２のダイバータ側端部の間の距離をｄとすると、ｄは１μｍ以上の距離であるのが適当である。これらの理由を図６を用いて説明する。
図６に示すように、温度検出用ダイオード部４３には、温度検出用ダイオード部４３のｎ+拡散領域５４，５５および第１のｐウェル５２をそれぞれエミッタおよびベースとし、かつｎ層４１をコレクタとする寄生ｎｐｎトランジスタ６７と、コレクタ領域となるｐ拡散領域６５、ｎ層４１および温度検出用ダイオード部４３の第１のｐウェル５２をそれぞれエミッタ、ベースおよびコレクタとする寄生ｐｎｐトランジスタ６８からなる寄生サイリスタが存在する。
寄生ｐｎｐトランジスタ６８が動作すると、寄生サイリスタが動作し、ラッチアップが起こって大電流が流れてしまう。寄生ｐｎｐトランジスタ６８が動作するのを防ぐには、温度検出用ダイオード部４３においてコレクタ電極６６からｎ層４１にホール（正孔）が注入されないようにすればよい。ホール（正孔）の注入は、ＩＧＢＴがオン状態のときにエミッタ電極４８から注入された電子がｎ層４１とｐ拡散領域６５の間のｎ+拡散領域６４に到達した箇所で起こる。
従って、ＩＧＢＴ活性部４２においてエミッタ電極４８から注入された電子がｎ+拡散領域６４の、温度検出用ダイオード部４３の下の部分に到達しない程度に、温度検出用ダイオード部４３をＩＧＢＴ活性部４２から離せばよい。ＩＧＢＴがオン状態のときにエミッタ電極４８から電子が注入される領域は、ＩＧＢＴ活性部４２の第１のｐ拡散領域４５とダイバータ部４４の第２のｐ拡散領域６１の間のｎ層４１の部分である。
一般に、電子は約４５度の角度で広がりながらコレクタ電極６６へ向かって移動する。従って、前記Ｌが基板厚さと同じ距離であれば、温度検出用ダイオード部４３の下には電子が到達しない。基板厚さは、例えばＩＧＢＴが６００Ｖ素子である場合には５０μｍ程度であり、１２００Ｖ素子である場合には１００μｍ程度であるので、Ｌが１００μｍ以上であれば、寄生サイリスタの動作によるラッチアップを防ぐことができる。なお、Ｌは、１００μｍ以上に限らず、小数キャリアの拡散長以上の距離であればよい。
また、図６に示すように、温度検出用ダイオード部４３の第１のｐウェル５２、ｎ層４１およびダイバータ部４４の第２のｐウェル６０をそれぞれエミッタ、ベースおよびコレクタとする寄生ｐｎｐトランジスタ６９が存在する。この寄生ｐｎｐトランジスタ６９が動作すると、温度検出用ダイオード部４３においてアノード電圧が低下してしまい、好ましくない。前記ｄを１μｍ以上にすると、寄生ｐｎｐトランジスタ６９が動作するのを防ぐことができる。なお、ｄは、１μｍ以上に限らず、温度検出用ダイオード部４３のダイオードにかかる電位において空乏層が届かない程度の距離であればよい。図６には明示されていないが、温度検出用ダイオード部４３の第１のｐウェル５２とｎ層４１との接合により寄生ダイオード（図１の寄生ダイオード１０）が構成される。
ここで、温度検出用ダイオード部４３を以下のような構成としてもよい。例えば、図７に示すように、第１のｐウェル５２内の対称な４箇所のうち、一方の対角線上の２箇所にそれぞれ第２のｎ+拡散領域５４を配置し、他方の対角線上の２箇所にそれぞれ第３のｎ+拡散領域５５を配置する構成としてもよい。図７に示す配置によれば、温度検出用ダイオードの配置の対称性が高い。
また、図８および図９に示すように、アノード領域となるｐウェル７０，７１を分離して設け、そのそれぞれに温度検出用ダイオードを設ける構成としてもよい。この場合には、アノード領域ごとにアノード電極７２，７３が設けられる。また、一方のｐウェル７０のダイオードと他方のｐウェル７１のダイオードの間には、素子の対称性を確保するために、第２のｐウェル６０と第３のｐ+拡散領域６２からなるダイバータ部７４が設けられる。このダイバータ部７４の電極７５も、他のダイバータ部４４の電極６３と同様に、ＩＧＢＴ活性部４２のエミッタ電極４８に短絡される。
また、図１０および図１１に示すように、温度検出用ダイオード部４３およびダイバータ部４４を含むようにｎ層４１の表面にｐウェル７６を形成し、このｐウェル７６内にｎウェル７７，７８を分離して設け、そのそれぞれに温度検出用ダイオードを設ける構成としてもよい。一方のｎウェル７７のダイオードと他方のｎウェル７８のダイオードの間には、素子の対称性を確保するために、ダイバータ部７４が設けられる。この構成では、ｐウェル７６がダイバータ部４４，７４のｐウェルを兼ねる。この構成によれば、ｎウェル７７，７８とｐウェル７６とのｐｎ接合が逆バイアスされるので、接合分離構造となる。 従って、温度検出用ダイオード部４３のアノード領域とｎ層４１により構成される寄生ダイオード（図１の寄生ダイオード１０）が存在しない。
また、図１２に示すように、温度検出用ダイオード部４３を囲むように、ｎ層４１の表面からその深さ方向へ伸びる誘電体領域７９を設ける構成としてもよい。この誘電体領域７９を形成するにあたっては、ｎ層４１の表面からトレンチを形成し、このトレンチを１または２以上の誘電体で埋めればよい。この構成によれば、温度検出用ダイオード部４３の第１のｐウェル５２、ｎ層４１およびダイバータ部４４の第２のｐウェル６０で構成される前記寄生ｐｎｐトランジスタ６９（図６参照）が動作しにくくなる。
実施の形態２．
図１３は、本発明の実施の形態２にかかる温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。図１３に示すように、実施の形態２では、温度センサ１１が１個のダイオード１５で構成されている。このダイオード１５のアノードは、例えば１Ω以上のインピーダンスで検出回路１８の定電圧手段１８１に接続されている。つまり、ダイオード１５のアノードには定電圧が印加される。また、ダイオード１５のカソードは、例えば１Ω以上で、かつアノード側よりも高いインピーダンスで検出回路１８の第１の定電流源１８２および第２の定電流源１８３にスイッチ１８０を介して接続されている。
クロックφのときにスイッチ１８０によりダイオード１５のカソードと第１の定電流源１８２が接続され、ダイオード１５のカソード側に電流Ｉ２が流れる。一方、クロックφを反転したクロック／φ（φの前の「／」は反転を意味するバーを表している）を反転クロック／φとすると、反転クロック／φのときにスイッチ１８０によりダイオード１５のカソードと第２の定電流源１８３が接続され、ダイオード１５のカソード側に電流Ｉ３が流れる。つまり、ダイオード１５には、電流値の異なる電流が時分割で流れる。
また、ダイオード１５のカソードは、検出回路１８の２個のサンプルホールド回路１８４，１８５に接続されている。第１のサンプルホールド回路１８４は、ダイオード１５の順方向電圧Ｖ２をクロックφのときにサンプリングし、そのサンプリングした電圧Ｖ２を反転クロック／φのときにホールドする。一方、第２のサンプルホールド回路１８５は、ダイオード１５の順方向電圧Ｖ３を反転クロック／φのときにサンプリングし、そのサンプリングした電圧Ｖ３をクロックφのときにホールドする。
検出回路１８には引算回路１８６が設けられている。引算回路１８６は、第１のサンプルホールド回路１８４から出力される電圧Ｖ２と第２のサンプルホールド回路１８５から出力される電圧Ｖ３の差分（Ｖ３−Ｖ２）を求め、その差分に基づいてＩＧＢＴチップ１２の温度を検出して外部へ出力する。また、検出回路１８に設けられたコンパレータ１８７により、引算回路１８６の出力電圧と、予め設定されている過熱に対応する電圧を比較して、ＩＧＢＴチップ１２の過熱を検出する。
ＩＧＢＴチップ１２の構成については、実施の形態１において温度検出用ダイオード部４３に第３のｎ+拡散領域５５が設けられていない構成となる。図１４に、温度検出用ダイオード部の半導体表面の構成の一例を示し、図１５に別の例を示す。図１４に示す構成では、内側の第１のｐウェル５２と第２のｎ+拡散領域５４が円形状であるが、それらの形状を図１５に示すように、矩形状にしてもよい。その他の構成は実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。
実施の形態３．
図１６は、本発明の実施の形態３にかかる温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。図１６に示すように、実施の形態３は、実施の形態１の検出回路１３において、温度検出器１３４の代わりに、差動アンプ回路１３７とコンパレータ１３８を設けたものである。なお、図１６では、遅延回路１３５を含む一部の図示が省略されている。差動アンプ回路１３７は、温度検出用の第１のダイオード１５の順方向電圧Ｖ１と第２のダイオード１６の順方向電圧Ｖ２の差分を増幅し、出力電圧Ｖｏとして出力する。
差動アンプ回路１３７は、オペアンプ１３９と４個の抵抗１４１，１４２，１４３，１４４を有する。オペアンプ１３９の非反転入力端子には、第１の抵抗１４１を介して第２のダイオード１６のカソードが接続されている。また、オペアンプ１３９の非反転入力端子と基準電位のラインの間には、第２の抵抗１４２が接続されている。オペアンプ１３９の反転入力端子には、第３の抵抗１４３を介して第１のダイオード１５のカソードが接続されている。また、オペアンプ１３９の非反転入力端子と出力端子の間には、第４の抵抗１４４が接続されている。
実施の形態１と同様に、第１の定電流源１３１によりダイオード１５，１６のアノード側に流れる電流をＩ１とし、第２のダイオード１６および第１のダイオード１５の各カソード側に流れる電流をそれぞれＩ２およびＩ３とし、寄生ダイオード１０により流れる寄生電流をＩＰとする。また、第１の抵抗１４１および第３の抵抗１４３を流れる電流をそれぞれＩ４およびＩ５とする。実施の形態３では、Ｉ１が、Ｉ２＋Ｉ３＋Ｉ４＋Ｉ５＋ＩＰよりも大きくなる必要がある。
また、Ｉ３に対してＩ５が非常に小さくなるという条件（条件１）と、Ｉ２に対してＩ４が非常に小さくなるという条件（条件２）を満たす必要がある。第１の抵抗１４１と第３の抵抗１４３の抵抗値をＲ21とし、第２の抵抗１４２と第４の抵抗１４４の抵抗値をＲ22とするとき、前記条件１と前記条件２を満たすように、Ｒ21とＲ22の値が選択される。
Ｉ２とＩ３は数十〜数百μＡ程度であり、Ｉ４とＩ５は数百ｎＡ〜数μＡである。従って、例えばＶ１とＶ２が１０Ｖ程度である場合には、Ｒ21とＲ22を足した値（Ｒ21＋Ｒ22）は、数十〜数百メガΩである。また、オペアンプ１３９の出力電圧Ｖｏは、次の（５）式で表される。
Ｖｏ＝Ｒ22／Ｒ21×（Ｖ２−Ｖ１） ・・・（５）
実施の形態２と同様に、検出回路１３のコンパレータ１３８は、検出回路１３の出力となる差動アンプ回路１３７の出力電圧Ｖｏと、予め設定されている過熱に対応する電圧を比較して、ＩＧＢＴチップ１２の過熱を検出する。ＩＧＢＴチップ１２の構成については、実施の形態１と同様であるので、説明を省略する。
実施の形態４．
図１７は、本発明の実施の形態４にかかる温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。図１７に示すように、実施の形態４は、図１６に示す実施の形態３の検出回路１３において、第１のダイオード１５のカソードと差動アンプ回路１３７の間に第１のバッファアンプ１４５を設けるとともに、第２のダイオード１６のカソードと差動アンプ回路１３７の間に、第１のバッファアンプ１４５と同じ構成の第２のバッファアンプ１４６を設けたものである。
第１のダイオード１５の順方向電圧および第２のダイオード１６の順方向電圧は、それぞれ第１のバッファアンプ１４５および第２のバッファアンプ１４６で電流増幅されて差動アンプ回路１３７に入力される。実施の形態４によれば、差動アンプ回路１３７を構成する４個の抵抗１４１，１４２，１４３，１４４の値Ｒ21とＲ22に上述したような制約がなくなるので、第１の抵抗１４１、第２の抵抗１４２、第３の抵抗１４３および第４の抵抗１４４を集積回路のチップ１４に集積しやすくなる。
実施の形態５．
図１８は、本発明の実施の形態５にかかる温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。図１８に示すように、実施の形態５は、図１７に示す実施の形態４の検出回路１３において、第１の定電流源１３１の代わりに、温度検出用のダイオード１５，１６のアノードに定電圧源１４７を接続したものである。つまり、ダイオード１５，１６のアノードには定電圧ＶＣが印加される。実施の形態１と同様に、第２のダイオード１６および第１のダイオード１５の各カソード側に流れる電流をそれぞれＩ２およびＩ３とし、寄生ダイオード１０により流れる寄生電流をＩＰとする。
定電圧源１４７は、Ｉ２とＩ３とＩＰを足した電流（Ｉ２＋Ｉ３＋ＩＰ）を流すことができる電流駆動能力を有する。実施の形態５によれば、ＩＧＢＴ１７がオン状態のときに寄生ダイオード１０が動作して寄生電流ＩＰが流れる場合でも、またＩＧＢＴ１７がオフ状態で寄生ダイオード１０が動作しない場合、すなわち寄生電流ＩＰが流れない場合でも、ダイオード１５，１６のアノード電圧が一定の電圧ＶＣに保たれる。従って、ＩＧＢＴ１７の状態に関係なく、安定した温度検出および温度出力を得ることができる。
実施の形態６．
図１９は、本発明の実施の形態６にかかる温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。図１９に示すように、実施の形態６は、温度検出用のダイオード１５，１６のアノードに定電圧源を接続した構成の別の例であり、定電圧源としてオペアンプのフィードバック制御を利用している。検出回路１９は、オペアンプ１９１と３個の抵抗１９２，１９３，１９４とコンパレータ１９５を有する。
オペアンプ１９１の反転入力端子には、第１のダイオード１５のカソードが接続されている。オペアンプ１９１の非反転入力端子には、第１の抵抗１９２を介して第２のダイオード１６のカソードが接続されている。オペアンプ１９１の出力端子はダイオード１５，１６のアノードに接続されている。また、オペアンプ１９１の非反転入力端子と第１の抵抗１９２の接続ノードと、基準電位のラインの間には、第２の抵抗１９３が接続されている。オペアンプ１９１の反転入力端子と第１のダイオード１５のカソードの接続ノードと、基準電位のラインの間には、第３の抵抗１９４が接続されている。
第１の抵抗１９２、第２の抵抗１９３および第３の抵抗１９４の抵抗値をそれぞれＲ1、Ｒ2およびＲ3とし、第２の抵抗１９３および第３の抵抗１９４を流れる電流の値をそれぞれＩ1およびＩ2とする。また、オペアンプ１９１の反転入力端子および非反転入力端子の入力電圧をそれぞれＶ１およびＶ２とする。オペアンプ１９１のイマジナリーショートより次の（６）式と（７）式が成り立つ。そして、前記（１）式の近似式（８）を用いて解くと、次の（９）〜（１１）の式が得られる。
Ｉ2×Ｒ3＝Ｉ1×Ｒ2 ・・・（６）
Ｖ１＝Ｖ２＋Ｒ1×Ｉ1 ・・・（７）
Ｉ＝Ｉｓ｛ｅｘｐ（ｑＶ／ｋＴ）−１｝
≒Ｉｓ・ｅｘｐ（ｑＶ／ｋＴ） ・・・（８）
Ｉ1＝ｋＴ／ｑ×ｌｎ（Ｒ２／Ｒ３）／Ｒ１ ・・・（９）
Ｉ2＝ｋＴ／ｑ×ｌｎ（Ｒ２／Ｒ３）×Ｒ２／（Ｒ１・Ｒ３） ・・・（１０）
Ｖｏ＝ｋＴ／ｑ×ｌｎ（Ｒ２／Ｒ３）×Ｒ２／Ｒ１ ・・・（１１）
上記（１１）式から明らかなように、検出回路１９の出力電圧Ｖｏは、ＩＧＢＴチップ１２の温度に比例した値となる。また、実施の形態２と同様に、検出回路１９のコンパレータ１９５は、検出回路１９の出力電圧Ｖｏと、予め設定されている過熱に対応する電圧を比較して、ＩＧＢＴチップ１２の過熱を検出する。実施の形態６によれば、ダイオード１５，１６のアノードとＩＧＢＴ１７のエミッタの間の寄生ダイオード１０により寄生電流ＩＰが流れても、オペアンプ１９１の働きによってダイオード１５，１６のアノード電圧が一定の電圧ＶＣに保たれるので、ＩＧＢＴ１７の状態に関係なく、安定した温度検出および温度出力を得ることができる。また、実施の形態５に比べてオペアンプ数が少ないので、検出回路１９の規模が小さくなり、コストの面で有利である。
以上説明したように、各実施の形態によれば、温度に比例した順方向電圧差が高精度に得られるので、従来よりも少ない調整作業により、あるいは全く調整を行わなくても、ＩＧＢＴチップ１２の温度を高精度で検出することができる。また、寄生サイリスタの動作によるラッチアップを防ぐことができるので、温度センサ１１や検出回路１３，１８の破壊を防ぐことができる。さらに、実施の形態１によれば、ＩＧＢＴチップ１２の温度に比例した順方向電圧差を定常的に得ることができる。
以上において本発明は、上述した実施の形態に限らず、種々変更可能である。例えば、実施の形態１の２個の温度検出用ダイオード１５，１６、または実施の形態２の温度検出用ダイオード１５を、それぞれ複数のダイオードを直列に接続した構成としてもよい。このようにすれば、温度検出用ダイオードの順方向電圧、すなわち温度センサ１１の出力電圧を大きくすることができる。
また、ダイバータ部４４，７４のｐ型領域を温度検出用ダイオード部４３のアノード領域（第１のｐウェル５２）よりも深く形成してもよい。さらに、絶縁層上にｎ層４１を設けるＳＯＩ（シリコン・オン・インシュレータ）構造としてもよい。また、実施の形態中に記載した寸法などの数値は一例であり、本発明はそれらの値に限定されるものではない。また、本発明は、パワー半導体デバイスがパワーＭＯＳＦＥＴである場合も同様である。
以上のように、本発明にかかるパワー半導体デバイスの温度計測装置は、パワー半導体デバイスを用いた電力変換装置に有用であり、特に、ＩＧＢＴとその駆動回路を別々のチップに構成した電力変換装置に適している。
実施の形態１の温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。 実施の形態１のＩＧＢＴチップを示す平面レイアウト図である。 実施の形態１のＩＧＢＴチップの一例を示す断面図である。 実施の形態１の温度検出用ダイオード部の一例を示す平面図である。 図４の切断線Ａ−Ａ’における構成を示す断面図である。 ＩＧＢＴチップの寄生素子について説明する断面図である。 実施の形態１の温度検出用ダイオード部の他の例を示す平面図である。 実施の形態１の温度検出用ダイオード部の他の例を示す平面図である。 図８の切断線Ｂ−Ｂ’における構成を示す断面図である。 実施の形態１の温度検出用ダイオード部の他の例を示す平面図である。 図１０の切断線Ｃ−Ｃ’における構成を示す断面図である。 図４の切断線Ａ−Ａ’における構成の他の例を示す断面図である。 実施の形態２の温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。 実施の形態２の温度検出用ダイオード部の一例を示す平面図である。 実施の形態２の温度検出用ダイオード部の他の例を示す平面図である。 実施の形態３の温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。 実施の形態４の温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。 実施の形態５の温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。 実施の形態６の温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。 従来の温度計測装置の概略構成を示す等価回路図である。
１２ 第１のチップ
１３，１８ 検出回路
１４ 第２のチップ
１５，１６ 温度検出用ダイオード
４１ ｎ型半導体領域
４２ ＩＧＢＴ活性部
４３ 温度検出用ダイオード部
４４，７４ ダイバータ部
５２，７０，７１ アノード領域
６０，６１，６２ ｐ型半導体領域
７９ 誘電体（領域）
１３１ 定電流源
１３７ 差動アンプ
１４５，１４６ バッファアンプ
１４７，１８１，１９１ 定電圧源

Claims (17)

  1. パワー半導体デバイスを有する第１のチップのｎ型半導体領域にアノード領域となるｐ型ウェル内の表面にカソード領域となるｎ型拡散領域が形成された複数の温度検出用拡散ダイオードと、
    前記パワー半導体デバイスを制御する集積回路を有する第２のチップに形成され、かつ前記温度検出用拡散ダイオードに接続された検出回路と、を備え、
    前記各温度検出用拡散ダイオードは、平面的なレイアウトにおいて対称に配置されており、前記各温度検出用拡散ダイオードの外周は、前記パワー半導体デバイスの基準電位と同じ電位が印加されるｐ型半導体領域により囲まれており、前記各温度検出用拡散ダイオードのアノード領域は、前記ｐ型半導体領域の前記パワー半導体デバイス側端部から１００μｍ以上離れており、前記ｐ型半導体領域は前記各温度検出用拡散ダイオードのアノード領域よりも深く形成されており、前記ｐ型半導体領域と前記各温度検出用拡散ダイオードのアノード領域は、その間に前記ｎ型半導体領域を挟んで１μｍ以上離れ、アノード領域への印加電圧よりアノード領域とｐ型半導体領域間の耐圧が大きく、
    前記検出回路は、前記温度検出用拡散ダイオードのそれぞれに電流値の異なる電流を流したときの前記温度検出用拡散ダイオードの相互の順方向電圧差に基づいて、前記パワー半導体デバイスの温度を検出することを特徴とするパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  2. 前記各温度検出用拡散ダイオードは、前記検出回路に、アノード側およびカソード側がともに１Ω以上で、かつアノード側よりもカソード側の方が高いインピーダンスで接続されていることを特徴とする請求項１に記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  3. 前記各温度検出用拡散ダイオードから出力される大きさの異なる順方向電圧を差動アンプに入力させ、該差動アンプで前記温度検出用拡散ダイオードの相互の順方向電圧差を増幅することを特徴とする請求項１または２に記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  4. 前記各温度検出用拡散ダイオードから出力される大きさの異なる順方向電圧をそれぞれ同一構成の異なるバッファアンプを介して前記差動アンプに入力させることを特徴とする請求項３に記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  5. 前記各温度検出用拡散ダイオードのカソードは、互いに独立して前記検出回路に接続され、かつ前記各温度検出用拡散ダイオードのアノードは、前記検出回路に共通に接続されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  6. 前記各温度検出用拡散ダイオードのアノードが電流制限手段に接続されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  7. 前記電流制限手段は定電流源であることを特徴とする請求項６に記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  8. 前記各温度検出用拡散ダイオードのアノードが定電圧源に接続されていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  9. 前記各温度検出用拡散ダイオードの外周が誘電体により囲まれていることを特徴とする請求項１〜８のいずれか一つに記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  10. パワー半導体デバイスを有する第１のチップのｎ型半導体領域にアノード領域となるｐ型ウェル内の表面にカソード領域となるｎ型拡散領域が形成された温度検出用拡散ダイオードと、
    前記パワー半導体デバイスを制御する集積回路を有する第２のチップに形成され、かつ前記温度検出用拡散ダイオードに接続された検出回路と、を備え、
    前記温度検出用拡散ダイオードの外周は、前記パワー半導体デバイスの基準電位と同じ電位が印加されるｐ型半導体領域により囲まれており、前記温度検出用拡散ダイオードのアノードは、前記ｐ型半導体領域の前記パワー半導体デバイス側端部から１００μｍ以上離れており、前記ｐ型半導体領域は前記温度検出用拡散ダイオードのアノード領域よりも深く形成されており、前記ｐ型半導体領域と前記温度検出用拡散ダイオードのアノード領域は、その間に前記ｎ型半導体領域を挟んで１μｍ以上離れ、アノード領域への印加電圧よりアノード領域とｐ型半導体領域間の耐圧が大きく、
    前記検出回路は、前記温度検出用拡散ダイオードに電流値の異なる電流を時分割で流したときの前記温度検出用拡散ダイオードの順方向電圧差に基づいて、前記パワー半導体デバイスの温度を検出することを特徴とするパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  11. 前記温度検出用拡散ダイオードは、前記検出回路に、アノード側およびカソード側がともに１Ω以上で、かつアノード側よりもカソード側の方が高いインピーダンスで接続されていることを特徴とする請求項１０に記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  12. 前記温度検出用拡散ダイオードから時分割で出力される大きさの異なる順方向電圧を差動アンプに入力させ、該差動アンプで前記温度検出用拡散ダイオードの順方向電圧差を増幅することを特徴とする請求項１０または１１に記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  13. 前記温度検出用拡散ダイオードの出力をバッファアンプを介して前記差動アンプに入力させることを特徴とする請求項１２に記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  14. 前記温度検出用拡散ダイオードのアノードが電流制限手段に接続されていることを特徴とする請求項１０〜１３のいずれか一つに記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  15. 前記電流制限手段は定電流源であることを特徴とする請求項１４に記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  16. 前記温度検出用拡散ダイオードのアノードが定電圧源に接続されていることを特徴とする請求項１０〜１３のいずれか一つに記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
  17. 前記温度検出用拡散ダイオードの外周が誘電体により囲まれていることを特徴とする請求項１０〜１６のいずれか一つに記載のパワー半導体デバイスの温度計測装置。
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