JP4884534B2 - 誘導加熱装置、電力変換回路、および、電力処理装置 - Google Patents

Description

この発明は誘導加熱装置、電力変換回路、および、電力処理装置に関し、特に、電動機の回生動作における回生電力等を処理するための誘導加熱装置、電力変換回路、および、電力処理装置に関するものである。

一般に、電動機の駆動においては、電源から電動機へ、インバータなどの電力変換機を介して電力を投入する場合と、それとは逆に、電動機から電源側へ電力を送る場合がある。後者は、電力回生動作といい、電力回生動作時の電力は回生電力と呼ばれる。以下に、この電力回生動作を、エレベータを例にとって説明する。

図１４は、この種の従来の交流エレベータの制御装置の構成を示したブロック図である。制御装置は、三相交流電源Ｒ、Ｓ、Ｔを直流に変換するための整流ダイオードブリッジから構成されたコンバータ１０１と、コンバータ１０１の出力に接続された電源平滑用のコンデンサ１０２と、コンデンサ１０２に並列に接続され、直流電圧を交流電圧に変換し、電動機１０４に供給するインバータ１０３と、インバータ１０３の出力に接続された電動機１０４と、電動機１０４の回転を伝達するための減速ギア１０５と、減速ギア１０５により駆動される駆動綱車１０６と、駆動綱車１０６に接続されたカウンタウエイト１０７とエレベータかご１０８と、電源平滑用のコンデンサ１０２に並列に接続される、回生電力を処理するためのスイッチ１０９と抵抗器１１０と、電源平滑用のコンデンサ１０２の両端電圧を検出する電圧検出回路１００と、電圧検出回路１００の検出電圧と基準電圧１１１とを比較し、その差に応じた信号を出力する比較器１１２と、比較器１１２の出力によって、スイッチ１０９を駆動するスイッチング素子ドライブ回路１１６とにより構成される。

電動機１０４により駆動されるエレベータでは、一般に、乗客が乗るエレベータかご１０８とカウンタウエイト１０７がつるべ式に結合されている。通常、カウンタウエイト１０７は定員の約半分でバランスする重さに選定されており、エレベータはその乗客の数と移動方向（上昇もしくは下降）に従って、そのエレベータかご１０８とカウンタウエイト１０７のアンバランス分のトルクを受けて運転を行っている。すなわち、エレベータかご１０８がカウンタウエイト１０７に対して軽い場合には、上昇方向に関しては力がいらない方向となり、逆に下降方向に関しては電動機１０４から力を加える必要がある。また、エレベータかご１０８がカウンタウエイト１０７に対して重い場合には、下降方向に関しては力がいらないが、上昇方向に関しては電動機１０４から力を加える必要がある。この様にエレベータかご１０８の積載状態と運転方向により、電動機１０４から見て力のいる力行運転と、逆に力がいらずにエネルギーが戻ってくる回生運転とが行われる。

上記した回生運転時のエネルギーは、回生電力として、インバータ１０３を介して電源側に送られるのが一般的である。上記回生電力が電源側に戻ってくる場合、回生電力のための対策が成されていない場合には、上記平滑用コンデンサ１０２にて回生電力が充電され、平滑用コンデンサ１０２の電圧が上昇する。ここで、平滑用コンデンサ１０２の電圧は、コンバータ１０１やインバータ１０３の素子に印加されるため、平滑用コンデンサ１０２の電圧上昇は、これらの素子破壊や、平滑用コンデンサ１０２の破壊につながる恐れがある。そこで、この回生電力の処理として、抵抗器１１０により、熱に変換し、損失するか、電動機１０４の電気的損失や機械的損失によって消費し、電源平滑用のコンデンサ１０２の電圧上昇を防止するのが一般的である（例えば、特許文献１参照。）。

また、その他にも、コンバータを接続して、系統へ電力を返還する場合もある。

特開平４−２６３８７号公報（図１）

このような電動機における回生電力の処理方式として、例えば抵抗器を用いて熱エネルギーとして消費する方式を用いた場合には、その放熱のために大きな抵抗器と放熱装置が必要となる。また、コンバータを用いる場合には、高価な電源回路と複雑な制御が必要となる。従って、エレベータの制御装置としては、サイズが大きくなる、コストが高くなるなどの問題点があった。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、小型化かつ低コスト化を図ることが可能な誘導加熱装置、電力変換回路、および、電力処理装置を得ることを目的とする。

この発明は、入力される電力を消費する誘導加熱装置において、前記誘導加熱装置は、電源から供給される電力を負荷に供給するための電力変換回路に接続され、前記入力される電力は、前記電力変換回路中またはこの電力変換回路に接続された負荷中に磁界または電界として蓄積され、前記負荷で消費されない電力または前記負荷で発生し前記負荷で消費されない電力であることを特徴とする誘導加熱装置である。

この発明は、入力される電力を消費する誘導加熱装置において、前記誘導加熱装置は、電源から供給される電力を負荷に供給するための電力変換回路に接続され、前記入力される電力は、前記電力変換回路中またはこの電力変換回路に接続された負荷中に磁界または電界として蓄積され、前記負荷で消費されない電力または前記負荷で発生し前記負荷で消費されない電力であり、前記誘導加熱装置が当該電力を熱として消費するようにしたので、小型化かつ低コスト化を図ることができる。

この発明の実施の形態１に係る誘導加熱装置、電力変換回路、および、電力処理装置の構成を示したブロック図である。 一般的な抵抗器の構成を示す模式図である。 この発明の実施の形態１に係る電力処理装置における誘導加熱機の構成を示す模式図である。 この発明の実施の形態１による誘導加熱機のコイルと発熱体の断熱機構の一例を示した模式図である。 一般的な抵抗器と誘導加熱機の放熱機構を比較した模式図である。 抵抗器における外装と誘導加熱機の発熱体の空気への熱伝達率を向上するための構造の一例を示した模式図である。 この発明の実施の形態１によるフルブリッジインバータを用いた電力処理装置の構成を示したブロック図である。 この発明の実施の形態1に係る電力処理装置を用いたエレベータ制御装置の回生電力の時間変化の一例を示した模式図である。 この発明の実施の形態１に係る電力処理装置のインバータをＰＷＭ制御した場合の、スイッチング素子の駆動波形と誘導加熱機の電流波形の一例を示した模式図である。 この発明の実施の形態１に係る電力処理装置のインバータをＰＦＭ制御した場合の、スイッチング素子の駆動波形と誘導加熱機の電流波形の一例を示した模式図である。 この発明の実施の形態１に係る電力処理装置のインバータをＰＰＭ制御した場合の、スイッチング素子の駆動波形と誘導加熱機の電流波形の一例を示した模式図である。 この発明の実施の形態１による電力処理装置のインバータを間欠発振制御した場合の、スイッチング素子の駆動波形と誘導加熱機の電流波形の一例を示した模式図である。 従来の抵抗器を用いた電力処理装置における抵抗器の温度変化と、従来と同様な通電制御を行った場合の誘導加熱機の温度変化と、この発明の実施の形態１による電力制御を行った場合の誘導加熱機の温度変化との比較の一例を示した模式図である。 従来のエレベータの制御装置のブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る直流電動機を用いたエレベータにおける、誘導加熱装置、電力変換回路、および、電力処理装置の構成の一形態を示したブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る直流電動機を用いたエレベータにおける、誘導加熱装置、電力変換回路、および、電力処理装置の構成の別の一形態を示したブロック図である。 従来の直流電動機を用いたエレベータの制御装置の一形態を示したブロック図である。 従来の直流電動機を用いたエレベータの制御装置の別の一形態を示したブロック図である。 一般的な出力電圧制御型のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係るＤＣ／ＤＣコンバータのスナバ回路の抵抗を電力処理装置を用いて実現した例を示したブロック図である。 この発明の実施の形態３に係る別の出力電圧制御型のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示すブロック図である。

本明細書において、「負荷」とは、回路の出力に接続され、その回路から電力を受け取るものを意味するものとする。また、「蓄積」とは、電気的エネルギーを一時的に蓄えておく事を意味し、「消費」とは、電気的エネルギーを熱エネルギーや機械エネルギーなどに変換し、拡散することを意味する。すなわち、「負荷で消費されない電力」とは、負荷中に、電気的エネルギーとして一時的に蓄えられているエネルギー（電力）のことを意味する。また、本明細書において、同様な形態で使用される上記文言については、同意である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による、誘導加熱装置、電力変換装置、および、それらを用いた電力処理装置を備えたエレベータの制御装置の主回路構成を示すブロック図である。本実施の形態においては、制御装置は、三相交流電源Ｒ、Ｓ、Ｔを直流に変換するための整流ダイオードブリッジ等から構成されたコンバータ１と、コンバータ１の出力に接続された電源平滑用のコンデンサ２と、コンデンサ２に並列に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して、電動機４に供給する電動機駆動用のインバータ３（電動機駆動用電力変換装置）と、インバータ３の出力に接続された電動機４（誘導電動機）と、電動機４の回転を伝達するための減速ギア５と、減速ギア５により駆動される駆動綱車６と、駆動綱車６に接続されたカウンタウエイト７とエレベータかご８と、電源平滑用のコンデンサ２に並列に接続された誘導加熱装置９と、電源平滑用のコンデンサ２の両端電圧（インバータ３に印加される電圧）を検出する電圧検出回路１０と、電圧検出回路１０の検出電圧と基準電圧１１とを比較し、その差に応じた信号を出力する比較器１２と、比較器１２の出力によって、誘導加熱装置９に設けられた後述するインバータを構成するスイッチング素子の駆動波形を決定する、スイッチング波形決定回路１３と、スイッチング波形決定回路１３からの信号に応じて、スイッチング素子を駆動する、スイッチング素子ドライブ回路１４とにより構成される。

本実施の形態１においては、コンバータ１と、電源平滑用のコンデンサ２と、電動機駆動用のインバータ３とが、電源から供給される電力を負荷に供給するための電力変換回路を構成している。

上述したように、本実施の形態１のエレベータの制御装置では、回生電力の電力処理装置として、電源平滑用のコンデンサ２に並列に誘導加熱装置９を接続する。誘導加熱装置９は、電源平滑用のコンデンサ２の電圧や電流の変動を抑えるための、インダクタとコンデンサなどで構成される入力フィルタ回路１５と、直流電圧を数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度の交流電圧に変換し、誘導加熱機１８に供給するための、少なくとも１つ以上のスイッチング素子から構成される誘導加熱機駆動用のインバータ１６と、誘導加熱機１８とそれに直列もしくは並列に接続した１つ以上のインダクタもしくはコンデンサもしくはその両方等とにより構成される共振回路１７とを備えている。なお、誘導加熱機１８を駆動するための誘導加熱機駆動用のインバータ１６を構成する素子としては、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ダイオードなど、スイッチング機能を有するものなら、どのような素子を用いても良い。また、入力フィルタ回路１５は、電源平滑用のコンデンサ２の電圧変動や電流変動が、電源平滑用のコンデンサ２自身やその他の回路に影響を及ぼさない場合は用いなくとも良い。

まず、本実施の形態において誘導加熱機１８を用いることの利点について以下に説明する。

一般的な抵抗器１１０の構造を図２に示す。抵抗器は、ニクロム線などの抵抗体（発熱体）１２０と、抵抗体１２０と端子１２１とを支える基体１２２と、抵抗体１２０と基体１２２とを外気や機械的衝撃から守るための外装１２３と、外部との接続用の端子１２１とリード１２４とにより構成される。

抵抗器１１０に電力を与えると、まず抵抗体１２０にて電力が熱エネルギーに変換される。抵抗体１２０で発生した熱エネルギーは、基体１２２から外装１２３を通り、空気中に放熱される。ここで、抵抗器１１０は、ある一定以上の温度となると発火などにより破壊される。また、抵抗器１１０の温度が上昇すると、端子１２１やリード１２４などが熱疲労により劣化するため、これらの信頼性が低くなる。そこで、抵抗器１１０が破壊せず、かつ、端子１２１やリード１２４などの信頼性を確保できる温度にて使用できるよう、抵抗器１１０の定格電力が定められる。すなわち、放熱性の良い抵抗器１１０の方が、より大電力で使用でき、信頼性も高いといえる。

次に、誘導加熱機１８の構造の簡略図を図３に示す。誘導加熱機１８は、主に金属で構成される発熱体２０と、発熱体２０に磁束を通すためのコイル２１と、コイル２１に外部回路を接続するための端子２２とリード２３とからなる。なお、コイル２１は１つと限らず、複数個設けるようにしてもよい。また、発熱体２０は、コイル２１で発生した磁束が通る位置に設けられ、この磁束により誘導加熱されるものである。

誘導加熱機１８では、発熱体２０とコイル２１とが分離しており、非接触で発熱体２０に給電を行う。また、発熱体２０は鉄などの金属の塊であり、外気や機械的衝撃から守る必要性が図２に示したような抵抗器に比べて低い。これらのことから、基体や外装が必要なく、発熱体２０を直接空気と接触させることができる。

誘導加熱機１８における定格電力は、給電のために使用されるコイル２１の線材の耐熱温度で決定される。上述したが、給電は非接触で行われるため、コイル２１は発熱体２０からの輻射、コイル２１と発熱体２０との間の空気などの媒体を通した熱伝達、コイル２１自身の電力損失などにより発熱する。したがって、コイル２１と発熱体２０との間の熱伝達を小さくすることができれば、発熱体２０の温度は、溶融や変形、または電気的特性の変化（キュリー点を超えた場合の磁化率の変化）などの現象が生じなければ、何度になってもよい。

ここで、コイル２１と発熱体２０との間の熱伝達を低下させるためには、その間の媒質の熱伝達率を低減すればよい。コイル２１と発熱体２０との間の媒質の熱伝達率の低減は、例えば、図４（ａ）に示すように、コイル２１と発熱体２０との間に板状の断熱材３０を挿入する、あるいは、図４（ｂ）に示すように、コイル２１と発熱体２０とを密閉容器３１に入れて空間的に密閉し、同密閉空間を真空にするというような方法により、実現することが可能である。ここで、コイル２１と発熱体２０との間に挿入する断熱材３０としては、グラスウール、ロックウール、フェノールフォーム、ポリスチレンフォームなど、その熱伝達率が低く、発熱体２０の温度に耐久できるものであれば、どのようなものを用いても良い。また、コイル２１と発熱体２０との間の熱伝達率を低減する方法は、上記に限定されるものではなく、同熱伝達率を下げることができれば、どのような方式を用いても良い。また、コイル自身の発熱が問題となる場合には、コイルと発熱体との間に空気を流し、コイルを放熱させる方法をとることもできる。

誘導加熱機１８と抵抗器１１０との放熱の形態を比較した模式図を図５に示す。図５（ａ）に示すように、抵抗器１１０では、発熱体１２０から空気への放熱までの間に、基体１２２の熱抵抗と外装１２３の熱抵抗および外装１２３から空気への熱抵抗を介して空気への放熱を行う。このため、放熱効率を上げるためには、基体１２２の熱抵抗、外装１２３への熱抵抗、外装１２３から空気への熱抵抗のそれぞれを小さくする必要がある。これに対し、誘導加熱機では、図５（ｂ）に示すように、発熱体２０と空気とが直接接触しており、発熱体２０は、発熱体２０から空気への熱抵抗のみを介して放熱を行う。このため、誘導加熱機１８では、発熱体２０から空気への熱抵抗を小さくするだけで、放熱性を改善することができる。

ここで、発熱体から空気への熱抵抗を小さくする方法としては、外装もしくは発熱体と、空気の接触断面積を大きくする方法、ファンなどで強制空冷する方法がある。

外装もしくは発熱体と空気の接触断面積を大きくする方法としては、その形状をフィン形状とする方法がある。

抵抗器１１０の外装１２３や発熱体１２０本体をフィンとする場合、その形状の一例を図６に示す。図６（ａ）は、抵抗器１１０の外装１２３をフィンで構成した例である。また、図６（ｂ）は、誘導加熱機１８の発熱体２０をフィンで構成し、発熱体兼フィンとした構成の例である。フィンは、例えば、板に、ついたてを立てたような形状をしており、ついたての個数を多くすればするほど、空気との接触断面積を増やすことができる。一般にフィンの熱抵抗は、空気の風速などにより異なるが、１℃／Ｗ以下であり、小さいものなら、０．１℃／Ｗ以下のものまである。これに対し、抵抗器における、抵抗体（発熱体）や基体の熱抵抗は、材質により異なるが、数℃／Ｗ程度である。このため、抵抗器１１０と誘導加熱機１８にて、空気との接触面を同様とした場合でも、抵抗器１１０の空気への熱抵抗は、数℃／Ｗ程度になるのに対し、誘導加熱機１８の熱抵抗は１℃／Ｗから０．１℃／Ｗ以下とすることができる。すなわち、同じ体積における熱抵抗を数分の1から数十分の１とすることができ、同じ熱を処理する場合には、その体積を抵抗器の数分の１から数十分の１とすることができる。

以上から、誘導加熱機は、本実施の形態のように、電力を熱に変えて消費するような場合には、抵抗器に比べて、その体積を小さくすることができるという利点がある。

次に、誘導加熱機１８の駆動について説明する。
誘導加熱機１８を駆動する場合には、コイル２１に比較的高周波の交流電流を流す必要がある。一般的な誘導加熱機１８の等価回路のうち最も簡単なものは、コイルと抵抗との直列回路で表され、この等価回路における抵抗で電力が消費されることになる。誘導加熱機の抵抗の大部分は、上記発熱体の表皮抵抗であり、発熱体が金属であるため、一般には誘導加熱機の等価回路で示される抵抗値は小さい。また、この抵抗に電流を流すためには、発熱体に誘導起電力を生じさせる必要がある。

誘導起電力は、発熱体に鎖交する磁束の時間変化によって発生する。磁束は、電流値に比例するため、誘導起電力を発生させるためには、コイルに、時間変化する電流を流す必要がある。

ここで、単純に理想コイルに直流電源を接続し、直流電圧を供給した場合、コイルの電流は以下の式で時間変化する。

Ｉ_L＝（Ｖ／Ｌ）ｔ

ここで、Ｉ_L：コイル電流、Ｖ：印加電圧、Ｌ：コイルの自己インダクタンス、t：電圧の印加時間とする。

上式よりわかるように、コイルに直流電圧を印加すると、時間経過と共にコイルの電流は増加する。ここで、コイルの電流が大きくなりすぎると、コイル自身の抵抗による損失が大きくなり、コイルが発熱し発火などの破壊を起こす場合がある。このため、コイルに所定時間以上電圧を印加しないよう、電圧の極性を所定時間毎に反転する必要がある。すなわち、交流電圧でコイルを駆動する必要がある。電圧の極性を反転すると、コイルの電流は電圧の極性に対応した極性で増加するため、コイルの電流をある一定以上増加しないようにすることができる。すなわち、コイルに交流電圧を印加することにより、比較的小さい電流で発熱体に誘導起電力を生じさせ、発熱体に電力を投入することが可能となる。

コイルに交流電圧を印加する場合には、電源と誘導加熱機の間に、インバータを接続し、同インバータのスイッチング素子をオンオフする必要がある。ここで、上記したように、誘導加熱機の抵抗は小さいので、誘導加熱機への電力投入量を大きくしようとすると、発熱体に発生する誘導起電力を大きくする必要があり、磁束の時間変化を大きくする必要がある。すなわち、コイルを流れる電流の時間変化を大きくする必要がある。インバータのスイッチング動作では、コイルに電流が流れるのを遮断する必要があるため、スイッチング素子に電流を流した状態でスイッチング動作をする。従って、大きな電流でスイッチングする場合には、このスイッチングによる損失が大きくなり、インバータの素子が発熱し、破壊に至ることがある。このような事態を避けるためには、インバータのスイッチングによる損失を低減する必要がある。そこで、一般的には、誘導加熱機に、コンデンサなどを接続することにより、共振回路を形成し、その共振動作に従った共振電圧、もしくは共振電流を誘導加熱機に印加し、インバータを駆動する。この場合、スイッチング素子にも共振電流や、共振電圧が印加されるため、スイッチングのタイミングによっては、インバータを流れる電流が小さい場合、もしくはインバータの素子の電圧が小さい場合に、スイッチング動作を行うことが可能となる。このため、スイッチングの損失が大きく低減できる。

ここで、上記した共振回路を用いる場合の周波数は、比較的高くする必要がある。一般に、共振回路を用いて電力投入を行う場合、インバータの周波数を、共振回路の共振周波数近辺とする。これは、駆動周波数が共振周波数と大きく異なると、共振回路を構成する抵抗以外の素子、インダクタやキャパシタなどのインピーダンスが大きくみえ、発熱体の抵抗に電力を投入し難くなるためである。上記共振回路の共振周波数は、インダクタとキャパシタと抵抗の値によって定まる。一般的には、上記共振回路のインダクタとキャパシタの値が小さいほど、共振周波数は高くなる。インダクタやキャパシタの値は、そのサイズに比例するため、なるべく小さい方が良い。従って、共振周波数はなるべく高いほうが良いことになる。ところが、インバータの駆動周波数は、その構成素子により異なるが、数Ｈｚ〜数MHzまでに限定される。このため、共振回路の共振周波数も、上記数Ｈｚから数ＭＨｚの間に設定する必要がある。以上から、誘導加熱機は、なるべく高周波の交流波形にて駆動する必要があるといえる。

ここで、誘導加熱機駆動用インバータの一例として、フルブリッジインバータ４１と直列共振回路４２とを用いたエレベータの制御回路を図７に示す。図７において、Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、その出力に誘導加熱機１８を接続して、フルブリッジインバータ４１を構成しているスイッチング素子である。また、誘導加熱機１８にはコンデンサが直列に接続されて直列共振回路４２が構成されている。このように、図７においては、誘導加熱装置４０は、入力フィルタ回路１５とスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４から構成されたフルブリッジインバータ４１と誘導加熱機１８とコンデンサから構成された直列共振回路４２とから構成されている。他の構成については、図１と同じであるため、ここでは同一符号を付して示し、その説明は省略する。

図７の構成を例として、誘導加熱機１８を用いて回生電力を消費する場合の装置の動作を以下に示す。

エレベータかご８がカウンタウエイト７に対して軽い場合には、かご上昇時に、一方、エレベータかご８がカウンタウエイト７に対して重い場合には、かご下降時に、電動機の端子間に起電圧が生じ、駆動回路側に電力を回生する、回生運転となる。すなわち、負荷としての電動機４が電力を発生し、この負荷が発生した回生電力を誘導加熱機１８によって消費する。

回生運転が開始されると、電動機駆動用インバータ３は、電源平滑用のコンデンサ２側に回生電流を流す。回生運転時の対策が成されていない場合、この回生電流により電源平滑用のコンデンサ２が充電され、その両端電圧が上昇する。上述したが、このコンデンサ２の電圧上昇は、三相電源整流用のコンバータ１や、電動機駆動用インバータ３、電源平滑用のコンデンサ２自身などの破壊につながるため、コンデンサ２の電圧がある一定以上上昇しないようにする必要がある。

そこで、回生電力処理装置では、電源平滑用のコンデンサ２の電圧の上昇を防止するために、回生電力がコンデンサ２に充電されないよう、回生電力をバイパスする役割を果たす。回生電力処理装置では、まず、電源平滑用のコンデンサ２の電圧を、例えば抵抗分圧などで構成される電圧検出回路１０によって、０から５Ｖ程度の範囲の電圧検出信号に変換する。電圧検出回路１０の出力電圧値は、例えば、電源平滑用のコンデンサ２の電圧が１００Ｖの場合に１Ｖ、３００Ｖの場合には３Ｖと、電源平滑用コンデンサの電圧に比例している。

次に、比較器１２により、上記電圧検出信号を、あらかじめ定められている基準電圧１１と比較する。このときの基準電圧１１は、例えば、電源平滑用のコンデンサ２の電圧の上限値を電圧検出信号に変換したときの電圧値である。

回生運転が開始されると、電源平滑用のコンデンサ２の電圧検出信号が、上記基準電圧１１よりも大きくなる。

時間的な回生電力パターンの一例を、エレベータに用いられる電動機の場合において示した図を図８に示す。図８において、横軸は時間、縦軸は電力を示す。
図８に示したとおり、電動機４からの回生電力は時間的に変動する。このため、誘導加熱機１８で消費する電力も、時間的に変化する回生電力に応じて調整する必要がある。

以下に、本実施の形態１における、電力制御時のフルブリッジインバータ４１の動作について説明する。現在の電源平滑用のコンデンサ２の電圧検出信号Ｖｃａと基準電圧Ｖｂａに差が生じると、比較器１２は、その差に応じた電圧信号を出力する。

具体的には、比較器１２は、上記したＶｃａとＶｂａの差を、例えば、−５Ｖから５Ｖの電圧信号に変換し、出力する。例えば、Ｖｃａ＝Ｖｂａのとき、比較器の１２出力が０Ｖであり、Ｖｃａ＞Ｖｂａの場合には、比較器の出力は０Ｖ以上であり、Ｖｃａ＜Ｖｂａの場合には、比較器１２の出力は０Ｖ以下であり、ＶｃａとＶｂａの差が大きくなる程、比較器１２の出力電圧値が、Ｖｃａ＞Ｖｂａの場合には、正に大きくなり、Ｖｃａ＜Ｖｂａの場合には、負に大きくなる。比較器の種類によっては、上記ＶｃａとＶｂａの差が変化した場合などに、新たに求まった差に応じた電圧信号まで、ある程度の時間をかけて出力を変化するものもある。

次に、比較器１２の出力信号は、スイッチング波形決定回路１３に入力される。スイッチング波形決定回路１３は、その信号に応じて、フルブリッジインバータ４１の駆動波形を決定する。具体的には、比較器１２の出力が上記した特性であった場合に、例えば、比較器１２の出力が０Ｖ以上であり、その電圧値が大きくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が大きくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動デューティーを大きくし、比較器１２の電圧値が小さくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が小さくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動デューティーを小さくし、比較器１２の出力が０Ｖ以下である場合には、その電圧値が負に大きくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が小さくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動デューティーを小さくし、比較器１２の電圧値が負に小さくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が大きくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動デューティーを大きくするパルス幅変調制御方式（Pulse-Width Modulation：ＰＷＭ）を用いて電力を調整する。あるいは、他の制御方法でもよく、例えば、比較器１２の出力が０Ｖ以上であり、その電圧値が大きくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が大きくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動周波数と共振周波数の差を小さくし、比較器１２の電圧値が小さくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が小さくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動周波数と共振周波数の差を大きくし、比較器１２の出力が０Ｖ以下である場合には、その電圧値が負に大きくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が小さくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動周波数と共振周波数の差を大きくし、比較器１２の電圧値が負に小さくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が大きくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動周波数と共振周波数の差を小さくする周波数変調制御方式（Pulse-Frequency Modulation：ＰＦＭ）、または、例えば、比較器１２の出力が０Ｖ以上であり、その電圧値が大きくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が大きくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動パルスと負荷の電流との位相差を小さくし、比較器１２の電圧値が小さくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が小さくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動パルスと負荷の電流との位相差を大きくし、比較器１２の出力が０Ｖ以下である場合には、その電圧値が負に大きくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が小さくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動パルスと負荷の電流との位相差を大きくし、比較器１２の電圧値が負に小さくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が大きくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動パルスと負荷の電流との位相差を小さくする位相変調制御方式（Pulse-Phased Modulation：ＰＰＭ）、または、例えば、比較器１２の出力が０Ｖ以上であり、その電圧値が大きくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が大きくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動パルスの出力頻度を多くし、比較器１２の電圧値が小さくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が小さくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動パルスの出力頻度を少なくし、比較器１２の出力が０Ｖ以下である場合には、その電圧値が負に大きくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が小さくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動パルスの出力頻度を少なくし、比較器１２の電圧値が負に小さくなった場合には、誘導加熱機１８で消費する電力が大きくなるよう、フルブリッジインバータ４１の駆動パルスの出力頻度を多くする間欠発振制御方式などを用いて電力を調整する。このように、スイッチング波形決定回路１３は、上記したいずれかの制御方式に従って、比較器１２の出力信号に応じて、誘導加熱機１８を駆動するフルブリッジインバータ４１の駆動パルスを制御することにより、誘導加熱機１８で消費する電力を調整する。

こうして、スイッチング波形決定回路１３は、各制御方式に応じたパルス波形をスイッチング素子ドライブ回路１４に伝送する。スイッチング素子ドライブ回路１４は、スイッチング波形決定回路１３から入力されたパルス波形を、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を駆動するのに最適な電圧に変換し、それによりスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をそれぞれ駆動する。

各制御を用いた場合の、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に入力されるパルスと、誘導加熱機１８に流れる電流波形との模式図を、それぞれ、ＰＷＭについては図９に、ＰＦＭについては図１０に、ＰＰＭについては図１１に、間欠発振制御については図１２に示す。なお、各図においては、スイッチング素子に印加される波形がプラスのとき、スイッチング素子はオンし、スイッチング素子に印加される波形が零もしくはマイナスのとき、スイッチング素子はオフするものとしている。また、図におけるＱ1、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は図７におけるスイッチング素子の記号に対応しており、誘導加熱機に流れる電流においては、実際には波形が歪む、スイッチング波形との位相が異なるなど、図９〜図１２に示したものと異なる場合もある。

また、上記したスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各制御方式は、誘導加熱機１８で消費する電力を制御できれば、どの制御方式を用いても良く、それぞれの制御方式を複合で使用しても良い。また、誘導加熱機１８で消費する電力を制御できれば、どのようなスイッチング波形を用いても良い。

以上のように、誘導加熱機１８の電力をリアルタイムに制御することにより、電動機４の回生動作時に、電源平滑用のコンデンサ２の電圧を、上記した素子破壊などを引き起こす電圧よりも小さい電圧に保つことができ、かつ、電源平滑用のコンデンサ２の電圧の変動を小さくすることができ、電源平滑用のコンデンサ２における電圧変動による損失を低減することができる。

また、誘導加熱機１８を用いる場合、その利点から、従来の抵抗器を用いる場合に比べて体積を小さくすることができるが、その体積を小さくすることにより、電力に対する温度の変化率は大きくなる。

図１４に示す、従来のような抵抗器での回生電力の処理装置においては、回生運転時に抵抗器への通電を制御するスイッチング素子を、数Ｈｚ〜数ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動していた。しかしながら、上記したように、誘導加熱機はその体積の小ささから、電力に対する温度の変化率が大きいため、従来の抵抗器と同様な通電制御では、熱の変動が大きくなり、熱サイクルによる疲労によって、誘導加熱機を保持する部材や、誘導加熱機自身の寿命への信頼性を低下させてしまう。

従来の抵抗器で構成される回生電力の処理装置における抵抗器の温度変化と、これと同様な制御で誘導加熱装置を駆動した場合の誘導加熱機の温度変化、および上記したリアルタイムな電力制御を用いた場合の誘導加熱機の温度変化の比較の模式図を図１３に示す。図１３において、（ａ）が、従来の抵抗器で構成される回生電力の処理装置における抵抗器の温度変化、（ｂ）が、これと同様な制御で誘導加熱装置を駆動した場合の誘導加熱機の温度変化、（ｃ）が、上記したリアルタイムな電力制御を用いた場合の誘導加熱機の温度変化である。図１３から明らかなように、（ｂ）の場合が温度変化が最も大きく、次が（ａ）で、（ｃ）の場合が最も温度変化が小さい。このように、図１３に示したように、本実施の形態においては、誘導加熱機を用いた回生電力処理装置において、上記したようなリアルタイムで電力を制御する方式を用いることにより、誘導加熱機の急激な温度変化を防止することができ、誘導加熱機を保持する部材や、誘導加熱機の、熱サイクルによる疲労を低減し、寿命に対する信頼性を向上する効果がある。

このように、電動機の回生電力処理装置として、誘導加熱装置を用いることにより、抵抗器を用いた場合に比べて、回生電力処理装置の体積、サイズを低減することができ、電動機の制御装置全体の体積、サイズを小さくすることが可能である。

なお、本実施の形態にて説明した、誘導加熱機を駆動するインバータは、フルブリッジの他にも、ハーフブリッジやスイッチング素子を１つ用いた１石式コンバータ、トランスを用いたプッシュプル、フライバック、フォワードなど、どのような回路構成を用いても良い。

また、誘導加熱機を含む共振回路は、誘導加熱機とコンデンサを直列につないだ直列共振回路、誘導加熱機とコンデンサを並列につないだ、並列共振回路など、どのような形式をとっても良い。

以上のように、本実施の形態に係る電力処理装置は、図１および図７に示すように、電動機４を駆動する電動機駆動用のインバータ３に並列に接続される電源平滑用のコンデンサ２に並列に接続される、直流電圧を数ｋＨｚから数百ｋＨｚの交流電圧に変換するための、少なくとも１つ以上のスイッチング素子から構成される誘導加熱機駆動用のインバータ１６またはフルブリッジインバータ４１と、同インバータ１６，４１の出力に接続され、少なくとも１つ以上のコイル２１と、コイル２１で発生した磁束が通る位置に設けられた、発熱体２０とからなる誘導加熱機１８とにより構成される誘導加熱装置９，４０を備え、電動機４の電力回生時に、誘導加熱装置９，４０を駆動し、回生電力を誘導加熱機１８により熱として消費することを特徴としている。このように、本実施の形態によれば、電動機４の回生電力の電力処理装置として、誘導加熱機１８を用いることにより、同装置を小型で単純な構成で実現することができるため、製造コスト削減も図ることができる。

また、図１に示すように、誘導加熱機１８と、誘導加熱機１８に直列もしくは並列に、一つ以上のインダクタもしくはコンデンサもしくはその両方を接続した共振回路１７を備えるようにした場合、誘導加熱機１８を含む共振回路１７を備えることにより、同共振回路１７の特性を利用して、インバータの損失を低減するようなスイッチングを行うことができる。

また、図４に示すように、コイル２１と発熱体２０との間に、熱抵抗の大きい断熱材３０を設けた場合には、発熱体の熱がコイルに伝達されるのを軽減し、コイルの上昇温度を抑えることができ、コイルの温度で決定される誘導加熱装置の上限温度を高くすることができ、同じ電力を消費する場合の誘導加熱装置の体積を小さくすることができる。また、コイルと発熱体との間に空気を流し、コイルを放熱することによっても同様な効果が得られる。

また、図６（ｂ）に示すように、誘導加熱機１８における発熱体２０の形状を、フィン形状とした場合には、フィン形状とすることにより、空気との接触面積を大きくすることができ、発熱体の空気への熱伝達率を大きくすることができるため、同じ電力を消費する場合の発熱体の体積を小さくすることができる。

また、本実施の形態においては、電動機４を駆動するインバータ３に並列に接続される電源平滑用のコンデンサ２の電圧を電圧検出回路１０により検出した、電圧検出信号を、あらかじめ定められた基準電圧１１と比較し、その差を出力する比較器１２と、比較器１２の出力に応じて、誘導加熱機１８を駆動するインバータ１６のスイッチング波形を決定することにより、誘導加熱機１８の電力を調整するスイッチング波形決定回路１３と、同スイッチング波形決定回路１３からの信号を、同インバータ１６のスイッチング素子を駆動するのに最適な電圧に変換する、スイッチング素子ドライブ回路１４により、誘導加熱機１８を駆動するインバータのスイッチングを行うので、このように、常に電源平滑用のコンデンサ２の電圧を基準電圧１１と比較して電力制御を行うことにより、電源平滑用のコンデンサ２の電圧を、素子破壊などが起こる電圧になることを防止することができ、かつ、電源平滑用のコンデンサ２の電圧変動を小さくすることができるため、電源平滑用のコンデンサ２の損失を小さくすることができ、電源平滑用のコンデンサ２の寿命などにおける信頼度を高めることができる。また、この電力制御により、誘導加熱機１８における熱の変動を抑え、熱サイクルによる誘導加熱機１８自身や、誘導加熱機１８を支える部材の熱疲労を抑制する効果がある。

なお、本実施の形態では、本発明の回生電力処理装置をエレベータに適用する場合について述べたが、これに限るものではなく、電動機を用いるエスカレータ、電車、ファンなどの他の装置に適用してもよく、同様の効果を奏する。

実施の形態２.
図１５は、この発明の実施の形態２による誘導加熱装置、電力変換回路、および、電力処理装置を用いたエレベータの制御装置の主回路構成を示すブロック図である。本実施の形態２においては、制御装置は、三相交流電源Ｒ、Ｓ、Ｔを直流に変換するための整流ダイオードブリッジ等から構成されたコンバータ１と、コンバータ１の出力に接続された電源平滑用のコンデンサ２と、コンデンサ２に並列に接続され、直流電圧を電動機を駆動するのに必要な電力に変換して、電動機に供給する電動機駆動用の電力変換器５３と、電力変換器５３の出力に接続された電動機（直流電動機）５４と、電動機５４の回転を伝達するための減速ギア５と、減速ギア５により駆動される駆動綱車６と、駆動綱車６に接続されたカウンタウエイト７とエレベータかご８と、電源平滑用のコンデンサ２に並列に接続された誘導加熱装置９と、電源平滑用のコンデンサ２の両端電圧を検出する電圧検出回路１０と、電圧検出回路１０の検出電圧と基準電圧とを比較し、その差に応じた信号を出力する比較器１２と、比較器１２の出力によって、誘導加熱装置９に設けられた後述するインバータ１６を構成するスイッチング素子の駆動波形を決定する、スイッチング波形決定回路１３と、スイッチング波形決定回路１３からの信号に応じて、スイッチング素子を駆動する、スイッチング素子ドライブ回路１４とにより構成される。

上述したように、本実施の形態２のエレベータの制御装置では、回生電力の電力処理装置として、電源平滑用のコンデンサ２に並列に誘導加熱装置９を接続する。誘導加熱装置９は、電源平滑用のコンデンサ２の電圧や電流の変動を抑えるための、インダクタとコンデンサなどで構成される入力フィルタ回路１５と、直流電圧を数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度の交流電圧に変換し、誘導加熱機１８に供給するための、少なくとも１つ以上のスイッチング素子から構成される誘導加熱機駆動用のインバータ１６と、誘導加熱機１８とそれに直列もしくは並列に接続した１つ以上のインダクタもしくはコンデンサもしくはその両方等とにより構成される共振回路１７とを備えている。なお、誘導加熱機１８を駆動するための誘導加熱機駆動用のインバータ１６を構成する素子としては、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ダイオードなど、スイッチング機能を有するものなら、どのような素子を用いても良い。また、入力フィルタ回路１５は、電源平滑用のコンデンサ２の電圧変動や電流変動が、電源平滑用のコンデンサ２自身やその他の回路に影響を及ぼさない場合は用いなくとも良い。

本実施の形態２における誘導加熱機１８を用いた場合の利点および誘導加熱機１８を用いて回生電力を消費する場合の装置の動作は実施の形態１に記載したものと同様であるため、ここでは説明を省略する。

ここで、従来の直流電動機を用いたエレベータの制御装置の構成を示したブロック図を図１７および図１８に示す。これらの図において、１０１は、三相交流電源Ｒ、Ｓ、Ｔを直流に変換するための整流ダイオードブリッジから構成されたコンバータ、１０２は、コンバータ１０１の出力に接続された電源平滑用のコンデンサ、１１３は、コンデンサ１０２に並列に接続され、直流電圧を電動機を駆動するのに必要な電力に変換し、電動機に供給する電動機駆動用の電力変換器、１１４は、電力変換器１１３の出力に接続された電動機（直流電動機）、１０５は、電動機１１４の回転を伝達するための減速ギア、１０６は、減速ギア１０５により駆動される駆動綱車、１０７および１０８は、それぞれ、駆動綱車１０６に接続されたカウンタウエイトとエレベータかご、１０９および１１０は、それぞれ、電源平滑用のコンデンサ１０２に並列に接続される、回生電力を処理するためのスイッチと抵抗器、１００は、電源平滑用のコンデンサ１０２の両端電圧を検出する電圧検出回路、１１２は、電圧検出回路１００の検出電圧と基準電圧１１１とを比較し、その差に応じた信号を出力する比較器、１１６は、比較器１１２の出力によって、スイッチ１０９を駆動するスイッチング素子ドライブ回路である。なお、スイッチ１０９と抵抗器１１０とは、回生電力を処理するための電力処理装置１１５を構成している。

従来の直流電動機を用いたエレベータの制御装置では、電動機駆動用の電力変換器１１３の形態によって、電力処理装置１１５の接続箇所が異なる。すなわち、電動機駆動用の電力変換器１１３が、双方向の電力伝達が可能なものである場合には、電動機１１４で発生した回生電力は、電源平滑用のコンデンサ１０２に伝達されるため、図１７に示すように、電力処理装置１１５は、電源平滑用のコンデンサ１０２に並列に接続する。一方、これに対して、電動機駆動用の電力変換器１１３が片方向のみに電力伝達が可能なものである場合には、回生電力は電源平滑用のコンデンサ１０２に伝達されないため、図１８に示すように、回生電力は、電動機１１４と電力変換器１１３との間の接続線に回生電力処理装置１１５を並列に接続することにより消費するか、もしくは、電動機１１４内部で熱として消費される。

上述したように、直流エレベータの制御装置では、電動機駆動用の電力変換器１１３の形態によって電力処理装置１１５の接続箇所が異なる。このことから、本実施の形態２における誘導加熱機を用いた回生電力処理装置は、上述の図１５の構成に限定されることはなく、電動機駆動用の電力変換器の形態に従って、図１６に示すように、誘導加熱装置９を電力変換器５３と電動機５４との間の接続線に並列に接続するとともに、電圧検出回路１０を電力変換器５３と電動機５４との間に設けて、電動機５４への出力電圧をセンシングし、同出力電圧に応じて誘導加熱機１８を駆動するインバータ１６の駆動を制御するようにしても良い。

以上のように、本実施の形態２によれば、直流電動機５４の回生電力の処理装置として、誘導加熱機１８を用いることにより、同装置を小型で単純な構成で実現することができ、製造コスト削減も図ることができる。

実施の形態３．
上記したように、誘導加熱装置を用いることで、回生電力処理装置を小型にすることができる。このような誘導加熱装置は、電動機の回生電力処理装置としてのみではなく、電力変換器における、インダクタやコンデンサなどの素子に蓄えられ、負荷に供給されずに熱として消費されるような余剰エネルギーを消費する場合にも用いることができる。本実施の形態３においては、誘導加熱装置は、入力される電力を消費するものであり、誘導加熱回路に入力される電力は、電力変換回路中またはこの電力変換回路に接続された負荷中に磁界または電界として蓄積され、負荷で消費されない電力または負荷で発生し負荷で消費されない電力である。

上記余剰エネルギーが、負荷７０に供給されずに、熱として消費される例として、図１９に、一般的な出力電圧制御型のＤＣ／ＤＣコンバータの回路構成を示すブロック図を示す。
ＤＣ／ＤＣコンバータは、電源６０と、電源電圧を所定の電圧に変換するためのトランスＴ１と、スイッチング素子Ｑ１と、トランスＴ１の出力を整流する整流器６１と、整流器６１の出力に接続され、電圧を直流化するための平滑コンデンサＣｏと、平滑コンデンサＣｏの両端電圧を検出する電圧検出器６２と、電圧検出器６２の電圧を検出して、平滑コンデンサＣｏの両端電圧が所定の値になるように、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング波形を決定する制御回路６３と、スイッチング素子Ｑ１のドレイン（もしくはコレクタ）に接続され、回路の余剰エネルギーを消費するためのダイオードＤｓ、コンデンサＣｓ、及び、抵抗Ｒｓから構成されるスナバ回路６４により構成される。なお、図中点線で示したＬｇは、トランスＴ１の漏れインダクタンス等の回路に寄生するインダクタンスである。

図１９で示したＤＣ/ＤＣコンバータでは、その回路動作において、インダクタンスＬｇに蓄えられたエネルギーが放出される際に、スイッチング素子Ｑ１のドレインソース間の寄生容量（出力容量）が充電されることにより、高電圧がスイッチング素子Ｑ１に印加され、この高電圧により、スイッチング素子Ｑ１が破壊する虞がある。これを防止するために、スナバ回路６４を設置している。スナバ回路６４は、インダクタンスＬｇに蓄えられたエネルギーが放出される際に、ダイオードＤｓが導通し、インダクタンスＬｇのエネルギーをコンデンサＣｓに充電し、かつ、抵抗Ｒｓで消費している。また、インダクタンスＬｇにエネルギーを蓄えている際には、ダイオードＤｓが非導通となり、抵抗ＲｓにてコンデンサＣｓのエネルギーを消費する。これにより、コンデンサＣｓの電圧が一定以上に上昇しないようにすることができる。このとき、コンデンサＣｓを寄生コンデンサに対して充分大きくしておくことで、電圧の過剰な上昇を防止することができ、スイッチング素子Ｑ１に高電圧が印加されるのを防ぐ役割を果たす。すなわち、インダクタンスＬｇに蓄積される回路の余剰エネルギーを、抵抗Ｒｓで熱として消費している。

図２０は、本実施の形態３における、図１９に示したＤＣ／ＤＣコンバータのスナバ回路６４の抵抗Ｒｓを、回生電力処理装置を用いて実現した例である。図２０において、回生電力処理装置部分以外は、図１９の構成と同様である。

図２０における回生電力処理装置は、スナバコンデンサＣｓに並列に接続された誘導加熱装置９と、スナバコンデンサＣｓの両端電圧を検出する電圧検出回路６５と、電圧検出回路６５の検出電圧と基準電圧１１とを比較し、その差に応じた信号を出力する比較器１２と、比較器１２の出力によって、誘導加熱装置９に設けられたインバータ１６を構成するスイッチング素子の駆動波形を決定するスイッチング波形決定回路１３と、スイッチング波形決定回路１３からの信号に応じて当該スイッチング素子を駆動するスイッチング素子ドライブ回路１４とにより構成される。なお、図中点線で示したＬｇは、Ｔ１の漏れインダクタンスなど、回路に寄生するインダクタンスである。

誘導加熱装置９は、インダクタとコンデンサなどで構成される入力フィルタ回路１５と、直流電圧を数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度の交流電圧に変換し、誘導加熱機１８に供給するための、少なくとも１つ以上のスイッチング素子から構成される誘導加熱器駆動用のインバータ１６と、誘導加熱機１８と、それに直列もしくは並列に接続した１つ以上のインダクタもしくはコンデンサもしくはその両方等とにより構成される共振回路１７とを備えている。なお、誘導加熱機１８を駆動するための誘導加熱機駆動用のインバータ１６を構成する素子としては、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ダイオードなど、スイッチング機能を有するものなら、どのような素子を用いても良い。また、入力フィルタ回路１５は、スナバコンデンサＣｓの電圧変動や電流変動が、スナバコンデンサＣｓ自身やその他の回路に影響を及ぼさない場合は用いなくとも良い。

誘導加熱装置９の駆動方法は、図２０における比較器１２に入力する電圧検出器６５の接続箇所、および、誘導加熱装置９の接続箇所が、スナバコンデンサＣｓの両端である以外は、実施の形態１とほぼ同様である。インダクタンスＬｇなどに蓄えられた回路の余剰エネルギーが放出される際に、ダイオードＤｓが導通し、スナバコンデンサＣｓが充電され、電圧が上昇する。スナバコンデンサＣｓの両端電圧が、ある一定以上となったことを電圧検出器６５からの電圧検出信号と比較器１２により検出し、誘導加熱装置９の駆動を開始する。誘導加熱装置９を駆動することにより、スナバコンデンサＣｓの両端電圧は、ほぼ一定に保たれる。すなわち、インダクタンスＬｇなどに蓄えられた回路の余剰エネルギーを誘導加熱機１８によって消費するため、スイッチング素子Ｑ１への高電圧の印加が防止される。

本実施の形態３によれば、図１９のスナバ回路６４の抵抗器Ｒｓの代替として、誘導加熱装置９を用いることと、前述した誘導加熱機１８の利点から、スナバ回路を小型にすることができるという効果がある。

また、図２０に示した回路は、スナバコンデンサＣｓを用いず、スイッチング素子Ｑ１の両端に並列に誘導加熱装置９を接続し、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧を検知して、その両端電圧がある一定以上にならないよう、誘導加熱装置９を駆動するという方式によっても実現することが可能である。この場合、図２０におけるスナバコンデンサＣｓと入力フィルタ回路１５とが不要となり、更に簡単な構成で回路の余剰エネルギーを処理することが可能である。

また、図２１に示すように、誘導加熱機を用いたスナバ回路６６は、スナバコンデンサＣｓに並列に誘導加熱機１８を接続するのみでも実現することができる。この場合、スナバコンデンサＣｓと誘導加熱機１８を構成するインダクタンス成分と抵抗成分との自由共振により、回路の余剰エネルギーが消費されることになる。

また、上述したような回路の余剰エネルギーは、ＤＣ/ＤＣコンバータのみではなく、フルブリッジインバータやハーフブリッジインバータ、その他種々の電力変換器で発生するものであり、その余剰エネルギーを消費する必要がある場合に、上記誘導加熱装置を用いることが可能であり、抵抗器などに比べて、小型な構成で余剰エネルギーを消費することが出来る効果がある。

Claims (12)

1. 入力される電力を消費する誘導加熱装置において、
   前記誘導加熱装置は、電源から供給される電力を負荷に供給するための電力変換回路に接続され、
   前記入力される電力は、前記電力変換回路中またはこの電力変換回路に接続された負荷中に磁界または電界として蓄積され、前記負荷で消費されない電力または前記負荷で発生し前記負荷で消費されない電力であることを特徴とする誘導加熱装置。
2. 電源から供給される電力を負荷に供給するための電力変換回路において、前記負荷で消費されずに前記電力変換回路中または前記負荷中に蓄積された電力または前記負荷で発生し負荷で消費されない電力を前記電力変換回路に接続された誘導加熱装置で消費することを特徴とする電力変換回路。
3. 電力変換回路中または負荷中に磁界または電界として蓄積された電力を前記誘導加熱装置で消費することを特徴とする請求項２記載の電力変換回路。
4. 請求項１記載の誘導加熱装置を用いたことを特徴とする電力処理装置。
5. 請求項２または３に記載の電力変換回路を用いたことを特徴とする電力処理装置。
6. 電動機を駆動する電動機駆動用電力変換器に並列に接続され、直流電圧を交流電圧に変換するための、少なくとも１つ以上のスイッチング素子から構成される誘導加熱機駆動用インバータと、
   前記誘導加熱機駆動用インバータに接続され、少なくとも１つ以上のコイルと、前記コイルで発生した磁束が通る位置に設けられ、この磁束により誘導加熱される発熱体とからなる誘導加熱機を有する誘導加熱装置とを備え、
   前記電動機の電力回生時に、前記誘導加熱機駆動用インバータにより前記誘導加熱機を駆動し、回生電力を前記誘導加熱機により熱として消費することを特徴とする電力処理装置。
7. 前記誘導加熱装置は共振回路を備え、
   前記共振回路は、
   前記誘導加熱機と、
   前記誘導加熱機に直列もしくは並列に接続された１つ以上のインダクタもしくはコンデンサもしくはその両方と
   から構成されている
   ことを特徴とする請求項６に記載の電力処理装置。
8. 前記誘導加熱機の前記コイルと前記発熱体との間に断熱材を設けたことを特徴とする請求項６または７に記載の電力処理装置。
9. 前記誘導加熱機における前記発熱体の形状をフィン形状としたことを特徴とする請求項６ないし８のいずれか１項に記載の電力処理装置。
10. 前記電動機を駆動する前記電動機駆動用電力変換器に印加される電圧を検出する電圧検出回路と、
    前記電圧検出回路からの検出電圧を、あらかじめ定められた基準電圧と比較し、その差を出力する比較器と、
    前記比較器の出力に応じて、前記誘導加熱機を駆動する前記誘導加熱機駆動用インバータのスイッチング素子のスイッチング波形を決定し、前記誘導加熱機で消費する電力を制御するスイッチング波形決定回路と、
    前記スイッチング波形決定回路からの信号を、前記誘導加熱機駆動用インバータを駆動するのに最適な電圧に変換し、前記スイッチング素子を駆動するスイッチング素子ドライブ回路と
    をさらに備え、
    前記誘導加熱機を駆動する前記誘導加熱機駆動用インバータのスイッチングを行うことを特徴とする請求項６ないし９のいずれか１項に記載の電力処理装置。
11. 前記電動機の電圧を検出する電圧検出回路と、
    前記電圧検出回路からの検出電圧を、あらかじめ定められた基準電圧と比較し、その差を出力する比較器と、
    前記比較器の出力に応じて、前記誘導加熱機を駆動する前記誘導加熱機駆動用インバータのスイッチング素子のスイッチング波形を決定し、前記誘導加熱機で消費する電力を制御するスイッチング波形決定回路と、
    前記スイッチング波形決定回路からの信号を、前記誘導加熱機駆動用インバータを駆動するのに最適な電圧に変換し、前記スイッチング素子を駆動するスイッチング素子ドライブ回路と
    をさらに備え、
    前記誘導加熱機を駆動する前記誘導加熱機駆動用インバータのスイッチングを行うことを特徴とする請求項６ないし９のいずれか１項に記載の電力処理装置。
12. スナバ回路を備え、
    前記スナバ回路を構成する抵抗として、前記誘導加熱装置を用いたことを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換回路。

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