JP4674661B2 - Dc/dcコンバータ - Google Patents

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Description

本発明はDC/DCコンバータに関し、特に主スイッチング手段及び従スイッチング手段を交互にオン乃至オフさせることにより所定の直流出力電圧を得る場合に適用して有用なものである。
DC電源の出力電圧を降圧乃至昇圧して所定の直流出力電圧を得る用途、例えば携帯電話の電源回路としてDC/DCコンバータが汎用されている。このDC/DCコンバータは、スイッチング素子をオン/オフさせ、このときのオン/オフ期間を制御することにより、直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換するものである。ここで、スイッチング素子には、一般にMOSFETを用いている。
この種のDC/DCコンバータでは、コイルを有している。このため、前記スイッチング素子のオフ期間に前記コイルに蓄積された電気的なエネルギを放出させるための閉回路を形成する必要があり、古くは環流ダイオードにより前記閉回路を形成していた。
ところが、環流ダイオードを用いた場合、その順方向電圧降下が比較的大きいので、この部分での電力消費により当該DC/DCコンバータの効率の低下を招来するという問題があった。
そこで、前記環流ダイオードの代わりにスイッチング素子であるMOSFETを用い、MOSFET自体のスイッチング機能を利用して前記順方向電圧降下を低減するDC/DCコンバータが提案されている。ちなみに、環流ダイオードの順方向電圧に較べてMOSFETのオン抵抗による電圧ロスは小さく、その分損失も小さくなる。
ところで、環流ダイオードをスイッチング素子で代替したDC/DCコンバータにおいては、通常MOSFETで形成する2個のスイッチング素子を相互に直列に接続している。すなわち、出力電圧を所望の値に変換するためのスイッチング素子(以下、これを主スイッチング素子という。)と、この主スイッチング素子のオフ期間において前記コイルに蓄積されたエネルギを放出させるスイッチング素子(以下、これを従スイッチング素子という。)とを相互に直列に接続しており、例えば降圧DC/DCコンバータでは、両スイッチング素子の接続点からコイルを介して直流出力電圧を取り出すように構成している。
ところが、この種のDC/DCコンバータにおいては、主スイッチング素子がオフ状態で、且つ従スイッチング素子がオン状態であるモードにおいて、従スイッチング素子をオフ状態に切り換えた場合には、コイルに蓄積されたエネルギに基づく電流が主スイッチング素子の寄生ダイオードを介してDC電源に流れ込むという有害な現象を生起する場合がある。
そこで、かかる有害な現象を回避すべく、従来技術に係るこの種のDC/DCコンバータにおいては、従スイッチング素子に流れるコイル電流を監視し、このコイル電流がゼロになった時点を検出して従スイッチング素子をオフ状態に切り換えている。有害な現象は、これがゼロになった後、発生するからである。
したがって、主スイッチング素子と従スイッチング素子とを有し、これらを交互にオン/オフさせて所定の直流出力電圧を得る従来技術に係るDC/DCコンバータにおいては、前記コイル電流(特にその方向)を検出すべく電流検出回路を設けている。かかる電流検出回路は、例えば従スイッチング素子のオン抵抗を利用するか、または直列に電流検出用の抵抗を接続しておき、この抵抗の両端の電圧を比較器で比較して監視することにより実現し得る。すなわち、前記抵抗の両端の電圧がゼロになったことで検出対象であるコイル電流がゼロになったことを検出し得る。
なお、主スイッチング素子と従スイッチング素子とを有し、これらを交互にオン/オフすることにより所定電圧の直流出力電圧を得るDC/DCコンバータを開示する公知文献として次の特許文献が存在する。
実用新案登録2555245号公報 特許第3637904号公報
ところで、前記電流検出回路は、電流検出手段として非常に小さい値の電流検出抵抗や従スイッチング素子のオン抵抗を用いるため検出電圧レベルは非常に小さく、よって高速・高精度で当該電流がゼロになった時点を迅速に検出する必要がある。したがって、例えば前述の如く比較器を含む場合、この比較器は高速・高精度のものを使用する必要があり、それ自体が高コストになるばかりでなく、高速・高精度の電流検出回路を構成することにより、この電流検出回路自体に要する駆動電流が大きくなり、その分当該DC/DCコンバータの小型化や高効率化を図る場合の障害要素となる。電流検出回路としてスイッチング素子と直列に抵抗を入れた場合では、その抵抗自体で電力損失が発生し、高効率化への障害になってしまう。また、検出電圧レベルが小さいことにより高速応答が困難となるため、比較器のオフセットによるズレや応答ディレーにより動作が不安定となる場合がある。これらは、特に当該DC/DCコンバータのICチップ化を図る場合には、致命的な欠点となる。
本発明は、上記従来技術に鑑み、主、従のスイッチング手段を交互にオン/オフさせて所望の直流出力電圧を得るDC/DCコンバータにおいて、コイルに流れる電流の極性が反転することによる有害な現象を除去すると同時に、高効率化や、ICチップ化を含めその小型化及びコストの低減に資することができるDC/DCコンバータを提供することを目的とする。
上記目的を達成する本発明の構成は、次の点を特徴とする。
1)直列に接続した2つのスイッチング手段と、両スイッチング手段の接続点に接続したコイルとを備えて直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換するとともに前記コイルを介して負荷に電力を供給するDC/DCコンバータにおいて、
前記コイルにエネルギを蓄積する際にオンするスイッチング手段を主スイッチング手段とする一方、前記コイルに蓄積したエネルギを出力側へ送出する際にオンするスイッチング手段を従スイッチング手段とするとき、前記従スイッチング手段がオフしてから前記両スイッチング手段の接続点の立ち上がり波形の電圧の最小値と最大値との間の範囲にある所定の閾値に達するまでの時間に基づき後の周期における前記従スイッチング手段のオン時間を制御するように構成した制御手段を有すること。
2) 上記1)において、
前記制御手段は、前記コイルを流れる電流の極性が反転しないように後の周期における前記従スイッチング手段のオン時間を制御するように構成したこと。
3)上記1)又は2)において、
次の周期における前記従スイッチング手段のオフ時間は、前記従スイッチング手段がオフしてから前記両スイッチング手段の接続点の電圧が前記閾値に達するまでの間に、定電流源から容量に蓄積した電位に基づき制御すること。
4)上記1)乃至3)の何れかのDC/DCコンバータは、
降圧コンバータ又は昇圧コンバータの何れかであること。
5)上記1)乃至3)の何れかのDC/DCコンバータは、
前記制御部が、前記主スイッチング手段のスイッチングパルスを得るため、PWM方式、PFM方式又はPWM方式とPFM方式との双方の何れかを採用するものであること。
本発明によれば、従スイッチング手段のオフから前記両スイッチング手段の接続点の電圧が容易に検出できる様設定された所定の閾値に達するまでの時間に基づき後の周期における前記従スイッチング手段のオフ時間を、前記コイル電流の極性が反転しないように制御しているので、高速な応答の必要がなく、低消費電流化を図ることができる。
本発明の実施の形態に係る降圧コンバータであるDC/DCコンバータをその制御回路とともに示す回路図である。 図1に示す制御部におけるシンクブロックの具体的な構成の一例を示す回路図である。 図1に示す制御部の各部の信号に基づくタイミングチャート(非連続モードで従スイッチング素子S2のオン期間を広げる場合)を示す波形図である。 図1に示す制御部の各部の信号に基づくタイミングチャート(非連続モードで負荷が軽くなる場合)を示す波形図である。 図1に示す制御部の各部の信号に基づくタイミングチャート(連続モードの場合)を示す波形図である。 主スイッチング素子S1をPFM方式で制御する場合の各部の信号に基づくタイミングチャートを示す波形図である。 本発明の実施の形態に係る昇圧コンバータであるDC/DCコンバータをその制御回路とともに示す回路図である。
符号の説明
S1,S11 主スイッチング素子
S2,S12 従スイッチング素子
C0 平滑コンデンサ
L1 コイル
A PWM信号発生部
B バッファ部
C スイッチング信号制御部
1 誤差増幅器
2,17 比較器
15 1ショットブロック
16 シンクブロック
18,19 RSフリップフロップ
20,21,22 定電流源
I1,I2,I3 定電流
S3,S4 スイッチング素子
S1_G,S11_G スイッチングパルス
S2_G,S12_G スイッチングパルス
VLx 電圧信号
ILx コイル電流
S2on_B スイッチングパルス
V_2chg,V_2on 電圧
S2_DRV_1SHOT 1ショットパルス
T_S2_DIF パルス信号
S2_SYNC パルス信号
以下本発明の実施の形態を図面に基づき詳細に説明する。
図1は本発明の実施の形態に係る降圧DC/DCコンバータをその制御回路とともに示す回路図である。
本形態に係るDC/DCコンバータでは、逆並列に寄生ダイオードD1が並列に接続されたMOSFETで形成した主スイッチング素子S1と、コイルL1とを直列に接続する一方、主スイッチング素子S1とコイルL1との接続点に、寄生ダイオードD2が並列に接続されたMOSFETで形成した従スイッチング素子S2を接続し、前記コイルL1及び出力端子TOを介して直流出力電圧Voutを取り出し得る。ここで、主スイッチング素子S1はコイルL1にエネルギを蓄積する際にオンするスイッチング手段で、従スイッチング素子S2はコイルL1に蓄積したエネルギを出力側へ送出する際にオンするスイッチング手段である。また、寄生ダイオードD2は環流ダイオードとして機能する。
かかるDC/DCコンバータにおいては、制御部で前記主スイッチング素子S1及び従スイッチング素子S2を交互にオン乃至オフさせる制御を行うとともに、このときの主スイッチング素子S1のオン時間を制御することによりDC電源(図示せず。)の直流出力電圧(当該DC/DCコンバータの直流入力電圧)を降圧して前記出力端子TOから所定の直流出力電圧Voutを得る。すなわち、直流出力電圧Voutは、主スイッチング素子S1のオン時間(デューティ)で規定される。また、主スイッチング素子S1のオン期間でコイルL1に蓄積された電気的なエネルギは、主スイッチング素子S1のオフ期間に従スイッチング素子S2及びその寄生ダイオードD2を介して環流することにより放出される。なお、図中、C0は直流出力電圧Voutの平滑用のコンデンサである。
上記主スイッチング素子S1及び従スイッチング素子S2のオン/オフ制御を行う制御部は、PWM信号発生部A、バッファ部B及びスイッチング信号制御部Cを有しており、主スイッチング素子S1及び従スイッチング素子S2とともに構成してある。
PWM信号発生部Aでは、直流出力電圧Voutを抵抗R1、R2及びキャパシタC1で分割して誤差増幅器1に印加する。この誤差増幅器1には、基準電圧VREFも印加してある。この結果、誤差信号S21を得る。比較器2では、前記誤差信号S21と、発振器OSCが送出する三角波S22とを比較し、その出力信号としてPWM信号S23を得る。
PWM信号S23は、バッファアンプ3乃至このバッファアンプ3とインバータ4とを介してバッファ部Bに至る。バッファ部Bは2個のノア回路5、6及び8個のインバータ回路7乃至14で構成してあり、前記PWM信号S23に基づき主スイッチング素子S1及び従スイッチング素子S2を交互にオン乃至オフさせる。
本形態において、主スイッチング素子S1は、Pチャンネルの素子であるので、バッファ部Bの出力信号S1_GがL状態のときオン状態となり、従スイッチング素子S2は、Nチャンネルの素子であるので、バッファ部Bの出力信号S2_GがH状態のときオン状態となる。なお、バッファ部Bは、勿論、図1の構成に限定されるものではない。
スイッチング信号制御部Cは、主スイッチング素子S1及び従スイッチング素子S2の接続点の電圧信号VLxを検出しており、従スイッチング素子S2がオフしてから前記電圧信号VLxが所定の閾値に達するまでの時間に基づきコイルL1を流れるコイル電流ILxの極性が反転しないように後の周期における前記従スイッチング素子S2のオフ時間を制御する。ちなみに、コイル電流ILxは図に矢印で示す方向を正とする。
ここで、本形態にかかるスイッチング信号制御部Cは、1ショットブロック15とシンクブロック16とを有している。1ショットブロック15は従スイッチング素子S2をオンするスイッチングパルスS2_Gの立ち上がりでH状態となって所定時間持続する1ショットパルスS2_DRV_1SHOTを発生する。シンクブロック16は、電圧信号VLxを入力するとともに、従スイッチング素子S2をオン/オフするタイミング、特にオフするタイミングを規定するパルス信号S2_SYNCを発生する。
図2はシンクブロック16の具体的な構成の一例を示す回路図である。同図中、17は比較器、18,19はRSフリップフロップ回路、20,21,22は定電流源、23,24はナンド回路、25はインバータ、S3,S4,S5はスイッチング素子である。
同図に示すように、RSフリップフロップ回路18は、従スイッチング素子S2をオンするスイッチングパルスS2_Gで立ち上がってH状態となる1ショットパルスS2_DRV_1SHOTの立ち上がりでセットされ、比較器17の出力信号でリセットされる。本例ではこのRSフリップフロップ回路18のQB出力(反転出力)を利用しているので、比較器17のリセット時の出力信号がH状態に立ち上がる時にパルス信号S2_SYNCがL状態に立ち下がる。この結果、従スイッチング素子S2をオフ状態とする。
RSフリップフロップ回路19も前記1ショットパルスS2_DRV_1SHOTの立ち上がりでセットされる。一方、RSフリップフロップ回路19のリセットは電圧信号VLxが所定の閾値に達した時点で行われる。ここで、コイル電流ILxの極性の反転を先行して反映する事象として電圧信号VLxの跳ね上がり波形を検出することができればその検出の閾値電圧としては特に制限はない。例えば、RSフリップフロップ回路19のロジックレベル(動作電圧とGNDとの中間電位)、MOSFETの閾値(0.7V程度)、GNDレベル(0V)等が好適である。これらは容易に検出できる値である。
キャパシタCS2onはスイッチング素子S3がオフ状態の間、定電流源20が供給する定電流I1で徐々に充電され、比較器17の非反転入力端子に電圧V_S2onを印加する。ここで、スイッチング素子S3は、スイッチングパルスS2on_BがH状態のとき、換言すれば主スイッチング素子S1がオン状態となる期間にブランク期間を加えた期間オン状態となり、定電流源20によるキャパシタCS2onへの充電を中断させる。
キャパシタCS2chgはスイッチング素子S4がオン状態で、スイッチング素子S5がオフ状態の間、定電流源21が供給する定電流I2で徐々に充電され、比較器17の反転入力端子に電圧V_S2chgを印加する。すなわち、スイッチング素子S4は、パルス信号S2_SYNCがL状態、換言すれば従スイッチング素子S2がオフ状態となった時点から電圧信号VLxが閾値に達した時点までの期間オン状態となり、定電流源21によるキャパシタCS2chgへの充電を行わせる。本形態では、従スイッチング素子S2がオフ状態となった時点から電圧信号VLxが閾値に達する時点までの期間を後の周期に反映させることで所期の目的を達成している。
一方、スイッチング素子S5は1ショットパルスS2_DRV_1SHOTがH状態の期間オン状態となり、定電流源22の定電流I3でキャパシタCS2chgに充電された電荷を引き抜く。この結果、電圧V_S2chgは若干下がる。このことは、比較器17の反転入力端子に印加する比較基準電圧がその分下がったことを意味する。
次に、図1に示す制御部の各部の信号に基づくタイミングチャートを示す波形図を用いて全体の動作を説明する。
図3は電流非連続期間で、従スイッチング素子S2のオン時間(tsync)が短くオフ時間が長い場合の各部の波形を示す波形図である。ここで、電流非連続期間とは、PWM信号S3(図1参照)が形成する1周期P内で主スイッチング素子S1がターンオンした瞬間、コイル電流ILxが0mAから始まり、ターンオフ後0mAに戻るような期間をいう。換言すれば、1周期P内でコイル電流ILxが0mAとなる期間を有する場合である。
図3に示すように、スイッチングパルスS1_Gは、これがL状態に変化する際にP型のMOSFETである主スイッチング素子S1をターンオンするとともに、H状態に変化する際にターンオフする。スイッチングパルスS2_Gは、これがH状態に変化する際にN型のMOSFETである従スイッチング素子S2をターンオンするとともに、L状態に変化する際にターンオフする。このことにより、主スイッチング素子S1及び従スイッチング素子S2が交互にオンする。
この結果、コイル電流ILxは、主スイッチング素子S1のターンオンの時点から漸増して主スイッチング素子S1ターンオフの時点でピークになり、以後漸減する。
一方、電圧信号VLxは、従スイッチング素子S2をオフしてから電圧信号VLxが所定の閾値に達するまでの時間tdifが次の周期Pにおいて従スイッチング素子S2のオン時間(tsync)に反映するよう制御される。すなわち、先行する周期Pにおける従スイッチング素子S2のオン時間(tsync)と従スイッチング素子S2をオフしてから電圧信号VLxが所定の閾値に達するまでの時間tdifとを合わせた時間が、次の周期Pでも同じになるようにtsyncを長くするとともに、tdifを短くする。この点を詳細に分説すると次の通りである。
1) スイッチングパルスS2on_Bは、前述の如く、主スイッチング素子S1がオン状態となる期間にブランク期間を加えた期間オン状態となり、定電流源20によるキャパシタCS2onへの充電を中断させる。したがって、従スイッチング素子S2のオン期間はスイッチングパルスS2on_BがL状態であるので、スイッチング素子S3はオフ状態となりキャパシタCS2onが充電される。
2) この結果、電圧V_S2onは、スイッチングパルスS2on_BがH状態に立ち上がるまで直線的に漸増する。
3) 1ショットパルスS2_DRV_1SHOTは、スイッチングパルスS2_Gの立ち上がりに同期して立ち上がる。
4) パルス信号T_S2_DIFは、1ショットパルスS2_DRV_1SHOTでセットされるRSフリップフロップ回路19のQB出力(反転出力)及びパルス信号S2_SYNCに基く信号である。
したがって、従スイッチング素子S2がオフ状態になった時点から電圧信号VLxが所定の閾値になるまでの間、すなわち時間tdifではL状態となる。この結果、スイッチング素子S4はオン状態となる。
5) 電圧V_S2chgはスイッチング素子S4がオン状態の間、すなわち時間tdifではキャパシタCS2chgが充電される結果、直線的に漸増する。この電圧V_S2chgが増加量が時間tdifを反映している。
なお、1ショットパルスS2_DRV_1SHOTが立ち上がりH状態を持続する間はスイッチング素子S5がオン状態となる。したがって、この間キャパシタCS2chgに蓄積された電荷は定電流源22の定電流I3で引き抜かれる。この結果、電圧V_S2chgは、1ショットパルスS2_DRV_1SHOTのH期間では漸減する。
6) ここで電圧V_S2onは比較器17の非反転入力端子に入力され、電圧V_S2chgは比較器17の反転入力端子に入力されているので、電圧V_S2onが漸増して電圧V_S2chgと交差した時点でパルス信号S2_SYNCを立ち下げる。すなわち、従スイッチング素子S2がオン状態からオフ状態へ変化するタイミングを規定する。かくしてパルス信号S2_SYNCが形成され、これと同波形のスイッチングパルスS2_Gとなる。
図3に示すように、本形態では時間tdifを次の周期Pの従スイッチング素子S2のオン時間(tsync)に反映させるべく電圧V_S2on及び電圧V_S2chgの増加割合が同じになるように構成している。すなわち、次の条件を満足するような構成となっている。
S2のオン時間 = ΔTsync = CS2on × ΔV_S2chg / I1 ・・・(1)
ΔV_S2chg = I2 × tdif / CS2chg ・・・(2)
式(1)と式(2)から
ΔTsync = CS2on / I1 × I2 / CS2chg ×tdif ・・・ (3)
ここで、例えば、I1=I2 、 CS2on=CS2chg とすればΔTsync = tdif となる。同様関係は、I1:I2=n:1のときCS2on:CS2chg=1:nの関係が成立していれば一般に成立する。
以上は、従スイッチング素子S2のオン時間(tsync)を広げる場合であるが、狭める場合を図4に基づき説明する。同図は、図3と同様に、図1に示す制御部の各部の信号に基づくタイミングチャートを示す波形図である。ここでは、図3と異なる点を中心に説明し、重複する説明は省略する。
この場合、負荷は軽負荷へ移行しているので、スイッチングパルスS1_Gのオン期間が短くなり、その分コイル電流ILxのピークが低下する。このとき、スイッチングパルスS2_Gは、1周期P前のオン時間を維持するため次の周期Pではコイル電流ILxの極性が反転する場合がでてくる。コイル電流ILxが反転した場合、従スイッチング素子S2がオフした時点から電圧信号VLxが所定の閾値に達するまでの時間が存在しなくなる。このため、パルス信号T_S2_DIFは短くなる。
ここで、1ショットパルスS2_DRV_1SHOTのH期間、スイッチング素子S5をオン状態にしてキャパシタCS2chgに蓄積された電荷を引き抜き、この間電圧V_S2chgを漸減させることが重要な意味を持つようになる。すなわち、電圧V_S2chgの低下は比較器17での基準比較電圧の低下を意味するので、従スイッチング素子S2の立ち上がりと同期して漸増する電圧V_Nonと電圧V_S2chgが交差する時点が早くなる。したがって、電圧V_Nonと電圧V_S2chgが交差する時点で規定される従スイッチング素子S2のオフ状態への立ち下がり時点が1周期Pを経る毎に時間的に前方に移動する。かくして、従スイッチング素子S2のオン時間は徐々に短くなり、電圧V_S2chgの充電と放電が平衡する時点で収束する。
以上の作用を数式を用いて表現すれば次の通りとなる。
S2のオン時間= ΔTsync
= CS2on×(ΔV_S2chg I3*S2_DRV_1SHOT/CS2chg)/I1 ・・・(4)
ΔV_S2chg = I2 × tdif / CS2chg ・・・(5)
上式(4)、(5)から
ΔTsync = CS2on × (I2 × tdif / CS2chg I3*S2_DRV_1SHOT / CS2chg) / I1 ・・・(6)
ここで、例えばI1=I2=I3、CS2on=CS2chg とすれば
ΔTsync = tdif S2_DRV_1SHOTとなる。
実際にはI3により1ショットパルスS2_DRV_1SHOTがH期間だけΔTsyncは短くなる。
以上の実施の形態では、1ショットパルスS2_DRV_1SHOTを用いてパルス信号T_SYNCを制御するものについて説明したが、これに限るものではない。簡単な方法として微小な定電流で常時引いておくという方法等でも同様の作用効果を期待し得る。
図5は電流連続期間における各部の波形を示す波形図である。ここで、電流連続期間とは、PWM信号3(図1参照)が形成する1周期P内で主スイッチング素子S1がターンオンした瞬間コイル電流ILxが0mA以上から始まり、ターンオフ後0mAに戻らないような期間をいう。換言すれば、1周期P内でコイル電流(負荷電流)ILxが0mAとなる期間を有しない場合である。
図5に示すように、この電流連続期間では、電圧V_S2onと電圧V_S2chgとの交差時点が各周期Pで同じになる。したがって、先行する周期Pの時間tdifと同一の時間tdifが次の周期Pでも確保される。したがって、同波形の信号が各周期P毎に繰り返される。
図6は、主スイッチング素子S1をPFM方式で制御する場合の各部の信号に基づくタイミングチャートを示す波形図である。ここで,PFM方式とは、PWM方式が各周期P中におけるスイッチングパルスS1_Gのデューティを負荷の軽重に応じて制御するのに対し、周波数を負荷の軽重に応じて制御するものである。具体的には、図1に示す回路においてPWM信号発生部Aの代わりにPFM信号発生部を備えている。このPFM信号発生部は、図1の直流出力電圧Voutを抵抗R1、R2及びキャパシタC1で分割して誤差増幅器1に印加するとともに、この誤差増幅器1で基準電圧VREFと比較して得る誤差信号S21に基づきPFM信号の周波数を制御する。
このPFM方式においても電圧V_S2onが電圧V_S2chgに交差した時点でパルス信号S2_SYNCが立ち下がってスイッチングパルスS2_Gを立ち下げる。この結果、従スイッチング素子S2がターンオフする。すなわち、図1に示す回路の場合と同様に、従スイッチング素子S2のターンオンの時点から電圧信号VLxが所定の閾値に達するまで時間tdifに応じて次の周期Pでの時間tdifが規定される。
さらに、誤差信号S21に基づきパルス幅を制御するPWM方式とパルス周波数を制御するPFM方式との両方の機能を有するとともに、両方式を適宜切換えて出力信号を得るように構成することもできる。この場合、軽負荷ではPFM方式を利用するとともに、重負荷ではPWM方式を利用するように両者を切換える。
上記実施の形態は降圧DC/DCコンバータの場合であるが、これに限るものではない。昇圧、反転、昇降圧、Cuk、Zeta、Sepic、フォワード、フライバック等、他の方式のものについても適用可能である。
図7は本発明の実施の形態に係る昇圧コンバータであるDC/DCコンバータをその制御回路とともに示す回路図である。昇圧コンバータであるので、図1に示す降圧コンバータに較べ、コイルL1を流れるコイル電流ILxの方向が逆になり主スイッチング素子S11と従スイッチング素子S12との関係が逆になる。すなわち、主スイッチング素子S11は図1の従スイッチング素子S2と同じN型のMOSFETで構成し、従スイッチング素子S12は図1の主スイッチング素子S1と同じP型のMOSFETで構成してある。そして、スイッチングパルスS11_Gは図1のスイッチングパルスS2_Gと、スイッチングパルスS12_Gは図1のスイッチングパルスS1_Gと同波形のスイッチングパルスとなる。その他の構成は図1と同様である。そこで、同一部分には同一番号を付し、重複する説明は省略する。

Claims (5)

  1. 直列に接続した2つのスイッチング手段と、両スイッチング手段の接続点に接続したコイルとを備えて直流入力電圧を所定の直流出力電圧に変換するとともに前記コイルを介して負荷に電力を供給するDC/DCコンバータにおいて、
    前記コイルにエネルギを蓄積する際にオンするスイッチング手段を主スイッチング手段とする一方、前記コイルに蓄積したエネルギを出力側へ送出する際にオンするスイッチング手段を従スイッチング手段とするとき、前記従スイッチング手段がオフしてから前記両スイッチング手段の接続点の立ち上がり波形の電圧の最小値と最大値との間の範囲にある所定の閾値に達するまでの時間に基づき後の周期における前記従スイッチング手段のオン時間を制御するように構成した制御手段を有することを特徴とするDC/DCコンバータ。
  2. 請求項1において、
    前記制御手段は、前記コイルを流れる電流の極性が反転しないように後の周期における前記従スイッチング手段のオン時間を制御するように構成したことを特徴とするDC/DCコンバータ。
  3. 請求項1又は請求項2において、
    次の周期における前記従スイッチング手段のオフ時間は、前記従スイッチング手段がオフしてから前記両スイッチング手段の接続点の電圧が前記閾値に達するまでの間に、定電流源から容量に蓄積した電位に基づき制御することを特徴とするDC/DCコンバータ。
  4. 請求項1乃至請求項3の何れかのDC/DCコンバータは、
    降圧コンバータ又は昇圧コンバータの何れかであることを特徴とするDC/DCコンバータ。
  5. 請求項1乃至請求項3の何れかのDC/DCコンバータは、
    前記制御部が、前記主スイッチング手段のスイッチングパルスを得るため、PWM方式、PFM方式又はPWM方式とPFM方式との双方の何れかを採用するものであることを特徴とするDC/DCコンバータ。
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