JP4652130B2 - 多段増幅装置、並びにそれを用いた受信回路及び送信回路 - Google Patents

Description

本発明は、増幅装置並びにそれを用いた受信装置及び送信装置に関し、より特定的には、歪み補償機能付き増幅装置並びにそれを用いた受信装置及び送信装置に関する。

近年、移動体通信端末の発展が目覚ましく、通信機能のみならず様々な機能が移動体通信端末に搭載されるに至っている。加えて、益々盛んに移動体通信端末が利用される傾向にあるので、移動体通信端末に対する低消費電力化の要望は根強い。移動体通信端末における無線回路において、電力消費の主な要因となるのが、増幅回路やミキサ回路等である。従って、増幅回路においては、電力消費を抑えながらも所望の増幅機能を得るようにするのかが重要な課題となる。

一方、増幅回路では、例えば、受信信号が入力されると、受信信号に含まれる２つの帯域の信号によって、相互変調歪みが発生する。相互変調歪みの内、特に、３次の相互変調歪み（以下、ＩＭ３という）は、受信信号の近傍に発生するので、受信信号に影響を与える。また、送信信号が増幅回路に入力される場合も、送信信号の帯域幅が影響して、ＩＭ３が発生し、送信信号に影響を与える。このように、増幅回路等においては、如何にして、ＩＭ３の発生を抑圧するのかも重要な課題となる。

増幅回路の消費電力を増大させれば、ＩＭ３の発生を抑圧することができることが従来から知られている。しかし、ＩＭ３の発生が抑圧されたとしても、電力消費が増大するのであれば、上記二つの課題を同時に解決することはできない。そこで、消費電力を増大させることなく、ＩＭ３の発生を抑圧するための方法が、様々提案されている。

ＩＭ３を低減する第１の方法として、フィードバック方式の増幅回路を用いる方法がある。特許文献１及び特許文献２に、フィードバック方式の増幅回路の一例が示されている。

図３２は、特許文献１に示されるフィードバック方式の増幅回路を示す図である。図３２において、信号発生器１５０１は、信号を発生させ、増幅回路１５０２に入力する。第１のトランジスタ１５２１及び第２のトランジスタ１５２２は、入力された信号を増幅する。信号の増幅の際、第１のトランジスタ１５２１及び第２のトランジスタ１５２２では、ＩＭ３成分が発生する。分路リアクティブフィードバックネットワーク１５２３は、キャパシタを含む。分路リアクティブフィードバックネットワーク１５２３には、増幅された信号及び発生したＩＭ３成分が入力される。分路リアクティブフィードバックネットワーク１５２３は、増幅された信号及びＩＭ３成分の位相を変化させ、第１のトランジスタ１５２１のベースに帰還させる。この結果、増幅時に発生するＩＭ３成分と帰還時に位相が変化したＩＭ３成分とが相殺される。

図３３は、特許文献２に示されるフィードバック方式の増幅回路を示す図である。図３３において、増幅回路１６０２は、入力端子１６０１を介して入力された信号を増幅する。信号の増幅の際、増幅回路１６０２では、ＩＭ３成分が発生する。帰還回路１６０３は、増幅された信号を、第１のトランジスタ１６２１のベースに帰還させる。増幅された信号が帰還する際、増幅された信号及びＩＭ３成分の位相は、第１のキャパシタ１６３１によって変化する。この結果、増幅回路１６０２で発生するＩＭ３成分と帰還時に位相が変化したＩＭ３成分とが相殺され、ＩＭ３が抑圧される。

さらに、ＩＭ３を低減する第２の方法として、プリディストーション方式の増幅回路を用いる方法がある。プリディストーション方式の増幅回路は、雑音発生部である前段部と増幅部である後段部とを備え、雑音発生部と増幅部とが縦列に接続される。

図３４は、特許文献３に示されるプリディストーション方式の増幅回路の前段部の回路を示す図である。ＦＥＴ１７０１では、後段部で信号を増幅する際に発生するＩＭ３成分と同じ周波数帯域の雑音が発生する。第１のインダクタ１７０２は、ＦＥＴ１７０１で発生した雑音の位相を変化させる。ゲート制御電圧１７０３は、ＦＥＴ１７０１で発生した雑音の振幅を制御する。このようにして、前段部は、後段部で信号を増幅する際に発生すると予測されるＩＭ３と同じ周波数帯域、同じ振幅、及び逆位相の雑音成分を発生させる。この結果、前段部で発生する雑音成分と後段部で信号を増幅する際に発生するＩＭ３成分とは相殺される。
特表２００２−５３６８５９号公報 特開２００３−２８９２２６号公報 特許第３４０５４０１号公報

しかし、上記のような方法は、以下のような問題がある。第１の方法では、ＩＭ３成分の位相を変化させて、増幅信号及びＩＭ３成分の一部を帰還させる。第１の方法は、増幅回路で発生するＩＭ３成分と帰還させたＩＭ３成分とを相殺させて、ＩＭ３を抑圧していた。しかし、増幅信号を帰還させることによって、入力信号のレベルが下がる。このため、増幅回路は、所望の増幅レベルを得ることができない。従って、帰還させる増幅信号を制限する必要があるため、ＩＭ３の抑圧に限界があるという問題がある。

第２の方法では、前段部で発生させるＩＭ３成分と後段部の増幅器で発生するＩＭ３成分とをキャンセルさせることで、ＩＭ３を抑圧していた。しかし、前段部でＩＭ３成分をを発生させる際、ＩＭ３成分の他に、白色雑音（ｗｈｉｔｅ ｎｏｉｓｅ）が発生する。第２の方法を送信装置に適用すると、白色雑音の発生に伴って、以下に示す問題が発生する。送信装置は、使用する周波数帯域と異なる周波数帯域に白色雑音を放射してしまう。このため、白色雑音を除去する手段を別途設ける必要があるため、装置構成が複雑になるという問題がある。また、白色雑音の除去には限界があるという問題がある。また、第２の方法を受信装置に適用すると、白色雑音の発生に伴って、以下に示す問題が発生する。前段部は、所望信号を増幅しないため、白色雑音のレベルが、ＩＭ３成分のレベルより無視できないほど大きくなる。従って、白色雑音を除去する手段を別途設ける必要があるため、装置構成が複雑になるという問題がある。

それ故に本発明の目的は、信号を増幅する際に発生するＩＭ３を抑圧することができ、さらに、白色雑音を除去するための構成を必要としない、低消費電力の増幅装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明は、以下のような特徴を有する。所望周波数帯を有する所望信号を増幅して出力する多段増幅装置であって、縦列に接続された第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の増幅器を備え、第ｋ（ｋは１〜Ｎの自然数）の増幅器は、第ｋの増幅部と、リアクタンス成分を有し、第ｋの増幅部からの出力信号の位相を変化させて、第ｋの増幅部の入力側に負帰還させる第ｋの帰還部とを含み、第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差を第１の位相とし、第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎの増幅部で発生する３次相互変調歪みと第Ｎの帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差を第２の位相とした場合、第１の位相と第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下である。

好ましくは、第ｋの帰還部は、第ｋの帰還部のアドミッタンスを、第ｋの帰還部のアドミッタンスと第ｋの増幅器の負荷アドミッタンスとの和によって除算したときの値を、第ｋの帰還部の帰還量βとし、第ｋの増幅器における、所望周波数帯域における周波数成分に対する利得をαとした場合、１／｛１−αβ｝の位相成分の値が、−９０°以上９０°以下とするリアクタンス成分を有するとよい。

好ましくは、Ｎは２であり、第１の位相は、第２の増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差であり、第２の位相は、第２の増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯におけるの周波数成分の位相と、第２の増幅部で発生する３次相互変調歪みと第２の帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差であり、第１の位相と第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下であるとよい。

好ましくは、第ｋ（ｋは２以上Ｎ−１以下のうち少なくとも１つの自然数）の増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と第ｋ−１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差を第３の位相とし、第ｋの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第ｋの増幅部で発生する３次相互変調歪みの位相と第ｋの帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差を第４の位相とした場合、第ｋの帰還部は、第ｋの増幅部からの出力信号の位相を変化させて、第３の位相と第４の位相との差を０°以上１２０°未満にするとよい。

好ましくは、第１〜第Ｎ−１の帰還部は、それぞれ、第ｋの増幅部からの出力信号の位相を変化させて、第３の位相と第４の位相との差が０°以上１２０°未満にするとよい。

好ましくは、第１〜第Ｎの帰還部のうち、少なくとも２つの帰還部は、容量性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を並列帰還させる容量性並列帰還部と、誘導性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を並列帰還させる誘導性並列帰還部とを有し、容量性並列帰還部を含む増幅器の所望周波数帯における利得の減少率と、誘導性並列帰還部を含む増幅器の所望周波数帯における利得の増加率とは、同等であるとよい。

好ましくは、第１〜第Ｎの帰還部のうち、少なくとも二つの帰還部は、容量性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を直列帰還させる容量性直列帰還部と、誘導性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を直列帰還させる誘導性直列帰還部とを有し、容量性直列帰還部を含む増幅器の所望周波数帯における利得の増加率と、誘導性直列帰還部を含む増幅器の所望周波数帯における利得の減少率とは、同等であるとよい。

好ましくは、第１の帰還部は、誘導性のリアクタンス成分を有し、第１の増幅部からの出力信号を直列帰還させる誘導性直列帰還部を有するとよい。

好ましくは、第Ｎの帰還部は誘導性のリアクタンス成分を有し、第Ｎの増幅部うからの出力信号を直列帰還させる誘導性直列帰還部を有するとよい。

好ましくは、第１〜第Ｎの帰還部のうち、少なくとも二つの帰還部は、容量性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を並列帰還させる並列帰還部と、誘導性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を直列帰還させる直列帰還部とを含む帰還量増加帰還部と、誘導性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を並列帰還させる並列帰還部と、容量性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を直列帰還させる直列帰還部とを含む帰還量減少帰還部とを有し帰還量増加帰還部を含む増幅器の所望周波数帯における利得の減少率と、帰還量減少帰還部を含む増幅器の所望周波数における利得の増加率とは、同等であるとよい。

好ましくは、少なくとも１つの第ｋの増幅器は、第ｋの増幅部と第ｋ＋１の増幅部との間のインピーダンスを整合させる整合回路をさらに含み、整合回路は、外部からの制御信号に基づいてリアクタンスを変化させることによって、第ｋの帰還部が帰還させる信号のレベルを調整するとよい。

好ましくは、少なくとも１つの第ｋの帰還部は、リアクタンス成分として、外部からの制御信号に応じてリアクタンスが変化するバラクタダイオードを含むとよい。

好ましくは、少なくとも１つの第ｋの帰還部は、スイッチング素子オンオフによって、リアクタンスが変化するとよい。

好ましくは、少なくとも１つの第ｋの増幅部は、外部からの制御信号に基づいてバイアス電流の電流値を変化させるとよい。

好ましくは、少なくとも１つの第ｋのバイアス回路は、スイッチング素子は、オン／オフによって、バイアス電流の電流値を変化させるとよい。

また、本発明は、受信装置であって、受信した無線信号を増幅する多段増幅装置を備え、多段増幅装置は、縦列に接続された第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の増幅器を含み、第ｋ（ｋは１〜Ｎの自然数）の増幅器は、第ｋの増幅部と、リアクタンス成分を有し、第ｋの増幅器からの出力信号の位相を変化させて、第ｋの増幅部の入力側に負帰還させる第ｋの帰還部とを有し、第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差を第１の位相とし、第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎの増幅部で発生する３次相互変調歪みと第Ｎの帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差を第２の位相とした場合、第１の位相と第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下である。

また、本発明は、送信装置であって、電気信号を増幅する多段増幅装置を備え、多段増幅装置は、縦列に接続された第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の増幅器を含み、第ｋ（ｋは１〜Ｎの自然数）の増幅器は、第ｋの増幅部と、リアクタンス成分を有し、第ｋの増幅器からの出力信号の位相を変化させて、第ｋの増幅部の入力側に負帰還させる第ｋの帰還部とを有し、第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差を第１の位相とし、第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎの増幅部で発生する３次相互変調歪みと第Ｎの帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差を第２の位相とした場合、第１の位相と第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下である。

また、本発明は、無線通信装置であって、受信信号を増幅する受信増幅装置と、送信信号を増幅する送信増幅装置と、同時に送信と受信とを行う際に、増幅された送信信号のレベルに応じた制御信号を、受信増幅装置に入力する制御装置とを備え、受信増幅装置は、多段増幅器を含み、多段増幅器は、縦列に接続された第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の増幅器を有し、第ｋ（ｋは１〜Ｎの自然数）の増幅器は、第ｋの増幅部と、リアクタンス成分を有し、第ｋの増幅器からの出力信号の位相を変化させて、第ｋの増幅部の入力側に負帰還させる第ｋの帰還部とを有し、第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差を第１の位相とし、第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎの増幅部で発生する３次相互変調歪みと第Ｎの帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差を第２の位相とした場合、第１の位相と第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下であり、多段増幅部は、制御信号に基づいて、第ｋの帰還部の帰還量と、第ｋの増幅部におけるバイアス電流の電流値とを変化させる。

本発明によれば、第１の位相と第２の位相との差を１２０°以上１８０°以下にすることによって、第Ｎ−１の増幅器から出力される３次相互変調歪みと合成３次相互変調歪みとが合成して発生した総和ＩＭ３成分の電力値を、第Ｎ−１の増幅器から出力される３次相互変調歪の電力値と合成３次相互変調歪みの電力値との和よりも小さくさせる。これにより、各増幅器から出力される３次相互変調歪みを抑圧することができる。また、各増幅器において、所望周波数帯を有する所望信号を増幅するため、所望信号を増幅する際に発生する白色雑音を無視することができる。これにより、白色雑音を除去するための構成をもうける必要がないため、装置構成を簡単にすることができる。

第ｋの帰還部は、１／｛１−αβ｝の位相成分の値を−９０°以上９０°以下とするリアクタンス成分を有することによって、第１の位相と第２の位相との差を１２０°以上１８０°以下とすることができる。

Ｎ＝２の場合、第１の増幅器から出力される３次相互変調歪みの位相と、第２の増幅器で発生する合成３次相互変調歪みの位相との差を１２０°以上１８０°以下とすることによって、３次相互変調歪みを抑圧することが期待される。

第ｋ−１の増幅器から出力される３次相互変調歪みの位相と、第ｋの増幅器で発生する合成３次相互変調歪みの位相との差を０°以上１２０°以下とすることができる。第Ｎの増幅器で発生する３次相互変調歪みを効率的に抑圧することができる。

少なくとも二つの帰還部が容量性並列帰還部と誘導性並列帰還部とを有することによって、第１の位相と第２の位相との差が、１２０°以上１８０°以下にすることができる。また、容量性並列帰還部を有する増幅器における利得の減少率と、誘導性並列帰還部を有する増幅器における利得の増加率とを、同等にすることによって、所望の利得を得ることができる。

少なくとも二つの帰還部が容量性直列帰還部と誘導性直列帰還部とを有することによって、第１の位相と第２の位相との差を、１２０°以上１８０°以下にすることができる。また、容量性直列帰還部を有する増幅器における利得の増加率と、誘導性並列帰還部を有する増幅器における利得の減少率とを、同等にすることによって、所望の利得を得ることができる。

少なくとも二つの帰還部が帰還量増加帰還部と帰還量減少帰還部とを有することによって、帰還部は、増幅器に入力される信号位相と帰還する信号の位相との差をほぼ１８０°となるように、帰還する信号の位相を制御することができる。これにより、第１の位相と第２の位相との差をほぼ１８０°に制御することが容易となるため、効率良く３次相互変調歪みを抑圧することができる。

整合回路のリアクタンスを変化させ、第ｋの帰還部が帰還させる信号のレベルを調整することによって、第ｋの帰還部は、帰還させる信号の位相の変化量を制御することができる。

第ｋの帰還部は、外部からの制御信号に応じてリアクタンスが変化するバラクタダイオードを有することによって、帰還させる信号の位相の変化量を制御することができる。また、スイッチング素子のオンオフによって、第ｋの帰還部のリアクタンスを変化させることによって、第ｋの帰還部は、帰還させる信号の位相の変化量を制御することができる。

前記第ｋの増幅部は、外部からの制御信号に基づいてバイアス電流の電流値を変化させることによって、信号の位相の変化量を制御することができる。具体的には、第ｋのバイアス回路が、スイッチング素子のオンオフによって、バイアス電流の電流値を変化させることで実現される。

本発明のこれらおよび他の目的、特徴、局面、効果は、添付図面と照合して、以下の詳細な説明から一層明らかになるであろう。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る多段増幅装置１の構成を示すブロック図である。図１において、多段増幅装置１は、第１の並列帰還増幅器１０−１と、第２の並列帰還増幅器１０−２と、入力端子７１と、出力端子７２とを備える。第１の並列帰還増幅器１０−１は、第１の増幅部１０１−１と、第１の並列帰還部１０２−１とを含む。第２の並列帰還増幅器１０−２は、第２の増幅部１０１−２と、第２の並列帰還部１０２−２とを含む。

図１に示すように、多段増幅装置１は、帰還回路として並列帰還部を含む二つの増幅器を、縦列に接続した構成である。第１の増幅部１０１−１と第２の増幅部１０１−２とは、反転増幅器である。第１の並列帰還部１０２−１と第２の並列帰還部１０２−２とは、互いに異なるリアクタンス成分を有する。

第１の並列帰還増幅器１０−１において、第１の増幅部１０１−１は、入力端子７１から入力された、所望周波数帯を有する所望信号（以下、所望信号という）を増幅する。第１の増幅部１０１−１が入力された所望信号を増幅する際、所望信号によって、ＩＭ３が発生する。第１の並列帰還部１０２−１は、リアクタンス成分によって、増幅された所望信号成分の位相と、第１の増幅部１０１−１で発生したＩＭ３（以下、第１のＩＭ３という）の位相とを変化させて、増幅された所望信号成分と第１のＩＭ３成分とを帰還させる。

第２の並列帰還増幅器１０−２において、第２の増幅部１０１−２は、第１の並列帰還増幅器１０−１から出力された所望信号と第１のＩＭ３とを増幅する。第２の増幅部１０１−２では、増幅された所望信号によって、新たにＩＭ３が発生する。第２の並列帰還部１０２−２は、リアクタンス成分によって、増幅された所望信号成分の位相と、増幅された第１のＩＭ３の位相と、新たに発生したＩＭ３（以下、第２のＩＭ３という）の位相とを変化させて、更に増幅された所望信号と、増幅された第１のＩＭ３と、第２のＩＭ３とを帰還させる。

第１の実施形態に係る多段増幅装置１の動作の概要を説明する。なお、本発明に係る多段増幅措置の動作を説明する場合、所望周波数帯を有する所望信号のうち二つの周波数成分（以下、所望信号成分という）と、二つの周波数成分によって発生するＩＭ３とを用いて説明する。なお、二つの周波数成分の周波数は、所望周波数帯の最大値と最小値とする。これにより、本発明に係る多段増幅装置における、所望周波数帯の所望信号と、所望周波数帯の所望信号によって発生するＩＭ３との関係を説明することができる。

以下、所望信号成分とＩＭ３成分との位相関係を図示する場合、特に断りのない限り、以下のルールに従って表示するものとする。所望信号成分を実軸上にとって、所望信号のうち二つの周波数成分の位相とＩＭ３成分の位相との関係を表す。所望信号成分と、周波数成分が異なる二つのＩＭ３成分とは、それぞれ同相であるとする。所望信号成分の位相とＩＭ３成分の位相との関係を分かりやすく表示するために、ＩＭ３成分の大きさは、誇張して表現する。

第１の増幅部１０１−１は、入力された所望信号成分（以下、入力所望信号成分という）を増幅する。第１の増幅部１０１−１が入力された所望信号成分を増幅する際、ＩＭ３成分が発生する。なお、第１の増幅部１０１−１において、所望信号成分によって発生する第１のＩＭ３の周波数成分を、第１のＩＭ３成分とする。第１の増幅部１０１−１は、増幅された所望信号成分と、第１のＩＭ３成分とを出力する。増幅された所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相との差は、１８０°であるとする。図２Ａは、図１に示す点ａ１における、増幅された所望信号成分（以下、所望信号成分Ｓ_a1という）の位相と、第１のＩＭ３成分（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_a1という）の位相との関係を示す模式図である。図２Ａに示すように、所望信号成分Ｓ_a1の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_a1の位相との差は、１８０°である。

第１の並列帰還部１０２−１は、所望信号成分Ｓ_a1の位相及び第１のＩＭ３成分Ｘ_a1の位相を変化させる。第１の並列帰還部１０２−１における、所望信号成分Ｓ_a1の位相変化及び第１のＩＭ３成分Ｘ_a1の位相変化の周波数依存性は、十分に小さく、無視できるとする。

図２Ｂは、図１に示す点ｂ１における、位相が変化した所望信号成分Ｓ_a1（以下、所望信号成分Ｓ_b1という）の位相と、位相が変化した第１のＩＭ３成分Ｘ_a1（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_b1という）の位相との関係を示す模式図である。なお、図２Ｂにおいて、入力所望信号成分が、実軸上にとられている。図２Ｂに示すように、所望信号成分Ｓ_b1の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_b1の位相との差は、１８０°のまま変化しない。

図２Ｃは、図１に示す点ｃ１における、入力所望信号成分の位相と、帰還した所望信号成分Ｓ_b1の位相と、帰還した第１のＩＭ３成分Ｘ_b1の位相との関係を示す模式図である。なお、図２Ｃにおいて、入力所望信号成分が、実軸上にとられている。図２Ｃに示すように、入力所望信号成分と、第１の並列帰還部１０２−１から帰還する所望信号成分Ｓ_b1とが、点ｃ１において合成されることによって、所望信号成分Ｓ_c1が発生する。入力所望信号成分の位相と所望信号成分Ｓ_b1の位相とは、異なる位相である。このため、所望信号成分Ｓ_c1の位相は、入力所望信号成分の位相及び所望信号成分Ｓ_b1の位相と異なる位相となる。なお、点ｃ１において、第１のＩＭ３成分Ｓ_b1の位相は、変化しない。

図２Ｄは、図１に示す点ｃ１における、所望信号成分Ｓ_c1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_b1の位相との関係を示す図である。図２Ｄに示すように、所望信号成分Ｓ_c の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_b の位相との差を、θ_a1とする。

点ｃ１における、入力所望信号成分と所望信号成分Ｓ_b1との位相差をθα₁とする。このとき、θα₁の値は、９０°≦θα₁≦２７０°であることが望ましい。この理由は、以下の理由による。θα₁の値が、θα₁≦９０°または、θα₁≧２７０°となる場合、第１の並列帰還部１０２−１から帰還する所望信号成分Ｓ_b1は、正帰還となる。この結果、第１の並列帰還増幅器１０−１が不安定となり、第１の並列帰還増幅器１０−１の制御が難しくなるという問題が発生するためである。

第１の増幅部１０１−１は、所望信号成分Ｓ_c1及び第１のＩＭ３成分Ｘ_b1を、位相差θ_a1の状態を保ったまま、増幅する。第１の増幅部１０１−１が所望信号成分Ｓ_c1を増幅する際に、新たな第１のＩＭ３成分が発生する。

図２Ｅは、図１に示す点ｄ１における、増幅された所望信号成分Ｓ_c1（以下、所望信号成分Ｓ_d1という）の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分Ｘ_b1（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_d1-1という）の位相と、新たな第１のＩＭ３成分（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_d1-2という）の位相との関係を示す模式図である。図２Ｅに示すように、点ｄ１において、所望信号成分Ｓ_d1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_d1-2の位相との差は、１８０°である。第１のＩＭ３成分Ｘ_d1-1と、第１のＩＭ３成分Ｘ_d1-2とが、点ｄ１において合成されることによって、合成ＩＭ３成分が発生する。以下、第１の並列帰還増幅器１０−１で発生する合成ＩＭ３成分を、第１のＩＭ３成分Ｘ_d1であるとして説明を行う。

図２Ｆは、図１に示す点ｅ１における、所望信号成分Ｓ_d1の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_d1の位相との関係を示す模式図である。図２Ｆに示すように、所望信号成分Ｓ_d1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_d1の位相との差は、図２Ｅに示す状態から変化しない。第１の並列帰還増幅器１０−１は、所望信号成分Ｓ_e1及び第１のＩＭ３成分Ｘ_e1を、図２Ｆに示す状態で出力する。

点ｄ１において、所望信号成分Ｓ_d1及び第１のＩＭ３成分Ｘ_d1の一部は、第１の並列帰還部１０２−１に入力される。この結果、第１の並列帰還部１０２−１は、図２Ｆに示す所望信号成分Ｓ_d1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_d1の位相との関係を保ったまま、所望信号成分Ｓ_d1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_d1の位相とを変化させて、所望信号成分Ｓ_d1と第１のＩＭ３成分Ｘ_d1とを帰還させる。第１の並列帰還増幅器１０−１が上記の動作を繰り返すことによって、点ｄ１における所望信号成分Ｓ_d1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_d1の位相との差は、変化するが、やがて一定の値となる。なお、以下の説明では、第１の並列帰還増幅器１０−１から出力される所望信号成分Ｓ_d1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_d1の位相との差がθ_b1であるとして、説明する。なお、第１の増幅部１０１−１において増幅された所望信号成分の位相と、第１の増幅部１０１−１で発生した第１のＩＭ３成分の位相との差が１８０°である場合、θ_b1の値は、９０°≦θ_b1≦２７０°となる。

次に、第２の並列帰還増幅器１０−２の動作を説明する。

第２の並列帰還増幅器１０−２には、所望信号成分Ｓ_d1及び第１のＩＭ３成分Ｘ_d1が入力される。第２の増幅部１０１−２は、位相差θ_b1の状態を保ったまま、所望信号成分Ｓ_d1及び第１のＩＭ３成分Ｘ_d1を増幅する。第２の増幅部１０１−２が所望信号成分Ｓ_d1を増幅する際、ＩＭ３成分が発生する。なお、第２の増幅部１０１−２において、所望信号成分によって発生するＩＭ３成分を、第２のＩＭ３成分とする。第２の増幅部１０１−２が出力する、増幅された所望信号成分Ｓ_d1の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差は、１８０°である。

図３Ａは、図１に示す点ｆ１における、増幅された所望信号成分Ｓ_d1（以下、所望信号成分Ｓ_f1という）の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分Ｘ_d1（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_f1という）の位相と、第２のＩＭ３成分（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_f1という）の位相との関係を示す模式図である。図３Ａに示すように、点ｆ１において、所望信号成分Ｓ_f1の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_f1の位相との差は、θ_b1である。所望信号成分Ｓ_f1の位相と第２のＩＭ３成分Ｙ_f1の位相との差は、１８０°である。

第２の並列帰還部１０２−２は、所望信号成分Ｓ_f1の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_f1の位相と、第２のＩＭ３成分Ｙ_f1の位相とを変化させる。第２の並列帰還部１０２−２における、所望信号成分Ｓ_f1、第１のＩＭ３成分Ｘ_f1及び第２のＩＭ３成分Ｙ_f1のそれぞれの位相変化の周波数依存性は、十分に小さく、無視できるとする。

図３Ｂは、図１に示す点ｇ１における、位相が変化した所望信号成分Ｓ_f1（以下、所望信号成分Ｓ_g1という）の位相と、位相が変化した第１のＩＭ３成分Ｓ_f1（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_g1という）の位相と、位相が変化した第２のＩＭ３成分Ｙ_f1（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_g1という）の位相との関係を示す模式図である。なお、図３Ｂにおいて、所望信号成分Ｓ_d1が、実軸上にとられている。図３Ｂに示すように、点ｇ１において、所望信号成分Ｓ_g1の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_g1の位相と、第２のＩＭ３成分Ｙ_g1の位相との関係は、図３Ａに示す状態のまま、変化しない。

図３Ｃは、図１に示す点ｈ１における、所望信号成分Ｓ_d1の位相と、帰還した所望信号成分Ｓ_g1の位相と、帰還した第１のＩＭ３成分の位相Ｘ_g1と、帰還した第２のＩＭ３成分Ｙ_g1の位相との関係を示す模式図である。なお、図３Ｃにおいて、所望信号成分Ｓ_d1が、実軸上にとられている。図３Ｃに示すように、点ｈ１において、所望信号成分Ｓ_d1と帰還した所望信号成分Ｓ_g1とが合成されることによって、所望信号成分Ｓ_h1が発生する。また、第１のＩＭ３成分Ｘ_d1と、帰還した第１のＩＭ３成分Ｘ_g1とが合成され、第１のＩＭ３成分Ｘ_h1が発生する。

図３Ｃに示すように、所望信号成分Ｓ_d1の位相と所望信号成分Ｓ_g1の位相とは、異なる位相である。よって、所望信号成分Ｓ_h1の位相は、所望信号成分Ｓ_d1の位相及び所望信号成分Ｓ_g1の位相と異なる位相となる。また、第１のＩＭ３成分Ｘ_d1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_g1との位相とは、異なる。よって、第１のＩＭ３成分Ｘ_h1の位相は、第１のＩＭ３成分Ｘ_d1の位相及び第１のＩＭ３成分Ｘ_g1の位相と異なる位相となる。一方、点ｈ１において、第２のＩＭ３成分Ｙ_g1の位相は、変化しない。

図３Ｄは、図１に示す点ｈ１における、所望信号成分Ｓ_h1の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_h1の位相と、第２のＩＭ３成分Ｙ_g1の位相との関係を示す模式図である。図３Ｄに示すように、所望信号成分Ｓ_h1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_h1の位相との差は、θ_b1のまま、変化しない。一方、第２のＩＭ３成分Ｙ_g1の位相と所望信号成分Ｓ_g1の位相との差が１８０°であったのに対し、所望信号成分Ｓ_h1の位相と第２のＩＭ３成分Ｙ_g1の位相との差は、θ_c1となる。このように、点ｈ１において、所望信号成分の位相と、第２のＩＭ３成分の位相との関係は、図３Ａの状態から図３Ｄの状態に変化する。

点ｈ１における、所望信号成分Ｓ_d1の位相と所望信号成分Ｓ_g1の位相との差をθβ₁とする。このとき、θβ₁の値は、９０°≦θβ₁≦２７０°の範囲内の値をとることが望ましい。この理由は、以下の理由による。θβ₁の値が、θβ₁≦９０°または、θβ₁≧２７０°となる場合、第２の並列帰還部１０２−１から帰還する所望信号成分Ｓ_g1は、正帰還となる。この結果、第２の並列帰還増幅器１０−２が不安定となり、制御が難しくなるという問題が発生するためである。

第２の増幅部１０１−２は、所望信号成分Ｓ_h1、第１のＩＭ３成分Ｘ_h1及び第２のＩＭ３成分Ｙ_g1を、図３Ｄに示す位相の関係の状態を保ったまま、増幅する。所望信号成分Ｓ_h1が増幅される際に、第２のＩＭ３成分が新たに発生する。

図３Ｅは、図１に示す点ｉ１における、増幅された所望信号成分Ｓ_h1（以下、所望信号成分Ｓ_i1という）の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分Ｘ_h1（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_i1という）の位相と、増幅された第２のＩＭ３成分Ｙ_h1（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_i1-1という）の位相と、所望信号成分Ｓ_h1の増幅の際に発生した第２のＩＭ３成分（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_i1-2という）の位相との関係を示す模式図である。図３Ｅに示すように、所望信号成分Ｓ_i1の位相と第２のＩＭ３成分Ｙ_i1-2の位相との差は１８０°である。点ｉ１において、第２のＩＭ３成分Ｙ_i1-1と第２のＩＭ３成分Ｙ_i1-2とが合成されることによって、第２の合成ＩＭ３成分（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_i1という）が発生する。所望信号成分Ｓ_i1と第２のＩＭ３成分Ｙ_i1との位相差は、θ_d1とする。なお、点ｉ１において、所望信号成分Ｓ_i1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_i1の位相との差は、θ_b1のまま変化しない。

図３Ｆは、図１に示す点ｊ１における、所望信号成分Ｓ_i1の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_i1の位相と、第２のＩＭ３成分Ｙ_i1関係を示す模式図である。図３Ｆに示すように、点ｊ１において、第１のＩＭ３成分Ｘ_i1と第２のＩＭ３成分Ｙ_i1とが合成され、第１の総和ＩＭ３成分が発生する。ここで、第１のＩＭ３成分Ｘ_i1の位相と第２のＩＭ３成分Ｙ_i1の位相とは、互いに相殺するような位相となっている。第１のＩＭ３成分Ｘ_i1と第２のＩＭ３成分Ｙ_i1とが相殺するような位相に関する詳細な説明は、後述する。

なお、点ｉ１において、所望信号成分Ｓ_i1、第１のＩＭ３成分Ｘ_i1及び第２のＩＭ３成分Ｙ_i1は、第２の並列帰還部１０２−２にも入力される。この結果、第２の並列帰還部１０２−２は、図３Ｅに示す所望信号成分Ｓ_i1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_i1の位相との関係を保ったまま、所望信号成分Ｓ_i1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_i1の位相とを変化させる。第２の並列帰還増幅器１０−２が上記の動作を繰り返すことによって、点ｉ１における所望信号成分Ｓ_i1の位相と第２のＩＭ３成分Ｙ_i1の位相との差は、変化するが、やがて一定の値となる。なお、以下では、点ｊ１における、所望信号成分Ｓ_i1の位相と第２のＩＭ３成分Ｙ_i1の位相との差は、θ_d1であるとして説明する。なお、第２の増幅部１０１−２において増幅された所望信号成分の位相と、第２の増幅部１０１−２で発生した第２のＩＭ３成分の位相との差が１８０°である場合、θ_d1の値は、９０°≦θ_d1≦２７０°となる。

このように、多段増幅装置１は、第１の並列帰還増幅器１０−１で発生した第１のＩＭ３成分と、第２の並列帰還増幅器１０−２で発生した第２のＩＭ３成分とを相殺させ、ＩＭ３を抑圧する。

次に、第１の並列帰還増幅器１０−１及び第２の並列帰還増幅器１０−２の詳細な動作を説明する。図４は、第１の並列帰還増幅器１０−１の詳細な動作を説明するための図である。なお、第２の並列帰還増幅器１０−２の動作は、以下に説明する第１の並列帰還増幅器と同様に説明することができる。

図４に示すように、第１の並列帰還増幅器１０−１には、信号源１１から所望信号成分が入力される。第１の並列帰還増幅器１０−１の入力電流をｉ_inとする。第１の並列帰還増幅器１０−１の出力電流をｉ_out とし、第１の増幅部１０１−１の出力電流をｉ’_out とする。第１の並列帰還部１０２−１にβ（ω）・ｉ’_out の電流が流れるとする。ここで、β（ω）は、帰還量を表す。図４において、第１の増幅部１０１−１の入力アドミッタンスをＹ_in、第１の並列帰還部１０２−１のアドミッタンスをＹ_f1、信号源１１の内部アドミッタンスをＹ_s 、負荷抵抗１２の負荷アドミッタンスをＹ_L とする。第１の増幅部１０１−１の出力アドミッタンスＹ_out は、十分小さく、無視できるとする。

上記のようにパラメータを定義すると、負荷抵抗１２に流れる電流は、（式１）のように表される。

また、キルヒホッフの法則より、ｉ_out とｉ’_out とは、（式２）のように表される。

（式１）と（式２）とを用いて、β（ω）について解くと、β（ω）は、（式３）のように表される。

式（３）において、η（ω）＝（Ｙ_S ＋Ｙ_in）／（Ｙ_s ＋Ｙ_in＋Ｙ_f1）である。

一般に、並列帰還増幅器は、電流帰還増幅器である。よって、第１の増幅部１０１−１の入出力電力特性から、電流帰還増幅器の入出力電力特性を導出する。図４に示す第１の増幅部１０１−１の入出力電力特性は、３次の非線形性まで考慮すると、（式４）のように表される。

ここで、α_n （ω）は、１次から３次までの係数である。ε（ω）は、ε（ω）＝（Ｙ_in＋Ｙ_S ）／Ｙ_inである。第１の並列帰還部１０２−１のアドミッタンスが０の場合、すなわち、第１の並列帰還増幅器１０−１が開ループ増幅器の場合、信号源１１からの入力電流ｉ_inは、ｉ_in＝ε（ω）・ｉ_out となる。また、第１の並列帰還増幅器１０−１から負荷抵抗１２への出力電流ｉ_out は、ｉ_out ＝ｉ’_out となる。これより、α₁ （ω）は、開ループ増幅器の所望信号の電流利得を表していることがわかる。同様に、α₂ （ω）は、２次高調波の電流利得を表しており、α₃ （ω）は、３次高調波の電流利得を表していることがわかる。

また、キルヒホッフの法則より、（式５）が成り立つ。

（式４）と（式５）とから、電流帰還増幅器の入出力電流特性は、（式６）のように表される。

しかし、（式６）に示す電流帰還増幅器の入出力電力特性は、右辺にｉ_out が含まれている。このため、（式６）から、出力電流ｉ_out について、解くことができない。従って、以下ではボルテラ級数を用いて、ｉ_out の非線形閉ループ伝達関数を導出する。

増幅器５０の出力電流ｉ_out が、増幅器５０への入力電流ｉ_inのボルテラ級数で表せるとすると、（式７）のように表される。

（式７）において、χ_n （）は、ボルテラ級数の複素係数を表す。（式７）において、ｉ_in＝ｅｘｐ（ｊω₁ ｔ）+ｅｘｐ（ｊω₂ ｔ）とした場合、（式７）に示すｉ_out の一次の項は、（式８）のように表される。

（式７）から、第１の並列帰還増幅器１０−１の出力電流ｉ_out の非線形閉ループ伝達関数のχ_n （）を求める。

最初に、（式７）のχ₁ （ω₁ ）を導出する。第１の並列帰還増幅器１０₁の入力電流ｉ_inが、ｉ_in＝ｅｘｐ（ｊω₁ ｔ）で表される場合、（式７）の一次の項は、（式９）のように表される。

（式６）に（式９）を代入すると、両辺のｅｘｐ（ｊω₁ ｔ）の項の係数が等しくなることから、χ₁ （ω₁ ）は、（式１０）のように表される。

次に、第１の並列帰還増幅器１０−１の入力電流ｉ_inが、ｉ_in＝ｅｘｐ（ｊω₁ ｔ）＋ｅｘｐ（ｊω₂ ｔ）で表される場合、χ₂ （ω₁ ，ω₂ ）を導出する。（式７）のｉ_inにおいて、２次までの項を考慮すると、ｉ_inは、（式１１）のように表される。

（式６）に（式１１）を代入すると、両辺のｅｘｐ（ｊ（ω₁ ＋ω₂ ））の項の係数が等しくなる。このため、χ₂ （ω₁ ，ω₂ ）は、（式１２）のように表される。

ただし、（式１２）は、（式１０）に示すχ₁ （ω₁ ）を用いている。

次に、第１の並列帰還増幅器１０−１の入力電流ｉ_inがｉ_in＝ｅｘｐ（ｊω₁ ｔ）＋ｅｘｐ（ｊω₂ ｔ）＋ｅｘｐ（ｊω₃ ｔ）で表される場合における、χ₃ （ω₁ ，ω₂ ，ω₃ ）を導出する。（式７）のｉ_inにおいて、３次までの項を考慮すると、ｉ_inは、（式１３）のように表される。

（式６）に（式１３）を代入すると、両辺のｅｘｐ（ｊ（ω₁ ＋ω₂ ＋ω₃ ））の項の係数が等しくなる。このため、χ₃ （ω₁ ，ω₂ ，ω₃ ）は、（式１４）のように表される。

ただし、（式１４）において、（式１０）に示すχ₁ （ω₁ ）と、（式１２）に示すχ₂ （ω₂ ）を用いている。また、２次の相互変調成分である差周波及び２次高調波のアドミッタンスが十分大きい場合、所望信号成分と差周波及び２次高調波とのミキシングは、無視することができる。よって、α₂ （）がα₃ （）と比較して十分に小さいと仮定して、（式１４）は、α₂ を無視する近似を行っている。

所望信号成分の周波数の低い成分の角振動数をω_L 、周波数の高い成分を角振動数ω_H とすると、第１の並列帰還増幅器１０−１の入力電流ｉ_inは、（式１５）のように表される。

（式１５）を（式６）に代入することによって、第１の並列帰還増幅器１０−１の出力電流ｉ_out のうち、所望信号成分及び第１のＩＭ３成分は、（式１６）のように表される。

（式１６）において、Ｉ₁ は、入力電流ｉ_inの振幅を表す。ｉ_L は、角振動数ω_L の所望信号成分の出力電流を示す。ｉ_H は、角振動数ω_H の所望信号成分の出力電流を示す。ｉ_iM3Lは、ＩＭ３成分の周波数の低い側の成分を示す。ｉ_iM3Hは、ＩＭ３成分の周波数の高い側の成分を示す。

第１の並列帰還増幅器１０−１の出力電流ｉ_out の非線形閉ループ伝達関数において、１次の閉ループ伝達関数χ₁ （ω_L ）と、３次の閉ループ伝達関数χ₃ （ω_L ，ω_L ，−ω_H ）は、（式１７）のように表される。

ただし、（式１７）において、ω₀ は、ω₀ ≒ω_L ≒ω_H である。（式１７）において、η（ω₀ ）≒１と近似すると、χ₁ （ω_L ）は、（式１８）のように近似できる。

（式１７）のχ₃ （ω_L ，ω_L ，−ω_H ）に（式３）を代入すると、χ₃ （ω_L ，ω_L ，−ω_H ）は、（式１９）のように近似できる。

このようにして、第１の並列帰還増幅器１０−１の閉ループ伝達関数を導出することができる。

第１の並列帰還増幅器１０−１から出力される、増幅された所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相との差について、（式１８）及び（式１９）を用いて説明する。第１の並列帰還部１０２−１のアドミッタンスＹ_f1と、負荷抵抗５２の入力アドミッタンス（負荷アドミッタンス）Ｙ_L とがサセプタンス成分を含む場合を考える。この場合、（式１８）及び（式１９）の１／｛１−β（ω₀ ）・α₁ （ω₀ ）｝の項は、位相成分θ₁ を有すると考えることができる。

第１の並列帰還増幅器１０−１の出力電流ｉ_out において、ｉ_L とｉ_IM3Lとについて考える。角振動数ω_L の所望信号成分の出力電流ｉ_L と、周波数の低いＩＭ３成分の出力電流ｉ_IM3Lとは、（式２０）のように書くことができる。

（式２０）において、δは、｛１−β（ω₀ ）｝の位相成分を表す。また、（式２０）を導く際に、第１の増幅部１０１−１の入出力特性を表すα₁ の位相を０°、α₃の位相を１８０°としている。さらに、（式２０）を導く際に、α₁ （−ω）＝α₁ ^*（ω）、β（−ω）＝β^* （ω）としている。ここで、^* は、複素共役を表す。

（式２０）において、ｔ＝０における角振動数ω_L の所望信号成分の出力電流ｉ_L の位相と、周波数の低い側の第１のＩＭ３成分の出力電流ｉ_IM3Lの位相との差を、Δφ_1-IM3Lとする。（式２０）より、Δφ_1-IM3Lは、（式２１）の様に表される。

図５Ａは、第１の並列帰還増幅器１０−１から出力される所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相との関係を表す模式図である。図５Ａは所望信号成分（ω_L 及びω_H ）と、第１のＩＭ３成分（２ω_L −ω_H ）とを示している。図５Ａに示すように、第１の並列帰還増幅器１０−１から出力される所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相との差は、Δφ_1-IM3Lである。

図５Ａに示す、第１の並列帰還増幅器１０−１から出力される所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相との関係は、図１に示す点ｅ１における所望信号成分Ｓ_d1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_d1の位相との関係を示す図２Ｆに相当する。すなわち、点ｅ１における所望信号成分Ｓ_d1と第１のＩＭ３成分Ｘ_d1との位相差θ_b1は、Δφ₁―_IM3Lと等しい。また、θ_b1は、−９０°≦θ_b1≦−２７０°であることより、θ₁ の値は、−９０°≦θ₁ ≦９０°の範囲となる。

第１の並列帰還増幅器１０−１の動作の詳細な説明を、第２の並列帰還増幅器１０−２に適用する場合を考える。第２の並列帰還増幅器１０−２には、図５Ａに示す、所望信号成分と第１のＩＭ３成分とが入力されるとする。

第２の並列帰還部１０２−２のアドミッタンスＹ_f2と、負荷抵抗１２の入力アドミッタンス（負荷アドミッタンス）Ｙ_L とがサセプタンス成分を含むとする。この場合、（式１８）及び（式１９）の１／｛１−β（ω₀ ）・α₁ （ω₀ ）｝の項は、位相成分θ₂ を有すると考えることができる。第２の並列帰還増幅器１０−２から出力される所望信号成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差を、Δφ₂―_IM3Lとする。第１の並列帰還増幅器１０−１の場合と同様に考えることによって、Δφ₂―_IM3Lは、（式２２）のように表される。

図５Ｂは、第２の並列帰還増幅器１０−２から出力される所望信号成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との関係を示した模式図である。図５Ｂは所望信号成分（ω_L 及びω_H ）と、第２のＩＭ３成分（２ω_L −ω_H ）とを示している。図５Ｂに示す、第２の並列帰還増幅器１０−２から出力される所望信号成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との関係は、図３Ｅに示す、点ｉ１における所望信号成分Ｓ_i1の位相と第２のＩＭ３成分Ｙ_i1の位相との関係に相当する。すなわち、点ｉ１における所望信号成分Ｓ_i1と第２のＩＭ３成分Ｙ_i1との位相差θ_d1は、Δφ₂―_IM3Lと等しい。また、θ_d1は、−９０°≦θ_d1≦−２７０°であることより、θ₂ の値は、−９０°≦θ₂ ≦９０°の範囲となる。

図５Ｃは、出力端子７２において、第１のＩＭ３成分と第２のＩＭ３成分とが合成され、ＩＭ３が抑圧される様子を示す模式図である。図５Ｃは、第１のＩＭ３成分Ｘ_i1と、第２のＩＭ３成分Ｙ_i1とが相殺する様子を示す図３Ｆに相当する。ここでいう抑圧とは、図５Ｃに示す第１のＩＭ３成分と第２のＩＭ３成分とが合成されて発生した第１の総和ＩＭ３成分の電力値が、第１のＩＭ３成分の電力値と第２のＩＭ３成分の電力値との和より小さいことをいう。

第１の増幅部１０１−１で発生する第１のＩＭ３成分の電力値と、第２の増幅部１０１−２で発生する第２のＩＭ３成分の電力値とが同じ場合を考える。このとき、第１の総和ＩＭ３成分が、第１のＩＭ３成分及び第２のＩＭ３成分のいずれよりも小さくなるための条件は、θ_b1−θ_d1の最小値をθ_min1とすると、θ_min1＞１２０°である。また、θ_min1＞１２０°であれば、第１の総和ＩＭ３成分の電力値は、第１のＩＭ３成分の電力値と第２のＩＭ３成分の電力値との和よりも小さくすることができる。

ＩＭ３成分が最も抑圧される条件は、第１のＩＭ３成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差が１８０°であり、かつ、第１のＩＭ３成分の電力値と第２のＩＭ３成分の電力値とが等しいときである。つまり、θ_min1＝１８０°であれば良い。このとき、θ₁ +θ₂ ＝１８０°である。

図６を用いて、多段増幅装置１の具体例を説明する。図６は、多段増幅装置１の具体的な構成の一例を示す図である。多段増幅装置１は、第１の並列帰還増幅器１０−１と、第２の並列帰還増幅器１０−２と、入力端子７１と、出力端子７２と、入力インピーダンス整合回路７３と、出力インピーダンス整合回路７４とを備える。第１の並列帰還増幅器１０−１は、第１の増幅部１０１−１と、第１の並列帰還部１０２−１と、第１の整合回路１０３−１とを含む。第２の並列帰還増幅器１０−２は、第２の増幅部１０１−２と、第２の並列帰還部１０２−２と、第２の整合回路１０３−２とを含む。なお、第１の増幅部１０１−１及び第２の増幅部１０１−２において、バイアス回路の表示を省略している。なお、図６は多段増幅装置１の一例を示す図であり、多段増幅装置１の構成は、図６に示す構成に限られず、他の構成であってもよい。

第１の増幅部１０１−１は、第１のトランジスタ１１１と、第２のトランジスタ１１２と、第１のキャパシタ１１３とを有する。第１の並列帰還部１０２−１は、第２のキャパシタ１２１と、第１の抵抗１２２と、第３のキャパシタ１２３とを有する。第１の整合回路１０３−１は、第４のキャパシタ１３１と、第１のインダクタ１３２と、第５のキャパシタ１３３と、第１の電源端子１３４とを有する。

第２の増幅部１０１−２は、第３のトランジスタ２１１と、第４のトランジスタ２１２と、第６のキャパシタ２１３とを有する。第２の並列帰還部１０２−２は、第２のインダクタ２２１と、第２の抵抗２２２と、第７のキャパシタ２２３とを有する。第２の整合回路１０３−２は、第８のキャパシタ２３１と、第３のインダクタ２３２と、第９のキャパシタ２３３と、第２の電源端子２３４とを有する。

第１の並列帰還増幅器１０−１において、入力インピーダンス整合回路７３の一端は、入力端子７１と接続する。第１の増幅部１０１−１と第１の並列帰還部１０２−１とは、入力インピーダンス整合回路７３の他端と第１の整合回路１０３−１の一端との間に、並列に接続される。第１の整合回路１０３−１の他端は、第２の並列帰還増幅器１０−２に接続する。第２の並列帰還増幅器１０−２において、第２の増幅部１０１−２と第２の並列帰還部１０２−２とは、第１の整合回路１０３−１の他端と第２の整合回路１０３−２の一端との間に並列に接続される。出力インピーダンス整合回路７４は、第２の整合回路１０３−２の他端と、出力端子７２との間に接続される。

第１の増幅部１０１−１において、第１のトランジスタ１１１のベースは、入力インピーダンス整合回路７３を介して入力端子７１に接続し、コレクタは、第２のトランジスタ１１２のエミッタに接続する。第２のトランジスタ１１２のコレクタは、第１の整合回路１０３−１の第５のキャパシタ１３３に接続する。第１のトランジスタ１１１のエミッタは、接地される。第２のトランジスタ１１２のベースは、第１のキャパシタ１１３を介して接地する。

第１の並列帰還部１０２−１において、第２のキャパシタ１２１と第１の抵抗１２２とは、第１のトランジスタ１１１のベースと、第３のキャパシタ１２３の一端との間に並列に接続する。第３のキャパシタ１２３の他端は、第２のトランジスタ１１２のコレクタに接続する。なお、第１の並列帰還部１０２−１において、リアクタンス成分は、第２のキャパシタ１２１と第１の抵抗１２２とが並列に接続する回路が該当する。このため、第１の並列帰還部１０２−１は、容量性並列帰還部ということができる。

第１の整合回路１０３−１において、第５のキャパシタ１３３の他端は、第２の増幅部１０１−２の第３のトランジスタ２１１のベースに接続する。第１のインダクタ１３２の一端は、第５のキャパシタ１３３の一端に接続する、第１のインダクタ１３２の他端は、第４のキャパシタ１３１を介して接地するとともに、第１の電源端子１３４に接続する。

第２の増幅部１０１−２において、第３のトランジスタ２１１のコレクタは、第４のトランジスタ２１２のエミッタに接続する。第４のトランジスタ２１２のコレクタは、第２の整合回路１０３−２の第９のキャパシタ２３３の一端に接続する。第３のトランジスタ２１１のエミッタは、接地する。第４のトランジスタ２１２のベースは、第６のキャパシタ２１３を介して接地する。

第２の並列帰還部１０２−２において、第２のインダクタ２２１と第２の抵抗２２２とは、第３のトランジスタ２１１のベースと、第７のキャパシタ２２３の一端との間に並列に接続される。第７のキャパシタ２２３の他端は、第４のトランジスタ２１２のコレクタに接続する。なお、第２の並列帰還部１０２−２において、リアクタンス成分は、第２のインダクタ２２１と第２の抵抗２２２とが並列に接続する回路が該当する。このため、第２の並列帰還部１０２−２は、誘導性並列帰還部ということができる。

第２の整合回路１０３−２において、第９のキャパシタ２３３の一端は、第３のインダクタ２３２一端に接続する。第３のインダクタ２３２の他端は、第８のキャパシタ２３１を介して接地するとともに、第２の電源端子２３４に接続する。第９のキャパシタ２３３の他端は、出力インピーダンス整合回路７４を介して、出力端子７２に接続する。

図６に示す多段増幅装置１の動作について説明する。第１の増幅部１０１−１において、第１のトランジスタ１１１と第２のトランジスタ１１２とは、多段増幅装置１に入力された所望信号を増幅する。また、第１のトランジスタ１１１と第２のトランジスタ１１２とが所望信号成分を増幅する際、第１のＩＭ３成分が発生する。第２の増幅部１０１−２において、第３のトランジスタ２１１と第４のトランジスタ２１２とは、第１の並列帰還増幅器１０−１から入力された所望信号成分と第１のＩＭ３成分とを増幅する。また、第３のトランジスタ２１１と第４のトランジスタ２１２とが第１の並列帰還増幅器１０−１から入力された所望信号成分を増幅する際に、第２のＩＭ３成分が発生する。第１の整合回路１０３−１と、第２の整合回路１０３−２とは、インピーダンス整合を行う。

第１の並列帰還部１０２−１及び第２の並列帰還部１０２−２の動作について詳しく説明する。具体的には、第１の並列帰還部１０２−１のサセプタンス成分及び第２の並列帰還部１０２−２のサセプタンス成分による、増幅された所望信号成分の位相及びＩＭ３成分の位相の変化について、詳しく説明する。

まず、第１の並列帰還部１０２−１について説明する。第１の並列帰還部１０２−１において、第３のキャパシタ１２３のキャパシタンスが十分に大きいとした場合、第１の並列帰還部１０２−１のアドミッタンスＹ_f1は、（式２３）のように表される。

ここで、Ｒ_f1は、第１の抵抗１２２の抵抗値を表し、Ｃ_f1は、第２のキャパシタ１２１のキャパシタンスを表す。さらに、第１の並列帰還部１０２−１から出力端子７２側のアドミッタンスをＹ_L1とする。Ｙ_L1が実数であるとすると、（式３）の帰還量β（ω）は、（式２４）のように表される。

（式２４）より、帰還量β（ω）は進み位相となる。（式１８）及び（式１９）において、a₁ （ω₀ ）の位相が１８０°とすると、１／｛１−β（ω₀ ）・α₁ （ω₀ ）｝の持つ位相成分θ₁ は遅れ位相となる。よって、位相成分θ₁ は負の値となる。

第２の並列帰還部１０２−２について説明する。第２の並列帰還部１０２−２は、第１の並列帰還部１０２−１と同様に考えることによって、（式１８）及び（式１９）の１／｛１−β（ω₀ ）・α₁ （ω₀ ）｝の持つ位相成分θ₂ は進み位相となる。よって、位相成分θ₂ は、正の値となる。

第１の並列帰還部１０２−１と第２の並列帰還部１０２−２とが異なるサセプタンス成分を有することによって、第１の並列帰還増幅器１０−１及び第２の並列帰還増幅器１０−２は、増幅された所望信号成分の位相と、ＩＭ３成分の位相とを、それぞれ異なる位相に制御することが可能となる。図６に示す多段増幅装置１の場合、第１の並列帰還部１０２−１は、キャパシタを有することで、第１の並列帰還部１０２−１のサセプタンス成分を容量性としている。第２の並列帰還部１０２−２は、インダクタを有することで、第２の並列帰還部１０２−２のサセプタンス成分を誘導性としている。

次に、図６に示す第１の整合回路１０３−１と第２の整合回路１０３−２の動作について詳しく説明する。第１の整合回路１０３−１と第２の整合回路１０３−２とは、それぞれ異なるアドミッタンス成分を有することによって、第１の並列帰還部１０２−１及び第２の並列帰還部１０２−２が帰還させる信号の位相を変化させることができる。以下に詳細を説明する。

第１の整合回路１０３−１のアドミッタンスＹ_L1とする。アドミッタンスＹ_L1が、（式２５）のように表されるとする。

（式２５）において、Ｇ_L1はＹ_L1のコンダクタンス成分、Ｂ_L1は、Ｙ_L1のサセプタンス成分である。このとき、（式３）のβ（ω₀ ）は、（式２６）のように表される。

と表される。ここで、第１の並列帰還部１０２−１のアドミッタンスＹ_f1は実数とする。このとき、（式２６）から、β（ω₀ ）は進み位相となる。（式１８）及び（式１９）において、α₁ （ω₀ ）の位相が１８０°とすると、１／（１−β（ω₀ ）・α₁ （ω₀ ））は遅れ位相となる。よって、位相成分θ₁ は、負の値となる。

また、第１の整合回路１０３−１のアドミッタンスＹ_L1が、（式２７）のように表されるとする。

アドミッタンスＹ_L1が（式２７）に表される場合、（式２５）の場合と同様に考えると、１／｛１−β（ω₀ ）・α₁ （ω₀ ）｝は進み位相となる。よって、位相成分θ₁ は、正の値となる。このように、第１の整合回路１０３−１は、サセプタンス成分を有することによって、第１の並列帰還部１０２−１が帰還させる、増幅された所望信号成分の位相及び第１のＩＭ３成分の位相の変化量を制御することができる。

第２の整合回路１０３−２は、第１の整合回路１０３−１と同様に、サセプタンス成分を有することによって、第２の並列帰還部１０２−２が帰還させる増幅された所望信号成分の位相、第１のＩＭ３成分の位相及び第２のＩＭ成分の位相の変化量を制御することができる。

第１の並列帰還増幅器１０−１及び第２の並列帰還増幅器１０−２の利得の変化について説明する。

図７は、第１の並列帰還部１０２−１が容量性のリアクタンス成分を有する場合の、第１の並列帰還増幅器１０−１の利得の変化を示す図である。図７に示すように、第１の並列帰還部１０２−１が容量性のリアクタンス成分を有する場合、使用周波数帯域の周波数成分が高くなるに従い、第１の並列帰還増幅器１０−１の利得が下がる。これは、周波数が高くなるに従い帰還量が増えるためである。

図８は、第２の並列帰還部１０２−２が誘導性のリアクタンス成分を有する場合の、第２の並列帰還増幅器１０−２の利得の変化を示す図である。図８に示すように、第２の並列帰還部１０２−２が誘導性のリアクタンス成分を有する場合、使用周波数帯域の周波数成分が高くなるに従い、第２の並列帰還増幅器１０−２の利得が上がる。これは、周波数が高くなるに従い帰還量が減るためである。

多段増幅装置１は、第１の並列帰還増幅器１０−１の利得の減少率と、第２の並列帰還増幅器１０−２の利得の増加率とを同等にすることによって、利得の平坦性と、ＩＭ３の抑圧とを両立することが可能である。ここで、利得の増加率と利得の減少率とが同等であるとは、利得の増加率が６ｄＢ／ＯＣＴ（２０ｄＢ／ｄｅｃ）であり、かつ、利得の減少率が−６ｄＢ／ＯＣＴ（−２０ｄＢ／ｄｅｃ）である場合に、使用周波数帯域における、各周波数成分の多段増幅装置の利得偏差が１ｄＢ以内であることをいう。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る多段増幅装置１において、第１の並列帰還増幅器１０−１は、増幅される所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相との差を変化させて出力する。また、第２の並列帰還増幅器１０−２は、増幅される所望信号成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差を変化させる。多段増幅装置１は、第１のＩＭ３成分と第２のＩＭ３成分とを合成して抑圧する。これにより、多段増幅装置１は、ＩＭ３成分以外の雑音を発生させずに、ＩＭ３を抑圧することが可能となる。多段増幅装置の各増幅器は、フィードバック方式の増幅装置である。このため、各増幅部で発生するＩＭ３成分は、通常のフィードバック方式の増幅回路と同様に抑圧されるとともに、上記のように相殺される。したがって、さらなるＩＭ３の抑圧が可能となる。さらに、多段増幅装置１の各増幅部で発生する白色雑音は、増幅された所望信号及び所望信号によって発生するＩＭ３成分と比較して無視することができる。また、各増幅部で発生する白色雑音は、負帰還されることによって抑圧される。したがって、多段増幅装置１は、白色雑音を除去するための装置を備える必要がないため、装置構成を簡単にすることができる。

なお、図６において、第１の並列帰還部１０２−１のサセプタンス成分及び第２の並列帰還部１０２−２のサセプタンス成分を、両方とも誘導性若しくは容量性にしても良い。この場合、第１の並列帰還部１０２−１のサセプタンス成分と、第２の並列帰還部１０２−２とのサセプタンス成分が異なる値を持ち、更に、上記のθ₁ とθ₂ の値の条件を満たすことができればよい。

また、図６に示す第１の並列帰還部１０２−１及び第２の並列帰還部１０２−２は、図９〜図９Ｄに示す回路を用いてもよい。図９Ａ〜図９Ｄは、それぞれ第１の並列帰還部１０２−１及び第２の並列帰還部１０２−２の構成の一例を示す図である。図９Ａ、図９Ｂ、図９Ｃ及び図９Ｄにおいて、矢印Ａは、出力端子７２方向、点Ｂは入力端子７１方向を示す。図９Ａは、キャパシタを用いた構成である。図９Ｂは、キャパシタとインダクタとを直列に接続した構成である。図９Ｃは、二つのキャパシタを直列に接続し、二つのキャパシタの間に、一端を接地したインダクタを接続する構成である。図９Ｄは、キャパシタと二つのインダクタとを直列に接続し、二つのインダクタの間に、一端を接地した他のキャパシタを接続する構成である。増幅器及び整合回路の構成を変更した際、帰還部は、図９Ａ〜図９Ｄの回路を使用することによって、インピーダンス整合をとることが可能である。また、図９Ａ〜図９Ｄに示す帰還部の回路以外でも、ＩＭ３成分の位相を変化させるとともに、インピーダンス整合を取れる回路であれば、帰還部として使用できることは言うまでもない。

なお、第１の実施形態において、多段増幅装置１の詳細な動作を、数式を用いて説明した。しかし、多段増幅装置１の詳細な動作の説明は、上記の説明と異なる説明であってもよい。第１の並列帰還増幅器１０−１及び第２の並列帰還増幅器１０−２の動作の概要を説明できるものであればよい。

（第２の実施形態）
図１０は、本発明の第２の実施形態に係る多段増幅装置２の構成の一例を示す図である。図１０に示す第２の実施形態に係る多段増幅装置２は、第１の並列帰還増幅器１０−１と、第２の並列帰還増幅器１０−２と、第３の並列帰還増幅器１０−３とを備える。図１０において、第１の実施形態と同じ構成要素には、図１と同一の符号を付与している。

図１０に示す第２の並列帰還増幅器１０−２には、バイアス回路２１６を表示している。バイアス回路２１６は、第３のトランジスタ２１１のベースと第４のトランジスタ２１２のベースとの間に接続される。

図１０に示すように、多段増幅装置２は、第１の実施形態に係る多段増幅装置１に、さらに第３の並列帰還増幅器１０−３を縦列に接続したものである。以下、第１の実施形態と異なる点を中心に、多段増幅装置２の動作を説明する。

第３の並列帰還増幅器１０−３は、第３の増幅部１０１−３と、第３の並列帰還部１０２−３とを含む。第３の増幅部１０１−３は、反転増幅器である。第３の並列帰還部１０２−３は、第１の並列帰還部１０２−１と第２の並列帰還部１０２−２と異なるリアクタンス成分を有する。

第３の並列帰還増幅器１０−３には、第２の並列帰還増幅器１０−２が出力した所望信号成分が入力される。また、第３の並列帰還増幅器１０−３には、第１のＩＭ３成分と第２のＩＭ３成分とが合成された第１の総和ＩＭ３成分が入力される。第３の増幅部１０１−３は、入力された所望信号成分と第１の総和ＩＭ３成分とを増幅する。第３の増幅部１０１−３が第２の並列帰還増幅器１０−２から出力された所望信号成分を増幅する際、新たにＩＭ３成分が発生する。第３の並列帰還部１０２−３は、第３の並列帰還部１０２₃が有するリアクタンス成分によって、増幅された所望信号成分の位相と、第１の総和ＩＭ成分３の位相と、第３の増幅部１０１−３で発生したＩＭ３成分（以下、第３のＩＭ３成分という）の位相とを変化させて、増幅された所望信号と、第１の総和ＩＭ３成分と、第３のＩＭ３成分とを帰還させる。。

図１０に示す多段増幅装置２の動作の概要を説明する。なお、第２の並列帰還増幅器１０−２から出力される増幅された所望信号と第１の総和ＩＭ３成分とが出力されるまでの多段増幅装置２の動作は、多段増幅装置１と基本的に同じである。このため、多段増幅装置１と異なる部分のみを説明する。

図１１Ａは、図１０に示す点ｋ１における、第２の並列帰還増幅器１０−２から出力された所望信号成分（以下、所望信号成分Ｓ_k1という）の位相と、第２の並列帰還増幅器１０−２から出力される第１のＩＭ３成分（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_k1という）の位相と、第２の並列帰還増幅器１０−２から出力される第２のＩＭ３成分（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_k1という）の位相との関係の一例を示す模式図である。図１１Ａに示すように、点ｋにおける、所望信号成分Ｓ_k1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_k1の位相との差は、θ_b1であり、所望信号成分Ｓ_k1 の位相と第２のＩＭ３成分Ｙ_k1の位相との差は、θ_d1である。

図１１Ｂは、第１のＩＭ３成分Ｘ_k1と第２のＩＭ３成分Ｙ_k1とが合成され、第１の総和ＩＭ３成分が発生する様子を示す模式図である。図１１Ｂに示すように、点ｋ１において、第１のＩＭ３成分Ｘ_k1と、第２のＩＭ３成分Ｙ_k1とが合成され、第１の総和ＩＭ３成分（以下、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_k1という）が発生する。所望信号成分Ｓ_k1と第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_k1との位相差をθ_k1とする。第３の並列帰還増幅器１０−３には、所望信号成分Ｓ_k1及び第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_k1が入力される。なお、第１の実施形態と異なる点は、第１のＩＭ３成分Ｘ_k1の位相と第２のＩＭ３成分Ｙ_k1の位相との差θ_b1−θ_d1は、第１のＩＭ３成分と第２のＩＭ３成分とが抑圧されないような値となることである。θ_b1−θ_d1の条件については、後述する。

第３の並列帰還増幅器１０−３において、第３の増幅部１０１−３は、所望信号成分Ｓ_k1の位相と第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_k1の位相との差θ_k1を保ったまま、所望信号成分Ｓ_k1及び第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_k1を増幅する。第３の増幅部１０１−３が所望信号成分Ｓ_k1を増幅する際、第３のＩＭ３成分が発生する。第３の増幅部１０１−３において、増幅された所望信号成分Ｓ_k1と第３のＩＭ３成分との位相差は、１８０°であるとする。

図１２Ａは、図１０に示す点Ｌ１における、増幅された所望信号成分Ｓ_k1（以下、所望信号成分Ｓ_L1という）の位相と、増幅された第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_k1（以下、合成ＩＭ３成分Ｃ_L1という）の位相と、第３のＩＭ３成分（以下、第３のＩＭ３成分Ｚ_L1という）の位相との関係を示す模式図である。図１２Ａに示すように、点Ｌ１において、所望信号成分Ｓ_L1と第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_L1との位相差は、θ_k1であり、所望信号成分Ｓ_L1と第３のＩＭ３成分Ｚ_L1との位相差は、１８０°である。

第３の並列帰還部１０２−３は、所望信号成分Ｓ_L1の位相と、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_L1の位相と、第３のＩＭ３成分Ｚ_L1の位相とを変化させる。第３の並列帰還部１０２−３において、所望信号成分Ｓ_L1の位相変化、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_L1の位相変化及び第３のＩＭ３成分Ｚ_L1の位相変化の周波数依存性は、十分に小さく、無視できるとする。

図１２Ｂは、図１０に示す点ｍ１における、所望信号成分Ｓ_L1（以下、所望信号成分Ｓ_m1という）の位相と、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_L1（以下、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_m1という）の位相と、第３のＩＭ３成分Ｚ_L1（以下、第３のＩＭ３成分Ｚ_m1という）の位相との関係を示す模式図である。図１２Ｂに示すように、図１０に示す点ｍ１において、所望信号成分Ｓ_m1の位相と、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_m1の位相と、第３のＩＭ３成分Ｚ_m1の位相との関係は、図１２Ａに示す状態のまま変化しない。なお、図１２Ｂにおいて、所望信号成分Ｓ_L1が、実軸上にとられている。

図１２Ｃは、図１０に示す点ｎ１における、所望信号成分Ｓ_k1の位相と、帰還した所望信号成分Ｓ_m1の位相と、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_k1の位相と、帰還した第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_m1の位相と、帰還した第３のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図である。なお、図１２Ｃにおいて、所望信号成分Ｓ_k1が、実軸上にとられている。図１２Ｃに示すように、点ｎ１において、所望信号成分Ｓ_k1と帰還した所望信号成分Ｓ_m1とが合成さることによって、所望信号成分Ｓ_n1が発生する。また、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_k1と帰還した第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_m1とが合成されることによって、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_n1が発生する。

図１２Ｃに示すように、所望信号成分Ｓ_k1の位相と所望信号成分Ｓ_m1の位相とは、異なる位相である。よって、所望信号成分Ｓ_n1の位相は、所望信号成分Ｓ_k1の位相及び所望信号成分Ｓ_m1の位相と異なる。第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_k1の位相と第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_m1の位相とは、異なる位相である。よって、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_n1の位相は、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_k1の位相及び第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_m1の位相と異なる。一方、第３のＩＭ成分Ｚ_m1は、点ｎ１において位相が変化しない。このため、所望信号成分の位相と、第１の総和ＩＭ３成分の位相と、第３のＩＭ３成分の位相との関係は、図１２Ｂに示す状態から図１２Ｄに示す状態に変化する。

図１２Ｄは、所望信号成分Ｓ_n1の位相と、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_n1の位相と、第３のＩＭ３成分Ｚ_m1の位相との関係を示す模式図である。図１２Ｄに示すように、所望信号成分Ｓ_n1の位相と第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_n1の位相との差は、θ_k1のまま変化しない。一方、所望信号成分Ｓ_n1の位相と第３のＩＭ３成分Ｚ_m1の位相との差は、１８０°からθ_n1に変化する。

点ｎ１における、所望信号成分Ｓ_k1の位相と所望信号成分Ｓ_m1の位相との差をθγ₁とする。このとき、θγ₁の値は、９０°≦θγ₁≦２７０°の範囲内の値をとることが望ましい。この理由は、第１の実施形態で既に説明しているため省略する。

第３の増幅部１０１−３は、図１２Ｄに示す位相の関係を保ったまま、所望信号成分Ｓ_n1と、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_n1と、第３のＩＭ３成分Ｚ_m1とを増幅する。第３の増幅部１０１−３が所望信号成分Ｓ_n1を増幅する際、第３のＩＭ３成分が新たに発生する。

図１２Ｅは、図１０に示す点ｏ１における、増幅された所望信号成分Ｓ_n1（以下、所望信号成分Ｓ_o1という）の位相と、増幅された第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_n1の位相（以下、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_o1という）と、増幅された第３のＩＭ３成分Ｚ_m1（以下、第３のＩＭ３成分Ｚ_o1-1という）の位相と、新たに発生した第３のＩＭ３成分（以下、第３のＩＭ３成分Ｚ_o1-2という）の位相との関係を示す模式図である。図１２Ｅに示すように、所望信号成分Ｓ_o1の位相と、第３のＩＭ３成分Ｚ_o1-2の位相との差は、１８０°である。点ｏ１において、第３のＩＭ３成分Ｚ_o1-1及び第３のＩＭ３成分Ｚ_o1-2とが合成され、第３の合成ＩＭ３成分が発生する。以下、第３の合成ＩＭ３成分を、第３のＩＭ３成分Ｚ_o1という。所望信号成分Ｓ_o1の位相と第３のＩＭ３成分Ｚ_o1の位相との差を、θ_o1とする。なお、点ｏ１において、所望信号成分Ｓ_o1の位相と第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_o1の位相との差は、θ_k1のまま変化しない。

図１２Ｆは、図１０の出力端子７２における、所望信号成分Ｓ_o1の位相と、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_o1の位相と、第３のＩＭ３成分Ｚ_o1の位相との関係を示す模式図である。図１２Ｆに示すように、第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_o1と第３のＩＭ３成分Ｚ_o1とは、合成され、第２の総和ＩＭ３成分が発生する。第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_o1の位相と第３のＩＭ３Ｚ_o1の位相とは、互いが相殺するような位相となっている。出力端子７２からは、所望信号成分Ｓ_o1及び第２の総和ＩＭ３成分が出力される。このようにして、多段増幅装置２は、各増幅器で発生するＩＭ３成分を抑圧する。

上述のように、第１のＩＭ３成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差θ_min1は、第１のＩＭ３成分と第２のＩＭ３成分とが抑圧されないような値となる。具体的には、図１０に示す点ｋ１において発生する第１の総和ＩＭ３成分の電力値が、第１のＩＭ３成分Ｘ_k1の電力値と第２のＩＭ３成分Ｙ_k1の電力値との和より大きくなればよい。つまり、点ｋ１において、第１のＩＭ３成分Ｘ_k1の位相と第２のＩＭ３成分Ｙ_h の位相との差θ_min1が、１２０°以下であればよい。なお、θ_min1＝０°のとき、第１の総和ＩＭ３成分の電力値を最大とすることができる。

出力端子７２における、第２の総和ＩＭ３成分Ｃ_p1の位相と第３のＩＭ３成分Ｚ_p1の位相との差をθ_min2とすると、θ_min2＝θ_o1−θ_k1である。出力端子７２において、第２の総和ＩＭ３成分Ｃ_p1と第３のＩＭ３成分Ｚ_p1とが相殺されるための条件は、第１の実施形態と同様に、θ_min2＞１２０°であればよい。また、θ_min2＝１８０°のとき、第２の総和ＩＭ３成分の電力値は最小値となる。

多段増幅装置において、後段の増幅器に入力される所望信号の電力値は、前段の増幅器に入力される所望信号の電力値より大きい。多段増幅装置２では、第３のＩＭ３成分の電力値は、第１のＩＭ３成分の電力値及び第２のＩＭ３成分の電力値よりも大きくなる。多段増幅装置２は、第１の総和ＩＭ３成分の電力値を、第１のＩＭ３成分の電力値及び第２のＩＭ３成分の電力値より大きくする。これにより、第２の総和ＩＭ３成分の電力値を小さくすることが可能となり、多段増幅装置２で発生するＩＭ３成分を抑圧することが可能となる。

このように、本発明の第２の実施形態に係る多段増幅装置２は、第１のＩＭ３成分の位相と、第２のＩＭ３成分の位相と、第３のＩＭ３成分の位相とを変化させることによって、第１のＩＭ３成分と、第２のＩＭ３成分と、第３のＩＭ３成分とを相殺させて、ＩＭ３を抑圧する。さらに、多段増幅装置２の各増幅器は、フィードバック方式の増幅器である。このため、各増幅部で発生するＩＭ３成分は、通常のフィードバック方式の増幅回路と同様に抑圧されるとともに、上記のように相殺される。したがって、さらなるＩＭ３の抑圧が可能となる。さらに、多段増幅装置２の各増幅部で発生する白色雑音は、増幅された所望信号及び所望信号によって発生するＩＭ３成分と比較して無視することができる。また、各増幅部で発生する白色雑音は、負帰還されることによって抑圧される。したがって、多段増幅装置２は、白色雑音を除去するための装置を備える必要がないため、装置構成を簡単にすることができる。

また、図１０において、第１の並列帰還部１０２−１、第２の並列帰還部１０２−２、及び第３の並列帰還部１０２−３において、全ての帰還部が誘導性のリアクタンス成分を有してもよい。また、全ての帰還部が容量性のリアクタンス成分にを有してもよい。

また、第１の並列帰還部１０２−１、第２の並列帰還部１０２−２、及び第３の並列帰還部１０２−３において、いずれかの１つの帰還部が誘導性のリアクタンス成分を有し、それ以外の帰還部が容量性リアクタンス成分を有してもよい。

また、第１の並列帰還部１０２−１、第２の並列帰還部１０２−２、及び第３の並列帰還部１０２−３において、いずれかの１つの帰還部が容量性のリアクタンス成分を有し、それ以外の帰還部が誘導性のリアクタンス成分を有してもよい。

更に、本発明の第２の実施形態において、多段増幅装置２は、シングルエンド形式の多段増幅装置であるものとして説明した。しかし、多段増幅装置２は、差動回路形式の増幅回路を用いてもよい。

（第３の実施形態）
第３の実施形態では、第１〜第Ｎの増幅器（Ｎは２以上の自然数）を備える多段増幅装置について説明する。第ｋの増幅器は、第ｋの増幅部と、リアクタンス成分を有し、前記第ｋの増幅部からの出力信号の位相を変化させて、前記第ｋの増幅部の入力側に負帰還させる第ｋの帰還部とを含む。なお、第３の実施形態では、図１３に示す、第１〜第Ｎの並列帰還増幅器を縦列に接続した多段増幅装置３を例にして説明する。

図１３は、本発明の第３の実施形態に係る多段増幅装置３の構成を示す回路図である。図１３に示す多段増幅装置３は、第１〜第Ｎの並列帰還増幅器を備える。第ｋ（ｋは１〜Ｎの自然数）の並列帰還増幅器１０−ｋは、第ｋの増幅部１０１−ｋと第ｋの帰還部１０２_k とを含む。図１３に示すように、第ｋの並列帰還増幅器１０−ｋを縦列に接続した構成である。第２の実施形態に係る多段増幅装置２は、３個の並列帰還増幅器を縦列に接続した構成であるのに対し、多段増幅装置３は、Ｎ個の並列帰還増幅器をを縦列にした構成である。以下、多段増幅装置３の動作について、第２の実施形態と異なる点を中心に説明する。

第３の実施形態に係る第１の並列帰還増幅器１０−１は、第２の実施形態に係る第１の並列帰還増幅器１０−１と同様であるため、その説明を省略する。また、第３の実施形態に係る第２の並列帰還増幅器１０−２は、第２の実施形態に係る第２の並列帰還増幅器１０−２と同様であるため、その説明を省略する。

第ｋの並列帰還増幅器１０−ｋの動作について説明する。第ｋの並列帰還増幅器１０−ｋの動作は、第２の実施形態に係る第２の並列帰還増幅器１０−２の動作と同様である。このため、その詳細な説明を省略し、第２の並列帰還増幅器１０−２と相違する点のみを説明する。

図１４Ａは、図１３に示す点ｐ１における、所望信号成分Ｓ_p1の位相と第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_p1の位相との関係を示す模式図である。第ｋ−２の総和ＩＭ３成分は、第１〜第ｋ−１の増幅部において発生するＩＭ３成分が合成されたものである。図１４Ａは、第１の実施形態で説明した図２Ｆに相当する。所望信号成分Ｓ_p1は、図２Ｆの所望信号成分Ｓ_d1に相当する。第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_p1は、図２Ｆの第１のＩＭ３成分Ｘ_d1に相当する。図１３に示すように、所望信号成分Ｓ_p1の位相と第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_p1の位相との差を、θ_p1とする。θ_p1は、第２の実施形態で説明したθ_k1に相当する。第ｋの並列帰還増幅器１０−ｋには、所望信号成分Ｓ_p1及び第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_p1が入力される。なお、第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_p1は、前段の増幅器（第ｋ−１の並列帰還増幅器１０−ｋ−１（図示せず））からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分によって発生する３次相互変調歪みのことである。

図１４Ｂは、図１３に示す点ｑ１における、所望信号成分（以下、所望信号成分Ｓ_q1という）の位相と、第ｋ−２の総和ＩＭ３成分（以下、第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_q1という）の位相と、第ｋの増幅部で発生する第ｋのＩＭ３成分（以下、第ｋのＩＭ３成分Ｋ_q1という）の位相の関係を示す模式図である。図１４Ｂは、第２の実施形態で説明した、図１１Ｂに相当する。所望信号成分Ｓ_q1は、図１１Ｂに示す所望信号成分Ｓ_k1に相当する。第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_q1は、図１１Ｂに示す第１のＩＭ３成分Ｘ_k1に相当する。第ｋのＩＭ３成分Ｋ_q1は、図１１Ｂに示す第３のＩＭ３成分Ｙ_k1に相当する。

図１４Ｂに示すように、点ｑ１において、第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_q1と第ｋのＩＭ３成分Ｋ_q1とが合成されることによって、第ｋ−１の総和ＩＭ３成分が発生する。第ｋの増幅器は、所望信号成分Ｓ_q1と第ｋ−１の総和ＩＭ３成分を第ｋ＋１の増幅器１０−ｋ＋１（図示せず）に出力する。

第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_q1の位相と第ｋのＩＭ３成分Ｋ_q1の位相との差の最小値をθ_q1とする。第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_q1と第ｋのＩＭ３成分Ｋ_q1とが相殺されないためには、第ｋ−１の総和ＩＭ３成分の電力値は、第ｋ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_q1の電力値と第ｋのＩＭ３成分Ｋ_q1の電力値との和よりと大きくなればよい。このため、θ_q1＜１２０°となる。

第Ｎの並列帰還増幅器１０−Ｎの動作について説明する。

第Ｎの並列帰還増幅器１０−Ｎの動作は、第２の実施形態に係る第３の並列帰還増幅器１０−３の動作と同様であるため、その詳細な説明を省略し、相違の点のみを説明する。

図１５Ａは、図１３に示す点ｒ１における、所望信号成分（以下、所望信号成分Ｓ_r1という）の位相と、第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分（以下、第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_r1という）の位相との関係を示す模式図である。図１５Ａは、第２の実施形態で説明した図１１Ｂに相当する。所望信号成分Ｓ_r1は、図１１Ｂに示す所望信号成分Ｓ_k1に相当する。第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分は、図１１Ｂに示す第１の総和ＩＭ３成分に相当する。所望信号成分Ｓ_r1の位相と第Ｎ−２のＩＭ３成分Ｃ_r1の位相との差の最小値を、θ_r1であるとする。θ_r1は、θ_k1に相当する。第Ｎの並列帰還増幅器１０−Ｎには、所望信号成分Ｓ_r1及び第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_r1が入力される。

第Ｎの増幅部１０１−Ｎは、所望信号成分Ｓ_r1と第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_r1とを増幅する。なお、第Ｎの増幅部１０１−Ｎが所望信号成分Ｓ_r1を増幅する際に新たなＩＭ３成分（以下、第ＮのＩＭ３成分という）が発生する

図１５Ｂは、図１３に示す点ｓ１における、所望信号成分（以下、所望信号成分Ｓ_s1という）の位相と、第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分（以下、第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_s1という）の位相と、第ＮのＩＭ３成分（以下、第ＮのＩＭ３成分Ｎ_s1という）の位相の関係を示す模式図である。図１５Ｂは、第２の実施形態で説明した図１２Ｆに相当する。所望信号成分Ｓ_s1は、図１２Ｆに示す所望信号成分Ｓ_o1に相当する。第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_s1は、図１２Ｆに示す第１の総和ＩＭ３成分Ｃ_o1に相当する。第ＮのＩＭ３成分Ｎ_s1は、図１２Ｆに示す第３のＩＭ３成分Ｚ_o1に相当する。所望信号成分Ｓ_s1の位相と第ＮのＩＭ３成分Ｎ_s1の位相との差を、θ_s1とする。

図１５Ｂに示すように、点ｓ１において、第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_s1と第ＮのＩＭ３成分Ｎ_s1とは合成され、第Ｎ−１のＩＭ３成分が発生する。このとき、第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_s1の位相と第ＮのＩＭ３成分Ｎ_s1の位相との差をθ_N とする。このとき、θ_N ＝θ_s1−θ_r1となる。θ_min1と同様に、θ_N は、１２０°以上１８０°以下である。これにより、第Ｎ−１の総和ＩＭ３成分の電力値は、第Ｎ−２のＩＭ３成分Ｃ_s1の電力値及び第ＮのＩＭ３成分Ｎ_s1の電力値より小さくなるため、第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分Ｃ_s1と第ＮのＩＭ３成分Ｎ_s1とは、相殺される。この結果、多段増幅装置３の各増幅部で発生するＩＭ３成分は抑圧される。なお、θ_r1、θ_s1及びθ_N の詳細な説明は、第１の実施形態ですでに説明しているため、省略する。

多段増幅装置において、後段の増幅器に入力される所望信号の電力値は、前段の増幅器に入力される所望信号の電力値より大きい。多段増幅装置３では、第ＮのＩＭ３成分の電力値は、第１〜第Ｎ−１のＩＭ３成分のそれぞれの電力値よりも大きくなる。多段増幅装置３において、第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分の電力値を、第１〜第Ｎ−３の総和ＩＭ３成分の電力値より大きくする。これにより、第Ｎ−１の総和ＩＭ３成分の電力値を小さくすることが可能となり、多段増幅装置３で発生するＩＭ３成分を抑圧することが可能となる。

このように、本発明の第３の実施形態に係る多段増幅装置３は、第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれるＩＭ３成分の位相との差を第１の位相とし、第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎの増幅部で発生するＩＭ３成分と第Ｎの帰還部から帰還するＩＭ３成分とを合成した合成ＩＭ３成分の位相との差を第２の位相とした場合、第１の位相と第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下とする。第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれるＩＭ３成分と、合成ＩＭ３成分とが合成されて発生する総和ＩＭ３成分の電力値が、第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれるＩＭ３成分の電力値及び合成ＩＭ３成分の電力値より小さくすることができる。これにより、多段増幅装置３の各増幅部で発生するＩＭ３成分を抑圧することができる。さらに、第１〜第Ｎの並列帰還増幅器は、それぞれフィードバック方式の増幅装置である。このため、各増幅部で発生するＩＭ３成分は、通常のフィードバック方式の増幅装置と同様に抑圧されるとともに、上記のように相殺される。したがって、さらなるＩＭ３の抑圧が可能となる。さらに、多段増幅装置３の各増幅部で発生する白色雑音は、増幅された所望信号及び所望信号によって発生するＩＭ３成分と比較して無視することができる。また、各増幅部で発生する白色雑音は、負帰還されることによって抑圧される。したがって、多段増幅装置３は、白色雑音を除去するための装置を備える必要がないため、装置構成を簡単にすることができる。

なお、第３の実施形態において、第１〜第Ｎの並列帰還増幅器を縦列に接続した多段増幅装置３を例にして説明した。しかし、第３の実施形態に係る多段増幅装置は、第ｋの並列帰還増幅器を用いなくてもよい。具体的には、第ｋの増幅器は、リアクタンス成分を有し、前記第ｋの増幅部からの出力信号の位相を変化させて、前記第ｋの増幅部の入力側に負帰還させる第ｋの帰還部を含めばよい。他の例としては、第１〜第Ｎの増幅器として、後述する直列帰還部を含む増幅器や、後述する並列帰還部と直列帰還部とを含む増幅器などを用いることが考えられる。

（第４の実施形態）
図１６は、本発明の第４の実施形態に係る多段増幅装置４の構成の一例を示す回路図である。図１６に示す多段増幅装置４は、第１の並列帰還増幅器１０−１と、位相制御増幅器２０と、第３の並列帰還増幅器１０−３とを備える。図１６に示す多段増幅装置４は、第２の並列帰還増幅器１０−２に代えて位相制御増幅器２０を備える点が、図８に示す多段増幅装置２と異なる。図１６に示す多段増幅装置４において、第２の実施形態に係る多段増幅装置と同じ構成要素には、図８と同一の符号を付与している。以下では、第２の実施形態と異なる箇所を中心に説明する。

位相制御増幅器２０は、位相制御増幅部２０１と、位相制御帰還部２０２と、位相制御整合回路２０３とを含む。位相制御増幅部２０１は、第３のトランジスタ２１１と、第４のトランジスタ２１２と、第６のキャパシタ２１３と、第３の抵抗２１４と、第１の信号入力端子２１５と、バイアス回路２１６とを有する。位相制御帰還部２０２は、第１のバラクタダイオード２２４と、第１０のキャパシタ２２５と、第４の抵抗２２６と、第２の信号入力端子２２７とを有する。位相制御整合回路２０３は、第８のキャパシタ２３１と、第３のインダクタ２３２と、第９のキャパシタ２３３と、第２の電源端子２３４と、第２のバラクタダイオード２３５と、第５の抵抗２３６と、第３の信号入力端子２３７とを有する。

位相制御増幅部２０１において、第３のトランジスタ２１１のベースは、第１の並列帰還増幅器１０−１と接続する。第３のトランジスタ２１１のコレクタは第４のトランジスタ２１２のエミッタと接続する。第４のトランジスタ２１２のコレクタは、第９のキャパシタ２３３と接続する。第３のトランジスタ２１１のエミッタは、接地する。第４のトランジスタ２１２のベースは、第６のキャパシタ２１３を介して接地する。バイアス回路２１６は、第３のトランジスタ２１１のベースと第４のトランジスタ２１２とのベースに接続する。また、バイアス回路２１６は、第３の抵抗２１４を介して第１の信号入力端子２１５に接続する。

位相制御帰還部２０２において、第２の信号入力端子２２７は、第４の抵抗２２６を介して、第１のバラクタダイオード２２４の一端及び第１０のキャパシタ２２５一端に接続する。第１のバラクタダイオード２２４の他端は、第４のトランジスタ２１２のベースに接続する。第１０のキャパシタ２２５の他端は、第３のトランジスタ２１１のベースに接続する。

位相制御整合回路２０３において、第９のキャパシタ２３３の一端は、第４のトランジスタ２１２のコレクタに接続するとともに、第３のインダクタ２３２の一端に接続する。第３のインダクタ２３２の他端は、電源端子２３７と接続すると共に、第８のキャパシタ２３１を介して接地する。第９のキャパシタ２３３の他端は、第５の抵抗２３６を介して第３の信号入力端子２３７に接続すると共に、第２のバラクタダイオード２３５を介して、第３の並列帰還増幅器１０−３に接続する。

多段増幅装置４の詳細な動作は、第２の実施形態に係る多段増幅装置と同様であるため、その説明を省略する。

位相制御増幅部２０１の動作について説明する。位相制御増幅部２０１には、第１の信号入力端子２１５から第１の制御信号が入力される。第３のトランジスタ２１１及び第４のトランジスタ２１２に流れる電流値は、第１の制御信号の電圧値Ｖ_ctrl1 に応じて変化する。第３のトランジスタ２１１及び第４のトランジスタ２１２に流れる電流値の変化は、位相制御増幅部２０１の電流利得α₁ の変化を伴う。

第１の並列帰還増幅器１０−１の出力電流の非線形閉ループ伝達関数を表す（式１８）及び（式１９）を位相制御増幅器２０に適用すると、（式１８）及び（式１９）の１／１−β（ω₀ ）・α₁ （ω₀ ））の項が持つ位相成分θ₁ の値は、位相制御増幅部２０１が有する電流利得α₁ （ω₀ ）の値に依存することがわかる。第１の実施形態で説明したように、θ₁ は、（式２１）に示される所望信号成分の位相とＩＭ３成分の位相との差Δφ_1-IM3Lを決定するパラメータである。従って、第１の制御信号の電圧値Ｖ_ctrl1を制御することよって、位相制御増幅器２０から出力される所望信号成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差を制御することが可能となる。

位相制御帰還部２０２の動作について説明する。位相制御帰還部２０２には、第２の信号入力端子２２７から第２の制御信号が入力される。第１のバラクタダイオード２２４の容量値は、第２の制御信号の電圧値Ｖ_ctrl2 に応じて変化する。このため、位相制御帰還部２０２のアドミッタンスＹ’_f1は、第１のバラクタダイオード２２４の容量値の変化に応じて変化する。位相制御帰還部２０２のアドミッタンスＹ’_f1の変化に伴い、所望信号成分、第１のＩＭ３成分、及び第２のＩＭ３成分のそれぞれの位相の変化量が変化する。

第１の並列帰還増幅器１０−１の出力電流の非線形閉ループ伝達関数を表す（式１８）及び（式１９）を位相制御増幅器２０に適用すると、（式１８）及び（式１９）の１／｛１−β（ω₀ ）・α₁ （ω₀ ）｝の項が持つ位相成分θ₁ の値は、位相制御増幅部２０１が有する電流利得α₁ （ω₀ ）の値に依存することがわかる。（式３）に示すように、帰還量β（ω₀ ）は、位相制御帰還部２０２が有するアドミッタンスＹ’_f1に依存する。このため、位相制御増幅器２０の出力電流の非線形閉ループ伝達関数を表す（式１８）及び（式１９）において、１／｛１−β（ω₀ ）・α₁ （ω₀ ）｝の項が持つ位相成分θ₁ の値は、アドミッタンスＹ_f の値の変化に応じて変化する。このように、第２の制御信号の電圧値Ｖ_ctrl2 を制御することによって、位相制御増幅器２０から出力される所望信号成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差を制御することが可能となる。

位相制御整合回路２０３の動作について説明する。位相制御整合回路２０３には、第３の信号入力端子２３７から第３の制御信号が入力される。第２のバラクタダイオード２３５の容量値は、第３の制御信号の電圧値Ｖ_ctrl3 に応じて変化する。第２のバラクタダイオード２３５の容量値の変化は、位相制御整合回路２０３の入力アドミッタンスＹ’_L の変化を伴う。

（式３）に示すように、帰還量β（ω₀ ）は、位相制御整合回路２０３のアドミッタンスＹ’_L に依存する。第１の並列帰還増幅器１０−１の出力電流の非線形閉ループ伝達関数を表す（式１８）及び（式１９）を位相制御増幅器２０に適用すると、（式１８）及び（式１９）の１／｛１−β（ω₀ ）・α₁ （ω₀ ）｝の項が持つ位相成分θ₁ の値は、位相制御整合回路２０３のアドミッタンスＹ’_Lの変化に応じて変化することがわかる。このように、第３の制御信号の電圧値Ｖ_ctrl3 を制御することによって、位相制御増幅器２０から出力される所望信号成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差を制御することが可能となる。

以上のように、第３の実施形態に係る多段増幅装置４は、増幅部の電流利得と、帰還部が有するアドミッタンスと、整合回路が有するアドミッタンスとを、それぞれ制御することによって、所望信号成分の位相とＩＭ３成分の位相との差を制御することができる。多段増幅装置４は、増幅する所望信号の状況に応じて、所望信号成分の位相とＩＭ３成分の位相との差を制御することができる。

例えば、多段増幅装置４は、通信状況に応じて、使用する周波数帯域を切り替える移動通信端末などに有用である。帰還部のサセプタンス成分が一定の場合、中心周波数ｆ₁ の所望信号と中心周波数ｆ₂ の所望信号とは、帰還部における位相の変化量が異なる。このため、中心周波数ｆ₁ の所望信号によって発生するＩＭ３成分を抑圧するための条件と、中心周波数ｆ₂ の所望信号によって発生するＩＭ３成分を抑圧するための条件とは、異なる。このため、増幅部の電流利得と、帰還部のアドミッタンスと、整合回路のアドミッタンスとを制御することによって、移動体通信端末が使用する周波数帯域に応じた、所望信号の増幅と、ＩＭ３成分の抑圧が可能である。

なお、第４の実施形態において、多段増幅装置４は、多段増幅装置２の第２の並列帰還増幅器１０−２に代えて、位相制御増幅部２０を備えるものとして説明した。しかし、多段増幅装置４は、第１の並列帰還増幅器１０−１または第３の並列帰還増幅器１０−３に代えて、位相制御増幅器２０を備えてもよい。

また、第４の実施形態において、位相制御増幅器２０は、位相制御増幅部２０１、位相制御帰還部２０２、または位相制御整合回路２０３のうち、少なくともを１つを含んでいてもよい。

更に、第４の実施形態において、３段の多段増幅装置を例として説明したが、２段の多段増幅装置及び４段以上の多段増幅装置でも、使用できることは言うまでもない。

（第５の実施形態）
図１７は、本発明の第５の実施形態に係る多段増幅装置５の構成の一例を示す図である。図１７に示す多段増幅装置５は、第１の直列帰還増幅器３０−１と第２の直列帰還増幅器３０−２とを備える。第１の直列帰還増幅器３０−１は、第１の増幅部１０１−１と、第１の直列帰還部３０２−１と、第１の整合回路１０３−１とを含む。第２の直列帰還増幅器３０−２は、第２の増幅部１０１−２と、第２の直列帰還部３０２−２と、第２の整合回路１０３−２とを含む。

図１７に示すように、多段増幅装置５は、直列帰還増幅器である第１の直列帰還増幅器３０−１と第２の直列帰還増幅器３０−２とを、縦列に接続した構成である。第１の直列帰還部３０２−１と第２の直列帰還部３０２−２とは、互いに異なるリアクタンス成分を有する。なお、図１７は多段増幅装置５の一例を示す図であり、多段増幅装置５の構成は、図１７に示す構成に限られず、他の構成であってもよい。

図１７に示す多段増幅装置５が多段増幅装置１と異なる点は、二点である。一点目は、第１の直列帰還増幅器３０−１は、第１の並列帰還増幅器１０−１が含む第１の並列帰還部１０２−１に代えて、第１の直列帰還部３０２−１を含む点である。二点目は、第２の直列帰還増幅器３０−２は、第２の並列帰還増幅器１０−２が含む第２の並列帰還部１０２−２に代えて、第２の直列帰還部３０２−２を含む点である。なお、図１７に示す多段増幅装置５の構成要素が図６に示す多段増幅装置１の構成要素と同じである場合、多段増幅装置５の構成要素には、多段増幅装置１の構成要素と同じ参照符号を付し、その説明を省略する。以下、上記の異なる点を中心に、図１７に示す多段増幅装置５について説明する。

第１の直列帰還部３０２−１は、第５のインダクタ３２１を有する。すなわち、第１の直列帰還部３０２−１は、誘導性直列帰還部ということができる。第２の直列帰還部３０２−２は、第１４のキャパシタ３２２と第６の抵抗３２３とを有する。すなわち、第２の直列帰還部３０２−２は、容量性直列帰還部ということができる。

第１の直列帰還増幅器３０−１において、第１のトランジスタ１１１のエミッタは、第５のインダクタ３２１を介して接地する。第２の直列帰還増幅器３０−２において、第３のトランジスタ２１１のエミッタは、第１４のキャパシタ３２２を介して接地する。第６の抵抗３２３は、第１４のキャパシタ３２２と並列に接続される。

図１９を用いて、直列帰還増幅器の動作原理を説明する。なお、第１の直列帰還増幅器３０−１を例にして説明する。図１９は、第１の直列帰還増幅器３０−１における、第１のトランジスタ１１１の動作を説明するための図である。まず、第１のトランジスタ１１１のベースに所望信号成分の電圧が入力される（図１９（１））。第１のトランジスタ１１１は、所望信号成分を増幅する。所望信号成分が増幅される際に、第１のトランジスタ１１１には第１のＩＭ３成分が発生する。また、第１のトランジスタ１１１が所望信号成分を増幅すると、第１のトランジスタ１１１のコレクタに、増幅された信号成分の電流とＩＭ３成分の電流とが入力される（図１９（２））。増幅された所望信号成分の電流とＩＭ３成分の電流とによって、第１のトランジスタ１１１のエミッタに、増幅された所望信号成分の電圧及びＩＭ３成分の電圧が発生する（図１９（３））。第１のトランジスタ１１１が実際に増幅する電圧は、ベースとエミッタとの間の電圧である。よって、第１のトランジスタ１１１のベースとエミッタとの間の電圧は、第１のトランジスタ１１１のベースに入力される所望信号成分に逆相で加算される。すなわち、第１のトランジスタ１１１のベースに所望信号成分が入力される前の電圧よりも小さくなる（図１９（４））。このように、第１のトランジスタ１１１のコレクタへの入力電流が、ベースに入力される所望信号成分の電圧として帰還される。第２の直列帰還増幅器３０−２も、上記と同様の動作を行う。なお、直列帰還増幅器において、帰還量の位相は、第１のトランジスタ１１１のエミッタに接続される素子に依存する。第１のトランジスタ１１１に接続される素子による、帰還量の位相の変化については、後述する。

第１の直列帰還増幅器３０−１は、第１の並列帰還増幅器１０−１と同様に動作する。また、第２の直列帰還増幅器３０−２は、第２の並列帰還増幅器１０−２と同様に動作する。この理由について、図１８を用いて説明する。

図１８は、第１の直列帰還増幅器３０−１の等価回路を示す図である。図１８を用いて、第１の直列帰還増幅器３０−１と、第１の並列帰還増幅器１０−１とが等価であることを説明する。図１８に示す等価回路は、信号源３１と、入力インピーダンス素子３２と、内部インピーダンス素子３３と、定電流源３４と、出力インピーダンス素子３５と、直列帰還インピーダンス素子３６とを備える。

入力インピーダンス素子３２の一端は、信号源３１を介して接地する。出力インピーダンス素子３５の一端は、接地する。入力インピーダンス素子３２の他端と出力インピーダンス素子３５の他端との間には、内部インピーダンス素子３３と定電流源３４とが直列に接続される。直列帰還インピーダンス素子３６の一端は、内部インピーダンス素子３３と定電流源３４とに接続する。直列帰還インピーダンス素子３６の他端は、接地する。等価回路７において、内部インピーダンス素子３３と定電流源３４とを有する回路が、第１の増幅部１０１−１に相当する。

直列帰還増幅器は、電圧帰還増幅器である。このため、直列帰還増幅器の入出力電圧特性を求める。定電流源３４を流れる電流ｉ_y は、第１の直列帰還増幅器３０−１の３次の非線形性まで考慮して書くと、（式２８）のように表される。

（式２８）において、ｇ₁ 、ｇ₂ 、ｇ₃ は、それぞれ一次、二次、三次のトランスコンダクタである。ｖ_x は、内部インピーダンス素子３３の電圧である。第１の直列帰還増幅器３０−１の出力電圧ｖ_out と、定電流源３４の電流ｉ_y とは、オームの法則より、（式２９）に示す関係が成り立つ。

また、キルヒホッフの法則より、（式３０）に示す関係が成り立つ。

ここで、Ｚ_e は、直列帰還インピーダンス素子３６のインピーダンスである。ｖ_e は、直列帰還インピーダンス素子３６にかかる電圧（帰還電圧）である。Ｚ_s は、入力インピーダンス素子３２のインピーダンスである。ｖ_inは、信号源３１からの入力電圧である。Ｚ_inは、内部インピーダンス素子３３のインピーダンスである。ｖ_x は、内部インピーダンス素子３３にかかる電圧である。

（式２９）と（式３０）とを用いてｖ_x について解くと、ｖ_x は、（式３１）のように表される。

（式２８）、（式２９）及び（式３１）を用いて、ｖ_out について解くと、ｖ_out は、（式３２）のように表される。

ここで、η＝Ｚ_in／（Ｚ_in＋Ｚ_L ＋Ｚ_s ）、α₁ ＝−Ｚ_L ・ｇ₁ 、α₂ ＝−Ｚ_L ・ｇ₂ 、α₃ ＝−Ｚ_L ・ｇ₃ 、β＝η・Ｚ_e ／（η・Ｚ_e ＋Ｚ_L ）とおくと、（式３２）は（式３３）のように表される。

（式３３）に対してオームの法則を適用すると、（式３３）は、第１の実施形態で説明した（式７）の式とほぼ同じになる。以下、第１の直列帰還増幅器３０−１の非線形閉ループ伝達関数は、第１の実施形態と同様に求めることができる。したがって、直列帰還増幅器である第１の直列帰還増幅器３０−１とは、並列帰還増幅器である第１の並列帰還増幅器１０−１とは、本質的に同じ動作をすることがわかる。第２の直列帰還増幅器３０−２も、本質的に第２の並列帰還増幅器１０−２と同様に動作する。ゆえに、直列帰還増幅器の動作の詳細な説明は、第１の実施形態で示した並列帰還増幅器の動作と同様であるため、省略する。

第１の直列帰還増幅器３０−１の動作について説明する。第１の直列帰還増幅器３０−１に入力所望信号が入力されると、第１の増幅部１０１−１は、入力所望信号を増幅する。なお、第１の増幅部１０１−１が所望信号を増幅する際に、第１の増幅部１０１−１では、第１のＩＭ３成分が発生する。

第１のトランジスタ１１１のエミッタには、第５のインダクタ３２１が接続される。このため、第１の直列帰還部３０２−１からの帰還量β（ω）は、進み位相となり、第１のトランジスタ１１１の出力電流の位相は、遅れ位相となる。この結果、増幅された所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相との差は、１８０°と異なる値で出力される。

図２０Ａは、図１７に示す点ａ２における、第１の増幅部１０１−１で増幅された所望信号成分（以下、所望信号成分Ｓ_a2という）の位相と、第１のＩＭ３成分（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_a2という）の位相との関係を示す模式図である。なお、図２０Ａにおいて、入力所望信号が実軸上に取られている。このように、第１の直列帰還部３０２−１が第１の並列帰還部１０２−１と同様に動作するため、第１の直列帰還増幅器３０−１から出力される所望信号成分Ｓ_a2の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_a2の位相との差は、第１の並列帰還増幅器１０−１と同様に（式２１）で表される。

図２０Ｂは、図１７に示す点ｂ２における、第２の直列帰還増幅器３０−２に入力される所望信号成分（以下、所望信号成分Ｓ_b2という）の位相と、第２の直列帰還増幅器３０₂に入力される第１のＩＭ３成分（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_b2という）の位相との関係を示す模式図である。図２０Ａ及び図２０Ｂが示す、所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相との関係は同じである。しかし、図２０Ｂは、第１の増幅部１０１−１で増幅された所望信号成分を実軸上にとっている点が、図２０Ａと異なる。

第２の直列帰還増幅器３０−２の動作について説明する。第２の増幅部１０１−２は、図２０Ｂに示す位相の関係を保ったまま、所望信号成分Ｓ_b2と第１のＩＭ３成分Ｘ_b2とを増幅する。第２の増幅部１０１−２が所望信号成分Ｓ_b2を増幅する際、第２の増幅部１０１−２では、第２のＩＭ３成分が発生する。

第２の直列帰還部３０２−２のように、第２のトランジスタ２１１のエミッタに第１４のキャパシタ３２２と第６の抵抗３２３とが並列に接続されている場合、第２の直列帰還部３０２−２の帰還量β（ω）は、遅れ位相となる。このため、第２の直列帰還増幅器３０−２の出力電流の位相は、進み位相となる。図２０Ｃは、図１７に示す点ｃ２における、増幅された所望信号成分Ｓ_b2（以下、所望信号成分Ｓ_c2という）の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分Ｘ_b2（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_c2という）の位相と、第２のＩＭ３成分（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_c2という）の位相との関係を示す模式図である。なお、図２０Ｃは、所望信号成分Ｓ_b2を実軸上に取っている。このように、第２の直列帰還部３０２−２は、第２の並列帰還部１０２−２と同じように動作する。従って、第２の直列帰還増幅器３０−２から出力される所望信号成分の位相と、第２のＩＭ３成分の位相との差は、（式２２）で表すことができる。

図２０Ｄは、出力端子７２における、所望信号成分Ｓ_c2の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_c2の位相と、第２のＩＭ３成分Ｙ_c2の位相との関係を示す図である。第１のＩＭ３成分Ｘ_c2と第２のＩＭ３成分Ｙ_c2とは合成され、合成直列帰還ＩＭ３成分が発生する。第１のＩＭ３成分Ｘ_c2と第２のＩＭ３成分Ｙ_c2とが合成され、ＩＭ３が抑圧される条件については、第１の実施形態と同じであるため、その説明を省略する。

第１の直列帰還増幅器３０−１及び第２の直列帰還増幅器３０−２の利得の変化について説明する。

第１の直列帰還増幅器３０−１において、第１の直列帰還部３０２−１が誘導性のリアクタンス成分を有する場合、使用周波数帯域の周波数成分が高くなるに従い、第１の直列帰還増幅器３０−１の利得が下がる。これは、周波数が高くなるに従い帰還量が増えるためである。第２の直列帰還増幅器３０−２において、第２の直列帰還部３０２−２が容量性のリアクタンス成分を有する場合、使用周波数帯域の周波数成分が高くなるに従い、第２の直列帰還増幅器３０−２の利得が上がる。これは、周波数が高くなるに従い帰還量が減るためである。

多段増幅装置５は、第１の直列帰還増幅器３０−１の利得の減少率と、第２の直列帰還増幅器３０−２の利得の増加率とを同等にすることによって、利得の平坦性と、ＩＭ３の抑圧とを両立することが可能である。ここで、利得の増加率と利得の減少率とが同等である定義は、第１の実施形態で既に説明しているため、省略する。

以上のように、本発明の第５の実施形態に係る多段増幅装置５において、第１の直列帰還増幅器３０−１は、増幅される所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相との差を変化させて出力する。また、第２の直列帰還増幅器３０−２は、増幅される所望信号成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差を変化させる。これにより、多段増幅装置５は、第１のＩＭ３成分と第２のＩＭ３成分とを相殺させて、抑圧することができる。また、多段増幅装置５の各増幅器は、フィードバック方式の増幅装置である。このため、各増幅部で発生するＩＭ３成分は、通常のフィードバック方式の増幅装置と同様に抑圧されるとともに、上記のように相殺される。したがって、さらなるＩＭ３の抑圧が可能となる。さらに、多段増幅装置５の各増幅部で発生する白色雑音は、増幅された所望信号及び所望信号によって発生するＩＭ３成分と比較して無視することができる。また、各増幅部で発生する白色雑音は、負帰還されることによって抑圧される。したがって、多段増幅装置５は、白色雑音を除去するための装置を備える必要がないため、装置構成を簡単にすることができる。

なお、第５の実施形態において、直列帰還部を含む増幅器を２つ縦列に接続された多段増幅装置について説明した。しかし、直列帰還部を含む増幅器を３つ以上縦列に接続した多段増幅装置を用いても、ＩＭ３を抑圧できることはいうまでもない。直列帰還部を含む増幅器を３つ以上縦列に接続した多段増幅装置の動作は、第２の実施形態で説明した多段増幅装置２と同様であるため、その説明を省略する。

また、第５の実施形態において、第２の直列帰還増幅器３０−２は、第２の直列帰還部３０２−２に抵抗を用いる。このため、第２の直列帰還増幅器３０−２は、第１の直列帰還増幅器３０−１と比べて、雑音及び最大出力電力の特性が劣化する。したがって、多段増幅装置５を受信回路に用いる場合、多段増幅装置５の前段は、第１の直列帰還増幅器３０−１であり、後段は第２の直列帰還増幅器３０−２であることが望ましい。一方、多段増幅装置５を送信回路に用いる場合、多段増幅装置５の前段は、第２の直列帰還増幅器３０−２であり、後段は、第１の直列帰還増幅器３０−１であることが望ましい。なお、第５の実施形態に係る多段増幅装置を、３段以上に縦列接続させて受信回路に用いる場合、最後段の増幅器が第２の直列帰還増幅器３０−２であることが望ましい。また、第５の実施形態に係る多段増幅装置を、３段以上に縦列接続させて送信回路に用いる場合、第１段の増幅器が第２の直列帰還増幅器３０−２であることが望ましい。これにより、多段増幅装置の雑音及び最大出力電力の特性の劣化を防ぐことが可能となる。

（第６の実施形態）
図２２は、本発明の第６の実施形態に係る多段増幅装置６の構成の一例を示す回路図である。図２２に示す多段増幅装置６は、入力端子７１と、入力インピーダンス整合回路７３と、第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１と第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２と、出力インピーダンス整合回路７４と、出力端子７２とを備える。第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１は、第１の増幅部１０１−１と、第１の並列帰還部１０２−１と、第１の整合回路１０３−１と、第１の直列帰還部３０２−１とを含む。第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２は、第２の増幅部１０１−２と、第２の並列帰還部１０２−２と、第２の整合回路１０３−２と、第２の直列帰還部３０２−２とを含む。

図２２に示すように、多段増幅装置６は、並列帰還部と直列帰還部とを含む二つの増幅器を、縦列接続した構成である。第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１は、第１の並列帰還増幅器１０−１が、さらに第１の直列帰還部３０２−１を含む構成である。第２の組み合わせ帰還増幅器直列帰還インピーダンス素子３６は、第２の並列帰還増幅器１０−２が、さらに第２の直列帰還部３０２−２を含む構成である。なお、図２２に示す多段増幅装置６を構成する機能ブロック及び回路素子が、図６に示す多段増幅装置１及び図１７に示す多段増幅装置５と同じブロック及び回路素子である場合、図６に示す多段増幅装置１及び図１７に示す多段増幅装置５と同じ参照符号を付し、その説明を省略する。なお、図２２は多段増幅装置６の構成の一例を示す図であり、多段増幅装置６の構成は、図２２に示す構成に限られず、他の構成であってもよい。

多段増幅装置６の動作の概要を説明する。

第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１の動作を説明する。第１の増幅部１０１−１は、入力所望信号成分を増幅する。第１の増幅部１０１−１が所望信号成分を増幅する際に、第１のＩＭ３成分が発生する。第１の直列帰還部３０２−１は、増幅される所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相とを変化させる。このため、増幅された所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相との差は、１８０°と異なる値で第１の増幅部１０１−１から出力される。

図２３Ａは、図２２に示す点ａ３における、増幅された所望信号成分（以下、所望信号成分Ｓ_a3という）の位相と、第１のＩＭ３成分（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_a3という）の位相との関係を示す模式図である。なお、図２３Ａにおいて、入力所望成分が、実軸上にとられている。図２３Ａに示すように、点ａ３において、所望信号成分Ｓ_a3の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_a3の位相との差を、θ_a3とする。このとき、θ_a3＋θ₁ ＝１８０°である。

第１の並列帰還部１０２−１は、図２３Ａに示す位相の関係を保ったまま、所望信号成分Ｓ_a3の位相及び第１のＩＭ３成分Ｘ_a3の位相を変化させる。

図２３Ｂは、図２２に示す点ｂ３における、位相が変化した所望信号成分Ｓ_a3（以下、所望信号成分Ｓ_b3という）の位相と、位相が変化した第１のＩＭ３成分Ｘ_a3（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_b3という）の位相との関係を示す模式図である。なお、図２３Ｂにおいて、入力所望信号成分が、実軸上にとられている。図２３Ｂに示すように、第１の並列帰還部１０２−１は、自身が持つリアクタンス成分によって、所望信号成分Ｓ_b3の位相と入力所望信号成分の位相との差が１８０°となるように、所望信号成分Ｓ_a3の位相及び第１のＩＭ３成分Ｘ_a3の位相を変化させる。このとき、所望信号成分Ｓ_b3の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_b3の位相との差は、θ_a3のまま変化しない。

図２３Ｃは、図２２に示す点ｃ３における、入力信号の所望信号成分の位相と、所望信号成分Ｓ_b3の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_b3の位相との関係を示す模式図である。図２３Ｃに示すように、点ｃ３には、入力所望信号成分、所望信号成分Ｓ_b3及び第１のＩＭ３成分Ｘ_b3が入力される。入力所望信号成分の位相と、所望信号成分Ｓ_b3の位相との差は、１８０°である。点ｃ３において、入力所望信号成分と所望信号成分Ｓ_b3とが合成される。しかし、所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相との関係を説明するために、以下の説明では、点ｃ３において、入力所望信号成分と所望信号成分Ｓ_b3とは合成されないものとして説明する。

第１の増幅部１０１−１は、入力所望信号成分、所望信号成分Ｓ_b3及び第１のＩＭ３成分Ｘ_b3をそれぞれ増幅する。第１の増幅部１０１−１が入力所望信号を増幅する際に、新たに第１のＩＭ３成分が発生する。第１の直列帰還部３０２−１は、入力所望信号成分の位相と、所望信号成分Ｓ_b3の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_b3の位相とを変化させる。

図２３Ｄは、図２２に示す点ｄ３における、増幅された入力所望信号成分（以下、所望信号成分Ｓ_d3-1という）の位相と、増幅された所望信号成分Ｓ_b3（以下、所望信号成分Ｓ_d3-2という）の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分Ｘ_b3（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3-2という）の位相と、新たに発生した第１のＩＭ３成分（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3-1という）の位相との関係を示す模式図である。図２３Ｄに示すように、所望信号成分Ｓ_d3-2の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3-2の位相との差は、θ_a3のまま変化しない。所望信号成分Ｓ_d3-1の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3-1の位相との差は、θ_a3となる。すなわち、所望信号成分Ｓ_d3-1の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3-1の位相との関係は、図２３Ａと同様の関係となる。

図２３Ｅは、図２２に示す点ｄ３において、所望信号成分Ｓ_d3-1と所望信号成分Ｓ_d3-2とが合成され、かつ、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3-1と第１のＩＭ３成分Ｘ_d3-2とが合成された結果を示す模式図である。図２３Ｅに示すように、点ｄ３において、所望信号成分Ｓ_d3-1と所望信号成分Ｓ_d3-2とが合成され、所望信号成分Ｓ_d3が発生する。第１のＩＭ３成分Ｘ_d3-1と第１のＩＭ３成分Ｘ_d3-2とが合成され、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3が発生する。このように、第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１は、第１のＩＭ３成分を抑圧する。なお、図２３Ｅにおいて、入力所望信号成分が、実軸上にとられている。

第１の組み合わせ増幅器４０−１において、第１の直列帰還部３０２−１によって、所望信号成分Ｓ_a3の位相遅れが９０°以上となる場合が考えられる。第５のインダクタ３２１のインダクタンスが大きくなるにしたがって、所望信号成分Ｓ_a3の位相も大きく遅れる。しかし、第１の並列帰還部１０２−１は、自身が有するリアクタンス成分によって、所望信号成分Ｓ_b3の位相と入力所望信号成分の位相との差が１８０°となるように所望信号成分Ｓ_a3の位相を変化させる。これにより、第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１は、第１の直列帰還部３０２−１によって変化する所望信号成分Ｓ_a2の位相に影響されることなく負帰還を実現することができるため、動作が安定化する。

次に、第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２の動作を説明する。図２４Ａは、第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２に入力される所望信号成分Ｓ_d3の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_d3の位相との関係を示す模式図である。図２４Ａにおいて、所望信号成分Ｓ_d2を実軸上に取って示したものである。

第２の増幅部１０１−２は、所望信号成分Ｓ_d3と第１のＩＭ３成分Ｘ_d3とを増幅する。第２の増幅部１０１−２が所望信号成分Ｓ_d3を増幅する際に、第２のＩＭ３成分が発生する。第２の直列帰還部３０２−２は、増幅された所望信号成分Ｓ_d3の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分Ｘ_d3の位相と、第２のＩＭ３成分とを変化させる。このとき、増幅された所望信号成分Ｓ_d3の位相と増幅された第１のＩＭ３成分Ｘ_d3の位相との差は変化しない。また、増幅された所望信号成分Ｓ_d3の位相と、第２のＩＭ３成分の位相との差は、１８０°と異なる値で出力される。

図２４Ｂは、図２２に示す点ｆ３における、増幅された所望信号成分Ｓ_d3（以下、所望信号成分Ｓ_f3という）の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分Ｘ_d3（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_f3という）の位相と、新たに発生した第２のＩＭ３成分（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_f3という）の位相との関係を示す模式図である。図２４Ｂに示すように、点ｆ３において、所望信号成分Ｓ_f3の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_f3の位相との差は、位相差θ_a3のまま変化しない。所望信号成分Ｓ_f3の位相と、第２のＩＭ３成分Ｙ_f3の位相との差は、位相差θ_f3となる。このとき、θ_f3＋θ₂ ＝１８０°である。なお、図２４Ｂにおいて、所望信号成分Ｓ_d3が、実軸上にとられている。

第２の並列帰還部１０２−２は、図２４Ｂに示す位相の関係を保ったまま、所望信号成分Ｓ_f3の位相、第１のＩＭ３成分Ｘ_f3の位相及び第２のＩＭ３成分Ｙ_f3の位相を変化させる。

図２４Ｃは、図２２に示す、点ｇ３における、位相が変化した所望信号成分Ｓ_f3（以下、所望信号成分Ｓ_g3という）の位相と、位相が変化した第１のＩＭ３成分Ｘ_f3（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_g3という）の位相と、位相が変化した第２のＩＭ３成分Ｙ_f3（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_g3という）の位相との関係を示す模式図である。なお、図２４Ｃにおいて、所望信号成分Ｓ_d3が、実軸上にとられている。図２４Ｃに示すように、第２の並列帰還部１０２−２は、所望信号成分Ｓ_g3の位相と所望信号成分Ｓ_d3の位相との差が１８０°となるように、所望信号成分Ｓ_f3の位相、第１のＩＭ３成分Ｘ_f3の位相及び第２のＩＭ３成分Ｙ_f3の位相を変化させる。

第２の組み合わせ増幅器４０−２において、第２の直列帰還部３０２−２によって所望信号成分Ｓ_f3の位相が９０°以上進む場合が考えられる。第１４のキャパシタ３２２のキャパシタンスが大きくなるにしたがって、所望信号成分Ｓ_f3の位相の進みは、大きくなる。しかし、第２の並列帰還部１０２−２は、自身が有するリアクタンス成分によって、所望信号成分Ｓ_g3の位相と所望信号成分Ｓ_d3の位相との差が１８０°となるように所望信号成分Ｓ_f3の位相を変化させる。これにより、第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２は、第２の直列帰還部３０２−２によって変化する所望信号成分Ｓ_f3の位相の変化に影響されることなく負帰還を実現することができるため、動作が安定化する。

図２４Ｄは、図２２に示す点ｈ３に入力される、所望信号成分Ｓ_d3の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3の位相と、所望信号成分Ｓ_g3の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_g3の位相と、第２のＩＭ３成分Ｙ_g3の位相との関係を示す模式図である。図２４Ｄに示すように、所望信号成分Ｓ_d3の位相と、所望信号成分Ｓ_g3の位相との差は、１８０°であり、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3の位相と、第１のＩＭ３成分Ｘ_g3の位相との差は、１８０°である。

点ｈ３において、所望信号成分Ｓ_d3と所望信号成分Ｓ_g3とは、合成される。また、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3と、第１のＩＭ３成分Ｘ_g3とは合成される。しかし、所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相と、第２のＩＭ３成分の位相との関係を説明するために、点ｈ３において、所望信号と第１のＩＭ３成分とは、それぞれ合成されないないものとして説明する。

第２の増幅部１０１−２は、所望信号成分Ｓ_d3、所望信号成分Ｓ_g3、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3、第１のＩＭ３成分Ｘ_g3及び第２のＩＭ３成分Ｙ_g3をそれぞれ増幅する。第２の増幅部１０１−２が所望信号成分Ｓ_d3を増幅する際に、新たに第２のＩＭ３成分が発生する。第２の直列帰還部３０２−２は、所望信号成分Ｓ_d3、所望信号成分Ｓ_g3、第１のＩＭ３成分Ｘ_d3、第１のＩＭ３成分Ｘ_g3及び第２のＩＭ３成分Ｙ_g3のそれぞれの位相を変化させる。

図２４Ｅは、図２２に示す点ｉ３における、増幅された所望信号成分Ｓ_d3（以下、所望信号成分Ｓ_i3-1という）、増幅された所望信号成分Ｓ_g3（以下、所望信号成分Ｓ_i3-2という）、増幅された第１のＩＭ３成分Ｘ_d3（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_i3-1という）と、増幅された第１のＩＭ３成分Ｘ_g3（以下、第１のＩＭ３成分Ｘ_i3-2という）と、増幅された第２のＩＭ３成分Ｙ_g3（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_i3-2という）と、新たに発生した第２のＩＭ３成分（以下、第２のＩＭ３成分Ｙ_i3-1という）のそれぞれの位相の関係を示す模式図である。なお、図２４Ｅにおいて、所望信号成分Ｓ_d3が実軸上にとられている。

図２４Ｅに示すように、所望信号成分Ｓ_i3-1の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_i3-1の位相との差は、θ_a3のまま変化しない。同様に、所望信号成分Ｓ_i3-2の位相と第１のＩＭ３成分Ｘ_i3-2の位相との差は、θ_a3のまま変化しない。所望信号成分Ｓ_i3-2の位相と、第２のＩＭ３成分Ｙ_i3-2の位相との差は、θ_f3のまま変化しない。所望信号成分Ｓ_i3-1の位相と，第２のＩＭ３成分Ｙ_i3-2の位相との差は、θ_f3となる。すなわち、所望信号成分Ｓ_i3-1の位相と、第２のＩＭ３成分Ｙ_i3-1の位相との関係は、図２４Ｂと同様の関係となる。

図２４Ｆは、図２４Ｅに示す所望信号成分、第１のＩＭ３成分及び第２のＩＭ３成分がそれぞれ合成された状態を示す模式図である。所望信号成分Ｓ_i3-1と所望信号成分Ｓ_i3-2とは、逆相である。このため、所望信号成分Ｓ_i3-1と所望信号成分Ｓ_i3-2とは、相殺され、所望信号成分Ｓ_i3が発生する。第１のＩＭ３成分Ｘ_i3-1と第１のＩＭ３成分Ｘ_i3-2とは、逆相である。このため、第１のＩＭ３成分Ｘ_i3-1と第１のＩＭ３成分Ｘ_i3-2とは、相殺され、第１のＩＭ３成分Ｘ_i3が発生する。第２のＩＭ３成分Ｙ_i3-1と第２のＩＭ３成分Ｙ_i3-2とは、逆相である。このため、第２のＩＭ３成分Ｙ_i3-1と第２のＩＭ３成分Ｙ_i3-2とは、相殺され、第２のＩＭ３成分Ｙ_i3が発生する。

図２４Ｇは、第１のＩＭ３成分Ｘ_i3と、第２のＩＭ３成分Ｙ_i3とが相殺される様子を示す模式図である。第１のＩＭ３成分Ｘ_i3と、第２のＩＭ３成分Ｙ_i3とは、合成され、第１の総和ＩＭ３成分が発生する。その結果、多段増幅装置６の各増幅器で発生するＩＭ３は抑圧される。

それぞれの増幅部における、増幅される所望信号成分の位相と、発生する第１のＩＭ３成分の位相との変化については、第１の実施形態及び第６の実施形態で既に説明しているため、省略する。

第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１及び第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２の利得の変化について説明する。

第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１は、所望周波数帯の周波数成分が高くなるに従い、利得が下がる。これは、第１の並列帰還部１０２−１が容量性のリアクタンス成分を有し、かつ、第１の直列帰還部３０２−１が誘導性のリアクタンス成分を有することによって、周波数が高くなるに従い帰還量が増えるためである。したがって、第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１の帰還部は、容量性のリアクタンス成分を有し、並列帰還させる容量性並列帰還部と、誘導性のリアクタンス成分を有し、直列帰還させる誘導性直列帰還部とを有する帰還量増加帰還部ということができる。なお、利得の減少率は、−１２ｄＢ／ＯＣＴ（４０ｄＢ／ｄｅｃ）以下であることが望ましい。

第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２は、所望周波数帯の周波数成分が高くなるに従い、利得が上がる。これは、第２の並列帰還部１０２−２が誘導性のリアクタンス成分を有し、かつ、第２の直列帰還部３０２−２が容量性のリアクタンス成分を有することによって、周波数が高くなるに従い帰還量が減るためである。したがって、第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２の帰還部は、誘導性のリアクタンス成分を有し、並列帰還させる誘導性並列帰還部と、容量性のリアクタンス成分を有し、直列帰還させる容量性直列帰還部とを有する帰還量減少帰還部ということができる。なお、利得の増加率は、１２ｄＢ／ＯＣＴ（２０ｄＢ／ｄｅｃ）以下であることが望ましい。

多段増幅装置６は、第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１の利得の減少率と、第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２の利得の減少率とを同等にすることによって、所望の利得を得ることが可能である。ここで、利得の増加率と利得の減少率とが同等である定義は、第１の実施形態で既に説明しているため、省略する。

以上のように、本発明の第６の実施形態に係る多段増幅装置６において、組み合わせ帰還増幅器は、増幅される信号の位相を変化させるとともに、帰還する所望信号成分の位相と入力所望信号成分の位相と差を１８０°になるように変化させる。これにより、多段増幅装置６は、多段増幅装置１及び多段増幅装置５よりも、所望信号成分の位相とＩＭ３成分の位相との差を容易に設定することができるとともに、安定した増幅器を提供することが可能となる。

なお、第６の実施形態において、並列帰還部と直列帰還部とを含む組み合わせ帰還増幅器を２つ縦列に接続された多段増幅装置について説明した。しかし、組み合わせ帰還増幅器を３つ以上縦列に接続した多段増幅装置を用いても、ＩＭ３を抑圧できることはいうまでもない。

また、第６の実施形態において、第１の並列帰還部１０２−１と第２の並列帰還部１０２−２とは、各増幅器に入力される所望信号成分の位相と、帰還させる所望信号成分の位相との差を１８０°にするものとして説明したが、必ずしも１８０°でなくてもよい。第１の並列帰還部１０２−１と第２の並列帰還部１０２−２とは、それぞれの増幅器に入力される所望信号成分の位相と、帰還する所望信号成分の位相との差が、１８０°に近い値にすることによっても、増幅器に入力される所望信号成分の位相と、帰還する所望信号成分の位相と同様の効果を得ることができる。

（第７の実施形態）
図２５は、本発明の第７の実施形態に係る多段増幅装置７の構成の一例を示す図である。図２５に示す多段増幅装置７は、入力端子７１と、入力インピーダンス整合回路７３と、出力インピーダンス整合回路７４と、出力端子７２と、第１の組み合わせ帰還増幅器５０−１と、第２の組み合わせ帰還増幅器５０−２とを備える。

図２５に示す多段増幅装置７において、第１の組み合わせ帰還増幅器５０−１は、第１の組み合わせ帰還増幅器４０−１の第１の並列帰還部１０２−１及び第１の直列帰還部３０２−１に代えて、第１のリアクタンス制御並列帰還部５０２−１と、第１のリアクタンス制御直列帰還部５０４−１とを含む構成である。第２の組み合わせ帰還増幅器５０−２は、第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２の第２の並列帰還部１０２−２及び第２の直列帰還部３０２−２に代えて、第２のリアクタンス制御並列帰還部５０２−２と、第１のリアクタンス制御直列帰還部５０４−２とを含む構成である。以下、多段増幅装置６と異なる点を中心に、多段増幅装置７の動作を説明する。

第１の組み合わせ帰還増幅器５０−１は、第１の増幅部１０１−１と、第１のリアクタンス制御並列帰還部５０２−１と、第１のリアクタンス制御直列帰還部５０４−１とを含む。第１のリアクタンス制御並列帰還部５０２−１は、第１のリアクタンス回路５２１と、第２のリアクタンス回路５２２と、第３のリアクタンス回路５２３と、第１のスイッチング素子５２４と、第２のスイッチング素子５２５と、第３のスイッチング素子５２６と、第１の制御信号入力端子５２７とを有する。第１のリアクタンス制御直列帰還部５０４−１は、第４のリアクタンス回路５４１と、第５のリアクタンス回路５４２と、第６のリアクタンス回路５４３と、第４のスイッチング素子５４４と、第５のスイッチング素子５４５と、第６のスイッチング素子５４６と、第２の制御信号入力端子５４７とを有する。

第２の組み合わせ帰還増幅器５０−２は、第２の増幅部１０１−２と、第２のリアクタンス制御並列帰還部５０２−２と、第２のリアクタンス制御直列帰還部５０４−２とを含む。第２のリアクタンス制御並列帰還部５０２−２は、第７のリアクタンス回路５２８と、第８のリアクタンス回路５２９と、第９のリアクタンス回路５３０と、第７のスイッチング素子５３１と、第８のスイッチング素子５３２と、第９のスイッチング素子５３３と、第３の制御信号入力端子５３４とを有する。第２のリアクタンス制御直列帰還部５０４−２は、第１０のリアクタンス回路５４８と、第１１のリアクタンス回路５４９と、第１２のリアクタンス回路５５０と、第１０のスイッチング素子５５１と、第１１のスイッチング素子５５２と、第１２のスイッチング素子５５３と、第４の制御信号入力端子５５４とを有する。

第１のリアクタンス制御並列帰還部５０２−１には、第１の制御信号入力端子５３７から第１の制御信号が入力される。第１の制御信号は、入力所望信号の周波数帯域やレベルに応じて入力される信号である。第１のリアクタンス制御並列帰還部５０２−１は、第１の制御信号に応じて、第１のスイッチング素子５２４、第２のスイッチング素子５２５、及び第３のスイッチング素子５２６のオン／オフを切り替える。これにより、第１のリアクタンス制御並列帰還部５０２−１のリアクタンスが変化するため、所望信号成分及び第１のＩＭ３成分の位相の変化量を制御することができる。

第１のリアクタンス制御直列帰還部５０４−１には、第２の制御信号入力端子５４７から第２の制御信号が入力される。第２の制御信号は、入力所望信号の周波数帯域やレベルに応じて入力される信号である。第１のリアクタンス制御直列帰還部５０４−１は、第１の制御信号に応じて、第４のスイッチング素子５４４、第５のスイッチング素子５４５、及び第６のスイッチング素子５４６のオン／オフを切り替える。これにより、第１のリアクタンス制御直列帰還部５０４−１のリアクタンスが変化するため、所望信号成分及び第１のＩＭ３成分の位相の変化量を制御することができる。

第２のリアクタンス制御並列帰還部５０２−２には、第３の制御信号入力端子５３４から第３の制御信号が入力される。第３の制御信号は、入力所望信号の周波数帯域やレベルに応じて入力される信号である。第２のリアクタンス制御並列帰還部５０２−２は、第１の制御信号に応じて、第７のスイッチング素子５３１、第８のスイッチング素子５３２、及び第９のスイッチング素子５３３のオン／オフを切り替える。これにより、第２のリアクタンス制御並列帰還部５０２−２のリアクタンス成分が変化するため、所望信号成分、第１のＩＭ３成分及び第２のＩＭ３成分の位相の変化量を制御することができる。

第２のリアクタンス制御直列帰還部５０４−２には、第４の制御信号入力端子５５４から第４の制御信号が入力される。第４の制御信号は、入力所望信号の周波数帯域やレベルに応じて入力される信号である。第２のリアクタンス制御直列帰還部５０４−２は、第４の制御信号に応じて、第１０のスイッチング素子５５１、第１１のスイッチング素子５５２、及び第１２のスイッチング素子５５３のオン／オフを切り替える。これにより、第１のリアクタンス制御直列帰還部５０４−１のリアクタンスが変化するため、所望信号成分及び第１のＩＭ３成分の位相の変化量を制御することができる。

このように、第７の実施形態に係る多段増幅装置７は、組み合わせ帰還増幅器の並列帰還部及び直列帰還部のリアクタンスを、スイッチで切り替える。これにより、入力所望信号の周波数帯域及びレベルに応じて、各帰還部のリアクタンスを制御することが可能となる。従って、ＩＭ３を抑圧することが可能な、広帯域及び広ダイナミックレンジな増幅回路を実現することができる。

なお、第７の実施形態において、それぞれの帰還部が有するリアクタンス回路が三つであるとして説明したが、リアクタンス回路の数は、三つ以上の数であってもよい。また、１つの制御信号入力端子で、全ての帰還部のスイッチを制御してもよい。

また、第７の実施形態において、第７の実施形態に係る組み合わせ帰還増幅器を２つ縦列に接続した多段増幅装置７について説明した。しかし、多段増幅装置７は、第７の実施形態に係る組み合わせ帰還増幅器を３段以上接続した構成であってもよい。

（第８の実施形態）
図２６は、本発明の第８の実施形態に係る多段増幅装置８の構成の一例を示す図である。図２６に示す多段増幅装置８は、入力端子７１と、入力インピーダンス整合回路７３と、出力インピーダンス整合回路７４と、出力端子７２と、第１の組み合わせ帰還増幅器６０−１と、第２の組み合わせ帰還増幅器６０−２とを備える。

図２６に示す多段増幅装置８において、第１の組み合わせ帰還増幅器６０−１は、第１の組み合わせ帰還増幅部４０−１が、第１のバイアス制御回路６０１−１をさらに含む構成である。第２の組み合わせ帰還増幅器６０−２は、第２の組み合わせ帰還増幅部４０−２が、第２のバイアス制御回路６０１−２ をさらに含む構成である。以下、多段増幅装置６と異なる点を中心に、多段増幅装置８の動作を説明する。

第１のバイアス制御回路６０１−１は、第７の抵抗６１１と、第８の抵抗６１２と、第９の抵抗６１３と、第１０の抵抗６１４と、第１１の抵抗６１５と、第１のスイッチング素子６１６と、第２のスイッチング素子６１７と、第３のスイッチング素子６１８と、第７のトランジスタ６１９と、第８のトランジスタ６２０と、第５の制御信号入力端子６２１とを有する。

第２のバイアス制御回路６０１−２は、第１２の抵抗６２２と、第１３の抵抗６２３と、第１４の抵抗６２４と、第１５の抵抗６２５と、第１６の抵抗６２６と、第４のスイッチング素子６２７と、第５のスイッチング素子６２８と、第６のスイッチング素子６２９と、第９のトランジスタ６３０と、第１０のトランジスタ６３１と、第６の制御信号入力端子６３２とを有する。

第５の制御信号入力端子６２１は、第８のトランジスタ６２０のコレクタに接続する。第７の抵抗６１１の一端と第１のスイッチング素子６１６一端とは直列に接続する。第８の抵抗６１２の一端と第２のスイッチング素子６１７一端とは直列に接続する。第９の抵抗６１３の一端と第３のスイッチング素子６１８一端とは直列に接続する。第１のスイッチング素子６１６、第２のスイッチング素子６１７及び第３のスイッチング素子６１８のそれぞれの他端は、第５の制御信号入力端子６２１にそれぞれ接続する。第７の抵抗６１１、第８の抵抗６１２、及び第９の抵抗６１３の他端は、第７のトランジスタ６１９のコレクタと、第８のトランジスタ６２０のベースとにそれぞれ接続する。第１０の抵抗６１４は、第７のトランジスタ６１９のベースと第８のトランジスタ６２０のエミッタとの間に接続される。第１１の抵抗６１５は、第８のトランジスタ６２０のエミッタと、第１のトランジスタ１１１との間に接続される。第７のトランジスタ６１９のエミッタは、接地する。

第６の制御信号入力端子６３２は、第１０のトランジスタ６３１のコレクタに接続する。第１２の抵抗６２２の一端と第４のスイッチング素子６２７一端とは直列に接続する。第１３の抵抗６２３の一端と第５のスイッチング素子６２８一端とは直列に接続する。第１４の抵抗６２４の一端と第６のスイッチング素子６２９一端とは直列に接続する。第４のスイッチング素子６２７、第５のスイッチング素子６２８及び第６のスイッチング素子６２９のそれぞれの他端は、第６の制御信号入力端子６３２にそれぞれ接続する。第１２の抵抗６２２、第１３の抵抗６２３、及び第１４の抵抗６２４の他端は、第９のトランジスタ６３０のコレクタと、第１０のトランジスタ６３１のベースとにそれぞれ接続する。第１５の抵抗６２５は、第９のトランジスタ６３０のベースと第１０のトランジスタ６３１のエミッタとの間に接続される。第１６の抵抗６２６は、第１０のトランジスタ６３１のエミッタと、第３のトランジスタ２１１との間に接続される。第９のトランジスタ６３０のエミッタは、接地する。

第１の組み合わせ帰還増幅器６０−１において、第１のバイアス制御回路６０１−１は、第５の制御信号入力端子６２１から入力される第５の制御信号に応じてスイッチを切り替えることによって、第１の増幅部１０１−１のバイアス電流を変化させる。第１の増幅部１０１−１のバイアス電流の変化に応じて、第１の増幅部１０１−１の電流利得が変化する。これにより、所望信号成分の位相及び第１のＩＭ３成分の位相の変化量を制御することが可能となる。第１の増幅部１０１−１の電流利得の変化による、所望信号成分の位相及び第１のＩＭ３成分の位相の変化については、第４の実施形態で既に説明しているため、省略する。

第２の組み合わせ帰還増幅器６０−２において、第２のバイアス制御回路６０１−１は、第６の制御信号入力端子６３２から入力される第６の制御信号に応じてスイッチを切り替えることによって、第２の増幅部１０１−２のバイアス電流を変化させる。以下の説明は、第１のバイアス制御回路６０１−１と同様であるため省略する。

このように、第８の実施形態に係る多段増幅装置８は、組み合わせ帰還増幅器のバイアス電流を、スイッチで切り替える。これにより、入力所望信号の周波数帯域及びレベルに応じて各増幅部の電流利得を制御することが可能となる。従って、ＩＭ３を抑圧することが可能な、広帯域及び広ダイナミックレンジな増幅回路を実現することができる。

なお、第８の実施形態において、バイアス制御回路は、第１の増幅部１０１−１及び第２の増幅部１０１−２のバイアス電流を制御することができれば、他の回路でもよい。また、１つの制御信号入力端子で、全てのバイアス制御回路のスイッチを制御してもよい。

また、第８の実施形態において、第８の実施形態に係る組み合わせ帰還増幅器を２つ縦列に接続した多段増幅装置８について説明した。しかし、多段増幅装置８は、第８の実施形態に係る組み合わせ帰還増幅器を３段以上接続した構成であってもよい。

（第９の実施形態）
図２７は、一般的な受信回路において、ＩＭ３が所望信号に及ぼす影響を説明するための図である。図２７に示すように、第１の妨害波９１及び第２の妨害波９２からなる２つの異なる周波数の妨害波が、所望信号と共に、受信回路に入力された場合を考える。一般的な受信回路は、増幅器、ミキサ、及びバンドパスフィルタなどの回路素子を備えている。これらの回路素子は、非線形的な特性を有する。ＩＭ３成分９３は、第１の妨害波９１と第２の妨害波９２とが、非線形的な特性を有する回路素子に入力されることで発生する。図２７に示すように、ＩＭ３成分９３の周波数帯域と所望信号９４の周波数帯域とが一致した場合、バンドバスフィルタは、ＩＭ３成分９３を除去することができない。この結果、所望信号のＳ／Ｎ比の劣化や受信感度の劣化などの問題が生じる。本発明の第９の実施形態に係る受信回路は、異なる２つの周波数の妨害波によるＩＭ３成分を抑圧し、所望信号への影響を低減する。

図２８は、本発明の第９の実施形態に係る受信回路９のブロック図である。受信回路９は、アンテナ９０１と、共用機９０２と、多段増幅装置９０４と、第１のミキサ９０５と、第２のミキサ９０６と、分波器９０７と、局部発振器９０８と、第１のバンドパスフィルタ９０９と、第２のバンドパスフィルタ９１０と、第１のＡＧＣ回路９１１と、第２のＡＧＣ回路９１２と、第１のＡ／Ｄコンバータ９１３と、第２のＡ／Ｄコンバータ９１４と、ロジック回路９１５と、第１の検出回路９１６と、第２の検出回路９１７と、制御回路９１８とを備える。多段増幅装置９０４は、第１の増幅器９４１と、第２の増幅器９４２とを含む。第１の増幅器９４１は、第１の増幅部９４３と、第１の帰還部９４５とを有する。第２の増幅器９４２は、第２の増幅部９４４と、第２の帰還部９４６とを有する。第１の増幅器９４１及び第２の増幅器９４２は、第３の実施形態に係る位相制御増幅器、第７の実施形態に係る組み合わせ帰還増幅器、または第８の実施形態に係る組み合わせ帰還増幅器である。

図２８に示す受信回路９の動作を説明する。アンテナ９０１で受信された所望信号は、共用器９０２を介して多段増幅装置９０４に入力される。所望信号は多段増幅装置９０４によって増幅される。第１のミキサ９０５及び第２のミキサ９０６は、増幅された所望信号を、ベースバンド信号にダウンコンバートする。第１のバンドパスフィルタ９０９及び第２のバンドパスフィルタ９１０は、ベースバンド信号から所望の帯域を抽出する。第１のＡＧＣ回路９１１及び第２のＡＧＣ回路９１２は、ベースバンド信号のゲインを調整する。第１のＡ／Ｄコンバータ９１３及び第２のＡ／Ｄコンバータ９１４は、ベースバンド所望信号をアナログ所望信号からディジタル所望信号へと変換し、ロジック回路９１５に入力する。局部発振器９０８は、第１のミキサ９０５及び第２のミキサ９０６において、所望信号をダウンコンバートする際に使用する信号を発生する。分波器９０７は、局部発振器で発生した信号を分割し、第１のミキサ９０５及び第２のミキサ９０６に入力する。

制御回路９１８は、多段増幅装置９０４の増幅器及び帰還部のそれぞれのインピーダンスと、位相の変化量とに関するテーブルを予め保持している。制御回路９１８は、ロジック回路９１５と、第１の検出回路９１６と、第２の検出回路９１７とからの検出信号と、テーブルとに従って、多段増幅装置９０４の増幅部及び帰還部のそれぞれのインピーダンスを制御する。具体的には、制御回路９１８は、ＩＭ３成分の抑圧が必要であると判断した場合、第１のＩＭ３成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差が１２０°以上１８０°以下となるように、多段増幅装置９０４の増幅部及び帰還部のそれぞれのインピーダンスを制御する。

第１の検出回路９１６は、多段増幅装置９０４によって増幅された所望信号の電力値を検出し、制御回路９１８に入力する。制御回路９１８は、増幅された所望信号の電力値が所定値より大きい場合、多段増幅装置９０４で発生するＩＭ３成分が抑圧されていると判断する。一方、増幅された所望信号の電力値が所定値より小さい場合、制御回路９１８は、多段増幅装置９０４において発生するＩＭ３成分が抑圧する必要があると判断する。

第２の検出回路９１７は、多段増幅装置９０４から出力されたベースバンド信号の電力値を検出し、ベースバンド信号の電力値を制御回路９１８に入力する。制御回路９１８は、ベースバンド信号の電力値が、所定値より大きい場合、多段増幅装置９０４で発生するＩＭ３成分が抑圧されていると判断する。一方、制御回路９１８は、ベースバンド信号の電力値が所定値より小さい場合、多段増幅装置９０４において発生するＩＭ３成分が抑圧する必要があると判断する。

ロジック回路９１５は、ベースバンド信号のビット誤り率を検出するととともに、ビット誤り率を検出信号として制御回路９１８に入力する。制御回路９１８は、ビット誤り率の値が、所定値より小さい場合、多段増幅装置９０４で発生するＩＭ３成分が抑圧されていると判断する。一方、制御回路９１８は、ビット誤り率の値が、所定の値より大きい場合、制御回路９１８は、多段増幅装置９０４で発生するＩＭ３成分を抑圧する必要があると判断する。

以上のように、本発明の第９の実施形態に係る受信回路は、二つの異なる周波数の妨害波によって発生したＩＭ３成分を取り除くことによって、所望信号の品質劣化を防ぐことが可能となる。

なお、受信回路９は、制御回路９１８と、第１の検出回路９１６と、第２の検出回路９１７とを用いない構成にしてもよい。この場合、多段増幅装置９０４は、第１の実施形態に係る多段増幅装置１及び第２の実施形態に係る多段増幅装置２を使用すればよい。

（第１０の実施形態）
図２９は、一般的な送信回路において発生するＩＭ３による所望信号への影響を説明する図である。所望信号９６は、周波数的に広がりをもった変調波である。このため、所望信号９６は、周波数帯域が隣接する２つの信号であると考えることができる。よって、所望信号９６が一般的な送信回路に入力された場合、送信回路では、ベースバンドフィルタ、ミキサ、及び増幅器の非線形性により、ＩＭ３が発生する。

送信回路で発生する第１のＩＭ３成分９７及び第２のＩＭ３成分９７は、図２９に示すように、所望信号９６が使用するチャネルの隣接チャネルに広がりを持って表れる。第１のＩＭ３成分９７及び第２のＩＭ３成分９８がアンテナから放射されると、第１のＩＭ３成分９７及び第２のＩＭ３成分９８は、隣接チャネルを使用する他の通信端末に対する妨害波となってしまう。このため、ＩＭ３成分の電力値は、一定値以下に抑圧される必要がある。第１０の実施形態に係る送信回路は、送信回路中の非線形回路から発生するＩＭ３成分を抑圧し、ＩＭ３成分による影響を取り除くものである。

図３０は、本発明の第１０の実施形態に係る送信回路１０のブロック図である。図３０において、送信回路１０は、アンテナ１００１と、共用器１００２と、多段増幅装置１００４と、第１のミキサ１００５と、第２のミキサ１００６と、第１のベースバンドフィルタ１００７と、第２のベースバンドフィルタ１００８と、第１のＤ／Ａコンバータ１２０９と、第２のＤ／Ａコンバータ１０１０と、分波器１０１１と、局部発振器１０１２と、ロジック回路１０１３と、検出回路１０１４と、制御回路１０１５とを備える。多段増幅装置１００４は、第１の増幅器１０４１と第２の増幅器１０４２とを含む。第１の増幅器１０４１は、第１の増幅部１０４３と第１の帰還部１０４５とを有する。更に、第２の増幅器１０４２は、第２の増幅部１０４４と第２の増幅部１０４６とを有する。第１の増幅器１０４１及び第２の増幅器１０４２は、第３の実施形態に係る位相制御増幅器、第７の実施形態に係る組み合わせ帰還増幅器、または第８の実施形態に係る組み合わせ帰還増幅器である。

図３０に示す送信回路の動作を説明する。ロジック回路１０１３は、第１のＤ／Ａコンバータ１００９及び第２のＤ／Ａコンバータ１０１０に、ベースバンド信号を出力する。第１のＤ／Ａコンバータ１００９及び第２のＤ／Ａコンバータ１０１０は、ベースバンド信号を、ディジタル信号からアナログ信号へ変換する。第１のベースバンドフィルタ１００７及び第２のベースバンドフィルタ１００８は、ベースバンド信号から、所望信号の周波数帯域を抽出する。局部発振器１０１２は、第１のミキサ１００５及び第２のミキサ１００６において、ベースバンド信号をＲＦ信号にアップコンバートする際に使用する信号を発生する。分波器１０１１は、局部発振器１０１２が発生した信号を、第１のミキサ１００５及び第２のミキサ１００６に出力する。第１のミキサ１００５及び第２のミキサ１００６は、ベースバンド信号を無線信号へとアップコンバートする。多段増幅装置１００４は、無線信号を増幅する。共用器１００２は、アンテナが受信した信号を受信回路に出力するとともに、送信回路が出力する無線信号をアンテナへ出力する。アンテナ１００１は、無線信号を放射する。

制御回路１０１５は、多段増幅装置１００４の増幅器及び帰還部のそれぞれインピーダンスと、位相の変化量とに関するテーブルを予め保持している。制御回路１０１５は、ロジック回路１０１３と、検出回路１０１４と、テーブルとに従って、多段増幅装置１００４の増幅部及び帰還部のそれぞれのインピーダンスを制御する。具体的には、制御回路１０１５は、ＩＭ３成分の抑圧が必要であると判断した場合は、第１のＩＭ３成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との差が１２０°以上１８０°以下となるように、多段増幅装置１００４の増幅部及び帰還部のそれぞれインピーダンスを制御する。

ロジック回路１０１３は、ベースバンド信号の電力情報を制御回路１０１５へ出力する。例えば、送信回路１０を用いた移動通信端末の場合、ロジック回路１０１３は、受信した信号に含まれる制御信号の中から、移動通信端末と基地局との距離を検出する。ロジック回路は、移動通信端末と基地局との距離に応じて、無線信号のレベルを決定し、レベル調節信号として、制御回路に出力する。

検出回路１０１４は、多段増幅装置１００４によって増幅された無線信号から、ＩＭ３成分を抽出すると共に、ＩＭ３成分の電力値を制御回路に出力する。制御回路１０１５は、ＩＭ３成分の電力値が、常に一定の値より小さくなるように、多段増幅装置１００４の増幅部及び帰還部のそれぞれのインピーダンスの制御を行う。

以上のように、本発明の第１０の実施形態に係る送信回路は、送信回路で発生するＩＭ３成分を、ＩＭ３成分のレベルに応じて、取り除くことが可能となる。よって、ＩＭ３成分が及ぼす他のチャンネルへ影響を低減することが可能となる。

なお、検出回路１０１４は、多段増幅装置１００４によって増幅された無線信号のレベルを検出し、制御回路１０１５に入力してもよい。このとき、制御回路１０１５は、増幅された無線信号のレベルが所定値を下回っている場合、ＩＭ３成分は抑圧されていると判断すればよい。一方、制御回路１０１５は、増幅された信号のレベルが所定値を上回っている場合、ＩＭ３成分は抑圧する必要があると判断すればよい。

また、制御回路１０１５は、ロジック回路１０１３から出力されるレベル調節信号を用いずに、多段増幅装置１００４の制御を行ってもよい。

また、制御回路１０１５は、検出回路１０１４から出力される、多段増幅装置１００４によって増幅された無線信号の電力情報を用いずに、多段増幅装置１００４の制御を行ってもよい。

更に、送信回路１０は、制御回路１０１５と、検出回路１０１４とを使用しない構成にしてもよい。この場合、多段増幅装置１００４は、第１の実施形態に係る多段増幅装置１及び第２の実施形態に係る多段増幅装置２を使用すればよい。

以上のように、本発明の第１０の実施形態に係る送信回路は、周波数的に拡がりを持った変調波の増幅などを行う際に発生するＩＭ３成分を抑圧することによって、送信する無線信号の品質劣化を防ぐことが可能となる。

（第１１の実施形態）
図３１は、本発明の第１１の実施形態に係る無線通信装置１１の構成を示すブロック図である。図３１に示す無線通信装置１１は、受信回路１１０１と、送信回路１１０２と、制御回路１１０３とを備える。

受信回路１１０１は、受信信号を増幅して、増幅した受信信号を処理する受信増幅装置である。受信回路１１０１は、図２８に示す受信回路９が備える第１の検出回路９１６、第２の検出回路９１７、及び制御回路９１８を備えない構成である。このため、受信回路１１０１が受信回路９と同じ構成要素をもつ場合、受信回路９と同じ参照符号を受信回路１１０１の構成要素に付し、その説明を省略する。

送信回路１１０２は、送信信号を増幅して送信する送信増幅装置である。制御回路１１０３は、送信回路１１０２が送信信号を送信する際に、受信回路１１０１の多段増幅装置９０４の制御を行う。

無線通信装置１１の動作を説明する。無線通信装置１１は、送信信号の送信と受信信号の受信とを同時に行う場合がある。この場合、送信回路１１０２が送信する信号の一部が、受信回路１１０１にリークする。このため、受信回路１１０１には、非常に低い歪み特性が要求される。

制御回路１１０３は、送信信号の送信と受信信号の受信とを同時に行う場合、送信信号のレベルを検出する。そして、制御回路１１０３は、送信信号のレベルに応じて制御信号を決定する。制御回路１１０３は、制御信号に基づいて、受信回路１１０１の制御を行う。具体的には、制御回路１１０３は、第１の帰還部９４５の帰還量と第２の帰還部９４６の帰還量とを増加するように、第１の帰還部９４５及び第２の帰還部９４６を制御する。制御回路１１０３は、第１の増幅部９４３のバイアス電流と、第２の増幅部９４４のバイアス電流とが増加するように、第１の増幅部９４３及び第２の増幅部９４４を制御する。制御回路１１０３は、多段増幅装置９０４を上記のように制御することによって、多段増幅装置９０４の利得を劣化させることなく、歪み特性を改善する。

このように、第１１の実施形態に係る無線通信装置１１は、送信と受信とを同時に行う際に、受信回路が含む多段増幅装置の増幅部のバイアス電流及び帰還部の帰還量を制御することによって、多段増幅装置の歪み特性を改善する。これにより、例えば、送信と受信とを同時に行う際に、受信感度がほとんど劣化しない無線通信装置を実現することができる。

以上、本発明を詳細に説明してきたが、前述の説明はあらゆる点において本発明の例示にすぎず、その範囲を限定しようとするものではない。本発明の範囲を逸脱することなく種々の改良や変形を行うことができることは言うまでもない。

本発明の多段増幅回路は、信号を増幅する場合等に利用可能であり、特に、信号を増幅するととともに、信号を増幅する際に発生する３次相互変調歪みを抑圧する場合等に有用である。

第１の実施形態に係る多段増幅装置の構成を示すブロック図 図１に示す点ａ１における、増幅された、所望信号の任意の周波数成分（以下、所望信号成分という）の位相と、第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１に示す点ｂ１における、位相が変化した所望信号成分の位相と、位相が変化した第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１に示す点ｃ１における、入力所望信号成分の位相と、帰還した所望信号成分の位相と、帰還した第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１に示す点ｃ１における、所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１に示す点ｄ１における、増幅された所望信号成分の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分の位相と、新たな第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１に示す点ｅ１における、所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１に示す点ｆ１における、増幅された所望信号成分の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分の位相と、新たに発生した第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１に示す点ｇ１における、位相が変化した所望信号成分の位相と、位相が変化した第１のＩＭ３成分の位相と、位相が変化した第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す図 図１に示す点ｈ１における、所望信号成分の位相と、帰還した所望信号成分の位相と、帰還した第１のＩＭ３成分の位相と、帰還した第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１に示す点ｈ１における、所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相と、第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１に示す点ｉ１における、増幅された所望信号成分の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分の位相と、増幅された第２のＩＭ３成分の位相と、所望信号成分の増幅の際に発生した第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１に示す点ｊ１における、所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相と、第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 第１の並列帰還増幅器１０−１の詳細な動作を説明するための図 第１の並列帰還増幅器１０−１から出力される所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相との関係を表す模式図 第２の並列帰還増幅器１０−２から出力される所望信号成分の位相と第２のＩＭ３成分の位相との関係を示した模式図 第１のＩＭ３成分と第２のＩＭ３成分とが合成され、ＩＭ３が抑圧される状況を示す模式図 第１の実施形態に係る多段増幅装置の具体的な構成の一例を示す図 第１の並列帰還部１０２−１が容量性のリアクタンス成分を有する場合の、第１の並列帰還増幅器１０−１の利得の変化を示す図 第２の並列帰還部１０２−２が誘導性のリアクタンス成分を有する場合の、第２の並列帰還増幅器１０−２の利得の変化を示す図 第１の実施形態に係る並列帰還部の構成の一例を示す図 第１の実施形態に係る並列帰還部の構成の一例を示す図 第１の実施形態に係る並列帰還部の構成の一例を示す図 第１の実施形態に係る並列帰還部の構成の一例を示す図 本発明の第２の実施形態に係る多段増幅装置の構成の一例を示す図 図１０に示す点ｋにおける、第２の並列帰還増幅器１０−２から出力される、所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相と、第２のＩＭ３成分の位相との関係の一例を示す模式図 第１のＩＭ３成分と第２のＩＭ３成分とが合成され、第１の総和ＩＭ３成分が発生する様子を示す模式図 図１０に示す点Ｌ１における、増幅された所望信号成分の位相と、増幅された合成ＩＭ３成分の位相と、第３のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１０に示す点ｍ１における、所望信号成分の位相と、第１の総和ＩＭ３成分の位相と、第３のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１０に示す点ｎ１における、所望信号成分の位相と、帰還した所望信号成分の位相と、第１の総和ＩＭ３成分の位相と、帰還した第１の総和ＩＭ３成分の位相と、帰還した第３のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 所望信号成分の位相と、第１の総和ＩＭ３成分の位相と、第３のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１０に示す点ｏ１における、増幅された所望信号成分の位相と、増幅された第１の総和ＩＭ３成分の位相と、増幅された第３のＩＭ３成分の位相と、新たに発生した第３のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１０の出力端子７２における、所望信号成分の位相と、第１の総和ＩＭ３成分の位相と、第３のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 本発明の第３の実施形態に係る多段増幅装置の構成の一例を示す図 図１３に示す点ｐ１における、所望信号成分の位相と第ｋ−２の総和ＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１３に示す点ｑ１における、所望信号成分の位相と、第ｋ−２の総和ＩＭ３成分の位相と、第ｋの増幅器で発生する第ｋのＩＭ３成分の位相の関係を示す模式図 図１３に示す点ｒ１における、所望信号成分の位相と、第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１３に示す点ｓ１における、所望信号成分の位相と、第Ｎ−２の総和ＩＭ３成分の位相と、第ＮのＩＭ３成分の位相の関係を示す模式図 本発明の第４の実施形態に係る多段増幅装置の構成の一例を示す図 本発明の第５の実施形態に係る多段増幅装置の構成の一例を示す図 第１の直列帰還増幅器３０−１の等価回路を示す図 第１の直列帰還増幅器３０−１における、第１のトランジスタ１１１の動作を説明するための図 図１７に示す点ａ２における、増幅された所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１７に示す点ｂ２における、第２の直列帰還増幅器３０−２に入力される、所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図１７に示す点ｃ２における、増幅された所望信号成分の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分の位相と、第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図。 出力端子７２における、所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相と、第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す図 抵抗を用いる並列帰還部を備えた第１の直列帰還増幅部３０−１の構成を示す図 本発明の第６の実施形態に係る多段増幅装置の構成の一例を示す図 図２２に示す点ａ３における、増幅された所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図２２に示す点ｂ３における、位相が変化した所望信号成分の位相と、位相が変化した第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図２２に示す点ｃ３における、入力信号の所望信号成分の位相と、所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図２２に示す点ｄ３における、増幅された入力信号の所望信号成分の位相と、増幅された所望信号成分の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分の位相と、新たに発生した第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図２２に示す点ｄ３において、所望信号成分が合成され、かつ、第１のＩＭ３成分が合成された結果を示す模式図 第２の組み合わせ帰還増幅器４０−２に入力される所望信号成分の位相と第１のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図２２に示す点ｆ３における、増幅された所望信号成分の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分の位相と、新たに発生した第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図２２に示す点ｇ３における、位相が変化した所望信号成分の位相と、位相が変化した第１のＩＭ３成分の位相と、位相が変化した第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図２２に示す点ｈ３に入力される、所望信号成分の位相と、第１のＩＭ３成分の位相と、第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 点ｉ３における、増幅された所望信号成分の位相と、増幅された第１のＩＭ３成分の位相と、増幅された第２のＩＭ３成分の位相と、新たに発生した第２のＩＭ３成分の位相との関係を示す模式図 図２４Ｅに示す所望信号成分、第１のＩＭ３成分及び第２のＩＭ３成分がそれぞれ合成された状態を示す模式図 第１のＩＭ３成分と、第２のＩＭ３成分とが相殺される様子を示す模式図 本発明の第７の実施形態に係る多段増幅装置の構成の一例を示す図 本発明の第８の実施形態に係る多段増幅装置の構成の一例を示す図 一般的な受信回路において、ＩＭ３が所望信号に及ぼす影響を説明するための図 本発明の第９の実施形態に係る受信回路のブロック図 一般的な送信回路において発生するＩＭ３による所望信号への影響を説明する図 本発明の第１０の実施形態に係る送信回路のブロック図 本発明の第１１の実施形態に係る無線通信装置の構成を示すブロック図 特許文献１に示されるフィードバック方式の増幅回路を示す図 特許文献２に示されるフィードバック方式の増幅回路を示す図 特許文献３に示されるプリディストーション方式の増幅回路の前段部の回路を示す図

符号の説明

１ 多段増幅装置
１０−１ 第１の並列帰還増幅器
１０−２ 第２の並列帰還増幅器
７１ 入力端子
７２ 出力端子
１０１−１ 第１の増幅部
１０２−１ 第１の並列帰還部
１０−２ 第２の並列帰還増幅器
１０１―２ 第２の増幅部
１０２−２ 第２の並列帰還部

Claims (18)

1. 所望周波数帯を有する所望信号を増幅して出力する多段増幅装置であって、
   縦列に接続された第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の増幅器を備え、
   第ｋ（ｋは１〜Ｎの自然数）の増幅器は、
   第ｋの増幅部と、
   リアクタンス成分を有し、前記第ｋの増幅部からの出力信号の位相を変化させて、前記第ｋの増幅部の入力側に負帰還させる第ｋの帰還部とを含み、
   第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差を第１の位相とし、
   前記第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎの増幅部で発生する３次相互変調歪みと第Ｎの帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差を第２の位相とした場合、
   前記第１の位相と前記第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下である、多段増幅装置。
2. 前記第ｋの帰還部は、
   前記第ｋの帰還部のアドミッタンスを、前記第ｋの帰還部のアドミッタンスと前記第ｋの増幅器の負荷アドミッタンスとの和によって除算したときの値を、前記第ｋの帰還部の帰還量βとし、
   前記第ｋの増幅器における、前記所望周波数帯域における周波数成分に対する利得をαとした場合、
   １／｛１−αβ｝の位相成分の値が、−９０°以上９０°以下とするリアクタンス成分を有する、請求項１に記載の多段増幅装置。
3. Ｎは２であり、
   前記第１の位相は、第２の増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と、第１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差であり、
   前記第２の位相は、前記第２の増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯におけるの周波数成分の位相と、第２の増幅部で発生する３次相互変調歪みと第２の帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差であり、
   前記第１の位相と前記第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下である、請求項１に記載の多段増幅装置。
4. 第ｋ（ｋは２以上Ｎ−１以下のうち少なくとも１つの自然数）の増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と第ｋ−１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差を第３の位相とし、
   前記第ｋの増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と、第ｋの増幅部で発生する３次相互変調歪みの位相と第ｋの帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差を第４の位相とした場合、
   前記第ｋの帰還部は、前記第ｋの増幅部からの出力信号の位相を変化させて、前記第３の位相と前記第４の位相との差を０°以上１２０°未満にする、請求項１に記載の多段増幅装置。
5. 第１〜第Ｎ−１の帰還部は、それぞれ、前記第ｋの増幅部からの出力信号の位相を変化させて、前記第３の位相と前記第４の位相との差が０°以上１２０°未満にする、請求項４に記載の多段増幅装置。
6. 前記第１〜第Ｎの帰還部のうち、少なくとも２つの帰還部は、
   容量性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を並列帰還させる容量性並列帰還部と、
   誘導性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を並列帰還させる誘導性並列帰還部とを有し、
   前記容量性並列帰還部を含む増幅器の前記所望周波数帯における利得の減少率と、前記誘導性並列帰還部を含む増幅器の前記所望周波数帯における利得の増加率とは、同等である、請求項１に記載の多段増幅装置。
7. 前記第１〜第Ｎの帰還部のうち、少なくとも二つの帰還部は、
   容量性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を直列帰還させる容量性直列帰還部と、
   誘導性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を直列帰還させる誘導性直列帰還部とを有し、
   前記容量性直列帰還部を含む増幅器の前記所望周波数帯における利得の増加率と、前記誘導性直列帰還部を含む増幅器の前記所望周波数帯における利得の減少率とは、同等である、請求項１に記載の多段増幅装置。
8. 第１の帰還部は、誘導性のリアクタンス成分を有し、第１の増幅部からの出力信号を直列帰還させる誘導性直列帰還部を有する、請求項１に記載の多段増幅装置。
9. 第Ｎの帰還部は、誘導性のリアクタンス成分を有し、第Ｎの増幅部うからの出力信号を直列帰還させる誘導性直列帰還部を有する、請求項１に記載の多段増幅装置。
10. 前記第１〜第Ｎの帰還部のうち、少なくとも二つの帰還部は、
    容量性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を並列帰還させる並列帰還部と、誘導性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を直列帰還させる直列帰還部とを含む帰還量増加帰還部と、
    誘導性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を並列帰還させる並列帰還部と、容量性のリアクタンス成分を有し、増幅部からの出力信号を直列帰還させる直列帰還部とを含む帰還量減少帰還部とを有し
    前記帰還量増加帰還部を含む増幅器の前記所望周波数帯における利得の減少率と、前記帰還量減少帰還部を含む増幅器の前記所望周波数における利得の増加率とは、同等である、請求項１に記載の多段増幅装置。
11. 少なくとも１つの前記第ｋの増幅器は、
    前記第ｋの増幅部と前記第ｋ＋１の増幅部との間のインピーダンスを整合させる整合回路をさらに含み、
    前記整合回路は、外部からの制御信号に基づいてリアクタンスを変化させることによって、前記第ｋの帰還部が帰還させる信号のレベルを調整する、請求項１に記載の多段増幅装置。
12. 少なくとも１つの前記第ｋの帰還部は、前記リアクタンス成分として、外部からの制御信号に応じてリアクタンスが変化するバラクタダイオードを含む、請求項１に記載の多段増幅装置。
13. 少なくとも１つの前記第ｋの帰還部は、スイッチング素子のオンオフによって、リアクタンスが変化する、請求項１に記載の多段増幅装置。
14. 少なくとも１つの前記第ｋの増幅部は、外部からの制御信号に基づいてバイアス電流の電流値を変化させる、請求項１に記載の多段増幅装置。
15. 少なくとも１つの第ｋのバイアス回路は、スイッチング素子のオン／オフによって、前記バイアス電流の電流値を変化させる、請求項１４に記載の多段増幅装置。
16. 受信装置であって、
    受信した無線信号を増幅する多段増幅装置を備え、
    前記多段増幅装置は、
    縦列に接続された第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の増幅器を含み、
    第ｋ（ｋは１〜Ｎの自然数）の増幅器は、
    第ｋの増幅部と、
    リアクタンス成分を有し、前記第ｋの増幅器からの出力信号の位相を変化させて、前記第ｋの増幅部の入力側に負帰還させる第ｋの帰還部とを有し、
    第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差を第１の位相とし、
    前記第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎの増幅部で発生する３次相互変調歪みと第Ｎの帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差を第２の位相とした場合、
    前記第１の位相と前記第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下である、受信装置。
17. 送信装置であって、
    電気信号を増幅する多段増幅装置を備え、
    前記多段増幅装置は、
    縦列に接続された第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の増幅器を含み、
    第ｋ（ｋは１〜Ｎの自然数）の増幅器は、
    第ｋの増幅部と、
    リアクタンス成分を有し、前記第ｋの増幅器からの出力信号の位相を変化させて、前記第ｋの増幅部の入力側に負帰還させる第ｋの帰還部とを有し、
    第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差を第１の位相とし、
    前記第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎの増幅部で発生する３次相互変調歪みと第Ｎの帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差を第２の位相とした場合、
    前記第１の位相と前記第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下である、送信装置。
18. 無線通信装置であって、
    受信信号を増幅する受信増幅装置と、
    送信信号を増幅する送信増幅装置と、
    同時に送信と受信とを行う際に、増幅された前記送信信号のレベルに応じた制御信号を、前記受信増幅装置に入力する制御装置とを備え、
    前記受信増幅装置は、多段増幅器を含み、
    前記多段増幅器は、
    縦列に接続された第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の自然数）の増幅器を有し、
    第ｋ（ｋは１〜Ｎの自然数）の増幅器は、
    第ｋの増幅部と、
    リアクタンス成分を有し、前記第ｋの増幅器からの出力信号の位相を変化させて、前記第ｋの増幅部の入力側に負帰還させる第ｋの帰還部とを有し、
    第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎ−１の増幅器からの出力信号に含まれる３次相互変調歪みの位相との差を第１の位相とし、
    前記第Ｎの増幅器からの出力信号に含まれる前記所望周波数帯における周波数成分の位相と、第Ｎの増幅部で発生する３次相互変調歪みと第Ｎの帰還部から帰還する３次相互変調歪みとを合成した合成３次相互変調歪みの位相との差を第２の位相とした場合、
    前記第１の位相と前記第２の位相との差は、１２０°以上１８０°以下であり、
    前記多段増幅器は、前記制御信号に基づいて、前記第ｋの帰還部の帰還量と、前記第ｋの増幅部におけるバイアス電流の電流値とを変化させる、無線通信装置。

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