JP4804609B2 - セルアレイ電源の上昇を防止したメモリ回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、通常動作モードとパワーダウンモードとを有するメモリ回路に関し、特に、パワーダウンモード時にメモリセルアレイに供給される電源電位が上昇するのを防止したメモリ回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
ダイナミックRAMは、外部から供給される外部電源を基にして安定した内部電源を生成し、この内部電源で内部回路を駆動する。更に、ダイナミックRAMは、通常動作モードでの消費電力を節約するために、外部電源から降圧したセルアレイ電源を生成し、チップ内の大部分を占めるメモリセルアレイに供給する。この降圧されたセルアレイ電源は、具体的にはビット線を駆動するセンスアンプの電源として利用され、セルアレイ電源まで増幅されたビット線の電圧が、メモリセルに蓄積されるHレベルの電圧になる。
【0003】
図1は、従来のダイナミックRAMの全体概略図である。図1に示されたメモリ回路は、複数のメモリセルを有するセルアレイ1と、その周辺回路2と、外部電源Vccからセルアレイ電源V1を生成するセルアレイ電源生成回路3と、外部電源から内部電源Viiを生成する内部電源生成回路4と、外部電源から昇圧電源Vppを生成する昇圧電源生成回路5とを有する。チップ内の回路は、基本的には内部電源Viiで駆動される。但し、センスアンプを駆動するセルアレイ電源V1とワード線を駆動する昇圧電源Vppとが、特別の内部電源としてさらにセルアレイ1に供給される。
【0004】
セルアレイ電源生成回路3は、一定電圧Vg1がゲートに接続され、ドレインが外部電源Vccに接続され、ソースにセルアレイ電源V1を出力するNチャネルトランジスタN8を最終段に有する。このセルアレイ電源V1がセルアレイに供給され、セルアレイでの読み出し、書き込み、リフレッシュに対して動作するセンスアンプ回路に電流を供給する。トランジスタN8は、その電流を供給するだけの能力を有するサイズに設計されている。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
一方、ダイナミックRAMは、読み出し動作、書き込み動作、リフレッシュ動作などが行われる通常動作モードと、上記の動作が行われないで内部の大部分の回路が停止して消費電力を節約するパワーダウンモードとを有する。このパワーダウンモードでは、通常動作モード時の読み出し、書き込み動作が行われない。従って、それらの動作に伴うセンスアンプ動作もなく、セルアレイ電源発生回路3の最終段のトランジスタN8には、ほとんど電流が流れなくなる。より厳密には、一定間隔でセルアレイが活性化されるセルフリフレッシュ動作が行われるが、長周期のためトランジスタN8にほとんど電流が流れない期間のほうが十分に長くなっている。
【0006】
図2は、セルアレイ電源生成回路の電流・電圧特性例を示す図である。横軸が最終段トランジスタN8のソース電流I、縦軸がセルアレイ電源V1の電圧を示す。この特性図から明らかな通り、例えば電流Iが1mA程度の時は、セルアレイ電源V1は所望の電圧(1.5±0.1V)の範囲にある。この電圧は、ゲート電圧Vg1からおよそトランジスタN8の閾値電圧だけ低いレベルである。しかし、ソース電流Iが減少すると、セルアレイ電源V1に関わる負荷容量に電荷が蓄積されるため、セルアレイ電源V1は上昇する。図2の例では、ソース電流Iが20μA程度まで低下すると、セルアレイ電源V1は、所望の電圧範囲(例えば1.5V±0.1V)よりも高くなる。
【0007】
このように、ソース電流Iが減少するとソース電圧V1が上昇し、やがて、トランジスタN8はゲート・ソース間電圧が閾値電圧より低くなり、いわゆるサブスレッシュールド領域で動作することになり、更にソース電流が0になると、ソース電圧V1は外部電源Vccにほとんど等しくなる。
【0008】
従って、セルアレイでの消費電流が極度に少なくなる上記のパワーダウンモードでは、ソース電流Iが減少し、セルアレイ電圧V1が通常動作モード時の(1.5V±0.1V)より高い電圧まで上昇してしまう。このとき、セルアレイ電源V1のノイズ防止、電位の安定化のために大きな容量(C1)を配置していると、所望の電圧範囲より高い電位分ΔV×C1だけの電荷が蓄積されていることになる。この電荷をパワーダウンモードから通常動作モードに復帰した直後に消費できないと、セルアレイ電圧V1は通常レベルよりも高いままであり、センスアンプのH側の駆動電圧V1が通常時よりも高くなるため、ビット線のHレベル(セルアレイ電源V1)とLレベル(グランド)との中間電圧になるビット線プリチャージレベルが通常よりも高くなる。そして、次のサイクルでワード線を立ち上げてビット線に微少電圧を発生させて、センスアンプでその微少電圧を検出させる読み出し動作において、通常のセルアレイ電圧レベルのHレベルに蓄積されたセル蓄積電位と、上記の通常より高くなっているビット線プリチャージレベルとの電圧差が、通常よりも小さくなり、誤データと判定するなどの問題が生じる可能性がある。
【0009】
このように、従来例では、セルアレイ電源V1が、メモリ回路が活性状態である通常動作モード時とパワーダウンモード時とで電圧が異なってしまい、上記のような誤動作を生じる可能性があった。
【0010】
そこで、本発明の目的は、セルアレイ電源などの内部電源の電圧を通常動作モード時とパワーダウンモード時とで、同等のレベルにすることができ、上記誤動作の発生を抑えることができるメモリ回路を提供することにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、本発明の一つの側面は、セルアレイと周辺回路とを有するメモリ回路において、セルアレイに供給するセルアレイ電源を、パワーダウンモード時に動作する回路にも供給することを特徴とする。パワーダウンモード時に動作する回路は、好ましい実施の形態では、例えば、セルフリフレッシュ回路である。ダイナミックメモリは、パワーダウンモード時においても一定の周期でリフレッシュ動作を行う必要がある。従って、パワーダウンモード時でもセルフリフレッシュ回路は動作している。従って、セルフリフレッシュ回路にセルアレイ電源を供給することにより、パワーダウンモード時においても、セルアレイ電源生成回路からそのレベルを維持できる程度の所定の電流を消費することができ、セルアレイ電源を適切な電圧範囲内に維持することができる。
【0012】
セルフリフレッシュ回路には、常時動作する発振回路や、発振回路の出力を分周する分周回路や、その分周回路からの長い周期のセルフリフレッシュ活性化タイミング信号を生成するタイミング信号生成回路などが含まれる。これらの回路のいずれか一つまたは複数に対して、若しくは、これらの回路の一部の電源に対して、セルアレイ電源を供給することにより、セルアレイ電源の電圧レベルが上昇するのを防止することができる。
【0013】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態例を説明する。しかしながら、かかる実施の形態例が、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
【0014】
図3は、本実施の形態例におけるメモリ回路の構成図である。図3に示されたメモリ回路は、従来例と同様にセルアレイ1と、周辺回路2と、セルアレイ電源生成回路3と、内部電源生成回路4と、昇圧電源生成回路5とを有する。そして、図1において周辺回路2内に含めていたセルフリフレッシュ回路20が、図3の例では周辺回路2と区別されて示されている。
【0015】
セルアレイ1内は、ワード線WLと図示しないビット線とその交差位置にメモリセルとを有するメモリセルアレイMCAと、ビット線を駆動するセンスアンプSAと、そのセンスアンプSAを駆動するセンスアンプドライバSADとを有する。更に、この実施例ではワード線を階層化して駆動する例を示しているが、ローアドレスの上位ビットをデコードし、メインワード線を駆動するメインワードデコーダMWDと、その出力に応答してローアドレスの下位ビットをデコードし、サブワード線を駆動するサブワードデコーダSWDとを有する。セルアレイ1内のセンスアンプドライバSADには、セルアレイ電源V1が供給される。
【0016】
周辺回路2は、クロックイネーブル信号CKEと、コマンド信号/CS,/RAS,/CAS,/WEとを入力し、コマンド信号をデコードする入力バッファ10と、アドレスA00〜A14を入力するアドレスバッファ12とを有する。これらの入力バッファ10とアドレスバッファ12は、周辺回路2に供給される内部電源Viiに加えて、一部外部電源Vccが供給される。
【0017】
周辺回路2は、更に、入力バッファ10の出力コマンドS10に応答してロウアドレス活性化信号RASZを生成するロウアドレス活性化信号生成回路14と、そのロウアドレス活性化信号RASZに応答して、タイミング信号S16を生成するタイミング生成回路16と、アドレスバッファ12からのアドレスADDをデコードするアドレスデコーダ18と、セルフリフレッシュ用の内部アドレスIADDを生成する内部アドレス生成回路17とを有する。これらの周辺回路2には、内部電源Viiが供給される。内部電源Viiは、外部電源Vccから生成される比較的電圧値が安定している電源である。
【0018】
セルフリフレッシュ回路20は、パワーダウンモード時に外部からのセルフリフレッシュコマンドに応答して生成されるセルフリフレッシュイネーブル信号srfzに応答して動作する。セルフリフレッシュ回路20は、セルフリフレッシュオシレータ(発振回路)21と、その出力oscxを分周して比較的長いセルフリフレッシュ周期を有する出力信号srqczを生成する分周器22と、その出力信号srqczに応答して周辺回路2にセルフリフレッシュ活性化タイミング信号srtzを生成するセルフリフレッシュ信号生成回路23とを有する。
【0019】
セルフリフレッシュ回路20には、内部電源Viiに加えてセルアレイ電源V1も供給され、セルフリフレッシュ回路内の一部の回路にセルアレイ電源V1が供給される。
【0020】
図中、破線Saは通常動作モード時のみの信号を、太線Sbはセルフリフレッシュモード時のみの信号を、細線Scは通常動作モード時とセルフリフレッシュモード時の両方で生成される信号をそれぞれ示す。
【0021】
セルフリフレッシュモードでは、入力バッファ10がコマンド信号の組み合わせからセルフリフレッシュモードを検出し、セルフリフレッシュイネーブル信号srfzを生成する。このイネーブル信号に応答して、セルフリフレッシュオシレータ21と分周器22により、セルフリフレッシュの周期に対応した比較的長い周期の信号srqczが生成される。この信号に応答して、セルフリフレッシュ信号生成回路23が、セルフリフレッシュ活性化タイミング信号srtzを生成し、ロウアドレス活性化信号生成回路14と内部アドレス生成回路17に供給する。
【0022】
ローアドレス活性化信号生成回路14は、セルフリフレッシュ活性化タイミング信号srtzに応答して、通常動作時と同様にロウアドレス活性化信号RASZを出力する。この信号RASZに応答して、セルアレイ1内では、ワード線WLが駆動され、メモリセルのデータがビット線に読み出され、センスアンプでそれが検出、増幅され、メモリセルに再書き込みが行われる。この時のアドレスには、内部アドレス生成回路17が生成する内部アドレスIADDが使用される。従って、外部から何ら制御信号やアドレスを供給されることなく、メモリ回路自身でセルフリフレッシュ動作を行う。
【0023】
図4は、本実施の形態におけるメモリ回路の通常動作モードとパワーダウンモードとを示すタイミングチャート図である。メモリ回路にはクロックCLKに同期してコマンド信号/CS,/RAS,/CAS,/WEが供給される。通常動作モードでは、このコマンド信号の組み合わせにより、読み出し動作、書き込み動作、リフレッシュ動作などが行われる。それぞれの動作においてセルアレイ1内は活性化状態になり、センスアンプドライバSADがセンスアンプSAを駆動してセルアレイ電源V1から電流を消費する。
【0024】
図4に示される通り、例えば時間t1のクロックCLKの立ち上がりエッジに同期して、Lレベルのクロックイネーブル信号CKEが入力されると、メモリ回路はパワーダウンモードに入る。パワーダウンモードでは所定の長い周期でメモリセルをリフレッシュする必要があるので、例えばコマンド信号/CS=L,/RAS=L,/CAS=L,/WE=Hの組み合わせが、CKE=H→Lに遷移する時間t1のタイミングで供給されると、入力バッファ10によりセルフリフレッシュコマンドが入力されたことが検出される。これに応答して、入力バッファ10は、セルフリフレッシュイネーブル信号srfzを生成し、メモリ回路はセルフリフレッシュモードにエントリーする。
【0025】
そして、時間t2でクロックイネーブル信号CKEがHレベルに戻ると、メモリ回路はセルフリフレッシュモードが解除される。同時にパワーダウンモードから通常動作モードに復帰する。このように、パワーダウンモードはCKEのみで決まるのでセルフリフレッシュモードはパワーダウンモードに包含される動作モードである。但し、図4の例は、パワーダウンモードとセルフリフレッシュモードとが同じ期間となる場合を示している。
【0026】
図5は、本実施の形態例が適用されるメモリ回路のセンスアンプ回路とセンスアンプドライバ回路を示す図である。また、図6は、その動作を示す波形図である。
【0027】
図5には、センスアンプ回路SAとその両側に配置されたメモリセルアレイMCAと、センスアンプ回路を駆動するセンスアンプドライバSADが示される。メモリセルアレイMCAは、ビット線対BL,/BLとワード線WL0〜WL3と、それらの交差位置に配置された1トランジスタ、1キャパシタからなるメモリセルMCとを有する。ビット線対は、ビット線トランスファーゲートBLTを介して、センスアンプラッチ回路30とビット線リセット回路32とに接続される。センスアンプラッチ回路30は、P型トランジスタP10,P11とN型トランジスタN12,N13とを有する。また、ビット線リセット回路32は、ビット線対を短絡するショートトランジスタN14と、ビット線対にプリチャージ電圧Vprを供給するトランジスタN15,N16とを有する。
【0028】
センスアンプドライバ回路SADは、グランド電源GNDとドライブ電源Viidとの間に、P型トランジスタP20とN型トランジスタN21,N22,N23とを有する。ドライブ電源Viidは、通常はセルアレイ電源V1であるが、例えばセンスアンプラッチ回路30の駆動開始時において所定の期間だけオーバードライブする方式においては、その所定の期間に内部電源Viiになる。このときの波形の模式図を図6に示す。
【0029】
図6の波形図を参照して、図5の動作を説明する。プリチャージ期間では、リセット信号RSTがHレベルであり、ビット線リセット回路32のトランジスタが全て導通し、ビット線対BL,/BLはグランドとセルアレイ電源V1との中間(V1/2)レベルのプリチャージレベルVprにある。また、センスアンプドライブ回路SADでは、トランジスタN21,N22が導通し、プリチャージレベルVprがセンスアンプラッチ回路30への駆動信号psa,nsaと共にプリチャージレベルVprにする。
【0030】
読み出し動作で説明すると、メモリセルにアクティブコマンドが供給されて、ロウアドレス活性化信号RASZが生成されると、リセット信号RSTがLレベルに下がり、ビット線リセット回路32のトランジスタは非導通状態になり、ワード線WL0が昇圧電源Vppレベルまで駆動される。これに応答して、ワード線WL0に接続されるメモリセルMCのトランジスタが導通し、ビット線対BL,/BLに微少電圧が発生する。リセット信号RSTのLレベルに伴い、センスアンプドライバ回路SADのトランジスタN21,N22は非導通になる。
【0031】
ビット線対に微少電圧が生成された後で、ラッチイネーブル信号LEX,LEZがLレベル、Hレベルになり、センスアンプドライバ回路SADのトランジスタP20とN23が導通し、センスアンプ駆動信号psa,nsaがHレベル、Lレベルになる。この時、センスアンプドライバ回路SADの電源Viidは一時的にセルアレイ電源V1より高い内部電源Viiになっているので、駆動信号psaは内部電源Viiに向かって上昇する。このセンスアンプ駆動信号に応答して、センスアンプラッチ回路30が活性化され、ビット線対BL,/BLをHレベルとLレベルに駆動する。センスアンプ駆動信号psaがセルアレイ電源V1より高い電圧になっているので、ビット線BLのHレベルへの駆動がより高速に行われる。これがセンスアンプのオーバードライブ動作である。オーバードライブ動作は、本発明とは直接関係ないので、センスアンプドライバ回路SADの電源Viidは常にセルアレイ電源V1に維持されてもよい。
【0032】
ビット線BLがセルアレイ電源V1レベルまで上昇するタイミングで、電源Viidがセルアレイ電源V1に切り替えられ、Hレベル側のビット線BLはセルアレイ電源V1のレベルになり、そのレベルがメモリセルに蓄積される。やがて、ワード線WL0がリセットされ、セルトランジスタがオフし、読み出し動作が終了する。そして、リセット信号RSTがHレベルに駆動されることで、プリチャージ状態に戻る。
【0033】
上記の読み出し動作で明らかな通り、セルアレイ電源V1のレベルは一定に保たれることが望ましい。メモリセルに再書き込みされた電圧V1のレベルと、プリチャージ期間でのビット線対のレベルVprとは、Vpr=V1/2の関係にあることを前提にして、上記のセンスアンプによるビット線対の微少電圧の検出が行われる。その場合、通常動作モードに復帰した時に、パワーダウンモード時に上昇したセルアレイ電源V1を使用してビット線対を駆動した後、通常電圧より高いレベルのV1にあるビット線対を短絡してプリチャージレベルVprを生成すると、次のサイクルでのビット線駆動信号psaのレベルV1との間で、Vpr>V1/2となり、Hレベル側のビット線のセンス動作に誤動作が発生する可能性がある。
【0034】
従って、セルアレイ電源V1は、パワーダウンモード時と通常動作モード時とで、同じ電圧範囲に維持される必要がある。
【0035】
セルアレイ電源生成回路は、図1の従来例に示した回路と同じである。図1を参照してセルアレイ電源生成回路を説明すると、出力トランジスタN8のゲートに一定電圧Vg1が供給される。この一定電圧Vg1は、トランジスタN1〜N3、P4〜P6,N7及び抵抗R1,R2からなる回路により生成される。この回路は、トランジスタN1〜N3とP4,P5からなるオペアンプ回路と、そのオペアンプ回路のトランジスタN1のドレイン端子を一方の入力であるトランジスタN2のゲートにフィードバックする回路(P6,N7,R1,R2)とで構成される。
【0036】
オペアンプ回路の他方の入力であるトランジスタN1のゲートには、図示しない定電圧発生回路により生成される一定電圧Vflatが供給される。トランジスタN1のドレイン端子は、フィードバック回路のトランジスタP6のゲートに供給される。トランジスタP6のドレインとグランドGNDとの間に、ダイオード接続されたトランジスタN7と抵抗R1,R2が設けられる。トランジスタN1のドレイン端子が上昇すると、トランジスタP6のオン抵抗が高くなり、ノードnaのレベルを低下させ、トランジスタN1のオン抵抗を低下させるようにフィードバックが働く。それにより、トランジスタN1のドレイン端子のレベルは下降する。このフィードバックにより、ノードnaのレベルは実質的に定電圧Vflatのレベルに一致する。つまり、ゲート電圧Vg1は、ノードna(=Vflat)の(R1+R2)/R2倍よりトランジスタN7の閾値電圧だけ高い電圧に保たれる。
【0037】
この一定のゲート電圧Vg1に対して、セルアレイ電源V1は、最終段トランジスタN8の閾値電圧だけ低い電圧に保たれる。図2に示した通り、トランジスタN8のソース電流Iがある程度の範囲にあると、セルアレイ電源V1の電圧は一定の範囲内に維持される。
【0038】
本実施の形態例では、パワーダウンモード時においてもセルアレイ電源V1が一定の範囲内に維持されるように、パワーダウンモード時に動作する回路に接続される。それにより、パワーダウンモード時においても、最終段トランジスタN8のソース電流Iが最低限の電流範囲に維持され、セルアレイ電源V1が過剰に上昇することが防止される。
【0039】
より好ましくは、図3に示した通り、セルフリフレッシュ回路内の一部の回路にセルアレイ電源V1が供給される。最も好ましい態様では、セルフリフレッシュ回路20内のセルフリフレッシュオシレータ21にセルアレイ電源V1が供給される。
【0040】
図7は、セルフリフレッシュオシレータ21の回路図である。図8は、その動作波形図である。この発振器21は、5段のインバータ(トランジスタP37/N38、P42/N43、P46/N47、P51/N52、P56/N57)を縦列接続し、最終段のインバータ(P56/N57)の出力n05が初段のインバータ(P37/N38)にフィードバックされる構成を有する。そして、初段インバータの出力n01と3段目のインバータの出力n03とにより、トランジスタP63,P64,N65,N66からなる出力生成回路102が所定の周期のクロックoscxを生成する。
【0041】
各インバータには、電流調整用のトランジスタP36,P41,P45,P50,P55及びN40,N44,N49,N54,N58が設けられ、これらのゲートに供給される電圧n11,n12のレベルに応じて、その電流量が制御される。この電流量を多くすれば発振器の周波数は高くなり、電流量を少なくすれば周波数は低くなる。この電圧n11,n12は、それぞれトランジスタP30,P31,P32と抵抗R11で形成される電圧生成回路100と、抵抗R12とトランジスタN33,N34、N35で形成される電圧生成回路101とにより生成される。
【0042】
また、インバータには、リセット用のトランジスタP60,P61,P62、N39,N48,N53が設けられる。これらのトランジスタのゲートには、信号n14が与えられ、インバータの各ノードn01〜n05を初期状態(Hレベル、Lレベル)にリセットする。
【0043】
図8を参照してセルフリフレッシュオシレータ回路の動作を説明する。通常動作モード時は、セルフリフレッシュイネーブル信号srfzがLレベルであり、オシレータ回路は非活性状態である。即ち、インバータ40,41により、活性化信号n14がLレベルとなり、リセット用トランジスタP60,P61,P62が導通、リセット用トランジスタN39,N48,N53が非導通であり、ノードn01,n03,n04が全てHレベルにリセットされる。
【0044】
次に、パワーダウンモードになりセルフリフレッシュイネーブル信号srfzがHレベルになると、オシレータ回路が活性化される。即ち、活性化信号n14がHレベルになり、P型のリセットトランジスタを非導通、N型のリセットトランジスタを導通状態にする。また、インバータ40の出力がLレベルになり、電圧生成回路100のトランジスタP30が導通し、ノードn11にトランジスタP30〜P32と抵抗R11とで決まる電圧が発生する。同様に、インバータ41の出力がHレベルになり、もう一方の電圧生成回路101のトランジスタN35が導通し、ノードn12に抵抗R12とトランジスタN33,N34,N35で決まる電圧が発生する。これらの電圧生成回路100,101は、オシレータ回路が活性状態の間、継続的に微少電流を流す。
【0045】
そして、図8に示される通り、5段のインバータの出力n01,n02,n03,n04,n05が、それぞれL、H、L、H、Lレベルへと遷移し、発振する。ノードn01のLレベルにより、出力生成回路102のトランジスタP63が導通し、その後のノードn03のLレベルへの変化に応答して、トランジスタP64も導通し、出力oscxはHレベルになる。同様に、ノードn01のHレベルとノードn03のHレベルへの変化に応答して、トランジスタN66,N65が導通し、出力oscxはLレベルになる。各インバータの出力波形が図8の通りなまっているので、ノードn01とn03とにより出力生成回路102を制御することで、その回路102の貫通電流の発生が防止される。
【0046】
さて、図7のセルフリフレッシュオシレータ回路において、電源V11、V12、V13のいずれか、又は組み合わせ、又は全てに対して、セルアレイ電源V1を供給することにより、V1のレベルを一定範囲内に保つ。例えば、電圧生成回路の電源V11,V12にセルアレイ電源V1を供給すると、オシレータ回路が活性化される間この電圧生成回路100,101は一定の微少電流を継続的に流すので、セルアレイ電圧V1を一定値に維持することができる。或いは、5段のインバータと出力生成回路102の電源V13にセルアレイ電源V1を供給することもできる。これらのインバータと出力生成回路102は、縦列に接続されているので、正常な動作を保証するためには、同じ電源を与える必要がある。これらの回路は、オシレータ回路の発振動作に応じて電流を消費する。従って、この電源V13にセルアレイ電源V1を供給しても、継続的に電流を消費するのでセルアレイ電源V1のレベルを一定に保つことができる。V11,V12,V13のどの電源に対して適用するかは、場合に応じて選択すればよい。
【0047】
尚、電源V13に内部電源Viiより低いセルアレイ電源V1を与える場合は、インバータ42,43を、図中の下段に示したレベル変換回路44にして、出力oscxのHレベルを内部電源Viiに昇圧しておくことが必要になる。レベル変換回路44は、トランジスタP67,P68,N69,N70を有し、Hレベルがセルアレイ電源V1の入力inに対して、内部電源ViiのHレベルを有する信号oscxを生成する。
【0048】
図9は、セルフリフレッシュ回路20の分周器22の1つのユニットの回路図である。図9に示されたユニットが複数段接続されて分周器22を構成し、オシレータ回路21の出力oscxを分周する。セルフリフレッシュの周期は、例えば10μs以上の長い周期であるので、オシレータ回路の出力信号oscxを、例えばn段のカウンタからなる分周器により、2n倍の周期の信号srqczを生成する。
【0049】
図9のユニット回路は、NANDゲート54、インバータ56,57の3段構成になっていて、インバータ57とNANDゲート54との間にトランスファーゲート53が、NANDゲート54とインバータ56との間にトランスファーゲート55が設けられる。これらのトランスファーゲート53,55は、NANDゲート50とインバータ51により生成される信号により逆相に開閉制御される。そして、NANDゲート54とインバータ59によりラッチ回路が構成され、また、インバータ56,60により別のラッチ回路が構成される。この1ユニットにより、入力oscxの周期が2倍に分周された信号cxが生成される。この分周器の電源は、通常内部電源Viiが使用されるが、セルアレイ電源V1を利用することもできる。
【0050】
図10は、図9のユニット回路を3段構成にした時の、それぞれのユニット回路の出力c0x,c1x,c2xを示す。出力c2xは入力oscxの周期が8倍になっている。
【0051】
図11は、分周器の最終段の出力信号srqczに基づいて、セルフリフレッシュ活性化タイミング信号srtzを生成するセルフリフレッシュ信号生成回路23の回路図である。セルフリフレッシュ信号生成回路23は、遅延回路61と、インバータ62,64,66と、NANDゲート63,65とを有する。分周器出力信号srqczの立ち上がりエッジに応答して、遅延回路61の遅延時間のパルス幅を有する信号がNANDゲート63の出力に生成される。そして、セルフリフレッシュイネーブル信号srfzがHレベルの時に、インバータ66から上記パルス信号がセルフリフレッシュ活性化タイミング信号srtzとして出力される。このタイミング信号に応答して、セルアレイでは内部アドレスのメモリセルが活性化され、再書き込みされる。
【0052】
以上、本発明の保護範囲は、上記の実施の形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された発明とその均等物にまで及ぶものである。
【0053】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、パワーダウンモード時において動作する回路にセルアレイ電源V1が供給されるので、セルアレイ電源V1から適切な量の電流を消費し、セルアレイ電源V1が上昇するのが防止される。それにより、セルアレイの正常動作が保証される。
【図面の簡単な説明】
【図1】従来のダイナミックRAMの全体概略図である。
【図2】セルアレイ電源生成回路の電流・電圧特性例を示す図である。
【図3】本実施の形態例におけるメモリ回路の構成図である。
【図4】本実施の形態におけるメモリ回路の通常動作モードとパワーダウンモードとを示すタイミングチャート図である。
【図5】本実施の形態例が適用されるメモリ回路のセンスアンプ回路とセンスアンプドライバ回路を示す図である。
【図6】図5の動作を示す波形図である。
【図7】セルフリフレッシュオシレータ21の回路図である。
【図8】セルフリフレッシュオシレータ21の動作波形図である。
【図9】分周器の1ユニットの回路図である。
【図10】分周器の動作タイミングチャート図である。
【図11】セルフリフレッシュ信号生成回路23の回路図である。
【符号の説明】
1 セルアレイ
2 周辺回路
3 セルアレイ電源生成回路
4 内部電源生成回路
20 セルフリフレッシュ回路
21 セルフリフレッシュオシレータ、発振回路
V1 セルアレイ電源
Vii 内部電源
Vcc 外部電源
Claims (5)
- セルアレイと周辺回路とを有するメモリ回路において、
前記メモリ回路は、前記セルアレイが活性化される通常動作モードと、前記通常動作が行われないパワーダウンモードとを有し、更に、
セルアレイに供給されるセルアレイ電源を生成するセルアレイ電源発生回路と、
前記セルアレイ電源から前記パワーダウンモード時に前記セルアレイ電源発生回路の電圧レベルの上昇を防止する電流を消費する電流経路と、
前記パワーダウンモード時に動作して電流を消費し、所定の周期で前記セルアレイ内のメモリセルをリフレッシュさせるセルフリフレッシュ回路とを有し、
前記電流経路が当該セルフリフレッシュ回路の少なくとも一部の回路内に接続されていることを特徴とするメモリ回路。 - 請求項1において、
前記リフレッシュ回路の少なくとも一部の回路は、前記パワーダウンモード時に活性化する発振回路と、前記発振回路の出力を分周する分周回路と、前記分周回路の出力に応答してセルフリフレッシュ活性化タイミング信号を生成するセルフリフレッシュ信号生成回路のうちのいずれかを含むことを特徴とするメモリ回路。 - セルアレイと周辺回路とを有するメモリ回路において、
前記メモリ回路は、前記セルアレイが活性化される通常動作モードと、前記通常動作が行われないパワーダウンモードとを有し、更に、
セルアレイに供給されるセルアレイ電源を生成するセルアレイ電源発生回路と、
前記周辺回路に供給される内部電源を生成する内部電源発生回路と、
前記パワーダウンモード時に動作して電流を消費し、所定の周期で前記セルアレイ内のメモリセルをリフレッシュさせるセルフリフレッシュ回路とを有し、
前記セルアレイ電源が前記セルアレイ電源発生回路の電圧レベルの上昇を防止する電流を消費する前記セルフリフレッシュ回路の少なくとも一部の回路内に供給されることを特徴とするメモリ回路。 - 請求項3において、
前記セルフリフレッシュ回路の一部の回路は、セルフリフレッシュ時に動作する発振回路であることを特徴とするメモリ回路。 - 請求項4において、
前記セルフリフレッシュ回路には、前記セルアレイ電源と前記内部電源とが供給されることを特徴とするメモリ回路。
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