CN100559689C - Dc/dc变换器 - Google Patents
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Abstract
一种DC/DC变换器，其具有主开关元件S1以及辅助开关元件S2，同时经线圈L1给负载提供电力，其根据前述辅助开关元件S2断开后，两个开关元件S1、S2的接点电压达到规定阈值的时间tdif，控制其后周期内的前述辅助开关元件S2的断开时间。
Description
技术领域
本发明涉及DC/DC变换器，尤其是在通过使主开关装置以及辅助开关装置交替通断获得规定的直流输出电压的情况下极为有用。
背景技术
通过使DC电源的输出电压降压或升压获得规定的直流输出电压的用途广泛，例如便携式电话的电源电路即广泛使用DC/DC变换器。该DC/DC变换器通过使开关元件通断，控制此时的通断期间将直流输入电压变换为规定的直流输出电压。此处的开关元件通常使用MOSFET。
此种DC/DC变换器内带有线圈。因此，在使前述开关元件断开期间，需要形成用来使储存在前述线圈中的电能释放的闭合电路，过去使用环流二极管形成前述闭合电路。
然而，当使用环流二极管的情况下，由于其正向电压降较大，因而存在由于该部分的电力消耗导致该DC/DC变换器的效率低下的问题。
于是有人提议使用下述DC/DC变换器，用作为开关元件的MOSFET取代前述环流二极管，利用MOSFET本身具有的开关功能，减少前述正向电压降。这是因为与环流二极管的正向电压相比，MOSFET的接通电阻造成的电压损耗较小，其损耗也相应减少。
然而，在用开关元件代替了环流二极管的DC/DC变换器之中，通常彼此串联连接由MOSFET形成的两个开关元件。也就是说，彼此串联连接用于把输出电压变换为所需值的开关元件(下文称此为主开关元件)、以及在该主开关元件断开期间使储存在前述线圈中的电能释放的开关元件(下文称此为辅助开关元件)。例如，在降压DC/DC变换器中采用经线圈从两个开关元件的接点提取直流输出电压的构成。
然而，在此种DC/DC变换器之中，在主开关元件处于断开状态，且辅助开关元件处于接通状态的方式之中，将辅助开关元件切换为断开状态的情况下，往往出现下述有害现象：基于储存在线圈中的电能的电流经主开关元件的寄生二极管流入DC电源。
于是，为了避免出现此种有害现象，在现有技术涉及的此种DC/DC变换器之中，通过监视流入辅助开关元件中的线圈电流，检出该线圈电流为零的时间点，将辅助开关元件切换到断开状态。这是因为有害现象产生于电流变为零之后。
因此，在具有主开关元件和辅助开关元件，通过使之交替通断获得规定的直流输出电压的现有技术涉及的DC/DC变换器之中，设置了用于检出前述线圈电流(尤其是其方向)的电流检出电路。此种电流检出电路可通过利用辅助开关件的接通电阻，或预先串联连接电流检出用电阻，用比较器比较并监视该电阻两端的电压来实现。也就是说，当该电阻两端的电压为零时，可检出作为检出对象的线圈电流为零。
作为具有主开关元件和辅助开关元件，通过使之交替通断获得规定电压的直流输出电压的DC/DC变换器的公开文献，有下述专利文献。
专利文献1：实用新型登录2555245号公报。
专利文献2：特许第3637904号公报。
发明内容
然而，前述检出电路作为电流检出装置，由于使用检出极小电流值的电阻及开关元件的接通电阻，检出电压电平极低，因而需要高速、高精度地迅速检出该电流变为零的时间点。
因此，当含有如上所述的比较器情况下，该比较器需使用高速且高精度的装置，不仅其本身的成本高，由于需要构成高速且高精度的电流检出电路，而该电流检出电路本身所需的驱动电流又很大，因而在实现该DC/DC变换器的小型化及高效率化时成为障碍因素。当作为电流检出电路接入与开关元件串联连接了电阻的情况下，该电阻本身产生电力损耗，构成其高效率化的障碍。此外，由于检出电压电平低，难以高速应答，往往由于比较器的残留误差引起的改变及应答延迟构成动作不稳定。上述情况尤其是在实现该DC/DC变换器的IC芯片化时将成为致命的弱点。
本发明正是鉴于上述现有技术提出来的，目的在于提供一种DC/DC变换器，该变换器通过使主、辅开关装置交替通断获得所需的直流输出电压，其可去除因流入线圈的电流极性反转引起的有害现象，同时包括高效率化、和IC芯片化在内，有利于其实现小型化及降低成本。
为了实现上述目的，本发明的构成以下述各点为特征。
1、一种DC/DC变换器，其通过配置串联连接的两个开关装置，以及连接在两个开关装置的接点上的线圈，将直流输入电压变换为规定的直流输出电压的同时经前述线圈给负载提供电力；该DC/DC变换器的特征在于：具有控制装置，其在把上述线圈中储存电能时接通的开关装置设为主开关装置，而把前述线圈中储存的电能向输出侧释放时接通的开关装置设定为辅助开关装置时，根据断开前述辅助开关装置之后前述两个开关装置的接点电压达到规定阈值的时间控制其后周期内的前述辅助开关装置的接通时间。
2、根据上述1所述的DC/DC变换器，其特征在于：前述控制装置以不使前述线圈中的电流极性反转的形态控制其后周期内的前述辅助开关装置的接通时间。
3、根据上述1或2所述的DC/DC变换器，其特征在于：下一周期内的前述辅助开关装置的断开时间根据前述辅助开关装置断开后前述两个开关装置的接点电压达到规定阈值之间电容内储存的电位进行控制。
4、根据上述3所述的DC/DC变换器，其特征在于：前述储存在电容内的电位，在各个周期内断开前述辅助开关装置之前仅以规定值控制电位。
5、根据上述1～4任一项所述的DC/DC变换器，其特征在于：是降压变换器或升压变换器中的某一种。
6、根据上述1～4任一项所述的DC/DC变换器，其特征在于：前述控制部为获得前述主开关装置的开关脉冲，采用PWM方式、PFM方式或PWM方式和PFM方式二者中的某一种。
(发明效果)
若采用本发明，由于是为了便于从辅助开关装置的断开中检出前述两个开关装置的接点电压，根据达到设定的阈值的时间，以不使前述线圈电流的极性反转的形态，控制其后周期内的前述辅助开关装置的断开时间的，因而无需高速应答即可实现低耗电化。
附图说明
图1是本发明的实施方式涉及的降压变换器的DC/DC变换器及其控制电路的电路图。
图2是举例说明图1所示的控制部中的同步单元的具体构成的电路图。
图3是表示基于图1所示的控制部的各部分的信号的时间图(非连续方式中，扩展辅助开关元件S2的接通期间的情况下)的波形图。
图4是表示基于图1所示的控制部的各部分的信号的时间图(非连续方式中，负载减轻的情况下)的波形图。
图5是表示基于图1所示的控制部的各部分的信号的时间图(连续方式情况下)的波形图。
图6是表示基于用PFM方式控制主开关元件S1情况下的各部分的信号的时间图的波形图。
图7是本发明的实施方式涉及的升压变换器的DC/DC变换器及其控制电路的电路图。
(图中标号说明)
S1、S11、主开关元件，S2、S12、辅助开关元件，CO、平滑电容器，L1、线圈，A、PWM信号发生器，B、缓冲器，C、开关信号控制部，1、误差放大器，2、17、比较器，15、单冲击(1-shot)单元，16、同步单元，18、19、RS触发器，20、21、22、恒定电流电源，11、12、13、恒定电流，S3、S4、S5、开关元件，S1_G、S11_G、开关脉冲，S2_G、S12_G、开关脉冲，VLx、电压信号、1Lx、线圈电流，S20on_B、开关脉冲，V_S2chg、V_S2on、电压，S2_DRV_1SHOT、单冲击(1-shot)脉冲，T_S2_DIF、脉冲信号，S2_SYNC、脉冲信号。
具体实施方式
下面参照附图，详细说明本发明的实施方式。
图1是本发明的实施方式涉及的降压DC/DC变换器及其控制电路的电路图。
在本实施方式涉及的DC/DC变换器之中，反向并联连接了主开关元件S1，其由并联连接了寄生二极管D1的MOSFET形成，以及辅助开关元件S2，其由与线圈L1串联连接的同时，在主开关元件S1和线圈L1的接点上并联连接了寄生二极管D2的MOSFET形成，经前述线圈L1以及输出端子TO即可取得直流输出电压Vout。此处的主开关元件S1是在往线圈L1中存储电能时接通的开关装置，辅助开关元件S2是将线圈L1中存储的能量向输出端释放时接通的开关装置，此外，寄生二极管D2具有环流二极管的功能。
在此种DC/DC变换器之中，用控制部进行使前述主开关元件S1以及辅助开关元件S2交替通断的控制，同时通过控制此时的主开关元件S1的接通时间，使DC电源(未图示)的直流输出电压(该DC/DC变换器的直流输入电压)降压后，从前述输出端子TO处获得规定的直流输出电压Vout。也就是说，直流输出电压Vout由主开关元件S1的接通时间(工作状态)规定。此外，在主开关元件S1接通期间内存储到线圈L1中的电能在主开关元件S1断开期间内可经辅助开关元件S2以及其寄生二极管D2环流来释放。图中的CO是直流输出电压Vout的平滑电容器。
进行上述主开关元件S1以及辅助开关元件S2的通断控制的控制部配置有PWM信号发生器A、缓冲器B以及开关信号控制部C、与主开关元件S1以及辅助开关元件S2一同构成。
在PWM信号发生器A之中，将直流输出电压Vout用电阻R1、R2以及电容器C1分压后施加于误差放大器1。该误差放大器1内还施加了基准电压VREF。其结果是获得误差信号S21。在比较器2中，比较前述误差信号S21和振荡品OSC发出的三角波S22，作为其输出信号获得PWM信号S23。
PWM信号S23经缓冲放大器3以及该缓冲放大器3和逆变器4到达缓冲器B。缓冲器B由两个非或电路5、6以及8个逆变器电路7～14构成，根据前述PWM信号S23，使主开关元件S1以及辅助开关元件S2交替通断。
在本实施方式中，由于主开关元件S1是P沟道元件，因而在缓冲器B的输出信号S1_G为L状态时形成接通状态，由于辅助开关元件S2是N沟道元件，因而在缓冲器B的输出信号S2_G为H状态时形成接通状态。缓冲器B显然不局限于图1的构成。
开关信号控制器C检出主开关元件S1以及辅助开关元件S2接点上的电压信号VLx达到规定阈值的时间，以不使线圈L1中的线圈电流ILx极性反转的形态控制其后周期内的前述辅助开关元件S2的断开时间。因此，线圈电流ILx将图中用箭头标示的方向设为正向。
在此处，本实施方式涉及的开关信号控制部C具有单冲击单元15和同步单元16。单冲击单元15通过接通辅助开关元件S2的开关脉冲S2_G的上升边形成H状态，产生持续规定时间的单冲击脉冲S2_DRV_1SHOT。同步单元16在输入电压信号VLx的同时，产生通断辅助开关元件S2的定时，尤其是限定断开定时的脉冲信号S2_SYNC。
图2是举例说明同步单元16的具体构成的电路图。在该图之中，17是比较器，18、19是RS触发器电路，20、21是恒定电流电源，23、24是非与电路，25是倒相器，S3、S4、S5是开关元件。
正如该图所示，RS触发器电路18可由接通辅助开关元件S2的开关脉冲S2_G上升边，形成H状态的1发射脉冲S2_DRV_1SHOT的上升边置位，用比较器17的输出信号复位。在本例之中，由于利用了该RS触发器电路18的QB输出(倒相输出)，因而当比较器17的复位时的输出信号上升边为H状态时，脉冲信号S2_SYNC上升边为L状态。其结果是使辅助开关元件S2成为断开状态。
RS触发器电路19也可由前述1发射脉冲S2_DRV_1SHOT的上升边置位。另外，RS触发器电路19的复位可在电压信号VLx达到规定阈值的时间点上进行。作为此处的阈值若是先行反映线圈电流ILx的极性反转的参数，则无特殊限定。例如，RS触发器电路19的逻辑电平(动作电压和GND的中间电位)、MOSFET的阈值(0.7V左右)、GND电平(OV)等为最好、这些均是容易检出的值。
电容器CS2on在开关元件S3处于断开状态期间，可用恒定电流电源20提供的恒定电流I1徐徐充电，给比较器17的非反转输入端子施加电压V_S2on。此处的开关元件S3在开关脉冲S2on_B处于H状态时，换言之、在主开关元件S1成为接通状态期间形成增加了熄灭脉冲的期间接通状态，使恒定电流电源20对电容器CS2on的充电中断。
电容器CS2chg在开关元件S4处于接通状态，开关元件S5处于断开状态期间可用恒定电流电源21提供的恒定电流I2徐徐充电，给比较器17的反转输入端子施加电压V_S2chg。也就是说，开关元件S4从脉冲信号S2_SYNC处于L状态，换言之，辅助开关元件S2成为断开状态的时间点起，到电压信号VLx达到阈值的时间点的期间内形成接通状态，使采用恒定电流电源21给电容器CS2chg的充电得以进行。在本实施方式中，通过使辅助开关元件S2成为断开状态的时间点到电压信号VLx达到阈值的时间点的期间反映在其后周期内实现了所期目的。
另外，开关元件S5在1发射脉冲S2_DRV_1SHOT处于H状态期间形成接通状态，消除采用恒定电流电源22的恒定电流13给电容器CS2 chg充电的电荷。其结果是电压V_S2 chg下降若干。此事意味着施加于比较器17的反转输入端子上的比较基准电压下降了相应部分。
下面用基于图1所示的控制部各部分信号的时间图的波形图说明整体动作。
图3是在电流非连续期间内，辅助开关元件S2的接通时间(tsync)短，断开时间长的情况下各部分的波形的波形图。此处的电流非连续期间是指在PWM信号S3(参照图1)形成的1个周期P内，主开关元件S1接通的瞬间，线圈电流ILx从OmA起，到断开后恢复到OmA的期间。换言之，是指1个周期P内具有线圈电流ILx形成OmA期间的情况。
正如图3所示，开关脉冲S1_G其在变为L状态时，接通作为P型的MOSFET的主开关元件S1，同时在其变为H状态时断开。开关脉冲S2_G其在变为H状态时，接通作为N型MOSFET的辅助开关元件S2，同时在其变为L状态时断开。这样一来，主开关元件S1以及辅助开关元件S2即交替接通。
其结果是，线圈电流ILx从主开关元件S1接通的时间点起渐增，在主开关元件S1断开的时间点上达到峰值，其后渐减。
另外，电压信号VLx被控制为断开辅助开关元件S2后电压信号VLx达到规定阈值前的时间tdif反映在下一周期P内辅助开关元件接通时间(tsync)。也就是说，为了使前一周期P内的辅助开关元件S2的接通时间(tsync)和断开辅助开关S2之后电压信号VLx达到规定阈值的时间(tdif)合并后的时间在下一周期P内也相同，在延长tsync的同时缩短tdif。若详细解释此点，则情况如下。
1、开关脉冲S2on_B如前所述，在主开关元件S1形成接通状态期间，形成增加了熄灭脉冲期间的期间接通状态，使采用恒定电流电源20给电容器CSon的充电中断。因此由于辅助开关元件S2接通期间开关脉冲S2on_B为L状态，因而开关元件S3成为断开状态，电容器CS2on即被充电。
2、其结果是电压V_S2on在开关脉冲S2on_B上升边到H状态之前直线性渐增。
3、1发射脉冲S2_DRV_1SHOT与开关脉冲S2_G的上升边同步上升边。
4、脉冲信号T_S2_DIF是基于由1发射脉冲S2_DRV_1SHOT置位的RS触发器电路19的QB输出(倒相输出)以及脉冲信号S2_SYNC的信号。
因此，从辅助开关元件S2形成断开状态的时间点起，到电压信号VLx达到规定的阈值期间，即在时间tdif内形成L状态。其结果是开关元件S4形成接通状态。
5、电压V_S2chg在开关元件S4处于接通状态期间，即，在时间tdif内电容器CS2chg被充电的结果，直线性渐增，该电压V_S2chg的增加量反映了时间tdif。
而在1发射脉冲S2_DRV_1SHOT上升边，持续H状态期间，开关元件S5形成接通状态。因此，其间存储在电容器CS2chg内的电荷被恒定电流电源22的恒定电流13消除。其结果是电压V_S2chg在1发射脉冲S2_DRV_1SHOT的H期间内渐减。
6、由于此处的电压V_S2on被输入比较器17的非反转输入端子，电压V_S2chg被输入比较器17的反转端子，因而电压V_S2on在渐增后与电压V_S2chg交叉的时间点上使脉冲信号S2_SYNC下降。即，规定辅助开关元件S2从接通状态向断开状态变化的定时。这样即形成脉冲信号S2_SYNC，构成与此同波形的开关脉冲S2_G。
正如图3所示，本方式为了使时间tdif反映到下一周期P的辅助开关元件S2的接通时间(tsync)内，采用了使电压V_S2on以及电压V_S2chg的增加比例相同的构成。也就是说，采用满足下述条件的构成。
S2的接通时间＝ΔTsync＝CS2on×ΔV_S2chg/I1 (1)
ΔV_S2chg＝I2×tdif/CS2chg (2)
根据式(1)和式(2)导出式(3)
ΔTsync＝CS2on/I1×12/CSchg×tdif...(3)
此处，例如若设I1＝12，CS2on＝CS2chg，则ΔTsync＝tdif。同样的关系若在I1∶12＝n∶1时CS2on∶CSchg＝1∶n的关系成立，则一般成立。
以上是扩展辅助开关元件S2的接通时间(tsync)时的情况，下面根据图4说明变窄时的情况。该图与图3相同，是表示基于图1所示的控制部的各部分信号的时间图的波形图。此处主要说明不同于图3的部分，重复部分则省略其说明。
在此情况下，由于负载向轻负载过渡，因而开关脉冲S1_G的接通期间变短，线圈电流ILx的峰值也相应下降。这时，开关脉冲S2_G为了维持1个周期P前的接通时间，在下一周期P内出现线圈电流ILx的极性反转的情况。当线圈电流ILx反转的情况下，从辅助开关元件S2断开的时间点起，到电压信号VLx达到规定阈值的时间不再存在。因此，脉冲信号T_S2_DIF变短。
此处，通过在1发射脉冲S2_DRV_1SHOT的H期间，使开关元件S5处于接通状态，消除电容器CS2chg中存储的电荷，其间使电压V_S2chg渐减具有重要的意义。也就是说，由于电压V_S2chg的低下意味着比较器17的基准比较电压低下，通过与辅助开关元件S2的上升边同步，渐增的电压V_Non和电压V_S2chg交叉的时间点即提前。因此，由电压V_Non和电压V_S2chg交叉的时间点规定的辅助开关元件S2向断开状态的下降时间点每经过1个周期P即时间性向前方移动。这样一来，辅助开关元件S2的接通时间徐徐变短，在电压V_S2chg的充电和放电平衡的时间点上结束。
若用数学公式表现以上作用则如下。
S2的接通时间＝ΔTsync
＝CS2on×(ΔV_S2chgI3＊S2_DRV_1SHOT/CS2chg)/I1...(4)
ΔV_S2chg＝I2×tdif/CS2chg...(5)
从上述式(4)、(5)中可导出式(6)
ΔTsync＝CS2on×(I2×tdif/CS2chgI3＊S2_DRV_1SHOT/CS2chg)/I1...(6)
此处，若设定为I1＝I2＝I3，CS2on＝CS2chg，则ΔTsync＝tdifS2_DRV_1SHOT。
实际情况是利用I3，1发射脉冲S2_DRV_1SHOT仅在H期间ΔTsync变短。
在以上的实施方式中，就使用1发射脉冲S2_DRV_1SHOT控制脉冲信号T_SYNC的情况加以了说明，但并不局限于此。作为简单的方法，使用微小的恒定电流长期消除的方法等也可取得同样的作用效果。
图5是电流连续期间内的各部分波形的波形图。此处所说的电流连续期间是指形成PWM信号3(参照图1)的1个周期P内主开关元件S1接通的瞬间，线圈电流ILx从OmA以上开始，断开后不返回OmA期间。换言之，是指1个周期P内线圈电流(负载电流)ILx不具有形成OmA的期间的情况。
如图5所示，在该电流连续期间内，电压V_S2on和电压V_S2chg的交叉时间点在各周期P内相同。因此，与前一周期P的时间tdif相同的时间tdif在下一周期P内也可得到确保。因此，同波形的信号可在各个周期P内重复。
图6是基于用PFM方式控制主开关元件S1时的各部分信号的时间图的波形图。此处所说的PFM方式是指与PWM方式按照负载的轻重控制各周期中的开关脉冲S1_G的工作状态相对应，是按照负载的轻重控制频率的。具体而言，配置有PFM信号发生器用以取代图1中所示电路中的PWM信号发生器。该PFM信号发生器用电阻R1、R2以及电容器C1分割图1的直流输出电压Vout后施加于误差放大器1的同时，根据用该误差放大器1与基准电压VREF进行比较后获得的误差信号S21控制PFM信号的频率。
在该PFM方式之中同样由于电压V_S2on与电压V_S2chg交叉的时间点上脉冲信号S2_SYNC下降，使开关脉冲S2_G下降。其结果是使辅助开关元件S2断开。也就是说，与图1所示电路的情况相同，从辅助开关元件S2接通的时间点起，到电压信号VLx达到规定阈值期间按照时间tdif即可规定下一周期P内的时间tdif。
此外，具有根据误差信号S21控制脉冲宽度的PWM方式和控制脉冲频率的PFM方式两种功能的同时，还可采用通过适当切换两种方式获得输出信号的构成。在此情况下，以轻负载时使用PFM方式，重负载时使用PWM方式的形态切换二者。
上述实施方式是降压DC/DC变换器时的情况，但并不局限于此。在升压、反转、升降压、Cuk、Zeta、Sepic、前进、回扫等其它方式中同样可适用。
图7是本发明的实施方式涉及的升压变换器DC/DC变换器及其控制电路的电路图。由于是升压变换器，因而较之图1所示的降压变换器，线圈L1中流动的线圈电流ILx的方向相反，主开关元件S11和辅助开关元件S12的关系彼此颠倒。也就是说，主开关元件S11用与图1的辅助开关元件S2相同的N型的MOSFET构成，辅助开关元件S12用与图1的主开关元件S1相同的P型MOSFET构成。且开关脉冲S11_G形成与图1的开关脉冲S2_G波形相同，开关脉冲S12_G形成与图1的开关脉冲S1_G波形相同的开关脉冲。
其余构成与图1相同。因此，相同的部分标注相同的标号，并省略重复的说明。
Claims (6)
1、一种DC/DC变换器，其通过配置串联连接的两个开关装置，以及连接在两个开关装置接点上的线圈，将直流输入电压变换为规定的直流输出电压的同时经前述线圈给负载提供电力；该DC/DC变换器的特征在于：具有控制装置，其在把往前述线圈中储存电能时接通的开关装置设为主开关装置，而把前述线圈中储存的电能向输出端输出时接通的开关装置设定为辅助开关装置时，根据从前述辅助开关装置断开起到前述两个开关装置的接点电压达到规定阈值的时间控制其后周期内的前述辅助开关装置的接通时间。
2、根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于：前述控制装置以不使前述线圈中的电流极性反转的形态控制其后周期内的前述辅助开关装置的接通时间。
3、根据权利要求1所述的DC/DC变换器，其特征在于：下一周期内的前述辅助开关装置的断开时间根据在从前述辅助开关装置断开起到前述两个开关装置的接点电压达到规定阈值的期间电容内储存的电荷量进行控制。
4、根据权利要求3所述的DC/DC变换器，其特征在于：前述储存在电容内的电荷量在各个周期内断开前述辅助开关装置之前仅以规定值控制。
5、根据权利要求1～4任一项所述的DC/DC变换器，其特征在于：该DC/DC变换器是降压变换器或升压变换器中的某一种。
6、根据权利要求1～4任一项所述的DC/DC变换器，其特征在于：前述控制装置为获得前述主开关装置的开关脉冲，采用PWM方式、或PFM方式、或它们的组合。
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