CN1707941A - 多级放大设备以及使用该设备的接收设备和发送设备 - Google Patents

Abstract

一种包括第一到第N个串联放大器的、用于放大期望信号的多级放大设备，其中第k个(k为1到N)放大器包括：第k个放大部分；以及第k个反馈部分，第k个反馈部分具有一电抗分量、对从第k个放大部分输出的信号的相位进行改变。当从第N个放大器输出的期望信号和从第(N－1)个放大器输出的三阶交调失真(IM3)之间的相位差被称为第一相位时，且从第N个放大器输出的期望信号和一组合IM3之间的相位差被称为第二相位时，其中所述组合IM3通过把第N个放大部分中出现的IM3和从第N个反馈部分反馈的IM3进行组合而得出，则第一相位和第二相位之差大于等于120°且小于等于180°。

Description

多级放大设备以及使用该设备的接收设备和发送设备

技术领域

本发明涉及一放大器以及使用该放大器的接收设备和发送设备，尤其涉及具有失真补偿功能的放大设备、以及使用该放大设备的接收设备和发送设备。

背景技术

最近，在改进移动通信终端的方面作出了快速发展。特别是，已经在移动通信终端内结合了各种功能以及通信功能。随着移动通信终端越来越普遍，热切需要降低其中的功耗。在移动通信终端的无线电路中，放大器电路、混频器电路等等是功耗的主要因素。因此，放大器电路要在抑制功耗的同时保持预定的功能是一个重要难题。

在放大器电路中，例如，当信号被输入到该电路中时，由于接收信号中包括的两个频带的信号而出现交调失真。特别是，三阶交调失真(下文中称为IM3)在接收信号附近出现，影响了接收信号。同样，当发送信号被输入到放大器电路时，由于发送信号带宽的影响而出现IM3，影响了发送信号。这样，抑制放大器电路等中IM3的出现也是一个重要难题。

通常知道通过提高放大器电路的功耗可以抑制IM3的出现。尽管抑制了IM3的出现，功耗仍然增加。这样，不能同时解决两个难题。因此已经提出了在不提高功耗的情况下抑制IM3出现的各种方法。

作为减少IM3的第一个示例性方法，已经提出了一种使用反馈型放大器电路的方法。专利公布文本1和2描述了示例性的反馈型放大器电路。

图32是说明在专利公布文本1(日本PCT国际阶段公开的第2002-536859号专利公布文本)中描述的反馈型放大器电路的示意图。在图32中，信号发生器1501产生一信号，该信号又被输入到放大器电路1502。第一晶体管1521和第二晶体管1522放大输入信号。在信号放大期间，IM3分量出现在第一晶体管1521和第二晶体管1522中。并联电抗反馈网络1523包括一电容器。已放大信号和出现的IM3分量被输入到并联电抗反馈网络1523。并联电抗反馈网络1523改变已放大信号和IM3分量的相位，并且把所产生的信号和IM3分量反馈回第一晶体管1521的基极。结果，在放大期间出现的IM3分量与相位在反馈期间改变的IM3分量对消。

图33是说明在专利公布文本2(日本公开的第2003-289226号专利公布文本)中描述的反馈型放大器电路的示意图。图33中，放大器电路1602放大通过内部端子1601输入的信号。在信号放大期间，IM3分量出现在放大器电路1602中。反馈电路1603把已放大信号反馈回第一晶体管1621的基极。在已放大信号的反馈期间，已放大信号和IM3分量的相位被第一电容器1631改变。结果，放大器电路1602中出现的IM3分量与相位在反馈期间改变的IM3分量对消，从而抑制了IM3。

作为减少IM3的第二种方法，提供了一预失真型放大器电路。预失真型放大器电路包括一噪声生成部分(第一级)和一放大部分(第二级)。噪声生成部分和放大部分串联。

图34是说明在专利公布文本3(日本专利号3405401)中描述的预失真型放大器电路的第一级电路的示意图。在FET 1701，出现的噪声与信号放大期间第二级内出现的IM3分量的频带相同。第一电感器1702改变了FET 1701中出现的噪声的相位。门控电压1703控制FET 1701中出现的噪声的幅度。这样，第一级产生了一噪声分量，该噪声分量相对于预期在信号放大期间的第二级内出现的IM3具有相同的频带、相同的幅度和相反的相位。结果，第一级内出现的噪声分量与信号放大期间第二级内出现的IM3分量对消。

然而，上述方法具有以下问题。在第一种方法中，IM3分量的相位被改变，已放大信号和IM3分量的一部分被反馈。在第一种方法中，放大器电路中出现的IM3分量与反馈的IM3分量对消，从而抑制了IM3。然而，输入信号的电平由于已放大信号的反馈而降低。因此，放大器电路不能获得期望的放大电平。因此，需要限制要被反馈的已放大信号，从而对IM3的抑制进行限制。

在第二种方法中，在第一级上产生的IM3分量与第二级上在放大器内出现的IM3分量对消，从而抑制了IM3。然而，当在第一级上产生IM3分量时，除IM3分量以外还出现白噪声。当向发送设备应用第二种方法时，白噪声的出现导致以下问题。发送设备在与接收设备所使用的不同频带内发出白噪声。因此，另外需要一种用于消除白噪声的装置，导致复杂的设备结构。此外，白噪声的消除存在限制。当向接收设备应用第二种方法时，白噪声的出现导致以下问题。期望信号未在第一级上被放大，因此白噪声的电平高于IM3分量的电平到达不可忽略的程度上。因此，另外需要一种用于消除白噪声的装置，导致复杂的设备结构。

发明内容

因此，本发明的一个目标是提供一种低功耗放大器，该放大器能抑制信号放大期间的IM3并且不要求消除白噪声的装置。

为了解决上述问题，本发明具有以下特征。提供了一多级放大器，用于对具有期望频带的期望信号进行放大并且输出已放大的期望信号。多级放大设备包括串联的第一到第N个(N是为2或更大的自然数)放大器。第k个(k是1到N间的自然数)放大器包括第k个放大部分和第k个反馈部分，所述第k个反馈部分具有一电抗分量并且改变从第k个放大部分输出的信号的相位、并且把所产生的信号负反馈到第k个放大部分的输入侧。当从第N个放大器(10-N)输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(N-1)个放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差被称为第一相位时，且从第N个放大器(10-N)输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和组合的三阶交调失真的相位之差被称为第二相位时(其中所述组合的三阶交调失真通过把第N个放大部分中出现的三阶交调失真和从第N个反馈部分反馈的三阶交调失真进行组合而得出)，第一相位和第二相位之差大于等于120°并且小于等于180°。

最好是，第k个反馈部分可能有一电抗分量，它使1/(1-α·β)的相位分量大于等于-90°且小于等于90°，其中β表示第k个反馈部分的反馈量，它是通过把第k个反馈部分的导纳除以第k个反馈部分的负载导纳和第k个放大器的负载导纳之和而得出的值，而α表示第k个放大器(101-k)相对于期望频带的频率分量的增益。

N最好是2，第一相位可以是从第二放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第一放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差，第二相位可以是从第二放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和一组合的三阶交调失真的相位之差(所述组合的三阶交调失真通过把第二放大部分中出现的三阶交调失真和从第二反馈部分反馈的三阶交调失真进行组合而得出)，而第一相位和第二相位之差可能是大于等于120°且小于等于180°。

最好是，当从第k个(k是大于等于2且小于等于N-1的至少一个自然数)放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(k-1)个放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差被称为第三相位时，且从第k个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和组合的三阶交调失真的相位之差被称为第四相位时(其中所述组合的三阶交调失真通过把第k个放大部分(101-k)中出现的三阶交调失真和从第k个反馈部分反馈的三阶交调失真进行组合而得出)，第k个反馈部份(102-k)可能对从第k个放大部份(101-k)输出的信号的相位进行改变，使得第三相位和第四相位之差大于等于0°并且小于120°。

最好是，第一到第(N-1)个反馈部份的每一个可以对从第k个放大部份输出的信号的相位进行改变，使得第三相位和第四相位之差大于等于0°并且小于120°。

最好是，第一到第N个反馈部份的至少两个具有一容性并联反馈部份和一感性并联反馈部份(102-2)，其中容性并联反馈部份具有一容性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行并联反馈，感性并联反馈部份具有一感性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行并联反馈。包括容性并联反馈部份的放大器期望频带的增益递减率可能等于包括感性并联反馈部份的放大器期望频带的增益递增率。

最好是，第一到第N个反馈部份的至少两个具有一容性并联反馈部份和一感性并联反馈部份，其中容性并联反馈部份具有一容性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行串联反馈，感性并联反馈部份具有一感性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行串联反馈。包括容性并联反馈部份的放大器期望频带的增益递减率可能等于包括感性并联反馈部份的放大器期望频带的增益递增率。

最好是，第一反馈部份可能有一电感串联反馈部份，所述电感串联反馈部份具有一感性电抗分量并且相对于从第一放大部份输出的信号执行串联反馈。

最好是，第N个反馈部份可能有一电感串联反馈部份，所述电感串联反馈部份具有一感性电抗分量并且相对于从第N个放大部份输出的信号执行串联反馈。

最好是，第一到第N个反馈部份的至少两个具有一反馈量递增的反馈部份和一反馈量递减的反馈部份，所述反馈量递增的反馈部份包括一并联反馈部份和一串联反馈部份，所述并联反馈部份具有一容性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行并联反馈，所述串联反馈部份具有一感性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行串联反馈；所述反馈量递减的反馈部份包括一并联反馈部份和一串联反馈部份，所述并联反馈部份具有一感性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行并联反馈，所述串联反馈部份具有一感性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行串联反馈。包括反馈量递增的反馈部份的放大器期望频带的增益递减率可能等于包括反馈量递减的反馈部份的放大器期望频带的增益递增率。

最好是，至少一个第k个放大器还包括一匹配电路，它匹配第k个放大部份(101-k)和第(k+1)个放大部份的阻抗。匹配电路可以基于外部输入的控制信号来改变电抗，以便调节被反馈回第k个反馈部份的信号的电平。

最好是，至少一个第k个反馈部份可以包括一变容二极管，该变容二极管根据外部输入的控制信号来改变一电抗作为电抗分量。

最好是，至少第k个反馈部份可以通过开/关一开关元件而改变一电抗。

最好是，至少第k个放大部份可以基于外部输入的控制信号来改变偏置电流的电流值。

最好是，至少一个第k个偏置电路可以通过开/关一开关电路而改变偏置电流的电流值。

本发明还提供了一接收设备，它包括用于放大接收到的无线电信号的多级放大设备(904)。多级放大设备包括串联的第一到第N个(N为大于等于2的自然数)放大器。第k个(k是从1到N的自然数)放大器包括第k个放大部份和第k个反馈部份，其中第k个反馈部份具有一电抗分量并且对从第k个放大部份输出的信号的相位进行改变、并把所产生的信号负反馈回第k个放大部份的输入端。当从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(N-1)个放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差被称为第一相位时，且从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和组合的三阶交调失真的相位之差被称为第二相位时(其中所述组合的三阶交调失真通过把第N个放大部分中出现的三阶交调失真和从第N个反馈部分反馈的三阶交调失真进行组合而得出)，第一相位和第二相位之差大于等于120°并且小于等于180°。

本发明还提供了一发送设备，其包括用于放大电信号的多级放大设备。所述多极放大设备包括串联的第一到第N个(N为大于等于2的自然数)放大器。第k个(k为从1到N的自然数)放大器包括第k个放大部份和第k个反馈部份，所述第k个反馈部份具有一电抗分量并且对从第k个放大部份输出的信号的相位进行改变、并把所产生的信号负反馈回第k个放大部份的输入侧。当从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(N-1)个放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差被称为第一相位时，且从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和组合的三阶交调失真的相位之差被称为第二相位时(其中所述组合的三阶交调失真通过把第N个放大部分中出现的三阶交调失真和从第N个反馈部分反馈的三阶交调失真进行组合而得出)，第一相位和第二相位之差大于等于120°并且小于等于180°。

本发明还提供了一无线电通信设备，其包括：用于放大接收信号的信号接收放大器；用于放大发送信号的信号发送放大器；以及在同时执行信号发送和信号接收时、用于根据已放大发送信号的电平把控制信号输入到信号接收放大器中的控制设备。信号接收放大器包括一多级放大设备。多级放大设备包括串联的第一到第N个(N是大于等于2的自然数)放大器。第k个(k为从1到N的自然数)放大器包括第k个放大部份和第k个反馈部份，所述第k个反馈部份具有一电抗分量并且对从第k个放大部份输出的信号的相位进行改变、并把所产生的信号负反馈回第k个放大部份的输入侧。当从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(N-1)个放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差被称为第一相位时，且从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和组合的三阶交调失真的相位之差被称为第二相位时(其中所述组合的三阶交调失真通过把第N个放大部分中出现的三阶交调失真和从第N个反馈部分反馈的三阶交调失真进行组合而得出)，第一相位和第二相位之差大于等于120°并且小于等于180°。多级放大部份基于控制信号改变了第k个反馈部份的反馈量以及第k个放大部份的偏置电流的电流值。

按照本发明，第一相位和第二相位之差大于等于120°并且小于等于180°。因此，通过把从第(N-1)个放大器输出的三阶交调失真和组合的三阶交调失真而得出的总和IM3分量的功率值会比从第(N-1)个放大器输出的三阶调制间分量的功率值与组合三阶交调失真的功率值之和要小。从而可能抑制从每个放大器输出的三阶交调失真。在各个放大器中，具有期望频带的期望信号被放大，因此在放大期望信号时出现的白噪声是可忽略的。结果，不要求用于消除白噪声的结构，从而这对于设备结构也是可能的。

第k个反馈部份具有一电抗分量，该电抗分量使1/{1-α·β}的相位分量大于等于-90°或小于等于90°。结果，会使第一相位和第二相位之差大于等于120°且小于等于180°。

当N＝2时，使得从第一放大器输出的三阶交调失真的相位和第二放大器中出现的组合三阶交调失真的相位之差大于等于120°且小于等于180°，借此预期能抑制三阶交调失真。

可以使从第(k-1)个放大器输出的三阶交调失真的相位和第k个放大器中出现的组合三阶交调失真的相位之差大于等于0°且小于等于120°。可以有效地抑制第N个放大器中出现的三阶交调失真。

至少两个反馈部份具有一容性并联反馈部份和一感性并联反馈部份，从而可能使第一相位和第二相位之差大于等于120°且小于等于180°。具有容性并联反馈部份的放大器的增益递减率等于具有感性并联反馈部份的放大器的增益递增率，从而得到期望的增益。

至少两个反馈部份具有一电容串联反馈部份和一电感串联反馈部份，从而可能使第一相位和第二相位之差大于等于120°且小于等于180°。具有电容串联反馈部份的放大器的增益递减率等于具有感性串联反馈部份的放大器的增益递增率，从而得到期望的增益。

至少两个反馈部份具有一反馈量递增的反馈部份和一反馈量递减的反馈部份。因此，反馈部份能控制被反馈的信号的相位，使被输入放大器的信号的相位和被反馈信号的相位之差大致为180°。结果，可以容易地把第一相位和第二相位之差控制为大致为180°，从而可能有效地抑制三阶交调失真。

通过改变匹配电路的电抗以便调节被反馈回第k个反馈部份的信号的电平，第k个反馈部份能控制要被反馈的信号的相位变化量。

第k个反馈部份可能有一变容二极管，该变容二极管根据外部输入的控制信号来改变一电抗，从而可能控制要被反馈的信号的相位变化量。同样，通过对开关元件进行开/关以改变第k个反馈部份的电抗，第k个反馈部份能控制要被反馈的信号的相位变化量。

第k个放大部份可以基于外部输入的控制信号来改变偏置电流的电流值以便控制要被反馈的信号的相位变化量。特别是，这通过采用第k个偏置电路而实现，所述第k个偏置电路通过对开关元件进行开/关而改变偏置电流的电流值。

在结合附图考虑以下发明详述时，本发明的这些及其它目标、特征、方面和优势将变得更为明显。

附图说明

图1是说明按照本发明第一实施例的多级放大设备1的结构的框图，

图2A是说明在图1的点a1处、已放大期望信号分量(下文中称为期望信号分量)的相位和第一IM3分量(下文中称为第一IM3分量)的相位之间关系的示意图，

图2B是说明在图1的点b1处、相位已改变的期望信号分量的相位和相位已改变的第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图2C是说明在图1的点c1处、输入期望信号分量的相位、被反馈期望信号分量的相位以及被反馈的第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图2D是说明在图1的点c1处、期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图2E是说明在图1的点d1处、已放大期望信号分量的相位、已放大第一IM3分量的相位以及新的第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图2F是说明在图1的点e1处、期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图3A是说明在图1的点f1处、已放大期望信号分量的相位、已放大第一IM3分量的相位以及最新出现的第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图3B是说明在图1的点g1处、相位已改变的期望信号分量的相位、相位已改变的第一IM3分量的相位以及相位已改变的第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图3C是说明在图1的点h1处、期望信号分量的相位、被反馈期望信号分量的相位、被反馈的第一IM3分量的相位以及被反馈的第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图3D是说明在图1的点h1处、期望信号分量的相位、第一IM3分量的相位以及第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图3E是说明图1点i1处已放大期望信号分量的相位、点i1处已放大的第一IM3分量的相位、点i1处已放大的第二IM3分量的相位以及在放大期望信号分量时出现的第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图3F是说明在图1的点j1处、期望信号分量的相位、第一IM3分量的相位以及第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图4是说明第一并联反馈放大器10-1的详细操作的示意图，

图5A是说明期望信号分量的相位和从第一并联反馈放大器10-1输出的第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图5B是说明从第二并联反馈放大器10-2输出的期望信号分量的相位和第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图5C是说明怎样组合第一IM3分量和第二IM3分量以便抑制IM3的示意图，

图6是说明按照第一实施例的多级放大设备的特定示例性结构的示意图，

图7是说明当第一并联反馈部份102-1具有一容性电抗分量时、第一并联反馈放大器10-1的增益变化的示意图，

图8是说明当第二并联反馈部份102-2具有一感性电抗分量时、第二并联反馈放大器10-2的增益变化的示意图，

图9A是说明按照本发明第一实施例的并联反馈部份的示例性结构的示意图，

图9B是说明按照本发明第一实施例的并联反馈部份的示例性结构的示意图，

图9C是说明按照本发明第一实施例的并联反馈部份的示例性结构的示意图，

图9D是说明按照本发明第一实施例的并联反馈部份的示例性结构的示意图，

图10是说明按照本发明第二实施例的多级放大设备的示例性结构的示意图，

图11A是说明在图10点k1处、从第二并联反馈放大器10-2输出的期望信号分量的相位、从第二并联反馈放大器10-2输出的第一IM3分量的相位以及从第二并联反馈放大器10-2输出的第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图11B是说明怎样组合第一IM3分量和第二IM3分量以生成第一总和IM3分量的示意图，

图12A是说明在图10点L1处、已放大期望信号分量的相位、已放大第一总和IM3分量的相位以及第三IM3分量的相位之间关系的示意图，

图12B是说明在图10点m1处、期望信号分量的相位、第一总和IM3分量的相位以及第三IM3分量的相位之间关系的示意图，

图12C是说明在图10点n1处、期望信号分量的相位、被反馈期望信号分量的相位、第一总和IM3分量的相位、被反馈的第一总和IM3分量的相位以及被反馈的第三IM3分量的相位之间关系的示意图，

图12D是说明在图10点n1处、期望信号分量的相位、第一总和IM3分量的相位以及第三IM3分量的相位之间关系的示意图，

图12E是说明在图10点o1处、已放大期望信号分量的相位、已放大第一总和IM3分量的相位、已放大第三IM3分量的相位以及最新出现的第三IM3分量的相位之间关系的示意图，

图12F是说明在图10的输出端子72处、期望信号分量的相位、第一总和IM3分量的相位以及第三IM3分量的相位之间关系的示意图，

图13是说明按照本发明第三实施例的多级放大设备的示例性结构的示意图，

图14A是说明在图13点p1处、期望信号分量的相位和第(k-2)个总和IM3分量的相位之间关系的示意图，

图14B是说明在图13点q1处、期望信号分量的相位、第(k-2)个总和IM3分量的相位以及第k个放大器中出现的第k个IM3分量的相位之间关系的示意图，

图15A是说明在图13点r1处、期望信号分量的相位和第(N-2)个总和IM3分量的相位之间关系的示意图，

图15B是说明在图13点s1处、期望信号分量的相位、第(N-2)个总和IM3分量的相位以及第N个IM3分量的相位之间关系的示意图，

图16是说明按照本发明第四实施例的多级放大设备的示例性结构的示意图，

图17是说明按照本发明第五实施例的多级放大设备的示例性结构的示意图，

图18是说明第一串联反馈放大器30-1的等效电路的示意图，

图19是第一串联反馈放大器30-1的第一晶体管111的操作的示意图，

图20A是说明在图17点a2处、已放大期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图20B是说明在图17点b2处、被输入到第二串联反馈放大器30-2中的期望信号分量的相位以及被输入到第二串联反馈放大器30-2中的第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图20C是说明在图17点c2处、已放大期望信号分量的相位、已放大第一IM3分量的相位以及第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图20D是说明在输出端子72处、期望信号分量的相位、第一IM3分量的相位以及第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图21是说明第一串联反馈放大部份30-1的示意图，该放大部份包括使用电阻器的并联反馈部份，

图22是说明按照本发明第六实施例的多级放大设备的示例性结构的电路图，

图23A是说明在图22点a3处、已放大期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图23B是说明在图22点b3处、相位已改变的期望信号分量的相位以及相位已改变的第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图23C是说明在图22点c3处、输入信号的期望信号分量的相位、期望信号分量的相位以及第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图23D是说明在图22点d3处、已放大输入期望信号分量的相位、已放大期望信号分量的相位、已放大第一IM3分量的相位以及最新出现的第一IM3分量(下文中称为第一IM3分量X_d3-1)的相位之间关系的示意图，

图23E是说明在图22点d3处、期望信号分量和期望信号分量的组合结果、以及第一IM3分量和第一IM3分量的组合结果的示意图，

图24A是说明被输入到第二组合反馈放大器40-2中的期望信号分量和第一IM3分量的相位之间关系的示意图，

图24B是说明在图22点f3处、已放大期望信号分量的相位、已放大第一IM3分量的相位以及最新出现的第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图24C是说明在图22点g3处、期望信号分量的相位、相位已改变的第一IM3分量的相位以及相位已改变的第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图24D是说明在图22点h3处、期望信号分量的相位、第一IM3分量的相位以及第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图24E是说明在图22点i3处、已放大期望信号分量的相位、已放大第一IM3分量的相位、已放大第二IM3分量的相位以及最新出现的第二IM3分量的相位之间关系的示意图，

图24F是说明图24E的期望信号分量、第一IM3分量和第二IM3分量被组合的状态示意图，

图24G是说明第一IM3分量和第二IM3分量如何抵消的示意图，

图25是说明按照本发明第七实施例的多级放大设备结构的示意图，

图26是说明按照本发明第八实施例的多级放大设备结构的示意图，

图27是说明在通用接收电路中IM3对期望信号的影响的示意图，

图28是说明按照本发明第九实施例的接收电路的框图，

图29是说明在通用发送电路中出现的IM3对期望信号的影响的示意图，

图30是说明按照本发明第十实施例的发送电路的框图，

图31是说明按照本发明第十一实施例的无线电通信设备结构的框图，

图32是说明在专利公布文件1中描述的反馈型放大器电路的示意图，

图33是说明在专利公布文件2中描述的反馈型放大器电路的示意图，以及

图34是说明在专利公布文件3中描述的反馈型放大器电路的示意图。

优选实施例的详细描述

(第一实施例)

图1是说明按照本发明第一实施例的多级放大设备1的结构的框图。图1中，多级放大设备1包括第一并联反馈放大器10-1、第二并联反馈放大器10-2、内部端子71和输出端子72。第一并联反馈放大器10-1包括第一放大部份101-1和第一并联反馈部份102-1。第二并联反馈放大器10-2包括第二放大部份101-2和第二并联反馈部份102-2。

妇图1所示，多级放大设备1具有两个串联的放大器，每个放大器都包括并联反馈部份作为反馈电路。第一放大部份101-1和第二放大部份101-2是反相放大器。第一并联反馈部份102-1和第二并联反馈部份102-2具有彼此不同的电抗分量。

在第一并联反馈放大器10-1中，第一放大部份101-1对通过内部端子71输入的、具有期望频带的期望信号(下文中称为期望信号)进行放大。当第一放大部份101-1放大输入的期望信号时，IM3由于期望信号而出现。第一并联反馈部份102-1的电抗分量改变了已放大期望信号分量的相位和第一放大电路101-1中出现的IM3(下文中称为第一IM3)的相位，并且反馈回所产生的已放大期望信号分量和第一IM3分量。

在第二并联反馈放大器10-2中，第二放大部份101-2对从第一并联反馈放大器10-1输出的期望信号和第一IM3进行放大。在第二放大部份101-2中，由于已放大的期望信号而最新出现IM3。第二并联反馈部份102-2的电抗分量改变了已放大期望信号分量的相位、已放大第一IM3的相位以及最新出现的IM3(下文中称为第二IM3)的相位，并且反馈回所产生的已放大期望信号、已放大第一IM3以及第二IM3。

现在将描述按照本发明第一实施例的多级放大设备1的操作概述。注意到将使用具有期望频带的期望信号的两个频率分量(下文中称为期望信号分量)以及由于这两个频率分量而出现的IM3来描述本发明的多级放大设备的操作。注意到假定这两个频率分量的频率为期望频带的最大值和最小值。因此，在本发明的多级放大设备中，可以说明具有期望频带的期望信号和由于该期望频带的期望信号而出现的IM3之间的关系。

以下将按照上述规则(除非特别指明)来描述期望信号分量和IM3分量之间的相位关系。期望信号分量位于实轴上，并说明期望信号的两个频率分量的相位和IM3分量的相位之间的关系。假定期望信号分量以及具有不同频率分量的两个IM3分量具有相同的相位。为了清楚说明期望信号分量的相位和IM3分量的相位之间的关系，IM3分量的幅度被放大。

第一放大部份101-1对输入其中的期望信号分量(下文中称为输入期望信号分量)进行放大。当第一放大电路101-1放大了输入期望信号分量时，出现IM3分量。注意到在第一放大部份101-1中，由于期望信号分量而出现的第一IM3a的频率分量被称为第一IM3分量。第一放大部份101-1输出已放大的期望信号和第一IM3分量。假定已放大期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之差为180°。图2A是说明在图1的点a1处、已放大期望信号分量(下文中称为期望信号分量S_a1)的相位和第一IM3分量(下文中称为第一IM3分量X_a1)的相位之间关系的示意图。如图2A所示，期望信号分量S_a1的相位和第一IM3分量X_a1的相位之差为180°。

第一并联反馈部份102-1改变了期望信号分量S_a1的相位和第一IM3分量X_a1的相位。在第一并联反馈部份102-1中，期望信号分量S_a1和第一IM3分量X_a1的相位变化的频率相关性足够小，并被假定为可忽略。

图2B是说明在图1的点b1处相位已改变的期望信号分量S_a1(下文中称为期望信号分量S_b1)的相位和在点b1相位已改变的第一IM3分量X_a1(下文中称为第一IM3分量X_b1)的相位之间关系的示意图。注意到输入期望信号分量位于图2B的实轴上。如图2B所示，期望信号分量S_b1的相位和第一IM3分量X_b1的相位之差被保持为180°。

图2C是说明在图1的点c1处、输入期望信号分量的相位、被反馈期望信号分量S_b1的相位以及被反馈的第一IM3分量X_b1的相位之间关系的示意图。注意到在图2C中，输入期望信号分量位于实轴上。如图2C所示，从第一并联反馈部份102-1反馈的输入期望信号分量和期望信号分量S_b1在点c1处被组合以便产生一期望信号分量S_c1。输入期望信号分量和期望信号分量S_b1彼此具有不同的相位。因此，期望信号分量S_c1的相位不同于输入期望信号分量和期望信号分量S_b1的相位。注意到第一IM3分量S_b1的相位在点c1处不改变。

图2D是说明在图1的点c1处、期望信号分量S_c1的相位和第一IM3分量X_b1的相位之间关系的示意图。如图2D所示，期望信号分量S_c的相位和第一IM3分量X_b的相位之差用θ_a1表示。

输入期望信号分量的相位和点c1处期望信号分量S_b1的相位之差用θ_a1表示。该情况下，最好θ_a1的值为90°≤θ_a1≤270°。原因如下。当θ_a1为θ_a1≤90°或θ_a1≥270°时，来自第一并联反馈部份102-1的期望信号分量S_b1的反馈是正反馈。结果，第一并联反馈放大器10-1变得不稳定并且难以控制。

第一放大部份101-1在维持相位差θ_a1的同时放大了期望信号分量S_c1和第一IM3分量X_b1。当第一放大部份101-1放大期望信号分量S_c1时，出现一新的第一IM3分量。

图2E是说明在图1的点d1处已放大期望信号分量S_c1(下文中称为期望信号分量S_d1)的相位、点d1处已放大的第一IM3分量X_b1(下文中称为第一IM3分量X_d1-1)的相位以及点d1处新的第一IM3分量(下文中称为第一IM3分量X_d1-2)的相位之间关系的示意图。如图2E所示，期望信号分量S_d1的相位和第一IM分量X_d1-2的相位之差在点d1处为180°。第一IM3分量X_d1-1和第一IM3分量X_d1-2在点d1处被组合以生成一组合的IM3分量。在以下描述中，第一并联反馈放大器10-1中生成的组合IM3分量被视为第一IM3分量X_d1。

图2F是说明在图1的点e1处、期望信号分量S_d1的相位和第一IM3分量X_d1的相位之间关系的示意图。如图2F所示，期望信号分量S_d1的相位和第一IM3分量X_d1的相位之差未从图2E的状态而改变。第一并联反馈放大器10-1在图2F所示的状态中输出期望信号分量S_e1和第一IM3分量X_e1。

在点d1处，把期望信号分量S_d1和第一IM3分量X_d1的部份输入到第一并联反馈部份102-1。结果，第一并联反馈部份102-1在维持图2F的期望信号分量S_d1的相位和第一IM3分量X_d1的相位之间关系的同时、改变了期望信号分量S_d1的相位和第一IM3分量X_d1的相位，并且反馈所产生的期望信号分量S_d1和第一IM3分量X_d1。通过第一并联反馈放大器10-1重复地执行上述操作，点d1处期望信号分量S_d1的相位和第一IM3分量X_d1的相位之差被改变并且收敛到一特定值。在以下描述中，从第一并联反馈放大器10-1输出的期望信号分量S_d1的相位和第一IM3分量X_d1的相位之差用θ_b1表示。注意到，当被第一放大部份101-1放大的期望信号分量的相位和在第一放大部份101-1中生成的第一IM3分量的相位之差为180°时，θ_b1的值为90°≤θ_b1≤270°。

接着将描述第二并联反馈放大器10-2的操作。

第二并联反馈放大器10-2接收期望信号分量S_d1和第一IM3分量X_d1。第二放大部份101-2在维持相位差θ_b1的同时、放大期望信号分量S_d1和第一IM3分量X_d1。当第二放大部份101-2放大期望信号分量S_d1时，出现一IM3分量。注意到，由于第二放大部份101-2中的期望信号分量而出现的IM3分量被称为第二IM3分量。从第二放大部份101-2输出的已放大期望信号分量S_d1的相位和第二IM3分量的相位之差为180°。

图3A是说明在图1点f1处的已放大期望信号分量S_d1(下文中称为期望信号分量S_f1)的相位、点f1处的已放大第一IM3分量X_d1(下文中称为第一IM3分量X_f1)的相位以及点f1处最新出现的第二IM3分量(下文中称为第二IM3分量Y_f1)的相位之间关系的示意图。如图3A所示，期望信号分量S_f1的相位和第一IM3分量X_f1的相位之差在点f1处为θ_b1。期望信号分量S_f1的相位和第二IM3分量Y_f1的相位之差为180°。

第二并联反馈部份102-2改变了期望信号分量S_f1的相位、第一IM3分量X_f1的相位以及第二IM3分量Y_f1的相位。在第二并联反馈部份102-2中，期望信号分量S_f1、第一IM3分量X_f1以及第二IM3分量Y_f1的相位变化的频率相关性足够小，并被假定为可忽略。

图3B是说明在图1点g1处相位已改变的期望信号分量S_f1(下文中称为期望信号分量S_g1)的相位、在点g1处相位已改变的第一IM3分量S_f1(下文中称为第一IM3分量X_g1)的相位以及在点g1处相位已改变的第二IM3分量Y_f1(下文中称为第二IM3分量Y_g1)的相位之间关系的示意图。要注意期望信号分量S_d1置于图3B中的实轴上。如图3B所示，在点g1处，期望信号分量S_g1的相位、第一IM3分量X_g1的相位以及第二IM3分量Y_g1的相位未从图3A的状态而改变。

图3C是说明在图1的点h1处、期望信号分量S_d1的相位、被反馈期望信号分量S_g1的相位、被反馈的第一IM3分量X_g1的相位以及被反馈的第二IM3分量Y_g1的相位之间关系的示意图。注意到，期望信号分量S_d1位于图3C的实轴上。如图3C所示，在点h1处，期望信号分量S_d1和反馈的期望信号分量S_g1被组合以生成一期望信号分量S_b1。同样，第一IM3分量X_d1和反馈的第一IM3分量X_g1被组合以生成第一IM3分量X_h1。

如图3C所示，期望信号分量S_d1的相位不同于期望信号分量S_g1的相位。因此，期望信号分量S_h1的相位不同于期望信号分量S_d1的相位和期望信号分量S_g1的相位。同样，第一IM3分量X_d1的相位不同于第一IM3分量X_g1的相位。因此，第一IM3分量X_h1的相位不同于第一IM3分量X_d1和第一IM3分量X_g1的相位。另一方面，在点h1处，第二IM3分量Y_g1的相位未改变。

图3D是说明在图1的点h1处、期望信号分量S_h1的相位、第一IM3分量X_h1的相位以及第二IM3分量Y_g1的相位之间关系的示意图。如图3D所示，期望信号分量S_h1的相位和第一IM3分量X_h1的相位之差未从θ_b1而改变。另一方面，第二IM3分量Y_g1的相位和期望信号分量S_g1的相位之差为180°，而期望信号分量S_h1的相位和第二IM3分量Y_g1的相位之差为θ_c1。这样，在点h1处，期望信号分量的相位和第二IM3分量的相位之间的关系从图3A的状态改变为图3D的状态。

期望信号分量S_d1的相位和期望信号分量S_g1的相位之差在点h1处被假定为θ_β1。该情况下，θ_β1的值最好是90°≤θ_β1≤270°。原因如下。当θ_β1的值为θ_β1≤90°或θ_β1≥270°时，来自第二并联反馈部份102-1的期望信号分量S_g1的反馈为正反馈。结果，第二并联反馈放大器10-2变得不稳定并且难以控制。

第二放大部份101-2在维持图3D相位关系的同时、放大了期望信号分量S_h1、第一IM3分量X_h1以及第二IM3分量Y_g1。当放大期望信号分量S_h1时，最新出现第二IM3分量。

图3E是说明图1点i1处的已放大期望信号分量S_h1(下文中称为期望信号分量S_i1)的相位、点i1处已放大的第一IM3分量X_h1(下文中称为第一IM3分量X_i1)的相位、点i1处已放大的第二IM3分量Y_h1(下文中称为第二IM3分量Y_i1-1)的相位以及在放大期望信号分量S_h1时出现的第二IM3分量(下文中称为第二IM3分量Y_i1-2)的相位之间关系的示意图。如图3E所示，期望信号分量S_i1的相位和第二IM3分量Y_il-2的相位之差为180°。在点i1处，第二IM3分量Y_i1-1和第二IM3分量Y_i1-2被组合以生成第二组合IM3分量(下文中称为第二IM3分量Y_i1)。期望信号分量S_i1的相位和第二IM3分量Y_i1的相位之差用θ_d1表示。注意到在点i1处，期望信号分量S_i1的相位和第一IM3分量X_i1的相位之差未从θ_b1而改变。

图3F是说明在图1的点j1处、期望信号分量S_i1的相位、第一IM3分量X_i1的相位以及第二IM3分量Y_i1的相位之间关系的示意图。如图3F所示，在点j1处，第一IM3分量X_i1和第二IM3分量Y_i1被组合以生成第一总和IM3分量。该情况下，第一IM3分量X_i1和第二IM3分量Y_i1的相位使得相位能彼此对消。下面将详细描述第一IM3分量X_i1和第二IM3分量Y_i1的对消相位。

注意到在点i1处，期望信号分量S_i1、第一IM3分量X_i1和第二IM3分量Y_i1也被输入到第二并联反馈部份102-2。结果，第二并联反馈部份102-2在维持图3E的期望信号分量S_i1的相位和第一IM3分量X_i1的相位间关系的同时、改变了期望信号分量S_i1的相位以及第一IM3分量X_i1的相位。通过第二并联反馈放大器10-2重复地执行上述操作，点i1处期望信号分量S_i1和第二IM3分量Y_i1的相位之差被改变，并最终收敛到一特定值。在以下描述中，点j1处的期望信号分量S_i1的相位和第二IM3分量Y_i1的相位之差用θ_j1表示。注意到当在第二放大部份101-2中放大的期望信号分量和在第二放大部份101-2中生成的第二IM3分量的相位差为180°时，θ_j1的值为90°≤θ_j1≤270°。

这样，多级放大设备1使第一并联反馈放大器10-1中出现的第一IM3分量与第二并联反馈放大器10-2中出现的第二IM3分量进行对消，从而抑制了IM3。

接着将描述第一并联反馈放大器10-1和第二并联反馈放大器10-2的详细操作。图4是说明第一并联反馈放大器10-1的详细操作的示意图。注意到，第二并联反馈放大器10-2的操作类似于第一并联反馈放大器10-1的操作。

如图4所示，第一并联反馈放大器10-1从信号源11接收期望信号分量。第一并联反馈放大器10-1的输入电流用i_in表示。第一并联反馈放大器10-1的输出电流用i_out表示。第一放大部份101-1的输出电流用i′_out表示。假定电流β(ω)·i′_out流经第一并联反馈部份102-1，其中表示β(ω)表示一反馈量。图4中，第一放大部份101-1的输入导纳用Y_in表示，第一并联反馈部份102-1的导纳用Y_f1表示，信号源11的内部导纳用Y_s表示，而负载电阻12的负载导纳用Y_L表示。第一放大部份101-1的输出导纳Y_out足够小以至于可忽略。

当如上所述地定义这些参数时，流经负载电阻12的电流表示为：

$i_{\mathrm{out}}=i_{\mathrm{out}}^{\′}-\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right){\·i}_{\mathrm{out}}^{\′}=\{1-\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)\}{\·i}_{\mathrm{out}}^{\′}$ …(式1

按照基尔霍夫定律，i_out和i′_out表示为：

$\frac{i_{\mathrm{out}}}{Y_L}=\frac{\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)\·i_{\mathrm{out}}^{\′}}{Y_{f1}}+\frac{\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)i_{\mathrm{out}}^{\′}}{Y_S+Y_{\mathrm{in}}}$ …(式2)

从表达式(1)和(2)得出的β(ω)表示为：

$\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{\mathrm{\η}\left(\mathrm{\ω}\right)\·Y_{f1}}{Y_L+\mathrm{\η}\left(\mathrm{\ω}\right)\·Y_{f1}}$ …(式3)

在表达式(3)中，η(ω)＝(Y_s+Y_in)/(Y_s+Y_in+Y_f1)。

一般说，并联反馈放大器是电流反馈放大器。因此，电流反馈放大器的输入-输出功率特征从第一放大部份101-1的输入-输出功率特征中导出。图4的第一放大部份101-1的输入-输出功率特征表示为：

$i_{\mathrm{out}}^{\′}={\mathrm{\α}}_1\left(\mathrm{\ω}\right)\·\mathrm{\ξ}\left(\mathrm{\ω}\right)\·i_{\mathrm{in}}^{\′}+{\mathrm{\α}}_2\left(\mathrm{\ω}\right)\·\{\mathrm{\ξ}\left(\mathrm{\ω}\right)\·i_{\mathrm{in}}^{\′}{\}}^2+{\mathrm{\α}}_3\left(\mathrm{\ω}\right)\·{\{\mathrm{\ξ}\left(\mathrm{\ω}\right)\·i_{\mathrm{in}}^{\′}\}}^3$ …(式4)其中考虑了一阶到三阶的非线性，即α_n(ω)包括一阶到三阶的系数，ε(ω)为ε(ω)＝(Y_in+_YS)/Y_in。

当第一并联反馈部份102-1的导纳为0时，即第一并联反馈放大器10-1是开环路放大器，则来自信号源11的输入电流i_in为i_in＝ε(ω)·i_out。第一并联反馈放大器10-1到负载电阻12的输出电流i_out为i_out＝i′_out。因此可以理解，α₁(ω)表示开环路放大器的期望信号的电流增益。类似地可以理解，α₂(ω)表示二次谐波的电流增益，而α₃(ω)表示三次谐波的电流增益。

按照基尔霍夫定律设立了表达式(5)：

$\mathrm{\ξ}\left(\mathrm{\ω}\right)\·i_{\mathrm{in}}^{\′}=\mathrm{\η}\left(\mathrm{\ω}\right)\·i_{\mathrm{in}}+\frac{\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)}{1-\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)}\·i_{\mathrm{out}}$ …(式5)

按照表达式(4)和(5)，电流反馈放大器的输入-输出电流特征表示为：

$i_{\mathrm{out}}=\{1-\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)\}[{\mathrm{\α}}_1\left(\mathrm{\ω}\right)\·\{\mathrm{\η}\left(\mathrm{\ω}\right)\·i_{\mathrm{in}}+\frac{\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)}{1-\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)}\·i_{\mathrm{out}}\}$

$+{\mathrm{\α}}_2\left(\mathrm{\ω}\right)\·{\{\mathrm{\η}\left(\mathrm{\ω}\right)\·i_{\mathrm{in}}+\frac{\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)}{1-\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)}\·i_{\mathrm{out}}\}}^2+{\mathrm{\α}}_3\left(\mathrm{\ω}\right)\·{\{\mathrm{\η}\left(\mathrm{\ω}\right)\·i_{\mathrm{in}}+\frac{\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)}{1-\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)}\·i_{\mathrm{out}}\}}^3]$ …(式6)

然而，表达式(6)的右侧表示电流反馈放大器的输入-输出功率特征，该侧包括i_out。因此，不能从表达式(6)求解出输出电流i_out。因此，使用下述的Volterra级数导出了i_out的非线性闭环路传递函数。

当假定用第一放大部份101-1的输入电流i_in的Volterra级数来表示第一放大部份101-1的输出电流i_out时，得出表达式(7)：

$i_{\mathrm{out}}=x_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right){\mathrm{oi}}_{\mathrm{in}}+x_2({\mathrm{\ω}}_1,{\mathrm{\ω}}_2){\mathrm{oi}}_{\mathrm{in}}^2+x_3({\mathrm{\ω}}_1,{\mathrm{\ω}}_2,{\mathrm{\ω}}_3)o{i}_{\mathrm{in}}^3$ …(式7)

其中x_n()表示Volterra级数的复系数。

在表达式(7)中，在i_in＝exp(jω₁t)+exp(jω₂t)时，表达式(7)的i_out的一阶项表示为：

i_out＝x₁(ω₁)·e^jω1t+x₁(ω₂)·e^jω1t    …(式8)

从表达式(7)中得出第一并联反馈放大器10-1的输出电流i_out的非线性闭环路传递函数x_n()。

首先导出表达式(7)的x₁(ω₁)。当第一并联反馈放大器10-1的输入电流i_in用i_in＝exp(jω₁t)表示时，表达式(7)的一阶项表示为：

i_out＝x₁(ω₁)·ejω₁t     …(式9)

当把表达式(9)代入表达式(6)时，表达式(6)的两侧都有项exp(jω₁t)的相同系数。因此，x₁(ω₁)表示为：

$x_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right)=\{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\}\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\·\{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)+\frac{\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}\·x_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\}$

∴ $x_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right)=\frac{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\·\{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\}\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}$ …(式10)

接着假定第一并联反馈放大器10-1的输入电流iin由i_in＝exp(jω₁t)+exp(jω₂t)表示，从而导出x₂(ω₁，ω₂)。考虑到表达式(7)中i_in的一阶到二阶项，i_in表示为：

$i_{\mathrm{out}}=\underset{q1=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{x}_1\left({\mathrm{\ω}}_{q1}\right)\·e^{j{\mathrm{\ω}}_{q1}t}+\underset{q1=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q2=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{x}_2({\mathrm{\ω}}_{q1},{\mathrm{\ω}}_{q2})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{q1}+{\mathrm{\ω}}_{q2})}$ …(式11)

当把表达式(11)代入表达式(6)时，表达式(6)的两侧都具有项exp(j(ω₁+ω₂))的相同系数。因此x₂(ω₁，ω₂)表示为：

$2\·x_2({\mathrm{\ω}}_1,{\mathrm{\ω}}_2)=\{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)\}-[{\mathrm{\α}}_1({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)\·\frac{\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}\·2\·x_2({\mathrm{\ω}}_1,{\mathrm{\ω}}_2)+2\·{\mathrm{\α}}_2({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)$

$\·\{\mathrm{\η}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)+\frac{\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}\·x_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\}\·\{\mathrm{\η}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)+\frac{\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}\·x_1\left({\mathrm{\ω}}_2\right)\}]$

∴ $x_2({\mathrm{\ω}}_3,{\mathrm{\ω}}_2)=\frac{\{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)\·{\mathrm{\α}}_2({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)\·{\mathrm{\α}}_1({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}\·\frac{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_3\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}\·\frac{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_2\right)}$ …(式12)

注意到表达式(12)包括表达式(10)的x₁(ω₁)。

接着假定第一并联反馈放大器10-1的输入电流i_in由i_in＝exp(jω₁t)+exp(jω₂t)+exp(jω₃t)表示，则导出x₃(ω₁，ω₂，ω₃)。考虑到表达式(7)中i_in的一阶到三阶项，i_in表示为：

$i_{\mathrm{out}}=\underset{q1=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{x}_1\left({\mathrm{\ω}}_{q1}\right)\·e^{j{\mathrm{\ω}}_{q1}t}+\underset{q1=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q2=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{x}_2({\mathrm{\ω}}_{q1},{\mathrm{\ω}}_{q2})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{q1}+{\mathrm{\ω}}_{q2})t}$

$+\underset{q1=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q2=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q3=1}{\overset{3}{\mathrm{\Σ}}}{x}_3({\mathrm{\ω}}_{q1},{\mathrm{\ω}}_{q2},{\mathrm{\ω}}_{q3})\·e^{j({\mathrm{\ω}}_{q1}+{\mathrm{\ω}}_{q2}+{\mathrm{\ω}}_{q3})t}$ …(式13)

当把表达式(13)代入表达式(6)时，表达式(6)的两侧都具有项exp(j(ω₁+ω₂+ω₃))的相同系数。因此x₃(ω₁，ω₂，ω₃)表示为：

$6\·x_3({\mathrm{\ω}}_1,{\mathrm{\ω}}_2,{\mathrm{\ω}}_3)=\{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)\}\·[{\mathrm{\α}}_1({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)\·\frac{\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)}{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)}\·6\·x_3({\mathrm{\ω}}_1,{\mathrm{\ω}}_2,{\mathrm{\ω}}_3)$

$+{\mathrm{\α}}_2({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)\·2\·\{(\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)+\frac{\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}\·x_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right))\·\frac{\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)}{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)}\·2\·x_2({\mathrm{\ω}}_2,{\mathrm{\ω}}_3)$

$+(\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)+\frac{\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)}\·x_1\left({\mathrm{\ω}}_2\right))\·\frac{\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_3)}{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_3)}\·2\·x_2({\mathrm{\ω}}_3,{\mathrm{\ω}}_1)$

$+(\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)+\frac{\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_3\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_3\right)}\·x_1\left({\mathrm{\ω}}_3\right))\·\frac{\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2)}\·2\·x_2({\mathrm{\ω}}_1,{\mathrm{\ω}}_2)\}$ …(式14)

$+{\mathrm{\α}}_3({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)\·6$

$\·\{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)+\frac{\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}\·x_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\}\·\{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)+\frac{\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)}\·x_1\left({\mathrm{\ω}}_3\right)\}\·\{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_3\right)+\frac{\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_3\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_3\right)}\·x_1\left({\mathrm{\ω}}_3\right)\}]$

∴ $x_3({\mathrm{\ω}}_1,{\mathrm{\ω}}_2,{\mathrm{\ω}}_3)\≅\frac{\{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)\}\·{\mathrm{\α}}_3({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)}{1-\mathrm{\β}({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)\·{\mathrm{\α}}_3({\mathrm{\ω}}_1+{\mathrm{\ω}}_2+{\mathrm{\ω}}_3)}$

$\·\frac{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_1\right)\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_1\right)}\·\frac{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_2\right)\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_2\right)}\·\frac{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_3\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_3\right)\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_3\right)}$

注意到表达式(14)包括表达式(10)的x₁(ω₁)和表达式(12)的x₁(ω₂)。当相差频率和二次谐波(二阶调制间分量)具有足够大的导纳时，具有不同频率的期望信号分量与二次谐波的混合可忽略。因此，假定α₂()与α₃()相比足够小，则在忽略α₂时近似得出表达式(14)。

假定期望信号分量的较低频分量的角频率为ω_L、而其较高频分量的角频率为ω_H，则第一并联反馈放大器10-1的输入电流i_in表示为：

i_in＝I₁·cos(ω_Lt+φ₁)+I₁·cos(ω_Ht+φ₁)  …(式15)

通过把表达式(15)代入表达式(6)，第一并联反馈放大器10-1的输出电流i_out的期望信号分量和第一IM3分量表示为：

i_L＝x₁(ω_L)·I₁·cos(ω_Lt+φ₁)

i_H＝x₁(ω_H)·I₁·cos(ω_Ht+φ₁)

$i_{\mathrm{IM}3L}=\frac{3}{4}{x}_3({\mathrm{\ω}}_L,{\mathrm{\ω}}_L,-{\mathrm{\ω}}_H)\·I_1^3\·\cos \{({2\mathrm{\ω}}_L-{\mathrm{\ω}}_H)\·t+{\mathrm{\φ}}_1\}$

$i_{\mathrm{IM}3H}=\frac{3}{4}{x}_3({\mathrm{\ω}}_H,{\mathrm{\ω}}_H,-{\mathrm{\ω}}_L)\·I_1^3\·\cos \{({2\mathrm{\ω}}_H-{\mathrm{\ω}}_L)\·t+{\mathrm{\φ}}_1\}$ …(式16)

其中I₁表示输入电流i_in的幅度，i_L表示角频率为ω_L的期望信号分量的输出电流，i_H表示角频率为ω_H的期望信号分量的输出电流，i_iM3L表示IM3分量的较低频分量，而i_iM3H表示IM3分量的较高频分量。

在第一并联反馈放大器10-1的输出电流i_out的非线性闭环路传递函数中，一阶闭环路传递函数x₁(ω_L)和三阶闭环路传递函数x₃(ω_L，ω_L，-ω_H)表示为：

$x_1\left({\mathrm{\ω}}_L\right)\≅\frac{\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\·\{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\}\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_0\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_0\right)}$

$x_3({\mathrm{\ω}}_L,{\mathrm{\ω}}_L,{-\mathrm{\ω}}_H)\≅\frac{{\mathrm{\η}}^2\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\·\mathrm{\η}(-{\mathrm{\ω}}_0)\·\{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\}\·{\mathrm{\α}}_3\left({\mathrm{\ω}}_c\right)}{{\{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\}}^3\·\{1-\mathrm{\β}(-{\mathrm{\ω}}_0)\·{\mathrm{\α}}_1(-{\mathrm{\ω}}_0)\}}$ …(式17)

其中ω₀为 ${\mathrm{\ω}}_0\≅{\mathrm{\ω}}_L\≅{\mathrm{\ω}}_H.$

在表达式(17)中，当η(ω₀)近似为1时 $(\mathrm{\η}\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\≅1)$ ，x₁(ω_L)近似为：

$x_1\left({\mathrm{\ω}}_L\right)\≅\frac{\{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\}\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_0\right)}{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_0\right)}$ …(式18)

通过把表达式(3)代入表达式(17)的x₃(ω_L，ω_L，-ω_H)，x₃(ω_L，ω_L，-ω_H)可以近似为：

$x_3({\mathrm{\ω}}_L,{\mathrm{\ω}}_L,-{\mathrm{\ω}}_H)\≅\frac{\{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\}\·{\mathrm{\α}}_3\left({\mathrm{\ω}}_c\right)}{\{1-\mathrm{\β}\left({\mathrm{\ω}}_0\right)\·{\mathrm{\α}}_1\left({\mathrm{\ω}}_0\right){\}}^3\·\{1-\mathrm{\β}(-{\mathrm{\ω}}_0)\·{\mathrm{\α}}_1(-{\mathrm{\ω}}_0)\}}$ …(式19)

这样可以导出第一并联反馈放大器10-1的闭环路传递函数。

现在将使用表达式(18)和(19)来描述从第一并联反馈放大器10-1中输出的已放大期望信号分量和第一IM3分量之间的相位差。假定第一并联反馈部份102-1的导纳Y_f1和负载电阻12的输入导纳(负载导纳)Y_L包括一电纳分量。该情况下，表达式(18)和(19)中的项1/{1-β(ω₀)·α₁(ω₀)}可以被认为有一相位分量θ₁。

在第一并联反馈放大器10-1的输出电流i_out中将讨论i_L和i_IM3L。具有角频率ω_L的期望信号分量的输出电流i_L以及较低频IM3分量的输出电流i_IM3L可以表示为：

I_L1＝|x₁(ω_L)|·I₁·cos(ω_Lt+φ₁+θ₁+δ+180)

$i_{\mathrm{IM}3L1}=\frac{3}{4}\left|x_3({\mathrm{\ω}}_L,{\mathrm{\ω}}_L,-{\mathrm{\ω}}_H)\right|\·I_1^3\·\cos \{({2\mathrm{\ω}}_L-{\mathrm{\ω}}_H)\·t+{\mathrm{\φ}}_1+{2\mathrm{\θ}}_1+\mathrm{\δ}\}$ …(式20)

其中δ表示相位分量1/{1-β(ω₀))。

当导出表达式(20)时，假定作为第一放大部份101-1的输入一输出特征的α₁和α₃分别具有相位0°和180°。同样，当导1出表达式(20)时，假定α₁(-ω)＝α₁ ^*(ω)且β(-ω)＝β^*(ω)，其中^*表示复共轭。

在表达式(20)中，假定角频率为ω_L的期望信号分量的输出电流i_L的相位和较低频第一IM3分量的输出电流i_IM3L的相位之差(t＝0)为Δ_1-IM3L。按照表达式(20)，Δ_1-IM3L表示为：

Δφ_1-IM3L＝θ₁-180    …(式21)

图5A是说明从第一并联反馈放大器10-1输出的期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之间关系的示意图。图5A说明了期望信号分量(ω_L和ω_H)和第一IM3分量(2ω_L-ω_H)。如图5A所示，从第一并联反馈放大器10-1输出的期望信号分量和第一IM3分量的相位差为Δ_1-IM3L。

从图5A的第一并联反馈放大器10-1输出的期望信号分量和第一IM3分量间的相关关系对应于图1的点e1处期望信号分量S_d1的相位和第一IM3分量X_d1的相位间的关系(图2F)。换言之，点e1处、期望信号分量S_d1和第一IM3分量X_d1间的相位差等于Δ_1-IM3L。当θ_b1在-90°≤θ_b1≤-270°范围内时，θ₁的值为-90°≤θ₁≤90°。

下面将描述把第一并联反馈放大器10-1应用于第二并联反馈放大器10-2的详细描述。假定图5A的期望信号分量和第一IM3分量被输入第二并联反馈放大器10-2。

假定第二并联反馈部份102-2的导纳Y_f2和负载电阻12的输入导纳(负载导纳)Y_L包括一电纳分量。该情况下，表达式(18)和(19)中的项1/{1-β(ω₀)·α₁(ω₀)}可以被视为具有一相位分量θ₂。假定从第二并联反馈放大器10-2输出的期望信号分量和第二IM3分量间的相位差为Δ_2-IM3L。类似于第一并联反馈放大器10-1的情况，Δ_2-IM3L表示为：

Δφ_2-IM3L＝-θ₂-180    …(式22)

图5B是说明从第二并联反馈放大器10-2输出的期望信号分量的相位和第二IM3分量的相位之间关系的示意图。图5B说明了期望信号分量(ω_L和ω_H)和第二IM3分量(2ω_L-ω_H)。从图5B的第二并联反馈放大器10-2输出的期望信号分量和第二IM3分量的相位关系对应于点i1处期望信号分量S_i1的相位和第二IM3分量Y_i1的相位间的关系(图3E)。换言之，点i1处、期望信号分量S_i1和第二IM3分量Y_i1间的相位差θ_d1等于Δ_2-IM3L。当θ_d1在-90°≤θ_d1≤-270°范围内时，θ₂的值为-90°≤θ₂≤90°。

图5C是说明怎样组合第一IM3分量和第二IM3分量以便在输出端子72处抑制IM3的示意图。图5C对应于图3F，图3F说明了第一IM3分量X_i1和第二IM3分量Y_i1怎样对消。该情况下，术语“抑制”意味着第一总和IM3分量(该第一总和IM3分量通过组合图5C所示的第一IM3分量和第二IM3分量而生成)的功率值小于第一IM3分量的功率值和第二IM3分量的功率值之和。

假定第一放大部份101-1中出现的第一IM3分量的功率值与第二放大部份101-2中出现的第二IM3分量的功率值相同。该情况下，为了使第一总和IM3分量既小于第一IM3分量又小于第二IM3分量，θ_min1＞120°，其中θ_min1表示了θ_b1-θ_d1的最小值。如果θ_min1＞120°，就可以使第一总和IM3分量的功率值小于第一IM3分量的功率值和第二IM3分量的功率值之和。

当第一IM3分量的相位和第二IM3分量的相位之差为180°、且第一IM3分量的功率值等于第二IM3分量的功率值时，最大程度上抑制了IM3分量。换言之，这在θ_min1＝180°时实现。该情况下，θ₁+θ₂＝180°。

下面将参照图6描述多级放大设备1的一个特定例子。图6是说明多级放大设备1的特定示例性结构的示意图。多级放大设备1包括第一并联反馈放大器10-1、第二并联反馈放大器10-2、内部端子71、外部端子72、输入阻抗匹配电路73以及输出阻抗匹配电路74。第一并联反馈放大器10-1包括第一放大部份101-1、第一并联反馈部份102-1以及第一匹配电路103-1。第二并联反馈放大器10-2包括第二放大部份101-2、第二并联反馈部份102-2以及第二匹配电路103-2。注意到图6中未示出第一放大部份101-1和第二放大部份101-2的偏置电路。尽管图6示出了多级放大设备1的一个例子，然而多级放大设备1的结构不限于图6的结构，而可能是其它结构。

第一放大部份101-1具有第一晶体管111、第二晶体管112和第一电容器113。第一并联反馈部份102-1具有第二电容器121、第一电阻器122和第三电容器123。第一匹配电路103-1具有第四电容器131、第一电感器132、第五电容器133和第一电源端子134。

第二放大部份101-2具有第三晶体管211、第四晶体管212和第六电容器213。第二并联反馈部份102-2具有第二电感器221、第二电阻器222和第七电容器223。第二匹配电路103-2具有第八电容器231、第三电感器232、第九电容器233和第二电源端子234。

在第一并联反馈放大器10-1中，输入阻抗匹配电路73的一端连到输入端子71。第一放大部份101-1和第一并联反馈部份102-1在输入阻抗匹配电路73的另一端和第一匹配电路103-1的一端间并联。第一匹配电路103-1的另一端连到第二并联反馈放大器10-2。在第二并联反馈放大器10-2中，第二放大部份101-2和第二并联反馈部份102-2在第一匹配电路103-1的另一端和第二匹配电路103-2的一端间并联。输出阻抗匹配电路74连在第二匹配电路103-2的另一端和输出端子72之间。

在第一放大部份101-1中，第一晶体管111的基极经由输入阻抗匹配电路73连到内部端子71，其集电极连到第二晶体管112的射极。第二晶体管112的集电极连到第一匹配电路103-1的第五电容器133。第一晶体管111的射极接地。第二晶体管112的基极经由第一电容器113接地。

在第一并联反馈部份102-1中，第二电容器121和第一电阻器122在第一晶体管111的基极和第三电容器123的一端间并联。第三电容器123的另一端连到第二晶体管112的集电极。注意到在第一并联反馈部份102-1中，其中的电抗分量对应于第二电容器121和第一电阻器122在其中并联的电路。因此，第一并联反馈部份102-1可以充当容性并联反馈部份。

在第一匹配电路103-1中，第五电容器133的另一端连到第二放大部份101-2的第三晶体管211的基极。第一电感器132的一端连到第五电容器133的一端。第一电感器132的另一端经由第四电容器131接地，并且也连到第一电源端子134。

在第二放大部份101-2中，第三晶体管211的集电极连到第四晶体管212的射极。第四晶体管212的集电极连到第二匹配电路103-2的第九电容器233的一端。第三晶体管211的射极接地。第四晶体管212的基极经由第六电容器213接地。

在第二并联反馈部份102-2中，第二电感器221和第二电阻器222在第三晶体管211的基极和第七电容器223的一端间并联。第七电容器223的另一端连到第四晶体管212的集电极。注意到在第二并联反馈部份102-2中，其中的电抗分量对应于第二电感器221和第二电阻器222在其中并联的电路。因此，第二并联反馈部份202-1可以充当感性并联反馈部份。

在第二匹配电路103-2中，第九电容器233的一端连到第三电感器232的一端。第三电感器232的另一端经由第八电容器231接地，并且也连到第二电源端子234。第九电容器233的另一端经由输出阻抗匹配电路74连到输出端子72。

现在将描述图6的多级放大设备的操作。在第一放大部份101-1中，第一晶体管111和第二晶体管112对输入到多级放大设备1中的期望信号进行放大。当第一晶体管111和第二晶体管112放大一期望信号分量时，出现第一IM3分量。在第二放大部份101-2中，第三晶体管211和第四晶体管212对从第一并联反馈放大器10-1输入的期望信号分量和第一IM3分量进行放大。当第三晶体管211和第四晶体管212对从第一并联反馈放大器10-1输入的期望信号分量进行放大时，出现第二IM3分量。第一匹配电路103-1和第二匹配电路103-2执行阻抗匹配。

现在将详细描述第一并联反馈部份102-1和第二并联反馈部份102-2的操作。特别是将详细描述由于第一并联反馈部份102-1和第二并联反馈部份102-2的电纳分量而造成的已放大期望信号分量和IM3分量的相位变化。

首先将描述第一并联反馈部份102-1。在第一并联反馈部份102-1中，当假定第三电容器123具有足够大的电容时，第一并联反馈部份102-1的导纳Yf1表示为：

Y_f1＝1/R_f1+jωC_f1  …(式23)其中R_f1表示第一电阻器122的电阻，C_f1表示第二电容器121的电容。而且，从第一并联反馈部份102-1到输出端子72的一部分的导纳由Y_L1表示。假定Y_L1是一实数，则表达式(3)的反馈量β(ω)表示为：

$\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{1/R_{f1}+\mathrm{j\ω}{C}_{f1}}{Y_{L1}+1/R_{f1}+\mathrm{j\ω}{C}_{f1}}$ …(式24)

按照表达式(24)，反馈量β(ω)具有一提前的相位。在表达式(18)和(19)中，当α₁(ω₀)的相位为180°时，1/{1-β(ω₀)·α₁(ω₀)}的相位分量θ₁是一延迟的相位。因此，相位分量θ₁具有负值。

现在将描述第二并联反馈部份102-2。类似于第一并联反馈部份102-1，在第二并联反馈部份102-2中，表达式(18)和(19)中1/{1-β(ω₀)·α₁(ω₀)}的相位分量θ₂是一提前的相位。因此，相位分量θ₂具有正值。

当第一并联反馈部份102-1和第二并联反馈部份102-2具有不同的电纳分量时，可以控制第一并联反馈放大器10-1和第二并联反馈放大器10-2，使得已放大期望信号分量的相位和IM3分量的相位彼此间不同。在图6的多级放大设备1的情况下，由于第一并联反馈部份102-1具有一电容器，因此第一并联反馈部份102-1的电纳分量是容性的。由于第二并联反馈部份102-2具有一电感器，因此第二并联反馈部份102-2的电纳分量是感性的。

接着将描述图6的第一匹配电路103-1和第二匹配电路103-2的操作。第一匹配电路103-1和第二匹配电路103-2具有不同的导纳分量，第一并联反馈部分102-1和第二并联反馈部分102-2所反馈回的信号的相位可以被改变。这将在下面详细描述。

假定第一匹配电路103-1的导纳为Y_L1。假定导纳Y_L1表示为：

Y_L1＝G_L1+jB_L1(B_L1＜0)  …(式25)其中G_L1表示Y_L1的电导分量，B_L1表示Y_L1的电纳分量。

该情况下，表达式(3)的β(ω₀)表示为：

$\mathrm{\β}\left(\mathrm{\ω}\right)=\frac{Y_{f1}}{G_{f1}+j{B}_{f1}+Y_{f1}}$ …(式26)

现在假定第一并联反馈部份102-1的导纳Y_f1是一实数。该情况下，按照表达式(26)，β(ω₀)具有一提前相位。在表达式(18)和(19)中，当α₁(ω₀)的相位为180°时，1/{1-β(ω₀)·α₁(ω₀)}具有一延迟相位。因此，相位分量θ₁具有负值。

或者，假定第一匹配电路103-1的导纳Y_L1表示为：

Y_L1＝G_L1+jB_L1(B_L1＞0)  …(式27)

当导纳Y_L1由表达式(27)表示时，1/{1-β(ω₀)·α₁(ω₀)}像表达式(25)的情况那样具有一提前相位。因此，相位分量θ₁具有正值。这样，第一匹配电路103-1具有一电纳分量，从而能控制第一并联反馈部份102-1所反馈的已放大期望信号分量和第一IM3分量的相位变化量。

类似于第一匹配电路103-1，第二匹配电路103-2具有一电纳分量，从而能控制第二并联反馈部份102-2所反馈的已放大期望信号分量、第一IM3分量和第二IM3分量的相位变化量。

现在将描述第一并联反馈放大器10-1和第二并联反馈放大器10-2的增益变化。

图7是说明当第一并联反馈部份102-1具有一容性电抗分量时、第一并联反馈放大器10-1的增益变化的示意图。如图7所示，当第一并联反馈部份102-1具有一容性电抗分量时，随着所使用频带内频率分量的增加，第一并联反馈放大器10-1的增益降低。这是因为反馈量随着频率的增加而增加。

图8是说明当第二并联反馈部份102-2具有一感性电抗分量时、第二并联反馈放大器10-2的增益变化的示意图。如图8所示，当第二并联反馈部份102-2具有一感性电抗分量时，随着所使用频带内频率分量的增加，第二并联反馈放大器10-2的增益也增加。这是因为反馈量随着频率的增加而减少。

在多级放大设备1中，当第一并联反馈放大器10-1的增益递减率等于第二并联反馈放大器10-2的增益递增率时，既能获得增益的平坦又能抑制IM3。定义增益递增率等于增益递减率，假定增益递增率为6dB/OCT(20dB/dec)而增益递减率为-6dB/OCT(-20dB/dec)，则所使用频带内各个频率分量的多级放大设备的增益偏差在1dB内。

如上所述，在本发明第一实施例的多级放大设备1中，第一并联反馈放大器10-1改变了要被放大的期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之差、并输出所产生的分量。同样，第二并联反馈放大器10-2改变了要被放大的期望信号分量的相位和第二IM3分量的相位之差。多级放大设备1组合第一IM3分量和第二IM3分量以抑制IM3。这样，多级放大设备1能在不产生除IM3分量以外的其它噪声的情况下抑制IM3。多级放大设备的各个放大器是反馈型的放大器。因此，在各个放大部份中出现的IM3分量可以像在典型的反馈型放大器电路中那样被抑制，此外，IM3分量如上所述地对消。因此进一步抑制了IM3。而且，与由于已放大期望信号和期望信号中出现的IM3分量相比，多级放大设备1的各个放大部份中出现的白噪声是可以忽略的。而且，各个放大部份中出现的白噪声可以通过负反馈来抑制。因此，多级放大设备1不要求用于消除白噪声的设备，因此能以简单结构构造。

注意到在图6中，第一并联反馈部份102-1的电纳分量和第二并联反馈部份102-2的电纳分量都可以是或感性或容性的。该情况下，第一并联反馈部份102-1和第二并联反馈部份102-2具有不同的电纳分量，而且θ₁和θ₂满足上述条件。

或者，图6的第一并联反馈部份102-1和第二并联反馈部份102-2可以采用图9A到9D所示的电路。图9A到9D说明了第一并联反馈部份102-1和第二并联反馈部份102-2的示例性结构。在图9A到9D中，箭头A表示输出端子72的方向，点B表示内部端子71的方向。图9A说明了采用电容器的结构。图9B说明了其中电容器和电感器串联的结构。图9C说明了一结构，其中两个电容器串联，且电感器的一端连在两个电容器之间、另一端接地。图9D说明了一结构，其中一电容器和两个电感器串联，另一电容器的一端连在两个电感器之间，另一端接地。当放大器和匹配电路的配置变化时，反馈部份可以使用图9A到9D的电路来执行阻抗匹配。或者，除了图9A到9D的反馈电路以外，可以使用任何能改变IM3分量的相位并能执行阻抗匹配的电路作为反馈电路。

在第一实施例中，目前已经用各个表达式描述了多级放大设备1的详细操作。然而，多级放大设备1的详细操作可以以不同于上述方式的方式来描述。这一方式是其中可描述第一并联反馈放大器10-1和第二并联反馈放大器10-2的概述的方式。

(第二实施例)

图10是说明按照本发明第二实施例的多级放大设备2的示例性结构的示意图。图10的本发明第二实施例的多级放大设备2包括第一并联反馈放大器10-1、第二并联反馈放大器10-2以及第三并联反馈放大器10-3。图10中，用与图1相同的参考数字来表示与第一实施例组件相同的那些组件。

在图10的第二并联反馈放大器10-2中，明确说明了一偏置电路216。偏置电路216连到第三晶体管211的基极和第四晶体管212的基极。

如图10所示，多级放大设备2不同于第一实施例的多级放大设备1：其中并联反馈放大器10-3附加地串联。下面将描述多级放大设备2的操作，特别是关于与第一实施例所不同的元件。

第三并联反馈放大器10-3包括第三放大部份101-3和第三并联反馈部份102-3。第三放大部份101-3是一反相放大器。第三并联反馈部份102-3的电抗分量不同于第一并联反馈部份102-1和第二并联反馈部份102-2的电抗分量。

第三并联反馈放大器10-3接收从第二并联反馈放大器10-2输出的期望信号分量。同样，第三并联反馈放大器10-3接收第一总和IM3分量，第一总和IM3分量是第一IM3分量和第二IM3分量的组合。第三放大部份101-3对输入的期望信号分量和第一总和IM3分量进行放大。当第三放大部份101-3对从第二并联反馈放大器10-2输出的期望信号分量进行放大时，最新出现一IM3分量。第三并联反馈部份102-3使用其电抗分量来改变已放大期望信号分量的相位、第一总和IM3分量的相位、以及第三放大部份101-3中出现的IM3分量(下文中称为第三IM3分量)的相位，也反馈回所产生的已放大期望信号、第一总和IM3分量和第三IM3分量。

现在将描述图10的多级放大设备2的操作概述。注意到，在已放大的期望信号和第一总和IM3分量从第二并联反馈放大器10-2输出以前，多级放大设备2的操作基本与多级放大设备1的操作相同。因此将描述不同于多级放大设备1的部份。

图11A是说明在图10点k1处从第二并联反馈放大器10-2输出的期望信号分量(下文中称为S_k1)的相位、在点k1处从第二并联反馈放大器10-2输出的第一IM3分量(下文中称为第一IM3分量X_k1)的相位以及在点k1处从第二并联反馈放大器10-2输出的第二IM3分量(下文中称为第二IM3分量Y_k1)的相位之间关系的示意图。如图11A所示，点k1处期望信号分量S_k1的相位和第一IM3分量X_k1的相位之差用θ_b1表示，期望信号分量S_k1的相位和第二IM3分量Y_k1的相位之差用θ_d1表示。

图11B是说明怎样组合第一IM3分量X_k1和第二IM3分量Y_k1以生成第一总和IM3分量的示意图。如图11B所示，在点k1处，组合第一IM3分量X_k1和第二IM3分量Y_k1以生成第一总和IM3分量(下文中称为第一总和IM3分量C_k1)。期望信号分量S_k1和第一总和IM3分量C_k1间的相位差用θ_k1表示。并联反馈放大器10-3接收期望信号分量S_k1和第一总和IM3分量C_k1。与第一实施例不同的是，第一IM3分量分量X_k1和第二IM3分量Y_k1间相位差θ_b1-θ_d1的值使得：第一IM3分量和第二IM3分量未被抑制。下面将描述θ_b1-θ_d1的条件。

在第三并联反馈放大器10-3中，第三放大部份101-3在维持期望信号分量S_k1和第一总和IM3分量C_k1间相位差θ_k1同时、放大了期望信号分量S_k1和第一总和IM3分量C_k1。当第三放大部份101-3放大期望信号分量S_k1时，出现第三IM3分量。在第三放大部份101-3中，假定已放大期望信号分量S_k1和第三IM3分量间的相位差为180°。

图12A是说明在图10点L1处的已放大的期望信号分量S_k1(下文中称为期望信号分量S_L1)的相位、点L1处的已放大的第一总和IM3分量C_k1(下文中称为组合IM3分量C_L1)的相位以及点L1处的第三IM3分量(下文中称为第三IM3分量Z_L1)的相位之间关系的示意图。如图12A所示，在点L1处，期望信号分量S_L1和第一总和IM3分量C_L1间的相位差为θ_k1，而期望信号分量S_L1和第三IM3分量Z_L1间的相位差为180°。

第三并联反馈部份102-3改变了期望信号分量S_L1的相位、第一总和IM3分量C_L1的相位以及第三IM分量Z_L1的相位。在第三并联反馈部份102-3中，期望信号分量S_L1、第一总和IM3分量C_L1以及第三IM分量Z_L1的相位变化的频率相关性足够小，并假定为可忽略。

图12B是说明在图10点m1处的期望信号分量S_L1(下文中称为期望信号分量S_m1)的相位、点m1处的第一总和IM3分量C_L1(下文中称为第一总和IM3分量C_m1)的相位以及点m1处的第三IM3分量Z_L1(下文中称为第三IM3分量Z_m1)的相位之间关系的示意图。如图12B所示，在图10的点m1处，期望信号分量S_m1的相位、第一总和IM3分量C_m1的相位以及第三IM3分量Z_m1的相位关系未从图12A的相位关系发生改变。注意到在图12B中，期望信号分量S_L1位于实轴上。

图12C是说明在图10的点n1处、期望信号分量S_k1的相位、被反馈期望信号分量S_m1的相位、第一总和IM3分量C_k1的相位、被反馈的第一总和IM3分量C_m1的相位以及被反馈的第三IM3分量的相位之间关系的示意图。注意到在图12C中，期望信号分量S_k1位于实轴上。如图12C所示，在点n1处，组合期望信号分量S_k1和被反馈的期望信号分量S_m1以生成期望信号分量S_n1。而且，组合第一总和IM3分量C_k1和被反馈的第一总和IM3分量C_m1以生成第一总和IM3分量C_n1。

如图12C所示，期望信号分量S_k1的相位和期望信号分量S_m1的相位彼此间不同。因此，期望信号分量S_n1的相位不同于期望信号分量S_k1的相位和期望信号分量S_m1的相位。第一总和IM3分量C_k1的相位和第一总和IM3分量C_m1的相位彼此间不同。因此，第一总和IM3分量C_n1的相位不同于第一总和IM3分量C_k1的相位和第一总和IM3分量C_m1的相位。另一方面，第三IM3分量Z_m1的相位未在点n1处改变。因此，期望信号分量的相位、第一总和IM3分量的相位以及第三IM3分量的相位从图12B的状态改变为图12D的状态。

图12D是说明期望信号分量S_n1的相位、第一总和IM3分量C_n1的相位以及第三IM3分量Z_m1的相位之间关系的示意图。如图12D所示，期望信号分量S_n1的相位和第一总和IM3分量C_n1的相位之差未从θ_k1而改变。另一方面，期望信号分量S_n1的相位和第三IM3分量Z_m1的相位之差从180°改变为θ_n1。

点n1处的期望信号分量S_k1的相位和期望信号分量S_m1的相位之差用θ_γ1表示。该情况下，θ_γ1的值最好在90°≤θ_γ1≤270°范围内。原因已经在第一实施例中描述过，不再说明。

第三放大部份101-3在维持图12D相位关系的同时，放大了期望信号分量S_n1、第一总和IM3分量C_n1以及第三IM3分量Z_m1。当第三放大部份101-3放大了期望信号分量S_n1时，最新出现第三IM3分量。

图12E是说明在图10点o1处的已放大的期望信号分量S_n1(下文中称为期望信号分量S_o1)的相位、点o1处已放大的第一总和IM3分量C_n1(下文中称为第一总和IM3分量C_o1)的相位、点o1处已放大的第三IM3分量Z_n1(下文中称为第三IM3分量Z_o1-1)的相位以及点o1处最新出现的第三IM3分量(下文中称为第三IM3分量Z_o1-2)的相位之间关系的示意图。如图12E所示，期望信号分量S_o1的相位和第三IM3分量Z_o1-2的相位之差为180°。在点o1处，组合第三IM3分量Z_o1-1和第三IM3分量Z_o1-2以生成第三组合IM3分量。第三组合IM3分量在下文中被称为第三IM3分量Z_o1。期望信号分量S_o1的相位和第三IM3分量Z_o1的相位之差由θ_o1表示。注意到在点o1处，期望信号分量S_o1的相位和第一总和IM3分量C_o1的相位之差未从θ_k1而改变。

图12F是说明在图10的输出端子72处、期望信号分量S_o1的相位、第一总和IM3分量C_o1的相位以及第三IM3分量Z_o1的相位之间关系的示意图。如图12F所示，组合第一总和IM3分量C_o1和第三IM3分量Z_o1以生成第二总和IM3分量。第一总和IM3分量C_o1的相位和第三IM3分量Z_o1的相位彼此相反以便对消。输出端子72输出期望信号分量S_o1和第二总和IM3分量。这样，多级放大设备2抑制了各个放大器中出现的IM3分量。

如上所述，第一IM3分量和第二IM3分量间的相位差θ_min1使得：第一IM3分量和第二IM3分量未被抑制。特别是，这在图10点k1处出现的第一总和IM3分量的功率值大于第一IM3分量X_k1的功率值和第二IM3分量Y_k1的功率值之和时实现。换言之，这是当点k1处、第一IM3分量X_k1和第二IM3分量Y_h间的相位差θ_min1小于等于120°时实现。注意到当θ_min1＝0°时，可以使第一总和IM3分量的功率值最大。

输出端子72处、第二总和IM3分量C_o1和第三IM3分量Z_o1间的相位差由θ_min2表示，θ_min2＝θ_o1-θ_k1。为了使第二总和IM3分量C_o1和第三IM3分量Z_o1在输出端子72处对消，跟第一实施例中一样，θ_min2＞120°。当θ_min2＝180°时，第二总和IM3分量的功率值为最小值。

在多级放大设备中，被输入到下一级放大器的期望信号的功率值大于被输入前一级放大器的期望信号的功率值。在多级放大设备2中，第三IM3分量的功率值既大于第一IM3分量的功率值、又大于第二IM3分量的功率值。在多级放大设备2中，使第一总和IM3分量的功率值既大于第一IM3分量的功率值、又大于第二IM3分量的功率值。这样，可能降低第二总和IM3分量的功率值，从而可能抑制多级放大设备2中出现的IM3分量。

这样，在本发明第二实施例的多级放大设备2中，通过改变第一IM3分量的相位、第二IM3分量的相位以及第三IM3分量的相位，使得第一IM3分量、第二IM3分量和第三IM3分量对消，从而抑制了IM3。而且，多级放大设备2的各个放大器是反馈型的放大器。因此，在各个放大部份中出现的IM3分量像在典型反馈型放大器电路中那样被抑制，并且如上所述地对消。因此可以进一步抑制IM3。与由于已放大期望信号和期望信号而出现的IM3分量相比，在多级放大设备2的各个放大部份中出现的白噪声可以忽略。而且，各个放大部份中出现的白噪声可以通过负反馈来抑制。因此，多级放大设备2不要求用于消除白噪声的设备，因此可以用简单结构构造。

同样在图10中，在第一并联反馈部份102-1、第二并联反馈部份102-2和第三并联反馈部份102-3中，其中的所有反馈部份都有一感性的电抗分量。或者，所有反馈部份都有一容性的电抗分量。

或者，在第一并联反馈部份102-1、第二并联反馈部份102-2和第三并联反馈部份102-3中，任何一个反馈部份都可能有一感性的电抗分量，而其它反馈部份可能有容性的电抗分量。

或者，在第一并联反馈部份102-1、第二并联反馈部份102-2和第三并联反馈部份102-3中，任何一个反馈部份都可能有一容性的电抗分量，而其它反馈部份可能有感性的电抗分量。

而且，在本发明第二实施例中，多级放大设备2被描述为单端型多级放大设备。或者，多级放大设备2可以采用差分型放大器电路。

(第三实施例)

在本发明第三实施例中，多级放大设备包括第一到第N个放大器(N是大于等于2的自然数)。第k个放大器具有第k个放大部份和第k个反馈部份，所述第k个反馈部份具有一电抗分量、改变第k个放大部份的输出信号的相位、并且把所产生的输出信号反馈回第k个放大部份的输入侧。注意到在第三实施例中，将参照图13描述其中第一到第N个并联反馈放大器串联的多级放大设备3。

图13是说明本发明第三实施例的多级放大设备3的结构的电路图。图13的多级放大设备3包括第一到第N个并联反馈放大器。第k个(k是从1到N的自然数)并联反馈部份10-k包括第k个放大器101-k和第k个反馈部份102-k。如图13所示，第k个并联反馈放大器10-k是串联的。第二实施例的的多级放大设备2包括三个串联的并联反馈放大器，而多级放大设备3包括N个串联的并联反馈放大器。下文中将描述多级放大设备3的操作，尤其是关于与第二实施例所不同的那些元件。

按照第三实施例的第一并联反馈放大器10-1类似于第二实施例的第一并联反馈放大器10-1，并且不再说明。按照第三实施例的第二并联反馈放大器10-2类似于第二实施例的第二并联反馈放大器10-2，并且不再说明。

现在将描述第k个并联反馈放大器10-k的操作。第k个并联反馈放大器10-k的操作接近于第二实施例的第二并联反馈放大器10-2的操作，并且不再详细描述。仅仅将描述与第二并联反馈放大器10-2所不同的元件。

图14A是说明在图13点p1处、期望信号分量S_p1的相位和第(k-2)个总和IM3分量C_p1的相位之间关系的示意图。第(k-2)个总和IM3分量是在第一到第(k-1)个放大部份中出现的IM3分量的组合。图14A对应于第一实施例中所述的图2F。期望信号分量S_p1对应于图2F的期望信号分量S_d1。第(k-2)个总和IM3分量C_p1对应于图2F的第一IM3分量X_d1。如图13所示，期望信号分量S_p1的相位和第(k-2)个总和IM3分量C_p1的相位之差由θ_p1表示。θ_p1对应于第二实施例的θ_k1。期望信号分量S_p1和第(k-2)个总和IM3分量C_p1被输入第k个并联反馈放大器10-k。注意到第(k-2)个总和IM3分量C_p1是一三阶交调失真，该失真由于从前一级放大器(第(k-1)个并联反馈放大器10-k-1，未示出)输出的信号中所包括的期望频带内的频率分量而出现。

图14B是说明在图13点q1处的期望信号分量(下文中称为期望信号分量S_q1)的相位、点q1处第(k-2)个总和IM3分量(下文中称为第(k-2)个总和IM3分量C_q1)的相位以及点q1处在第k个放大部份中出现的第k个IM3分量(下文中称为第k个IM3分量K_q1)的相位之间关系的示意图。图14B对应于第二实施例中所述的图11B。期望信号分量S_q1对应于图11B的期望信号分量S_k1。第(k-2)个总和IM3分量C_q1对应于图11B的第一IM3分量X_k1。第k个IM3分量K_q1对应于图11B的第三IM3分量Y_k1。

如图14B所示，在点q1处，组合第(k-2)个总和IM3分量C_q1和第k个IM3分量K_q1以生成第(k-1)个总和IM3分量。第k个放大器把期望信号分量S_q1和第(k-1)个总和IM3分量输出到第(k+1)个放大器10-(k+1)(未示出)。

第(k-2)个总和IM3分量C_q1的相位和第k个IM3分量K_q1的相位间的最小差异由θ_q1表示。如果第1k个总和IM3分量的功率值大于第(k-2)个总和IM3分量C_q1的功率值和第k个IM3分量K_q1的功率值之和，则第(k-2)个总和IM3分量C_q1和第(k-1)个IM3分量K_q1未对消。这在θ_q1＜120°时实现。

现在将描述第N个并联反馈放大器10-N的操作。

第N个并联反馈放大器10-N的操作接近于第二实施例的并联反馈放大器10-3的操作，并且不再详细描述。仅仅描述与第二实施例所不同的元件。

图15A是说明在图13点r1处的期望信号分量(下文中称为期望信号分量S_r1)的相位和点r1处第(N-2)个总和IM3分量(下文中称为第(N-2)个总和IM3分量C_r1)的相位之间关系的示意图。图15A对应于第二实施例中所述的图11B。期望信号分量S_r1对应于图11B的期望信号分量S_k1。第(N-2)个总和IM3分量对应于图11B的第一总和IM3分量。期望信号分量S_r1的相位和第(N-2)个IM3分量C_r1的相位间的最小差异由θ_r1表示。θ_r1对应于θ_k1。第N个并联反馈放大器10-N接收期望信号分量S_r1和第(N-2)个总和IM3分量C_r1。

第N个放大部份101-N放大了期望信号分量S_r1和第(N-2)个总和IM3分量C_r1。注意到当第N个放大部份101-N放大期望信号分量S_r1时，最新出现IM3分量(下文中称为第N个IM3分量)。

图15B是说明在图13点s1处的期望信号分量(下文中称为期望信号分量S_s1)的相位、点s1处第(N-2)个总和IM3分量(下文中称为第(N-2)个总和IM3分量C_s1)的相位以及点s1处第N个IM3分量(下文中称为第N个IM3分量N_s1)的相位之间关系的示意图。图15B对应于第二实施例中所述的图12F。期望信号分量S_s1对应于图12F的期望信号分量S_o1。第(N-2)个总和IM3分量C_s1对应于图12F的第一总和IM3分量C_o1。第N个IM3分量N_s1对应于图12F的第三IM3分量Z_o1。期望信号分量S_s1的相位和第N个IM3分量N_s1的相位之差由θ_s1表示。

如图15B所示，在点s1处，组合第(N-2)个总和IM3分量C_s1和第N个IM3分量N_s1以生成第(N-1)个IM3分量。该情况下，第(N-2)个总和IM3分量C_s1的相位和第N个IM3分量N_s1的相位之差由θ_N表示。该情况下，θ_N＝θ_s1-θ_r1。类似于θ_min1，θ_N大于等于120°且小于等于180°。这样，第(N-1)个总和IM3分量的功率值变得既小于第(N-2)个IM3分量C_s1的功率值、又小于第N个IM3分量N_s1的功率值，使得第(N-2)个总和IM3分量C_s1和第N个IM3分量N_s1对消。结果，在多级放大设备3的各个放大部份中出现的IM3分量得到抑制。注意到θ_r1、θ_s1和θ_N的细节已经在第一实施例中描述，并且不再描述。

在多级放大设备中，被输入到第二级放大器中的期望信号的功率值大于被输入到第一级放大器中的期望信号的功率值。在多级放大设备3中，第N个IM3分量的功率值大于第一到第(N-1)个IM3分量的每一个的功率值。在多级放大设备3中，第(N-2)个总和IM3分量的功率值大于第一到第(N-3)个总和IM3分量的每一个的功率值。这样，可能降低第(N-1)个总和IM3分量的功率值，从而可能抑制多级放大设备3中出现的IM3分量。

这样，在本发明第三实施例的多级放大设备3中，从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(N-1)个放大器输出的信号中所包括的IM3分量的相位之差被称为第一相位，从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和一组合IM3分量的相位之差被称为第二相位(其中所述组合IM3分量通过把第N个放大部份中出现的IM3分量和从第N个反馈部份反馈的IM3分量进行组合而得出)，则第一相位和第二相位之差大于等于120°且小于等于180°。该情况下，可以使一总和IM3分量(其通过把从第(N-1)个放大器输出的信号中所包括的IM3分量和组合IM3分量进行组合而得出)的功率值既小于第(N-1)个放大器的输出信号中所包括的IM3分量的功率值、又小于组合IM3分量的功率值。这样，可以抑制多级放大设备3的各个放大部份中产生的IM3分量。第一到第N个并联反馈放大器各是一反馈型放大器。因此，各个放大部份中出现的IM3分量像在典型反馈型放大器电路中那样被抑制，并且如上所述地对消。因此可以进一步抑制IM3。与由于已放大期望信号和期望信号而出现的IM3分量相比，在多级放大设备3的各个放大部份中出现的白噪声可以忽略。而且，各个放大部份中出现的白噪声可以通过负反馈来抑制。因此，多级放大设备3不要求用于消除白噪声的设备，并因此能用简单结构构造。

在第三实施例中已经说明了其中第一到第N个并联反馈放大器串联的多级放大设备3。然而，第三实施例的多级放大设备不必采用第k个并联反馈放大器。尤其是，第k个放大器可能具有一电抗分量，并且可能有第k个反馈部份，该第k个反馈部份改变了第k个放大部份的输出信号的相位、并把所产生的信号反馈回第k个放大部份的输入侧。或者，可以使用包括下述串联反馈部份的放大器、具有并联反馈部份和下述反馈部份的放大器等等来作为第一到第N个放大器。

(第四实施例)

图16是说明按照本发明第四实施例的多级放大设备4的示例性结构的电路图。图16的多级放大设备4包括第一并联反馈放大器10-1、相位控制放大器20和第三并联反馈放大器10-3。图16的多级放大设备4不同于图8的多级放大设备2，其中提供了相位控制放大器20来代替第二并联反馈放大器10-2。在图16的多级放大设备4中，用与图8相同的参考数字来表示与第二实施例的多级放大设备相同的组件。下面将描述多级放大设备4的操作，特别是关于不同于第二实施例的那些元件。

相位控制放大器20包括相位控制放大部份201、相位控制反馈部份202和相位控制匹配电路203。相位控制放大部份201包括第三晶体管211、第四晶体管212、第六电容器213、第三电阻器214、第一信号内部端子215和偏置电路216。相位控制反馈部份202具有第一变容二极管224、第十电容器225、第四电阻器226和第二信号内部端子227。相位控制匹配电路203具有第八电容器231、第三电感器232、第九电容器233、第二电源端子234、第二变容二极管235、第五电阻器236和第三信号内部端子237。

在相位控制放大部份201中，第三晶体管211的基极连到第一并联反馈放大器10-1。第三晶体管211的集电极连到第四晶体管212的射极。第四晶体管212的集电极连到第九电容器233。第三晶体管211的射极接地。第四晶体管212的基极经由第六电容器213接地。偏置电路216连到第三晶体管211的基极和第四晶体管212的基极。偏置电路216也经由第三电阻器214连到第一信号内部端子215。

在相位控制反馈部份202中，第二信号内部端子227经由第四电阻器226连到第一变容二极管224的一端和第十电容器225的一端。第一变容二极管224的另一端连到第四晶体管212的基极。第十电容器225的另一端连到第三晶体管211的基极。

在相位控制匹配电路203中，第九电容器233的一端连到第四晶体管212的集电极和第三电感器232的一端。第三电感器232的另一端连到电源端子237并且也经由第八电容器231接地。第九电容器233的另一端经由第五电阻器236连到第三信号内部端子237，并且也经由第二变容二极管235连到并联反馈放大器10-3。

多级放大设备4的详细操作类似于第二实施例的多级放大设备的操作，并且不再说明。

现在将描述相位控制放大部份201的操作。相位控制放大部份201从第一信号输入端子215接收第一控制信号。流经第三晶体管211和第四晶体管212的电流值根据第一控制信号的电压值V_ctrl1而改变。流经第三晶体管211和第四晶体管212的电流值的变化与相位控制放大部份201的电流增益α₁的变化相关联。

表达式(18)和(19)表示第一并联反馈放大器10-1的输出电流的非线性闭环路传递函数，当把表达式(18)和(19)应用于相位控制放大器20时，可以理解，在表达式(18)和(19)的项1/{1-β(ω₀)·α₁(ω₀)}中相位分量θ₁的值取决于相位控制放大部份201的电流增益α₁(ω₀)的值。如第一实施例所述，θ₁是一参数，该参数确定了表达式(21)的期望信号分量的相位和IM3分量的相位之差A_1-IM3L。因此，通过控制第一控制信号的电压值V_ctrl1，可以控制从相位控制放大器20输出的期望信号分量的相位和第二IM3分量的相位之差。

现在将描述相位控制反馈部份202的操作。相位控制反馈部份202从第二信号内部端子227接收第二控制信号。第一变容二极管224的电容值根据第二控制信号的电压值V_ctrl2而改变。因此，相位控制反馈部份202具有导纳Y′_f1，该导纳Y·_f1根据第一变容二极管224电容值的变化而改变。当相位控制反馈部份202的导纳Y′_f1变化时，把期望信号分量、第一IM3分量和第二IM3分量的每一个的相位改变一变化值。

表达式(18)和(19)表示第一并联反馈放大器10-1的输出电流的非线性闭环路传递函数，当把表达式(18)和(19)应用于相位控制放大器20时，可以理解，在表达式(18)和(19)的项1/{1-β(ω₀)·α₁(ω₀)}中相位分量θ₁的值取决于相位控制放大部份201的电流增益α₁(ω₀)的值。如表达式(3)所示，反馈量β(ω_o)取决于相位控制反馈部份202的导纳Y′_f1。因此，在表示相位控制放大器20的输出电流的非线性闭环路传递函数的表达式(18)和(19)中，项1/{1-β(ω₀)·α₁(ω₀)}中相位分量θ₁的值根据导纳Y′_f1的值的变化而变化。这样，通过控制第二控制信号的电压值V_ctrl2，可以控制从相位控制放大器20输出的期望信号分量的相位和第二IM3分量的相位之差。

现在将描述相位控制匹配电路203的操作。相位控制匹配电路203从第三信号内部端子237接收第三控制信号。第二变容二极管235具有一电容值，该电容值根据第三控制信号的电压值V_ctrl3而改变。第二变容二极管235的电容值变化与相位控制匹配电路203的输入导纳Y′_L的变化相关联。

如表达式(3)所示，反馈量β(ω₀)取决于相位控制匹配电路203的导纳Y′_L。当把表示第一并联反馈放大器10-1输出电流的非线性闭环路传递函数的表达式(18)和(19)应用于相位控制放大器20时，可以理解，表达式(18)和(19)的项1/{1-β(ω₀)·α₁(ω₀)}中相位分量θ₁的值根据相位控制匹配电路203的导纳Y′_L的变化而变化。这样，通过控制第三控制信号的电压值V_ctrl3，可以控制从相位控制放大器20输出的期望信号分量的相位和第二IM3分量的相位之差。

如上所述，本发明第四实施例的多级放大设备4控制了放大部份的电流增益、反馈部份的导纳以及匹配电路的导纳，并且可以控制期望信号分量的相位和IM3分量的相位之差。多级放大设备4可以根据要被放大的期望信号的状态来控制期望信号分量的相位和IM3分量的相位之差。

例如，多级放大设备4有助于移动通信终端等等，它们能根据通信状态来切换所使用的频带。当反馈部份的电纳分量恒定时，中心频率为f₁的期望信号和中心频率为f₂的期望信号在反馈部份中有不同的相位变化量。因此，抑制由于中心频率为f₁的期望信号而产生的IM3分量的条件不同于抑制由于中心频率为f₂的期望信号而产生的IM3分量的条件。因此，通过放大部份的电流增益、反馈部份的导纳以及匹配电路的导纳，可能根据移动通信终端所使用的频带来放大期望信号并且抑制IM3分量。

注意到在第四实施例中已经描述了多级放大设备4包括相位控制放大器20而不是多级放大设备2的第二并联反馈放大器10-2。然而，多级放大设备4可以包括相位控制放大器20而非第一并联反馈放大器10-1或并联反馈放大器10-3。

同样在第四实施例中，相位控制放大器20可以包括相位控制放大部份201、相位控制反馈部份202和相位控制匹配电路203的至少其中之一。

而且，在第四实施例中，已经作为例子描述了三级的多级放大设备。或者可以使用两级的多级放大设备或者四级或更多级的多级放大设备。

(第五实施例)

图17是说明按照本发明第五实施例的多级放大设备5的示例性结构的示意图。图17的多级放大设备5包括第一串联反馈放大器30-1和第二串联反馈放大器30-2。第一串联反馈放大器30-1包括第一放大部份101-1、第一串联反馈部份302-1以及第一匹配电路103-1。第二串联反馈放大器30-2包括第二放大部份101-2、第二串联反馈部份302-2以及第二匹配电路103-2。

如图17所示，多级放大设备5具有一结构，其中第一串联反馈放大器30-1和第二串联反馈放大器30-2串联。第一串联反馈部份302-1和第二串联反馈部份302-2具有彼此不同的电抗分量。注意到图17仅说明了多级放大设备5的一个例子，多级放大设备5的结构不限于图17的结构，而是可能有其它结构。

图17的多级放大设备5在两方面不同于多级放大设备1。一方面是第一串联反馈放大器30-1包括第一串联反馈部份302-1，而不是第一并联反馈放大器10-1中所包括的第一并联反馈部份102-1。另一方面是第二串联反馈放大器30-2包括第二串联反馈部份302-2，而不是在第二并联反馈放大器10-2中包括的第二并联反馈部份102-2。注意到，图17的多级放大设备5的一些组件与图6的多级放大设备1的一些组件相同，并且用与多级放大设备1相同的参考数字来表示，并且不再说明。下面将描述图17的多级放大设备5，特别是关于上述不同的元件。

第一串联反馈部份302-1具有第五电感器321。因此，第一串联反馈部份302-1是一感性的串联反馈部份。第二串联反馈部份302-2具有第十四电容器322和第六电阻器323。因此，第二串联反馈部份302-2是一容性的串联反馈部份。

在第一串联反馈放大器30-1中，第一晶体管111的射极经由第五电感器321接地。在第二串联反馈放大器30-2中，第三晶体管211的射极经由第十四电容器322接地。第六电阻器323和第十四电容器322并联。

下面将参照图19来描述串联反馈放大器的工作原理。注意到使用第一串联反馈放大器30-1作为例子。图19是用于说明第一串联反馈放大器30-1的第一晶体管111操作的示意图。期望信号分量的电压被输入第一晶体管111的基极(图19的(1))。第一晶体管111放大期望信号分量。当放大期望信号分量时，在第一晶体管111中出现第一IM3分量。同样，当第一晶体管111放大期望信号分量时，把已放大信号分量的电流和IM3分量的电流输入到第一晶体管111的集电极(图19的(2))。由于已放大期望信号分量的电流和IM3分量的电流，在第一晶体管111的射极处出现已放大期望信号分量的电压和IM3分量的电压(图19的(3))。实际被第一晶体管111放大的电压是基极和射极间的电压。因此，把第一晶体管111的基极和射极间的电压加到被输入第一晶体管111基极的期望信号分量，其中所示电压的相位与期望信号分量的相位相反。换言之，所述电压小于把期望信号分量输入第一晶体管111基极时的电压(图19的(4))。这样，到第一晶体管111集电极的输入电流被反馈，作为要被输入基极的期望信号分量的电压。第二串联反馈放大器30-2执行类似的操作。注意到在串联反馈放大器中，反馈量的相位取决于连到第一晶体管111射极的器件。下面将描述由于连到第一晶体管111的器件而产生的反馈量的相位变化。

第一串联反馈放大器30-1以类似于第一并联反馈放大器10-1的方式进行工作。同样，第二串联反馈放大器30-2以类似于第二并联反馈放大器10-2的方式进行工作。下面将参照图18描述其中的原因。

图18是说明第一串联反馈放大器30-1的等效电路的示意图。参照图18，所示的第一串联反馈放大器30-1等效于第一并联反馈放大器10-1。图18的等效电路包括信号源31、输入阻抗元件32、内部阻抗元件33、恒流源34、输出阻抗元件35以及串联反馈阻抗元件36。

输入阻抗元件32的一端经由信号源31接地。输入阻抗元件35的一端接地。内部阻抗元件33和恒流源34在输入阻抗元件32的另一端和输出阻抗元件36的另一端之间串联。串联反馈阻抗元件36的一端连到内部阻抗元件33和恒流源34。串联反馈阻抗元件36的另一端接地。在等效电路中，具有内部阻抗元件33和恒流源34的电路对应于第一放大部份101-1。

串联反馈放大器是一电压反馈放大器。因此，得出了串联反馈放大器的输入-输出电压特征。考虑到第一串联反馈放大器30-1的三阶非线性，流经恒流源34的电流i_y用以下表达式(28)表示：

$i_y=g_1\·v_x+g_2\·v_x^2+g_3\·v_x^3$ …(式28)

其中g₁、g₂和g₃表示一阶、二阶和三阶跨导，v_x表示内部阻抗元件33的电压。

第一串联反馈放大器30-1的输出电压v_out和恒流源34的电流i_y满足符合欧姆定律的表达式(29)所示的关系：

v_out＝-Z_L·i_y    …(式29)

同样，根据基尔霍夫定律，满足表达式(30)：

$\frac{v_e}{Z_e}=i_y+\frac{v_x}{Z_{\mathrm{in}}}$

$v_{\mathrm{in}}=Z_s\·\frac{v_x}{Z_{\mathrm{in}}}+v_x+v_e$ …(式30)

其中Z_e表示串联反馈阻抗元件36的阻抗，v_e表示施加于串联反馈阻抗元件36的电压(反馈电压)，Z_s表示输入阻抗元件32的阻抗，v_in表示来自信号源31的输入电压，Z_in表示内部阻抗元件33的阻抗，v_x表示施加于内部阻抗元件33的电压。

对于v_x求解表达式(29)和(30)。v_x表示为：

$v_x=\frac{Z_{\mathrm{in}}}{Z_{\mathrm{in}}+Z_e+Z_s}(v_{\mathrm{in}}+\frac{Z_e}{Z_L}\·v_{\mathrm{out}})$ …(式31)

对于v_out求解表达式(28)、(29)和(31)。v_out表示为：

$v_{\mathrm{out}}=-Z_L\·[g_1\·\frac{Z_{\mathrm{in}}}{Z_{\mathrm{in}}+Z_e+Z_s}(v_{\mathrm{in}}+\frac{Z_e}{Z_L}\·v_{\mathrm{out}})$

$+g_2\·\{g_1\·\frac{Z_{\mathrm{in}}}{Z_{\mathrm{in}}+Z_e+Z_s}(v_{\mathrm{in}}+\frac{Z_e}{Z_L}\·v_{\mathrm{out}}){\}}^2$

$+g_3\·\{g_1\·\frac{Z_{\mathrm{in}}}{Z_{\mathrm{in}}+Z_e+Z_s}(v_{\mathrm{in}}+\frac{Z_e}{Z_L}\·v_{\mathrm{out}}){\}}^3]$ …(式32)

假定，η＝Z_in/(Z_in+Z_L+Z_s)，α₁＝-Z_L·g₁，α₂＝-Z_L·g₂，α₃＝-Z_L·g₃，且β＝η·Z_e/(η·Z_e+Z_L)，则表达式(32)表示为：

$v_{\mathrm{out}}={\mathrm{\α}}_1\·(\mathrm{\η}\·v_{\mathrm{in}}+\frac{\mathrm{\β}}{1-\mathrm{\β}}\·v_{\mathrm{out}})+{\mathrm{\α}}_2\·{(\mathrm{\η}\·v_{\mathrm{in}}+\frac{\mathrm{\β}}{1-\mathrm{\β}}\·v_{\mathrm{out}})}^2+{\mathrm{\α}}^3\·{(\mathrm{\η}\·v_{\mathrm{in}}+\frac{\mathrm{\β}}{1-\mathrm{\β}}\·v_{\mathrm{out}})}^3$ …(式33)

欧姆定律应用于表达式(33)。所产生的表达式(33)变得与第一实施例中所述的表达式(7)基本相同。下面，可以以类似于第一实施例的方式得出第一串联反馈放大器30-1的非线性闭环路传递函数。因此，第一串联反馈放大器30-1固有地执行与第一并联反馈放大器10-1相同的操作。第二串联反馈放大器30-2也固有地执行类似于第二并联反馈放大器10-2的操作。因此，串联反馈放大器操作的详细描述类似于第一实施例的并联反馈放大器的操作描述，并且不再说明。

现在将描述第一串联反馈放大器30-1的操作。当一输入期望信号被输入第一串联反馈放大器30-1时，第一放大部份101-1放大该输入期望信号。注意到当第一放大部份101-1放大期望信号时，在第一放大部份101-1中出现第一IM3分量。

第五电感器321连到第一晶体管111的射极。因此，来自第一串联反馈部份302-1的反馈量β(ω)具有一提前相位，而第一晶体管111的输出电流的相位是一延迟的相位。结果，已放大期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之差输出为一值，该值不同于180°。

图20A是说明在图17点a2处在第一放大部份101-1中放大的期望信号分量(下文中称为期望信号分量S_a2)的相位和点a2处第一IM3分量(下文中称为第一IM3分量X_a2)的相位之间关系的示意图。注意到在图20A中，输入期望信号位于实轴上。这样，为使第一串联反馈部份302-1以类似于第一并联反馈部份102-1的方式进行操作，像第一并联反馈放大器10-1一样，从第一串联反馈放大器30-1输出的期望信号分量S_a2的相位和第一IM3分量X_a2的相位之差由表达式(21)表示。

图20B是说明在图17点b2处被输入到第二串联反馈放大器30-2中的期望信号分量(下文中称为期望信号分量S_b2)的相位以及在点b2处被输入到第二串联反馈放大器30-2中的第一IM3分量(下文中称为第一IM3分量X_b2)的相位之间关系的示意图。图20A和20B说明了期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之间的相同关系。然而，图20B不同于图20A，其中在第一放大部份101-1中放大的期望信号分量位于实轴上。

现在将描述第二串联反馈放大器30-2的操作。第二放大部份101-2在维持图20B的相位关系的同时，放大期望信号分量S_b2和第一IM3分量X_b2。当第二放大部份101-2放大期望信号分量S_b2时，在第二放大部份101-2中出现第二IM3分量。

像在第二串联反馈部份302-2中那样，当第十四电容器322和第六电阻器323并联到第二晶体管211的射极时，第二串联反馈部份302-2的反馈量β(ω)具有一提前相位。图20C是说明在图17点c2处已放大的期望信号分量S_b2(下文中称为期望信号分量S_c2)的相位、在点c2处已放大的第一IM3分量X_b2(下文中称为第一IM3分量X_c2)的相位以及点c2处的第二IM3分量(下文中称为第二IM3分量Y_c2)的相位之间关系的示意图。注意到在图20C中，期望信号分量S_b2位于实轴上。这样，第二串联反馈部份302-2以与第二并联反馈部份102-2相同的方式进行工作。因此，第二串联反馈放大器30-2的期望信号分量的相位和第二IM3分量的相位之差可用表达式(22)表示。

图20D是说明在输出端子72处、期望信号分量S_c2的相位、第一IM3分量X_c2的相位以及第二IM3分量Y_c2的相位之间关系的示意图。组合第一IM3分量X_c2和第二IM3分量Y_c2并抑制IM3所需的条件与第一实施例的条件相同，并且不再说明。

下面将描述第一串联反馈放大器30-1和第二串联反馈放大器30-2的增益变化。

在第一串联反馈放大器30-1中，当第一串联反馈部份302-1具有一感性电抗分量时，随着所使用频带的频率分量的增加，第一串联反馈放大器30-1的增益降低。这是因为反馈量随着频率的增加而增加。在第二串联反馈放大器30-2中，当第二串联反馈部份302-2具有一容性电抗分量时，随着所使用频带的频率分量的增加，第二串联反馈放大器30-2的增益增加。这是因为反馈量随着频率的增加而减少。

在多级放大设备5中，当第一串联反馈放大器30-1的增益递减率等于第二串联反馈放大器30-2的增益递增率时，既能获得增益的平坦又能抑制IM3。上面已经描述了增益递增率和增益递减率的等效定义，这里不再说明。

如上所述，在本发明第五实施例的多级放大设备5中，第一串联反馈放大器30-1改变了要被放大的期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之差，并且输出所产生的分量。同样，第二串联反馈放大器30-2改变了要被放大的期望信号分量的相位和第二IM3分量的相位之差。这样，多级放大设备5能使第一IM3分量和第二IM3分量对消以便抑制IM3。多级放大设备的各个放大器是一反馈型放大器。因此，在各个放大部份中出现的IM3分量可以像在典型反馈型放大器电路中那样被抑制，此外，IM3分量如上所述地对消。因此进一步抑制了IM3。而且，与由于已放大期望信号和期望信号而产生的IM3分量相比，在多级放大设备5的各个放大部份中出现的白噪声可以忽略。而且，各个放大部份中出现的白噪声可以通过负反馈来抑制。因此，多级放大设备5不要求用于消除白噪声的设备，因此可以以简单结构构造。

在第五实施例中，多级放大设备包括串联的两个放大器，各个放大器都包括一串联反馈部份。或者，多级放大设备可以包括串联的三个或更多个放大器，各个放大器都包括一串联反馈部份。该情况下也能抑制IM3。包括串联的三个或更多放大器、每个都包括串联反馈部份的多级放大设备像第二实施例的多级放大设备2一样地操作，并且不再说明。

同样在第五实施例中，第二串联反馈放大器30-2的第二串联反馈部份302-2包括一电阻器。因此，第二串联反馈放大器30-2的噪声和最大输出功率特征次于第一串联反馈放大器30-2的这些特征。因此，当在接收电路中使用多级放大设备5时，多级放大设备5的第一级最好是第一串联反馈放大器30-1，第二级是第二串联反馈放大器30-2。另一方面，当在发送电路中使用多级放大设备5时，多级放大设备5的第一级最好是第二串联反馈放大器30-2，第二级是第一串联反馈放大器30-1。注意到当在接收电路中使用第五实施例的多级放大设备5(它具有串联的三级或更多级)时，最后一级放大器最好是第二串联反馈放大器30-2。同样，当在信号接收电路中使用第五实施例的多级放大设备(它具有串联的三级或更多级)时，第一放大器最好是第二串联反馈放大器30-2。这样，可以阻止多级放大设备的噪声和最大输出功率特征的恶化。

(第六实施例)

图22是说明按照本发明第六实施例的多级放大设备6的示例性结构的电路图。图22的多级放大设备6包括内部端子71、输入阻抗匹配电路73、第一组合反馈放大器40-1和第二组合反馈放大器40-2、输出阻抗匹配电路74以及输出端子72。第一组合反馈放大器40-1包括第一放大部份101-1、第一并联反馈部份102-1、第一匹配电路103-1和第一串联反馈部份302-1。第二组合反馈放大器40-2包括第二放大部份101-2、第二并联反馈部份102-2、第二匹配电路103-2和第二串联反馈部份302-2。

如图22所示，在多级放大设备6中，串联两个放大器，每个放大器都包括一并联反馈部份和一串联反馈部份。通过把第一串联反馈部份302-1加到第一并联反馈放大器10-1而得出第一组合反馈放大器40-1。通过把第二串联反馈部份302-2加到第二并联反馈放大器10-2而得出第二组合反馈放大器40-2。注意到，用与图6的多级放大设备1或图17的多级放大设备5相同的参考数字表明了图22的多级放大设备6中与上述两者中所包括的相同的功能块和电路元件，这里不再说明。尽管图22说明了多级放大设备6的示例性结构，然而多级放大设备6的结构不限于图22的结构，而可以是其它结构。

现在将描述多级放大设备6的操作概述。

现在将描述第一组合反馈放大器40-1的操作。第一放大部份101-1放大了输入期望信号分量。当第一放大部份101-1放大期望信号分量时，出现第一IM3分量。第一串联反馈部份302-1改变了要被放大的期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位。因此，当已放大的期望信号分量和第一IM3分量从第一放大部份101-1输出时，其间的相位为180°。

图23A是说明在图22点a3处已放大的期望信号分量(下文中称为期望信号分量S_a3)的相位和点a3处第一IM3分量(下文中称为第一IM3分量X_a3)的相位之间关系的示意图。注意到在图23A中，输入的期望信号分量位于实轴上。如图23A所示，在点a3处，期望信号分量S_a3的相位和第一IM3分量X_a3的相位之差由θ_a3表示。该情况下，θ_a3+θ₁＝180°。

第一并联反馈部份102-1在维持图23A的相位关系的同时，改变了期望信号分量S_a3的相位和第一IM3分量X_a3的相位。

图23B是说明在图22点b3处相位已改变的期望信号分量S_a3(下文中称为期望信号分量S_b3)的相位以及在点b3处相位已改变的第一IM3分量X_a3(下文中称为第一IM3分量X_b3)的相位之间关系的示意图。注意到图23B中输入的期望信号分量位于实轴上。如图23B所示，第一并联反馈部份102-1使用其电抗分量改变了期望信号分量S_b3的相位以及输入的期望信号分量的相位，使得其间的差异为180°。

该情况下，期望信号分量S_b3的相位和第一IM3分量X_b3的相位之差未从θ_a3而改变。

图23C是说明在图22点c3处、输入信号的期望信号分量的相位、期望信号分量S_b3的相位以及第一IM3分量x_b3的相位之间关系的示意图。如图23C所示，在点c3处，输入期望信号分量、期望信号分量S_b3和第一IM3分量X_b3被输入。输入期望信号分量的相位和期望信号分量S_b3的相位之差为180°。在点c3处，组合输入期望信号分量和期望信号分量S_b3。然而，下面将描述期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位之间的关系，假定输入期望信号分量和期望信号分量S_b3未在点c3处被组合。

第一放大部份101-1放大了输入期望信号分量、期望信号分量S_b3以及第一IM3分量X_b3的每一个。当第一放大部份101-1放大输入期望信号时，最新出现第一IM3分量。第一串联反馈部份302-1改变了输入期望信号分量的相位、期望信号分量S_b3的相位以及第一IM3分量X_b3的相位。

图23D是说明在图22点d3处已放大的输入期望信号分量(下文中称为期望信号分量S_d3-1)的相位、点d3处已放大的期望信号分量S_b3(下文中称为期望信号分量S_d3-2)的相位、点d3处已放大第一IM3分量X_b3(下文中称为第一IM3分量X_d3-2)的相位以及点d3处最新出现的第一IM3分量(下文中称为第一IM3分量X_d3-1)的相位之间关系的示意图。如图23I)所示，期望信号分量S_d3-2的相位和第一IM3分量X_d3-2的相位之差未从θ_a3而改变。期望信号分量S_d3-1的相位和第一IM3分量X_d3-1的相位之差变成θ_a3。换言之，期望信号分量S_d3-1的相位和第一IM3分量X_d3-1的相位之间的关系类似于图23A的相位关系。

图23E是说明在图22点d3处、期望信号分量S_d3-1和期望信号分量S_d3-2的组合结果、以及第一IM3分量X_d3-1和第一IM3分量X_d3-2的组合结果的示意图。如图23E所示，在点d3处，组合期望信号分量S_d3-1和期望信号分量S_d3-2以生成期望信号分量S_d3。组合第一IM3分量X_d3-1和第一IM3分量K_d3-2以生成第一IM3分量X_d3。这样，第一组合反馈放大器40-1抑制了第一IM3分量。注意到在图23E中，输入的期望信号分量位于实轴上。

在第一组合反馈放大器40-1中，期望信号分量S_a3的相位可能由于第一串联反馈部份302-1而延迟90°或更多。随着第五电感器32 1电感的增加，期望信号分量S_a3的相位递增地被延迟。然而，第一并联反馈部份102-2使用其电抗分量改变了期望信号分量S_b3的相位和输入期望信号分量的相位，使得其间的相位差变成180°。这样，第一组合反馈放大器40-1能在不影响被第一串联反馈部份302-1所改变的期望信号分量S_a2的相位的情况下，实现负反馈，从而引起稳定的操作。

接着将描述第二组合反馈放大器40-2的操作。图24A是说明被输入到第二组合反馈放大器40-2中的期望信号分量S_d3和第一IM3分量X_d3的相位之间关系的示意图。图24A中，期望信号分量S_d2位于实轴上。

第二放大部份101-2放大了期望信号分量S_d3和第一IM3分量X_d3。当第二放大部份101-2放大期望信号分量S_d3时，出现第二IM3分量。第二串联反馈部份302-2改变了已放大期望信号分量S_d3的相位、已放大第一IM3分量X_d3的相位以及第二IM3分量的相位。该情况下，已放大期望信号分量S_d3的相位和已放大第一IM3分量X_d3的相位之差不改变。已放大期望信号分量S_d3的相位和第二IM3分量的相位之差被输出为一值，该值不同于180°。

图24B是说明在图22点f3处已放大的期望信号分量S_d3(下文中称为期望信号分量S_f3)的相位、点f3处已放大的第一IM3分量X_d3(下文中称为第一IM3分量X_f3)的相位以及点f3处最新出现的第二IM3分量(下文中称为第二IM3分量Y_f3)的相位之间关系的示意图。如图24B所示，在点f3处，期望信号分量S_f3的相位和第一IM3分量X_f3的相位之差未从相位差θ_a3而改变。期望信号分量S_f3的相位和第二IM3分量Y_f3的相位之差为θ_f3。该情况下，θ_f3+θ₂＝180°。注意到在图24B中，期望信号分量S_d3位于实轴上。

第二并联反馈部份102-2在维持图24B的相位关系的同时，改变了期望信号分量S_f3的相位、第一IM3分量X_f3的相位以及第二IM3分量Y_f3的相位。

图24C是说明在图22点g3处相位已改变的期望信号分量S_f3(下文中称为期望信号分量S_g3)的相位、在点g3处相位已改变的第一IM3分量X_f3(下文中称为第一IM3分量X_g3)的相位以及在点g3处相位已改变的第二IM3分量Y_f3(下文中称为第二IM3分量Y_g3)的相位之间关系的示意图。注意到在图24C中，期望信号分量S_d3位于实轴上。如图24C所示，第二并联反馈部份102-2改变了期望信号分量S_g3的相位和期望信号分量S_d3的相位，使得其间的相位差为180°。

在第二组合反馈放大器40-2中，期望信号分量Sf3的相位可能由于第二串联反馈部份302-2而提前90°或更多。随着第四电容器322电容的增加，期望信号分量S_f3的相位提前量也增加。然而，第二并联反馈部份102-2使用其电抗分量改变了期望信号分量S_g3的相位和期望信号分量S_d3的相位，使得其间的相位差为180°。这样，第二组合反馈放大器40-2能在不影响被第二串联反馈部份302-2改变的期望信号分量X_f3的相位的情况下，实现负反馈，从而引起稳定的操作。

图24D是说明在图22点h3处被输入的期望信号分量S_d3、第一IM3分量X_d3、期望信号分量S_g3、第一IM3分量X_g3以及第二IM3分量Y_g3的相位之间关系的示意图。如图24D所示，期望信号分量S_d3的相位和期望信号分量S_g3的相位之差为180°，第一IM3分量X_d3的相位和第一IM3分量X_g3的相位之差为180°。

在点h3处，组合期望信号分量S_d3和期望信号分量S_g3。同样，组合第一IM3分量X_d3和第一IM3分量X_g3。然而，为了描述期望信号分量的相位、第一IM3分量的相位以及第二IM3分量的相位之间的关系，假定期望信号和第一IM3分量。

第二放大部份101-2放大以下中的每一个：期望信号分量S_d3、期望信号分量S_g3、第一IM3分量X_d3、第一IM3分量X_g3以及第二IM3分量Y_g3。当第二放大部份101-2放大期望信号分量S_d3时，最新出现第二IM3分量。第二串联反馈部份302-2改变了以下中的每一个的相位：期望信号分量S_d3、期望信号分量S_g3、第一IM3分量X_d3、第一IM3分量X_g3以及第二IM3分量Y_g3、

图24E是说明在图22点i3处已放大的期望信号分量S_d3(下文中称为期望信号分量S_i3-1)的相位、点i3处已放大的期望信号分量S_g3(下文中称为期望信号分量S_i3-2)的相位、点i3处已放大的第一IM3分量X_d3(下文中称为第一IM3分量X_i3-1)的相位、点i3处已放大的第一IM3分量X_g3(下文中称为第一IM3分量X_i3-2)的相位、点i3处已放大的第二IM3分量Y_g3(下文中称为第二IM3分量Y_i3-2)的相位以及点i3处最新出现的第二IM3分量(下文中称为第二IM3分量Y_i3-1)的相位之间关系的示意图。注意到在图24E中，期望信号分量S_d3位于实轴上。

如图24E所示，期望信号分量S_i3-1的相位和第一IM3分量X_i3-1的相位之差未从θ_a3而改变。类似地，期望信号分量S_i3-2的相位和第一IM3分量X_i3-2的相位之差未从θ_a3而改变。期望信号分量S_i3-2的相位和第二IM3分量Y_i3-2的相位之差未从θ_f3而改变。期望信号分量S_i3-1的相位和第二IM3分量Y_i3-2的相位之差为θ_f3。这样，期望信号分量S_i3-1的相位和第二IM3分量Y_i3-1的相位之间的关系类似于图24B的关系。

图24F是说明图24E的期望信号分量、第一IM3分量和第二IM3分量被组合的状态示意图。期望信号分量S_i3-1的相位与期望信号分量S_i3-2的相位相反。因此，期望信号分量S_i3-1和期望信号分量S_i3-2对消以生成期望信号分量S_i3。第一IM3分量X_i3-1的相位与第一IM3分量X_i3-2的相位相反。因此，第一IM3分量X_i3-1和第一IM3分量X_i3-2对消以生成第一IM3分量X_i3。第二IM3分量Y_i3-1的相位与第二IM3分量Y_i3-2的相位相反。因此，第二IM3分量Y_i3-1和第二IM3分量Y_i3-2对消以生成第二IM3分量Y_i3。

图24G是说明第一IM3分量X_i3和第二IM3分量Y_i3怎样对消的示意图。第一IM3分量X_i3和第二IM3分量Y_i3被组合以生成第一总和IM3分量。结果，在多级放大设备6的各个放大器内出现的IM3被抑制。

在第一实施例中已经描述了要被放大的期望信号分量的相位以及各个放大部份中第一IM3分量的相位的变化，因此第六实施例中不再说明。

现在将描述第一组合反馈放大器40-1和第二组合反馈放大器40-2的增益变化。

第一组合反馈放大器40-1的增益随着具有期望频带的频率分量的增加而降低。这是因为第一并联反馈部份102-1具有一容性电抗分量，而第一串联反馈部份302-1具有一感性电抗分量，使得反馈量随着频率的增加而增加。因此，第一组合反馈放大器40-1的反馈部份充当一反馈量递增的反馈部份，该反馈量递增的反馈部份包括一容性并联反馈部份和一感性串联反馈部份，容性并联反馈部份具有一容性电抗分量并且执行并联反馈，感性串联反馈部份具有一感性电抗分量并且执行串联反馈。注意到增益递减率最好小于或等于-12db/OCT(40dB/dec)。

第二组合反馈放大器40-2的增益随着具有期望频带的频率分量的增加而降低。这是因为第二并联反馈部份102-2具有一感性电抗分量，而第二串联反馈部份302-2具有一容性电抗分量，因此反馈量随着频率的增加而降低。因此，第二组合反馈放大器40-2的反馈部份充当一反馈量递减的反馈部份，该反馈量递增的反馈部份包括一感性并联反馈部份和一容性串联反馈部份，感性并联反馈部份具有一感性电抗分量并且执行并联反馈，容性串联反馈部份具有一容性电抗分量并且执行串联反馈。注意到增益递增率最好小于或等于12db/OCT(40dB/dec)。

在多级放大设备6中，当第一组合反馈放大器40-1的增益递减率等价于第二组合反馈放大器40-2的增益递增率时，能得到期望的增益。上面已经描述了增益递增率和增益递减率的等价性定义，这里不再说明。

如上所述，在本发明第六实施例的多级放大设备6中，组合反馈放大器改变了要被放大的信号的相位，并且改变了要被反馈的期望信号分量的相位以及输入期望信号分量的相位，使得其间的相位差变为180°。这样，多级放大设备6能比多级放大设备1和多级放大设备5更容易地设置期望信号分量的相位和IM3分量的相位之差，并能提供一稳定的放大器。

注意到在第六实施例中，已经描述了其中包括并联反馈部份和串联反馈部份的两个组合反馈放大器串联的多级放大设备。另一方面，其中三个或更多组合反馈放大器串联的多级放大设备能抑制IM3。

同样在第六实施例中，描述了第一并联反馈部份102-1和第二并联反馈部份102-2造成被输入各个放大器的期望信号分量的相位和要被反馈的期望信号分量的相位之差为180°。本发明不限于此。第一并联反馈部份102-1和第二并联反馈部份102-2可能造成被输入各个放大器的期望信号分量的相位和要被反馈的期望信号分量的相位之差接近180°，从而实现了被输入各个放大器的期望信号分量的相位和要被反馈的期望信号分量的相位的类似效应。

(第七实施例)

图25是说明按照本发明第七实施例的多级放大设备结构7的示意图。图25的多级放大设备7包括内部端子71、输入阻抗匹配电路73、输出阻抗匹配电路74、输出端子72、第一组合反馈放大器50-1以及第二组合反馈放大器50-2。

在图25的多级放大设备7中，第一组合反馈放大器50-1包括第一电抗控制并联反馈部份502-1和第一电抗控制串联反馈部份504-1，而非第一组合反馈放大器40-1的第一并联反馈部份102-1和第一串联反馈部份302-1。第二组合反馈放大器50-2包括第二电抗控制并联反馈部份502-2和第二电抗控制串联反馈部份504-2，而非第二组合反馈放大器40-2的第二并联反馈部份102-2和第二串联反馈部份302-2。下面将描述多级放大设备7的操作，尤其是关于与多级放大设备6所不同的那些元件。

第一组合反馈放大器50-1包括第一放大部份101-1、第一电抗控制并联反馈部份502-1以及第一电抗控制串联反馈部份504-1。第一电抗控制并联反馈部份502-1具有第一电抗电路521、第二电抗电路522、第三电抗电路523、第一开关元件524、第二开关元件525、第三开关元件526以及第一控制信号内部端子527。第一电抗控制串联反馈部份504-1具有第四电抗电路541、第五电抗电路542、第六电抗电路543、第四开关元件544、第五开关元件545、第六开关元件546以及第二控制信号内部端子547。

第二组合反馈放大器50-2包括第二放大部份101-2、第二电抗控制并联反馈部份502-2以及第二电抗控制串联反馈部份504-2。第二电抗控制并联反馈部份502-2具有第七电抗电路528、第八电抗电路529、第九电抗电路530、第七开关元件531、第八开关元件532、第九开关元件533以及第三控制信号内部端子534。第二电抗控制串联反馈部份504-2包括第十电抗电路548、第十一电抗电路549、第十二电抗电路550、第十开关元件551、第十一开关元件552、第十二开关元件553以及第四控制信号内部端子554。

第一电抗控制并联反馈部份502-1通过第一控制信号内部端子527接收第一控制信号。第一控制信号是根据输入期望信号的频带或电平而输入的信号。第一电抗控制并联反馈部份502-1根据第一控制信号对第一开关元件524、第二开关元件525和第三开关元件526进行开/关。这样，改变了第一电抗控制并联反馈部份502-1的电抗，因此可以控制期望信号分量和第一IM3分量的相位变化量。

第一电抗控制串联反馈部份504-1通过第二控制信号内部端子547接收第二控制信号。第二控制信号是根据输入期望信号的频带和电平而输入的信号。第一电抗控制串联反馈部份504-1根据第二控制信号对第四开关元件544、第五开关元件545和第六开关元件546进行开/关。这样改变了第一电抗控制串联反馈部份504-1的电抗，因此可以控制期望信号分量和第一IM3分量的相位变化量。

第二电抗控制并联反馈部份502-2通过第三控制信号内部端子534接收第三控制信号。第三控制信号是根据输入期望信号的频带或电平而输入的信号。第二电抗控制并联反馈部份502-2根据第三控制信号对第七开关元件531、第八开关元件532和第九开关元件533进行开/关。这样，改变了第二电抗控制并联反馈部份502-2的电抗，因此可以控制期望信号分量、第一IM3分量和第二IM3分量的相位变化量。

第二电抗控制串联反馈部份504-2通过第四控制信号内部端子554接收第四控制信号。第四控制信号是根据输入期望信号的频带或电平而输入的信号。第二电抗控制串联反馈部份504-2根据第四控制信号对第十开关元件551、第十一开关元件552和第十二开关元件553进行开/关。这样，改变了第二电抗控制串联反馈部份504-2的电抗，因此可以控制期望信号分量和第一IM3分量的相位变化量。

这样，第七实施例的多级放大设备7使用开关对组合反馈放大器的并联反馈部份和串联反馈部份的电抗进行切换。这样可以根据输入期望信号的频带和电平来控制各个反馈部份的电抗。因此，可以实现一个具有宽频带和宽动态范围并能抑制IM3的放大器电路。

尽管在第七实施例中，各个反馈部份中所包括的电抗电路的数目为三，然而电抗电路的数目可以是除三以外的任何数。可以使用单个控制信号端子来控制全部反馈部份的开关。

在第七实施例的多级放大设备7中，两个组合反馈放大器串联。或者，多级放大设备7可由三个或更多组合反馈放大器组成。

(第八实施例)

图26是说明按照本发明第八实施例的多级放大设备8的示例性结构的示意图。图26的多级放大设备8包括内部端子71、输入阻抗匹配电路73、输出阻抗匹配电路74、输出端子72、第一组合反馈放大器60-1以及第二组合反馈放大器60-2。

在图26的多级放大设备8中，通过把第一偏置控制电路601-1加到第一组合反馈放大器40-1而得出第一组合反馈放大器60-1。通过把第二偏置控制电路601-2加到第二组合反馈放大器40-2而得出第二组合反馈放大器60-2。下面将描述多级放大设备8的操作，尤其是关于与多级放大设备6所不同的那些元件。

第一偏置控制电路601-1具有第七电阻器611、第八电阻器612、第九电阻器613、第十电阻器614、第十一电阻器615、第一开关元件616、第二开关元件617、第三开关元件618、第七晶体管619、第八晶体管620以及第五控制信号输入端子621。

第二偏置控制电路601-2具有第十二电阻器622、第十三阻器623、第十四电阻器624、第十五电阻器625、第十六电阻器626、第四开关元件627、第五开关元件628、第六开关元件629、第九晶体管630、第十晶体管631以及第六控制信号输入端子632。

第五控制信号输入端子621连到第八晶体管620的集电极。第七电阻器611的一端和第一开关元件626的一端串联。第八电阻器612的一端和第二开关元件617的一端串联。第九电阻器613的一端和第三开关元件618的一端串联。第一开关元件616、第二开关元件617和第三开关元件618的每一个的另一端连到第五控制信号内部端子621。第七电阻器611、第八电阻器612和第九电阻器613的每一个的另一端连到第七晶体管619的集电极和第八晶体管620的基极。第十电阻器614连在第七晶体管619的基极和第八晶体管620的射极之间。第十一电阻器615连在第八晶体管620的射极和第一晶体管111的基极之间。第七晶体管619的射极接地。

第六控制信号内部端子632连到第十晶体管631的集电极。第十二电阻器622的一端和第四开关元件627的一端串联。第十三电阻器623的一端和第五开关元件628的一端串联。第十四电阻器624的一端和第六开关元件629的一端串联。第四开关元件627、第五开关元件628和第六开关元件629的每一个的另一端连到第六控制信号内部端子632。第十二电阻器622、第十三电阻器623和第十四电阻器624的每一个的另一端连到第九晶体管630的集电极和第十晶体管631的基极。第十五电阻器625连在第九晶体管630的基极和第十晶体管631的射极之间。第十六电阻器626连在第十晶体管631的射极和第三晶体管211的基极之间。第九晶体管630的射极接地。

在第一组合反馈放大器60-1中，第一偏置控制电路601-1根据通过第五控制信号内部端子621输入的第五控制信号对开关进行开/关，从而改变了第一放大部份101-1的偏置电流。第一放大部份101-1的电流增益根据第一放大部份101-1的偏置电路的变化而变化。这样可能控制期望信号分量的相位和第一IM3分量的相位的变化量。在第四实施例中已经描述了由于第一放大部份101-1电流增益的变化而造成的期望信号分量和第一IM3分量的相位变化，这里不再说明。

在第二组合反馈放大器60-2中，第二偏置控制电路601-2根据从第六控制信号内部端子632输入的第六控制信号对开关进行开/关，从而改变第二放大部份101-2的偏置电流。第二偏置控制电路601-2的操作类似于第一偏置控制电路601-1的操作，这里不再说明。

这样，第八实施例的多级放大设备8使用开关对组合反馈放大器的偏置电流进行切换。这样可以根据输入期望信号的频带和电平来控制各个放大部份的电流增益。因此，可以实现一个具有宽频带和宽动态范围并能抑制IM3的放大器电路。

注意到在第八实施例中，偏置控制电路可由能控制第一放大部份101-1和第二放大部份101-2的偏置电流的任何电路组成。或者，可以使用单个控制信号内部端子来控制全部偏置电路开关的开关。

在第八实施例中，多级放大设备8包括串联的两个组合反馈放大器。或者，多级放大设备8根据第八实施例可以包括三个或更多组合反馈放大器。

(第九实施例)

图27是说明在通用接收电路中IM3对期望信号的影响的示意图。如图27所示，假定两个不同频率的干扰波(即第一干扰波91和第二干扰波92)和期望信号一起被输入接收电路。通用接收电路包括诸如放大器、混频器、带通滤波器等电路元件。这些电路元件具有非线性特征。在第一干扰波91和第二干扰波92被输入具有非线性特征的电路元件时会出现IM3分量93。如图27所示，当IM3分量93的频带和期望信号94的频带彼此匹配时，IM3分量93不能被带通滤波器滤除。结果，期望信号的S/N比和接收敏感度恶化。本发明第九实施例的接收电路抑制了由于两个不同频率的干扰波而造成的IM3分量，从而减少了它对期望信号的影响。

图28是说明按照本发明第九实施例的接收电路9的框图。接收电路9包括天线901、天线共用器902、多级放大设备904、第一混频器905、第二混频器906、分离器907、本地振荡器908、第一带通滤波器909、第二带通滤波器910、第一AGC电路911、第二AGC电路912、第一模数转换器913、第二模数转换器914、逻辑电路915、第一检测电路916、第二检测电路917以及控制电路918。多级放大设备904包括第一放大器941和第二放大器942。第一放大器941具有第一放大部份943和第一反馈部份945。第二放大器942具有第二放大部份944和第二反馈部份946。第一放大器941和第二放大器942是第三实施例的相位控制放大器、第七实施例的组合反馈放大器或是第八实施例的组合反馈放大器。

下面将描述图28的接收电路9的操作。天线901所接收的期望信号经由天线共用器902被输入到多级放大设备904。期望信号被多级放大设备904所放大。第一混频器905和第二混频器906把经放大的期望信号下变频为基带信号。第一带通滤波器909和第二带通滤波器910从基带信号中提取一期望频带。第一AGC电路911和第二AGC电路912调节基带信号的增益。第一模数转换器913和第二模数转换器914把基带期望信号从模拟期望信号转换为数字期望信号，并把所产生的信号输入到逻辑电路915。本地振荡器908产生一信号，该信号在期望信号在第一混频器905和第二混频器906中被下变频时使用。分离器907对本地振荡器908中生成的信号进行分离，并把所产生的信号输入到第一混频器905和第二混频器906。

控制电路918之前保留一表格，该表格关于多级放大设备904的放大器和反馈部份的阻抗以及相位变化量。控制电路918基于来自逻辑电路915、第一检测电路916和第二检测电路917的检测信号以及该表格来控制多级放大设备904的放大器和反馈部份的阻抗。特别是，当确定需要抑制IM3分量时，控制电路918控制多级放大设备904的放大器和反馈部份的阻抗，使得第一IM3分量和第二IM3分量的相位差大于等于120°且小于等于180°。

第一检测电路916检测被多级放大设备904所放大的期望信号的功率值，并将其输入到控制电路918。当已放大的期望信号的功率值大于预定值时，控制电路918确定在多级放大设备904中出现的IM3分量得到抑制。另一方面，当已放大的期望信号的功率值小于预定值时，控制电路918确定需要抑制多级放大设备904中出现的IM3分量。

第二检测电路917检测从多级放大设备904输出的基带信号的功率值，并将其输入到控制电路918。当基带信号的功率值大于一预定值时，控制电路918确定多级放大设备904中出现的IM3分量得到抑制。另一方面，当基带信号的功率值小于该预定值时，控制电路918确定需要抑制多级放大设备904中出现的IM3分量。

逻辑电路915检测基带信号的比特误差率，并把该比特误差率作为一检测信号输入到控制电路918。当比特误差率的值小于一预定值时，控制电路918确定多级放大设备904中出现的IM3分量得到抑制。另一方面，当比特误差率的值大于该预定值时，控制电路918确定需要抑制多级放大设备904中出现的IM3分量。

如上所述，本发明第九实施例的接收电路能通过消除由于两个不同频率的干扰波而出现的IM3分量，从而防止期望信号质量的恶化。

注意到接收电路9可能不包括逻辑电路918、逻辑电路915和第二检测电路917。该情况下，多级放大设备904可以采用第一实施例的多级放大设备1和第二实施例的多级放大设备2。

(第十实施例)

图29是说明在通用发送电路中出现的IM3对期望信号的影响的示意图。期望信号96是在频率上被扩展的一个已调波。因此，期望信号96可以被视为两个信号，它们的频带彼此相邻。当期望信号96被输入到通用发送电路时，由于发送电路中的基带滤波器、混频器和放大器的非线性而出现IM3。

如图29所示，在一发送电路中出现的第一IM3分量97和第二IM3分量98在与期望信号96所使用的信道相邻的信道中被扩展。当从一天线发射第一IM3分量97和第二IM3分量98时，第一IM3分量97和第二IM3分量98相对于使用相邻信道的其它通信终端成为干扰波。因此，需要把IM3分量的功率值抑制为一预定值或以下。第十实施例的发送电路抑制了发送电路的非线性电路中出现的IM3分量，从而消除了IM3分量的影响。

图30是说明按照本发明第十实施例的发送电路10的框图。图30中，发送电路10包括天线1001、天线共用器1002、多级放大设备1004、第一混频器1005、第二混频器1006、第一基带滤波器1007、第二基带滤波器1008、第一数模转换器1209、第二数模转换器1010、分离器1011、本地振荡器1012、逻辑电路1013、检测电路1014以及控制电路1015。多级放大设备1004包括第一放大器1041和第二放大器1042。第一放大器1041具有第一放大部份1043和第一反馈部份1045。第二放大器1042具有第二放大部份1044和第二放大部份1046。第一放大器1041和第二放大器1042是第三实施例的相位控制放大器、第七实施例的组合反馈放大器或是第八实施例的组合反馈放大器。

下面将描述图30的发送电路的操作。逻辑电路1013把基带信号输出到第一数模转换器1009和第二数模转换器1010。第一数模转换器1009和第二数模转换器1010把基带信号从数字信号转换成模拟信号。第一基带滤波器1007和第二基带滤波器1008从基带信号中提取期望信号的频带。本地振荡器1012产生一信号，该信号在基带信号在第一混频器1005和第二混频器1006中被上变频为RF信号时使用。分离器1011把本地振荡器1012所产生的信号输出到第一混频器1005和第二混频器1006。第一混频器1005和第二混频器1006把基带信号上变频为一无线电信号。多级放大设备1004放大该无线电信号。天线共用器1002把天线所接收的信号输出到接收电路，并把发送电路所输出的无线电信号输出到天线。天线1001发射无线电信号。

控制电路1015之前保留一表格，该表格关于多级放大设备1004的放大器和反馈部份的阻抗以及相位变化量。控制电路1015按照逻辑电路1013、检测电路1014和该表格来控制多级放大设备1004的放大器和反馈部份的阻抗。特别是，在确定需要抑制IM3分量时，控制电路1015控制多级放大设备1004的放大器和反馈部份的阻抗，使得第一IM3分量和第二IM3分量的相位差大于等于120°且小于等于180°。

逻辑电路1013把基带信号的功率信息输出到控制电路1015。例如，当移动通信终端采用发送电路10时，逻辑电路1013从接收信号中包括的控制信号中检测出移动通信终端和一站点间的距离。逻辑电路1013根据移动通信终端和站点间的距离来确定无线电信号的电平，并将其作为电平调节信号输出到控制电路。

检测电路1014从多级放大设备1004所放大的无线电信号中提取一IM3分量，并把IM3分量的功率值输出到控制电路1015。控制电路1015控制多级放大设备1004的放大部份和反馈部份的阻抗，使得IM3分量的功率值总是小于一预定值。

如上所述，本发明第十实施例的发送电路可以根据IM3分量的电平来消除发送电路中出现的IM3分量。因此，可以减少IM3分量对其它信道的影响。

注意到检测电路1014可以检测被多级放大设备1004所放大的无线电信号的电平，并将其输入到控制电路1015。该情况下，当已放大无线电信号的电平低于一预定值时，控制电路1015可以确定IM3分量被抑制。另一方面，当已放大信号的电平高于该预定值时，控制电路1015可以确定需要抑制IM3分量。

控制电路1015可以不使用从逻辑电路1013输出的电平调节信号而控制多级放大设备1004。

控制电路1015可以无需被多级放大设备1004所放大的无线电信号的功率信息而控制多级放大设备1004，所述功率信息从检测电路1014输出。

而且，发送电路10可以不包括控制电路1015和检测电路1014。该情况下，多级放大设备1004可以采用第一实施例的多级放大设备1和第二实施例的多级放大设备2。

如上所述，本发明第十实施例的发送电路可以通过抑制在例如具有频率扩展的已调波被放大时出现的IM3分量，从而防止要被发送的无线电信号质量的恶化。

(第十一实施例)

图31是说明按照本发明第十一实施例的无线电通信设备11的结构的框图。图31的无线电通信设备11包括接收电路1101、发送电路1102和控制电路1103。

接收电路1101具有一信号接收放大器，其放大接收信号并且处理已放大的接收信号。接收电路1101不包括在图28的接收电路9中包括的逻辑电路915、第二检测电路917和控制电路918。因此，在接收电路1101中，用相同的参考数字表示那些与接收电路9相同的组件，这里不再说明。

发送电路1102是放大并发送一发送信号的信号发送放大器。当发送电路1102发送一发送信号时，控制电路1103控制接收电路1101的多级放大设备904。

下面将描述无线电通信设备11的操作。无线电通信设备11可以同时执行发送信号的发送和接收信号的接收。该情况下，发送电路1102所发送的一部分信号漏到接收电路1101。因此，接收电路1101需要相当低的失真特性。

当同时执行信号发送和接收时，控制电路1103检测到发送信号的电平。控制电路1103根据发送信号的电平确定一控制信号。控制电路1103基于控制信号来控制接收电路1101。特别是，控制电路1103控制第一反馈部份945和第二反馈部份946，使得第一反馈部份945的反馈量和第二反馈部份946的反馈量增加。控制电路1103控制第一放大部份943和第二放大部份944，使得第一放大部份943的偏置电流和第二放大部份944的偏置电流增加。控制电路1103这样控制多级放大设备904，从而在不降低多级放大设备904增益的情况下改进了失真特性。

这样，第十一实施例的无线电通信设备11在同时进行发送和接收时，控制了接收电路中包括的多级放大设备内放大部份的偏置电流和反馈部份的反馈量，从而改进了多级放大设备的失真特性。因此，例如，当同时进行发送和接收时，可以实现接收灵敏度基本上没有恶化的无线电通信设备。

虽然已详细描述了本发明，然而上述说明在各方面都是说明性的而非限制性的。可以理解，可以作出许多其它的修改和变化，而不背离本发明的范围。

Claims (18)

1.一种用于对具有期望频带的期望信号进行放大并且输出已放大期望信号的多级放大设备，包括：

第一到第N个串联的放大器，N是大于等于2的自然数，

其中第k个(k是从1到N的自然数)放大器(10-k，20-k，30-k，40-k)包括：

第k个放大部份(101-k)；以及

第k个反馈部份(102-k，202，302-1，302-2)，它具有一电抗分量、改变从第k个放大部份输出的信号的相位、并把所产生的信号负反馈到第k个放大部份的输入侧，

其中，当从第N个放大器(10-N)输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(N-1)个放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差被称为第一相位时，

且当从第N个放大器(10-N)输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和一组合三阶交调失真的相位之差被称为第二相位时，其中所述组合三阶交调失真是通过把第N个放大部份中出现的三阶交调失真和从第N个反馈部份反馈的三阶交调失真进行组合而得出的，

则第一相位和第二相位之差大于等于120°且小于等于180°。

2.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于，第k个反馈部份(102-k，202，302-1，302-2)具有一电抗分量，它使相位分量1/(1-α·β)大于等于-90°且小于等于90°，

其中β表示第k个反馈部份的反馈量，该反馈量是通过把第k个反馈部份的导纳除以第k个反馈部份的导纳和第k个放大器的负载导纳之和而得出的一值，以及

α表示第k个放大器(101-k)相对于具有期望频带的频率分量的增益。

3.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于：

N为2；

第一相位是从第二放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第一放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差，

第二相位是从第二放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和一组合三阶交调失真的相位之差，其中所述组合三阶交调失真是通过把第二放大部份中出现的三阶交调失真和从第二反馈部份反馈的三阶交调失真进行组合而得出的，以及

第一相位和第二相位之差大于等于120°且小于等于180°。

4.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于：

当从第k个(k是大于等于2且小于等于N-1的至少一个自然数)放大器(10-k，20，30-k，40-k)输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(k-1)个放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差被称为第三相位时，

且当从第k个放大器(10-k，20，30-k，40-k)输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和一组合三阶交调失真的相位之差被称为第四相位时，其中所述组合三阶交调失真是通过把第k个放大部份(101-k)中出现的三阶交调失真和从第k个反馈部份反馈的三阶交调失真进行组合而得出的，

第k个反馈部份(102-k)改变了从第k个放大部份(101-k)输出的信号的相位，使第三相位和第四相位之差大于等于0°且小于等于120°。

5.如权利要求4所述的多级放大设备，其特征在于，第一到第(N-1)个反馈部份(102-k)的每一个对从第k个放大部份(101-k)输出的信号的相位进行改变，使第三相位和第四相位之差大于等于0°且小于等于120°。

6.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于，第一到第N个反馈部份的至少两个具有：

容性并联反馈部份(102-1)，其具有一容性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号进行并联反馈；以及

感性并联反馈部份(102-2)，其具有一感性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号进行并联反馈，

其中包括容性并联反馈部份的放大器的期望频带的增益递减率等价于包括感性并联反馈部份的放大器的期望频带的增益递增率。

7.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于，第一到第N个反馈部份的至少两个具有：

容性串联反馈部份(302-2)，其具有一容性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号而进行串联反馈，

感性串联反馈部份(302-1)，其具有一感性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号而进行串联反馈，

其中包括容性串联反馈部份的放大器的期望频带的增益递增率等价于包括感性串联反馈部份的放大器的期望频带的增益递减率。

8.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于，第一反馈部份具有一感性串联反馈部份(302-1)，感性串联反馈部份(302-1)具有一感性电抗分量并且相对于从第一放大部份输出的信号执行串联反馈。

9.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于，第N个反馈部份(102-N)具有一感性串联反馈部份(302-1)，感性串联反馈部份(302-1)具有一感性电抗分量并且相对于从第N个放大部份输出的信号执行串联反馈。

10.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于，所述第一到第N个反馈部份的至少两个具有：

反馈量递增的反馈部份，其包括并联反馈部份和串联反馈部份，所述并联反馈部份具有一容性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行并联反馈，所述串联反馈部份具有一感性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行串联反馈；以及

反馈量递减的反馈部份，其包括并联反馈部份和串联反馈部份，所述并联反馈部份具有一感性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行并联反馈，所述串联反馈部份具有一容性电抗分量并且相对于从放大部份输出的信号执行串联反馈，

其中包括反馈量递增的反馈部份的放大器的期望频带的增益递减率等价于包括反馈量递减的反馈部份的放大器的期望频带的增益递增率。

11.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于，至少一个第k个放大器(10-k)还包括：

用于匹配第k个放大部份(101-k)和第(k+1)个放大部份的阻抗的匹配电路(203)，

其中匹配电路(203)基于外部输入的控制信号改变一电抗以调节要被反馈回第k个反馈部份的信号的电平。

12.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于，至少一个第k个反馈部份(202)，其包括一变容二极管(221)，变容二极管(221)根据外部输入的控制信号改变一电抗作为电抗分量。

13.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于，至少第k个反馈部份(502-1，502-2)通过对开关元件(524)进行开/关而改变一电抗。

14.如权利要求1所述的多级放大设备，其特征在于，至少第k个放大部份基于外部输入的控制信号而改变偏置电流的电流值。

15.如权利要求14所述的多级放大设备，其特征在于，至少一个第k个偏置电路(217，602-2)通过对开关电路进行开/关而改变偏置电流的电流值。

16.一种接收设备，包括：

用于放大接收到的无线电信号的多级放大设备(904)，

其中所述多级放大设备包括：

第一到第N个(N是大于等于2的自然数)串联的放大器，

其中第k个(k是从1到N的自然数)放大器包括：

第k个放大部份；以及

第k个反馈部份，其具有一电抗分量、对从第k个放大部份输出的信号的相位进行改变、并把所产生的信号负反馈到第k个放大部份的输入侧，

其中，当从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(N-1)个放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差被称为第一相位时，并且

当从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和一组合三阶交调失真的相位之差被称为第二相位时，其中所述组合三阶交调失真是通过把第N个放大部份中出现的三阶交调失真和从第N个反馈部份反馈的三阶交调失真进行组合而得出的，

则第一相位和第二相位之差大于等于120°且小于等于180°。

17.一种发送设备，包括：

用于放大电信号的多级放大设备(1004)，

其中所述多级放大设备包括：

第一到第N个(N是大于等于2的自然数)串联的放大器，

其中第k个(k是从1到N的自然数)放大器包括：

第k个放大部份；以及

第k个反馈部份，其具有一电抗分量、对从第k个放大部份输出的信号的相位进行改变、并把所产生的信号负反馈到第k个放大部份的输入侧，

其中，当从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(N-1)个放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差被称为第一相位时，并且

当从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和一组合三阶交调失真的相位之差被称为第二相位时，其中所述组合三阶交调失真是通过把第N个放大部份中出现的三阶交调失真和从第N个反馈部份反馈的三阶交调失真进行组合而得出的，

则第一相位和第二相位之差大于等于120°且小于等于180°。

18.一种无线电通信设备，包括：

用于放大接收信号的信号接收放大器(1101)；

用于放大发送信号的信号发送放大器(1102)；以及

在同时进行信号发送和信号接收时，根据已放大发送信号的电平把控制信号输入到信号接收放大器的控制设备(1103)，

其中信号接收放大器包括一多级放大设备，

所述多级放大设备包括：

第一到第N个(N是大于等于2的自然数)串联的放大器，

其中第k个(k是从1到N的自然数)放大器包括：

第k个放大部份；以及

第k个反馈部份，其具有一电抗分量、对从第k个放大部份输出的信号的相位进行改变、并把所产生的信号负反馈到第k个放大部份的输入侧，

其中，当从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和从第(N-1)个放大器输出的信号中所包括的三阶交调失真的相位之差被称为第一相位时，并且

当从第N个放大器输出的信号中所包括的具有期望频带的频率分量的相位和一组合三阶交调失真的相位之差被称为第二相位时，其中所述组合三阶交调失真是通过把第N个放大部份中出现的三阶交调失真和从第N个反馈部份反馈的三阶交调失真进行组合而得出的，

则第一相位和第二相位之差大于等于120°且小于等于180°，且

所述多级放大设备基于控制信号改变第k个反馈部份的反馈量和第k个放大部份的偏置电流的电流值。

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