JP5289093B2 - 抵抗器および電力処理装置 - Google Patents

Description

本発明は抵抗器およびそれを用いた電力処理装置に関し、特に、電動機の回生動作における回生電力等を消費するための抵抗器およびそれを用いた電力処理装置に関する。

一般に、電動機の駆動においては、電源から電動機へインバータなどの電力変換機を介して電力を投入する場合と、それとは逆に、電動機から電源側へ電力を送る場合がある。後者は、電力回生動作といい、電力回生動作時の電力は回生電力と呼ばれる。以下に、この電力回生動作を、エレベータを例にとって説明する。

図９は、従来の交流エレベータの制御装置の構成を示したブロック図である。制御装置は、三相交流電源Ｒ、Ｓ、Ｔを直流に変換するための整流ダイオードブリッジから構成されたコンバータ１０１と、コンバータ１０１の出力に接続された電源平滑用のコンデンサ１０２と、コンデンサ１０２に並列に接続され、直流電圧を交流電圧に変換し、電動機１０４に供給するインバータ１０３と、インバータ１０３の出力に接続された電動機１０４と、電動機１０４の回転を伝達するための減速ギア１０５と、減速ギア１０５により駆動される駆動綱車１０６と、駆動綱車１０６に接続されたカウンタウエイト１０７とエレベータかご１０８と、電源平滑用のコンデンサ１０２に並列に接続される、回生電力を処理するためのスイッチ１０９と抵抗器１１０と、電源平滑用のコンデンサ１０２の両端電圧を検出する電圧検出回路１００と、電圧検出回路１００の検出電圧と基準電圧１１１とを比較し、その差に応じた信号を出力する比較器１１２と、比較器１１２の出力に応じてスイッチ１０９を駆動するスイッチング素子ドライブ回路１１６とにより構成される。

電動機１０４により駆動されるエレベータでは、一般に、乗客が乗るエレベータかご１０８とカウンタウエイト１０７がつるべ式に結合されている。通常、カウンタウエイト１０７は定員の約半分でバランスする重さに選定されており、エレベータはその乗客の数と移動方向（上昇もしくは下降）に従って、そのエレベータかご１０８とカウンタウエイト１０７のアンバランス分のトルクを受けて運転を行っている。すなわち、エレベータかご１０８がカウンタウエイト１０７に対して軽い場合には、上昇方向に関しては力が要らない方向となり、逆に下降方向に関しては電動機１０４から力を加える必要がある。また、エレベータかご１０８がカウンタウエイト１０７に対して重い場合には、下降方向に関しては力が要らないが、上昇方向に関しては電動機１０４から力を加える必要がある。この様にエレベータかご１０８の積載状態と運転方向により、電動機１０４から見て力の要る力行運転と、逆に力が要らずにエネルギーが戻ってくる回生運転とが行われる。

上記した回生運転時のエネルギーは、回生電力として、インバータ１０３を介して電源側に送られるのが一般的である。上記回生電力が電源側に戻ってくる場合、回生電力のための対策が成されていない場合には、上記平滑用コンデンサ１０２にて回生電力が充電され、平滑用コンデンサ１０２の電圧が上昇する。ここで、平滑用コンデンサ１０２の電圧は、コンバータ１０１やインバータ１０３の素子に印加されるため、平滑用コンデンサ１０２の電圧上昇は、これらの素子破壊や、平滑用コンデンサ１０２の破壊につながる恐れがある。そこで、この回生電力の処理方法（消費方法）として、抵抗器１１０により当該回生電力を熱に変換して損失させるか、あるいは、電動機１０４の電気的損失や機械的損失によって消費し、電源平滑用のコンデンサ１０２の電圧上昇を防止するのが一般的である（例えば、特許文献１参照。）。

また、その他にも、コンバータを接続して、系統へ電力を返還する場合もある。

特開平４−２６３８７号公報（図１）

このように、従来の回生電力消費方法としては、抵抗器やコンバータやインバータ、あるいは、半導体スイッチング素子などを利用する方式がある。

しかしながら、例えば、抵抗器を用いて熱エネルギーとして消費する方式を用いた場合には、その放熱のために大きな抵抗器と放熱装置が必要となる。また、コンバータを用いる場合には、高価な電源回路と複雑な制御が必要となる。従って、エレベータの制御装置としては、サイズが大きくなり、コストも高くなるなどの問題点があった。

また、抵抗器としてセメント抵抗を用いる場合もあるが、セメント抵抗による回生電力消費方法では、抵抗値の変動を行う際、抵抗値使用個数を段階的に変化させ調整している。入力電力と抵抗器の電力容量が一致しない場合、抵抗器の抵抗値は段階的にしか変動させることができないため、回生抵抗器は動作を間欠的に繰り返していた。

一方、従来の電磁誘導型抵抗器では、スイッチング周波数や通電率を制御し抵抗値を調整していた。しかし、通電率を変化させた場合、抵抗器内のインバータの損失が小さいソフトスイッチング状態から外れてしまい、駆動回路部分での損失が増大するため、駆動回路部分にも大きな冷却装置が必要であった。また、駆動回路部分での損失を避けるためにソフトスイッチングを維持する必要がある場合、抵抗値を調整するために変更したスイッチング周波数にあわせて共振回路で使用しているコンデンサの容量やリアリトルのインダクタンスを変化する必要があり、抵抗器回路が複雑化し小型化が望めない。

また、回生運転時に抵抗器１１０への通電を制御するスイッチ１０９を数Ｈｚ〜数ｋＨｚのスイッチング周波数で駆動しているが、誘導加熱機を用いた場合、その体積の小ささから、電力に対する温度の変化率が大きいため、従来の抵抗器と同様の通電制御では、熱の変動が大きくなり、熱サイクルによる疲労によって、誘導加熱機を保持する部材や、誘導加熱機自身の寿命への信頼性を低下させてしまう。また、抵抗器と入力電力との差により、駆動周波数が人に聞こえる周波数となるため、外部に騒音を発してしまうという問題点があった。

この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、周囲への騒音を抑え、かつ、小型化および低コスト化を図ることができる抵抗器およびそれを用いた電力処理装置を得ることを目的としている。

この発明は、負荷電力を消費するための抵抗体と、外部より電力が印加され、上記抵抗体を駆動するための電力変換器と、上記電力変換器の駆動を制御する制御回路とを備え、上記制御回路は、上記電力変換器の入力電圧を検出する入力電圧検出回路を有し、検出された上記入力電圧の値に基づいて間欠運転の繰り返し周波数を検出し、上記繰り返し周波数が不可聴領域となるように、上記電力変換器を駆動開始する駆動開始用検出電圧閾値と上記電力変換器を停止する停止用検出電圧閾値の両方もしくは一方を調整することを特徴とする抵抗器である。

この発明は、負荷電力を消費するための抵抗体と、外部より電力が印加され、上記抵抗体を駆動するための電力変換器と、上記電力変換器の駆動を制御する制御回路とを備え、上記制御回路は、上記電力変換器の入力電圧を検出する入力電圧検出回路を有し、検出された上記入力電圧の値に基づいて間欠運転の繰り返し周波数を検出し、上記繰り返し周波数が不可聴領域となるように、上記電力変換器を駆動開始する駆動開始用検出電圧閾値と上記電力変換器を停止する停止用検出電圧閾値の両方もしくは一方を調整することを特徴とする抵抗器であるので、電力変換器の動作開始電圧と停止電圧とに差をつけておき、状況に応じてその差を変化させることにより、抵抗体の間欠動作周波数を調整し、騒音が聞こえる可聴周期での動作を行わないようにすることにより、周囲への騒音を抑え、かつ、小型化および低コスト化を図ることができる。

本発明の実施の形態１に係る誘導加熱機、電力変換装置、および、それらを用いた電力処理装置を備えたエレベータの制御装置の主回路構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態１における時間的な電力パターンの一例を示した説明図である。 本発明の実施の形態１における４つのスイッチング素子に入力されるパルスと、誘導加熱機に流れる電流波形とを示した模式図である。 本発明の実施の形態１における比較器に入力される基準電圧と電源平滑用のコンデンサの電圧検出信号との関係をグラフで示した説明図である。 本発明の実施の形態１における比較器に入力される基準電圧と電源平滑用のコンデンサの電圧検出信号との関係をグラフで示した説明図である。 本発明の実施の形態２に係る誘導加熱機、電力変換装置、および、それらを用いた電力処理装置を備えたエレベータの制御装置の主回路構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態３に係る誘導加熱機、電力変換装置、および、それらを用いた電力処理装置を備えたエレベータの制御装置の主回路構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態４に係る誘導加熱機、電力変換装置、および、それらを用いた電力処理装置を備えたエレベータの制御装置の主回路構成を示す構成図である。 従来のエレベータの制御装置の主回路構成を示す構成図である。 本発明の実施の形態５における４つのスイッチング素子に入力されるパルスと、誘導加熱機に流れる電流波形とを示した模式図である。

実施の形態１．
本発明は、入力された電力を消費するための抵抗体制御に有用な方法であり、明細書全文に表れている構成要素の態様は、あくまで例示であってこれらの記載に限定されるものではない。たとえば、本発明対象である抵抗器の利用方法としては、インバータのコンデンサや、ＤＣ／ＤＣコンバータなど、負荷や回路動作時の余剰電力や、装置内のコンデンサなどに蓄えられた電力を消費するために用いるという用途がある。駆動回路の構成も、フルブリッジやハーフブリッジなど直流を交流に変換できるインバータ回路や、電圧検出時または電力余剰時にスイッチにて接続され、力行および停止時はスイッチにより切り離されるなど、駆動回路形状に問われることはない。本件の例ではスイッチとしてＭＯＳＦＥＴを用いた場合について説明するが、トランジスタ等の電流駆動型半導体素子を用いた回路にも適用でき、これに限定されるものではない。

図１は、この発明の実施の形態１による、誘導加熱機（抵抗器）、電力変換装置、および、それらを用いた電力処理装置を備えたエレベータの制御装置の主回路構成を示す構成図である。本実施の形態１においては、三相交流電源Ｒ、Ｓ、Ｔを直流に変換するための、例えば整流ダイオードブリッジ等から構成されたコンバータ１と、コンバータ１の出力に接続された電源平滑用のコンデンサ２と、コンデンサ２に並列に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して、電動機に供給する電動機駆動用のインバータ３（電動機駆動用電力変換装置）と、インバータ３の出力に接続された電動機４（誘導電動機）と、電動機４の回転を伝達するための減速ギア５と、減速ギア５により駆動される駆動綱車６と、駆動綱車６に接続されたカウンタウエイト７とエレベータかご８と、電源平滑用のコンデンサ２に並列に接続された本発明の抵抗器としての誘導加熱機９と、電源平滑用のコンデンサ２の両端電圧（インバータ３に印加される電圧）を検出する電圧検出回路１０とから構成されている。

誘導加熱機９には、大きく分けて、外部より電力が印加されて後述する直列共振回路４２を駆動する電力変換装置としてのフルブリッジインバータ４０と、フルブリッジインバータ４０の駆動を制御する制御回路５０とが設けられている。

制御回路５０は、電圧検出回路１０の検出電圧と後述するスイッチング波形決定回路１３より出力される基準電圧１１とを比較し、その差に応じた信号を出力する比較器１２と、電圧検出回路１０の検出電圧の値によって、基準電圧１１を調整し、かつ、比較器１２の出力によって、フルブリッジインバータ４０を構成する抵抗器駆動用回路としての４つのスイッチング素子４１の駆動波形を決定するスイッチング波形決定回路１３と、スイッチング波形決定回路１３からの信号に応じてスイッチング素子４１を駆動するドライブ回路１４とからなる。

また、フルブリッジインバータ４０には、負荷電力を消費するための抵抗体としての直列共振回路４２が接続されている。直列共振回路４２は、図１に示すように、リアクトル１８とコンデンサ１９とが直列に接続された形態をとっている。

フルブリッジインバータ４０は、直列共振回路４２を駆動するための４つのスイッチング素子４１（スイッチング素子群）と、電源平滑用のコンデンサ２の電圧や電流の変動を抑えるための例えばインダクタとコンデンサなどで構成される入力フィルタ回路１５とから構成されている。ただし、入力フィルタ回路１５は、電源平滑用のコンデンサ２の電圧変動や電流変動が電源平滑用のコンデンサ２自身やその他の回路に影響を及ぼさない場合は用いなくとも良い。

本実施の形態１のエレベータの駆動装置においては、回生電力を消費するための抵抗器および電力処理装置として、電源平滑用のコンデンサ２に並列に誘導加熱機９を接続する。なお、スイッチング素子４１としては、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ダイオードなど、スイッチング機能を有するものなら、どのような素子を用いても良い。

なお、図１において、５１は、電圧検出回路１０によって検出された電源平滑用のコンデンサ２の両端電圧の電圧値を示す電圧検出信号である。

図１の構成を例として、誘導加熱機９を用いてエレベータの回生電力を消費する場合の装置の動作を以下に示す。

本実施の形態１における、電力制御時のフルブリッジインバータ４０を制御する制御回路５０の動作について説明する。電源平滑用のコンデンサ２の電圧検出信号５１と基準電圧１１とに差が生じると、比較器１２は、その差に応じて駆動信号（以下、オン／オフ信号とする。）をスイッチング波形決定回路１３に出力する。スイッチング波形決定回路１３には、電圧検出信号５１も入力される。スイッチング波形決定回路１３は電圧検出信号５１を受けると、電圧検出信号５１より繰り返し周波数２０を検出しそれに基づいて基準電圧１１の値を調整し、かつ、比較器１２からのオン／オフ信号を受けて、フルブリッジインバータ４０を構成するスイッチング素子４１を駆動するためのゲート信号をドライブ回路１４に出力する。ドライブ回路１４は、フルブリッジインバータ４０を構成するスイッチング素子４１を駆動し、直列共振回路４２に負荷電流を流すことにより、回生電力をリアクトル（誘導加熱機）１８にて処理し、電源平滑用のコンデンサ２の電圧の上昇を防止する。

なお、エレベータかご８がカウンタウエイト７に対して軽い場合には、かご上昇時に、一方、エレベータかご８がカウンタウエイト７に対して重い場合には、かご下降時に、電動機の端子間に起電圧が生じ、駆動回路側に電力を回生する回生運転となる。

回生運転が開始されると、電動機駆動用インバータ３は、電源平滑用のコンデンサ２側に回生電流を流す。回生運転時対策が成されていない場合、たとえば、整流回路が系統に電力を回生するなど機能を持っていない場合や、上記対策回路の応答が遅い場合、この回生電流により電源平滑用のコンデンサ２が充電され、その両端電圧が上昇する。上述したが、このコンデンサ２の電圧上昇は、三相電源整流用のコンバータ１や、電動機駆動用インバータ３、電源平滑用のコンデンサ２自身などの使用している部品の破壊につながるため、コンデンサ２の電圧がある一定以上上昇しないようにする必要がある。

そこで、誘導加熱機９では、電源平滑用のコンデンサ２の電圧の上昇を防止するために、回生電力がコンデンサ２に過充電されないよう、回生電力をバイパスする役割を果たす。誘導加熱機９では、まず、電源平滑用のコンデンサ２の電圧を、例えば抵抗分圧などで構成される電圧検出回路１０によって、０から５Ｖ程度の範囲の電圧検出信号５１に変換する。このときの電圧検出信号５１の値は、例えば、電源平滑用のコンデンサ２の電圧が１００Ｖの場合に１Ｖ、３００Ｖの場合には３Ｖというように、電源平滑用コンデンサ２の電圧に比例している。次に、比較器１２により、電圧検出信号５１を基準電圧１１と比較する。このときの基準電圧１１は、スイッチング波形決定回路１３から出力され、フルブリッジインバータ４０の動作開始電圧２１（図４および図５参照）と停止電圧２２（図４および図５参照）に相当する電圧信号が基準電圧１１として入力される。例えば、電動機４およびインバータ３停止時の電源平滑用のコンデンサ２の電圧の上限値を電圧検出信号５１に変換したときの電圧値を停止電圧２２の最低値、コンデンサ２やスイッチング素子４１（Ｑ１〜Ｑ４）など使用している部品の仕様によって定める電位が動作開始電圧２１の最大値となる。

回生運転が開始されると、電源平滑用のコンデンサ２の電圧検出信号５１が、上記動作開始電圧２１よりも大きくなる。

時間的な電力パターンの一例を、エレベータに用いられる電動機の場合において示した図を図２に示す。図２において、横軸は時間、縦軸は電力を示す。縦軸＋（プラス）方向がインバータ３から電動機４に電力が供給された場合（力行運転時電力）、縦軸−（マイナス）方向が電動機４からインバータ３に電力が供給された場合（回生運転時電力）を示す。

図２に示したとおり、電動機４からの回生電力は時間的に変動する。このため、リアクトル（誘導加熱機）１８で消費する電力も、時間的に変化する回生電力に応じて調整する必要がある。

以下に本実施の形態１における電力制御時の誘導加熱機９の動作について説明する。スイッチング波形決定回路１３は、電圧検出信号５１を受けて、それに基づいて比較器１２に入力する基準電圧１１を調整する。比較器１２は、電圧検出信号５１と基準電圧１１とを比較し、オン／オフ信号をスイッチング波形決定回路１３に出力する。スイッチング波形決定回路１３は、スイッチング素子４１を駆動するためのゲート信号をドライブ回路１４に出力する。本実施の形態１では、ゲート信号は直列共振回路４２のリアクトル１８とコンデンサ１９の回路乗数にあわせた共振周波数のゲート信号であり、通電率は短絡防止のデットタイムを考慮した通電率約５０％交互の信号である。ドライブ回路１４は、ソフトスイッチングでフルブリッジインバータ４０を駆動する。

ドライブ回路１４は、スイッチング波形決定回路１３からのゲート信号を受けて、フルブリッジインバータ４０を駆動し、直列共振回路４２に負荷電流を流すことにより、回生電力を誘導加熱機９にて消費し、電源平滑用のコンデンサ２の電圧の上昇を防止する。フルブリッジインバータ４０は、直列共振回路４２の回路乗数にあわせた共振周波数のゲート信号で駆動されるため、スイッチング損失が少ないため、放熱フィンなどの体積も小さく構成される。しかしながら、図２に示したとおり、電動機４からの回生電力は時間的に変動するため、誘導加熱機９で消費する電力も、回生電力に応じて調整する必要がある。

図３に、従来の抵抗器の電力制御方法として行われている間欠発振制御を行った場合のスイッチング素子４１（Ｑ１〜Ｑ４）に入力されるパルスと、誘導加熱機９に流れる電流波形との模式図を示す。スイッチング素子４１に印加される波形がプラスのとき、スイッチング素子４１はオンし、スイッチング素子４１に印加される波形が零もしくはマイナスのとき、スイッチング素子４１はオフするものとしている。また、図３におけるＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４は、図１における４つのスイッチング素子４１の記号にそれぞれ対応しており、フルブリッジインバータ４０に流れる電流においては、実際には波形が歪む、スイッチング波形との位相が異なるなど、図３に示したものと異なる場合もある。

図３におけるフルブリッジインバータ４０の出力周期２０は、主に直列共振回路４２のインピーダンスによってきまる誘導加熱機９の電力容量と回生電力の電力差、および、電源平滑用のコンデンサ２の容量などによって決まる。間欠発振制御による電力調整では、ソフトスイッチングを維持したままスイッチングを行うため抵抗値の微調整が困難であり、ある回生電力と電子抵抗の抵抗値の状態において人に聞こえる周波数で間欠的に動作し、周囲に雑音を発生する可能性がある。

そこで、本願発明においては、比較器１２に入力される基準電圧１１において、フルブリッジインバータ４０の動作開始電圧２１と停止電圧２２とに差をつけ、状況に応じてその差を変化させることにより、誘導加熱機９の間欠動作周波数、すなわち、出力周期２０を調整し、周囲に発する人に聞こえる雑音を低減させることを特徴とする。基準電圧１１（動作開始電圧２１と停止電圧２２）の大きさの決定は、過去の試験結果を元に決定する、もしくは、外部信号により変更するなどの場合でもかまわない。

基準電圧１１の調整は、使用している複数の電源やツェナーダイオードを切り替える、基準電圧１１を抵抗分圧にて生成している場合は抵抗値を変更する、比較器１２の出力をフィードバックして基準電圧１１を調整している場合はフィードバック抵抗値を調整する、あるいは、ディジタル制御を採用している場合は基準電位１１を調整するなどの手法をとってもかまわない。

図４に、比較器１２に入力される基準電圧１１と電圧検出信号５１との関係を示す。なお、図４において、横軸は時間、縦軸は電圧を示す。また、図４において、５４は動作時間を示し（網かけ部分）、５５は停止時間を示す（白色部分）。図４においては、負荷の繰返し周期が低く、さらに繰り返し周波数を下げたい場合について示している。図４では、回生電力は一定入力であり、回生電力より誘導加熱機９の電力容量が大きい場合において、動作時間５４と停止時間５５とは交互に繰り返される状況を示す。図４の初期、動作開始電圧２１と停止電圧２２との差が、差１（符号５２）の状態であるとき、出力周期２０が短い周期のＴ１の状態となり、人が聞くことのできる周期（以下、可聴周期とする）となる。この際、スイッチング波形決定回路１３により、基準電圧１１が調整され、動作開始電圧２１と停止電圧との差を差２（符号５３）の状態とする。このとき、出力周期２０は長い周期のＴ２の状態となり、人の聞くことのできない周期（以下、不可聴周期とする）となる。

図５に、負荷の繰返し周期を短くし、さらに繰り返し周波数を上げたい場合について説明する。なお、図５において、横軸は時間、縦軸は電圧を示し、５４は動作時間（網かけ部分）、５５は停止時間を示す（白色部分）。図５の初期、動作開始電圧２１と停止電圧２２との差が差３（符号５３）の状態であるとき、出力周期２０が長い周期のＴ３の状態となり、出力周期２０が可聴周期となる。この際、スイッチング波形決定回路１３により、基準電圧１１が調整され、動作開始電圧２１と停止電圧との差を差１（符号５２）の状態にする。このとき、出力周期２０は短い周期のＴ４の状態となり、不可聴周期での動作となる。

以上のように、本実施の形態１においては、状況に応じて比較器１２に入力される基準電圧１１の調整を行うことにより、間欠動作周波数を調整するようにしたので、フルブリッジインバータ４０は、ソフトスイッチングを維持した状態で、周囲に発する雑音を抑えることができる。また、本実施の形態１によれば、電動機４の回生電力をリアクトル（誘導加熱機）１８を用いて消費（処理）するようにしたので、装置全体を小型で単純な構成で実現することができるため、小型化および製造コスト削減を図ることができる。

実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２による、誘導加熱機（抵抗器）、電力変換装置、および、それらを用いた電力処理装置を備えたエレベータの制御装置の主回路構成を示す構成図である。実施の形態２において実施の形態１と異なる点は、制御回路５０に設けられたスイッチング波形決定回路１３が、比較器１２の出力するオン／オフ信号を検出して、誘導加熱機９の出力周期２０を検出する点である。他の構成および動作については、上述の実施の形態１と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。

なお、スイッチング波形決定回路１３における出力周期２０の検出は、周波数計や周期検出回路を用いてもいいが、制御回路５０がディジタル制御にて構成されている場合、制御回路５０のクロック信号をカウントして、出力周期２０を計測してもかまわない。

本実施の形態２においては、スイッチング波形決定回路１３は、出力周期２０が可聴周期であることを検出したときに、基準電圧１１となる動作開始電圧２１と停止電圧２２を予め設定された所定の幅ごとに数段階にわたり段階的に調整し、出力周期２０が可聴周期から外れるまで調整を行う。これにより、誘導加熱機９は、外部回路からの指令値や過去の実験データなど無しに、基準電圧１１の調整を行い、外部に発する雑音を抑えることができる。

以上のように、本実施の形態２においては、上述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、制御回路５０に設けられたスイッチング波形決定回路１３が、誘導加熱機９の出力周期２０、すなわち、間欠運転の繰り返し周波数を検出するようにして、それが可聴周期であった場合に、動作開始用および停止用の検出電圧閾値である動作開始電圧２１と停止電圧２２を調整して、出力周期２０が不可聴周期になるように調整するようにしたので、雑音が人に聞こえる周波数における間欠運転を避けることができる。

実施の形態３．
図７は、この発明の実施の形態３による、誘導加熱機、電力変換装置、および、それらを用いた電力処理装置を備えたエレベータの制御装置の主回路構成を示す構成図である。実施の形態３において上述の実施の形態１および２と異なる点は、電圧検出信号５１が送信される信号線の途中に時定数調整回路５６を設けておくとともに、基準電圧１１を一定に保持し、電圧検出回路１０の検出時定数を時定数調整回路５６にて調整して、誘導加熱機９の出力周期２０を調整する点である。他の構成および動作については、上述の実施の形態１と同じであるため、ここでは、その説明を省略する。

なお、検出時定数の調整、すなわち、遅れ時間の調整は、制御回路５０がアナログ回路の場合には、時定数調整回路５６の使用素子乗数の調整により行い、一方、制御回路５０がディジタル回路の場合には、検出値を平均化する時間期間を広げるなどの方法により調整する。また、時定数調整回路５６において、検出電圧上昇時の時定数と検出電圧下降時の時定数とに差をつけることにより、動作開始電圧の検出時間と停止電圧の検出時間の遅れ時間に差をつけて、もかまわない。

上述のいずれかの方法により、時定数調整回路５６により、電圧検出回路１０の遅れ時間を大きくするように調整した場合には、動作開始電圧２１と停止電圧２２との差が大きくなり、その結果、出力周期２０を長い周期にすることができる。一方、電圧検出回路１０の検出遅れ時間を小さくするように調整した場合には、動作開始電圧２１と停止電圧２２との差が小さくなり、その結果、出力周期２０を短い周期にすることができる。

以上のように、本実施の形態３においては、上述の実施の形態１および２と同様の効果が得られるとともに、さらに、時定数調整回路５６により、電圧検出回路１０の動作開始時の検出遅れ時間と動作停止時の検出遅れ時間を調整することにより、動作開始用および停止用の検出電圧閾値である動作開始電圧２１と停止電圧２２との差を調整することができ、間欠運転周波数を調整することができ、これにより、雑音の発生を抑えることができる。

実施の形態４．
図８は、この発明の実施の形態４による、誘導加熱機、電力変換装置、および、それらを用いた電力処理装置を備えたエレベータの制御装置の主回路構成を示す構成図である。

本実施の形態４は、図１に示した上述の実施の形態１における直列共振回路４２が抵抗器４３に置き換わり、４つのスイッチング素子４１から構成されたフルブリッジインバータ４０が単一のスイッチング素子４１に置き換わった実施の形態である。本実施の形態４においては、抵抗器４３としては、例えば、セメント抵抗やほうろう抵抗など、抵抗体の種類は問わず、種々の抵抗体を用いることができる。また、本実施の形態４においては、図１に示した上述の実施の形態１における入力フィルタ回路１５は設けられていない。なお、その他の構成および動作は実施の形態１と同一であるため、ここでは説明を省略する。

本実施の形態４の回路構成は、図８に示すように、電源平滑用のコンデンサ２と抵抗器４３との間にスイッチング素子４１が設けられている。この構成により、ついて説明するが、ＭＯＳＦＥ電力余剰時に、電源平滑用のコンデンサ２に、スイッチング素子４１により、抵抗器４３が接続される。本実施の形態４の例では、スイッチング素子４１としてトランジスタを用いた場合にＴやＩＧＢＴ等のスイッチングが可能な他の半導体素子を用いた回路に適用でき、これに限定されるものではない。

本実施の形態４において、抵抗器４３は単一もしくは複数の抵抗により構成されている。抵抗器４３が単一構成の場合、抵抗器４３の抵抗値は回生電力の大きさの変動に問わず常に同じ値である。実施の形態１と同様に、電動機４からの回生電力は時間的に変動するため、ある回生電力と電子抵抗の抵抗値の状態においては、人に聞こえる周波数で間欠的に動作し、周囲に雑音を発生する可能性がある。また、抵抗器４３が複数の抵抗による構成の場合、抵抗器４３内部の抵抗の接続構成を変更することで、ある程度の抵抗器４３の抵抗値を調整することができるが、抵抗器４３の抵抗値は使用している抵抗の個数により段階的に変化するため、すべての負荷変動範囲で、人に聞こえる周波数で間欠的に動作することを避けるには、多くの抵抗体により構成する必要があり、抵抗器４３は大きな構成となってしまう。

そのため、本実施の形態４では、実施の形態１と同様に、制御回路５０において比較器１２に入力される基準電圧１１の動作開始電圧２１と停止電圧２２を調整し、抵抗器４３の出力周期２０を調整することを特徴とする。比較器１２の基準電圧１１の調整方法については、実施の形態１と同様である。

以上のように、本実施の形態４においては、実施の形態１と同様に、スイッチング波形決定回路１３により、出力周期２０を検出して、比較器１２の基準電圧１１を調整することにより、より少ない数の抵抗体で抵抗器４３を構成し、回生動作時に周囲に発する雑音を抑えることができる。

なお、上記の説明においては、本実施の形態４の構成を実施の形態１に適用した例について説明したが、その場合に限らず、実施の形態２や３に適用してもよく、その場合にも、同様の効果を得ることができる。

また、上述の実施の形態１〜４においては、負荷としてエレベータを例に挙げて説明したが、これに限定されるものではなく、本発明の抵抗器および電力処理装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータや、スナバ回路など、すべての負荷に適用可能であることは言うまでもない。

さらに、上述の実施の形態１〜４においては、間欠制御に関するものを一例として説明したが、これに限定されるものではなく、周波数に関する制御や、通電率に関する制御に対しても同様に行うことができる。

実施の形態５．
図１０は、この発明の実施の形態５における誘導加熱装置、電力変換装置、および、それらを用いた電力処理装置の抵抗器の電力制御方法として行われている間欠発振制御を行った場合のスイッチング素子４１（Ｑ１〜Ｑ４）に入力されるパルスと、誘導加熱機９に流れる電流波形との模式図を示したものである。

本実施の形態５では、実施の形態１における抵抗器動作停止時の誘導加熱機の直列共振回路４２に蓄積されたエネルギーをコンデンサ２にかえさず、誘導加熱機９内で消費しかつ誘導加熱機９を交流エレベータの制御装置からの電力の入力を阻止することを目的とした実施例である（コンデンサ２の電圧上昇を抑えるため）。

本実施の形態５において、スイッチング波形決定回路１３は、比較器１２より出力されるオン／オフ信号がオフになり、電力処理装置が停止状態になった場合、ドライブ回路１４に、スイッチング素子４１（Ｑ１〜Ｑ４）の駆動信号として、Ｑ１，Ｑ２にはオフ信号を、Ｑ３，Ｑ４にはオン信号の信号を出力する。電力処理装置９のＱ１，Ｑ２にはオフすることにより、電力処理装置９を電気的に交流エレベータの制御装置からの電力の入力を阻止し、Ｑ３，Ｑ４をオンすることにより直列共振回路４２を流れる共振電流の導通回路を維持する。消費期間２３はＱ３，Ｑ４をオンし、消費期間２３以外の停止期間はすべての素子をオフさせてもかまわない。ただしチャージポンプにて電源を生成している場合、Ｑ１，Ｑ２の駆動するための電源コンデンサの電圧が駆動回路を動かすための電圧より低くなった状態で、比較器１２より出力されるオン／オフ信号がオンになった際、Ｑ１，Ｑ２を駆動するための電源が確立するまで電力処理装置が動作することができないため、電力処理装置の動作開始までの遅れ時間が大きくなることが考えられる。

電力処理装置が停止状態になった場合、ドライブ回路１４にスイッチング素子４１（Ｑ１〜Ｑ４）の駆動信号として、Ｑ１，Ｑ２にはオン信号を、Ｑ３，Ｑ４にはオフ信号の信号を出力してもよい。しかしながら、フルブリッジインバータ４０の上側スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動するための電源をチャージポンプにより生成している場合、誘導加熱機９の停止期間が長くなると、ドライブ回路１４のＱ１，Ｑ２の駆動するための電源回路が大きくなる、もしくは、それぞれに外部電源が必要となることが考えられる。チャージポンプにて電源を生成している場合、Ｑ１，Ｑ２の駆動するための電源コンデンサの電圧が駆動回路を動かすための電圧より低くなった状態で、比較器１２より出力されるオン／オフ信号がオンになった際、Ｑ１，Ｑ２を駆動するための電源が確立するまで電力処理装置が動作することができないため、電力処理装置の動作開始までの遅れ時間が大きくなることが考えられる。このため、誘導加熱機９に蓄積されたエネルギーを消費するまでの消費期間２３のみＱ１，Ｑ２をオンし、その後はＱ３，Ｑ４のみオンする方法をとってもかまわない。

したがって、電力処理装置９のＱ１，Ｑ２をオフすることにより、電力処理装置９を電気的に交流エレベータの制御装置からの電力の入力を阻止し、Ｑ３，Ｑ４をオンすることにより直列共振回路４２を流れる共振電流の導通回路を維持する方式のほうが望ましい。

これにより、直列共振回路４２に蓄積されたエネルギーによるコンデンサ２の電圧上昇を抑え、電力処理装置９のオン/オフ動作の繰り返しを防ぎ、かつ、誘導加熱機９を交流エレベータの制御装置からの電力の入力を阻止することができる。

１ コンバータ、２ コンデンサ、３ インバータ、４ 電動機、５ 減速ギア、６ 駆動綱車、７ カウンタウエイト、８ エレベータかご、９ 誘導加熱機、１０ 電圧検出回路、１１ 基準電圧、１２ 比較器、１３ スイッチング波形決定回路、１４ ドライブ回路、１５ 入力フィルタ回路、１８ リアクトル、１９ コンデンサ、２０ 出力周期、２１ 動作開始電圧、２２ 停止電圧、４０ フルブリッジインバータ、４１ スイッチング素子、４２ 直列共振回路、５０ 制御回路、５１ 電圧検出信号、５２ 電圧差１、５３ 電圧差２、５４ 動作時間、５５ 停止時間、５６ 時定数調整回路。

Claims (6)

1. 負荷電力を消費するための抵抗体と、
   外部より電力が印加され、上記抵抗体を駆動するための電力変換器と、
   上記電力変換器の駆動を制御する制御回路と
   を備え、
   上記制御回路は、上記電力変換器の入力電圧を検出する入力電圧検出回路を有し、検出された上記入力電圧の値に基づいて間欠運転の繰り返し周波数を検出し、上記繰り返し周波数が不可聴領域となるように、上記電力変換器を駆動開始する駆動開始用検出電圧閾値と上記電力変換器を停止する停止用検出電圧閾値の両方もしくは一方を調整することを特徴とする抵抗器。
2. 上記抵抗体は誘導加熱機から構成され、インバータを介して負荷に接続されるものであって、
   上記負荷電力は、上記インバータ中または上記負荷中に磁界または電界として蓄積され、上記負荷で発生して上記インバータまたは上記負荷で消費されない電力である
   ことを特徴とする請求項１に記載の抵抗器。
3. 上記制御回路は、上記負荷電力を消費する動作の停止時に、上記誘導加熱機に蓄積されたエネルギーを上記誘導加熱機内で消費させるように上記インバータを制御することを特徴とする請求項２に記載の抵抗器。
4. 上記制御回路は、外部信号により、上記駆動開始用検出電圧閾値および上記停止用検出電圧閾値の両方もしくは一方を調整することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の抵抗器。
5. 上記制御回路における上記入力電圧検出回路の動作開始時の検出遅れ時間と動作停止時の検出遅れ時間を調整する時定数調整回路を備えたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の抵抗器。
6. 電動機を駆動する電動機駆動用電力変換器に並列に接続され、直流電圧を交流電圧に変換するための、少なくとも１つ以上のスイッチング素子から構成される抵抗器駆動用回路と、
   上記抵抗器駆動用回路に接続された抵抗器とを備え、
   上記電動機の電力回生時に、上記抵抗器駆動用回路により上記抵抗器を駆動して、回生電力を上記抵抗器により熱として消費する電力処理装置であって、
   上記抵抗器は、請求項１ないし５のいずれか１項に記載された抵抗器であることを特徴とする電力処理装置。

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