JP4561005B2 - クロマ信号復調装置及び映像信号処理装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、クロマ復調処理を行うクロマ信号復調装置及びコンポジット映像信号をデジタルのコンポーネント映像信号に変換する映像信号処理装置に関し、特にＳＥＣＡＭ放送方式に対応したクロマ信号復調装置及び映像信号処理装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
テレビジョン放送の放送方式には、フランス，ロシア，東欧諸国で採用されているＳＥＣＡＭ方式がある。
【０００３】
ＳＥＣＡＭ方式と日本で用いられているＮＴＳＣ方式との大きな違いとして、ＮＴＣＳ方式では色差信号の変調方式が直交変調であるのに対して、ＳＥＣＡＭ方式の色差信号の変調方式は、ＦＭ変調であることがあげられる。
【０００４】
コンポジット映像信号を生成する際において色差信号の変調方式にＦＭ変調方式を採用すると、輝度信号と搬送色信号との間で周波数インタリーブ関係を作り出すことができず、また、ＦＭ変調後の搬送波の振幅は色飽和度に関係なく一定となってしまう。従って、このような映像信号の場合、色飽和度が小さい場合には輝度成分が目立ちやすくなってしまうという問題が生じる。そのため、ＳＥＣＡＭ方式では、色飽和度が大きければ搬送色信号の振幅を大きくし、色飽和度が小さければ搬送色信号の振幅を小さくするというように、搬送色信号の周波数特性を色飽和度に応じて変化させるフィルタを設けて、このような問題を解決している。このように搬送色信号の周波数特性を色飽和度に応じて変化させるフィルタのことをベルフィルタと呼ぶ。
【０００５】
具体的にＳＥＣＡＭ方式で規定されているベルフィルタの周波数特性は、図８に示すようになる。これを式で表すと、下式のようになる。
【０００６】
【数１】
【０００７】
すなわち、このベルフィルタは、中心周波数（ｆ０：４．２８６ＭＨｚ）でゲインが最小となり、この中心周波数から周波数が離れるにつれゲインが大きくなる周波数特性となっている。
【０００８】
また、ＳＥＣＡＭ方式では、２つの色差信号（ＤＲ信号，ＤＢ信号）を、それぞれ異なるキャリア周波数の搬送波にＦＭ変調し、それらを１水平ライン毎交互に伝送している。具体的には、ＤＲ信号を４４０６．２５ｋＨｚのキャリア周波数に変調し、ＤＢ信号を４２５０．００ｋＨｚのキャリア周波数に変調している。このため、２つの色差信号（ＤＲ信号，ＤＢ信号）間のクロストークが理論的に無くなる。しかしながら、ＦＭ復調をしたのちの２つの色差信号間には、キャリア周波数差に応じたオフセット差が生じてしまう。そのため、少なくともいずれか一方の色差信号には、必ずオフセットが存在してしまう。従って、ＳＥＣＡＭ方式の受信機では、このオフセットをうち消す調整回路が必要となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、以上のようなベルフィルタの実装や上記オフセットの調整には、十分な周波数特性を再現しようとすると、精度の高い調整回路が必要となり、コストがかかってしまっていた。
【００１０】
本発明は、このような実情を鑑みてなされたものであり、ＳＥＣＡＭ方式の搬送色信号及びコンポジット映像信号を復調する際に、各種調整を簡単に行うことができるクロマ信号復調装置及び映像信号処理装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるクロマ信号復調装置は、色差信号がＦＭ変調された搬送色信号から、当該色差信号を復調するクロマ信号復調装置であって、色飽和度に応じて上記搬送色信号の振幅を調整するベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数の基準クロックで、上記搬送色信号をサンプリングしてデジタル化するデジタル化手段と、上記搬送色信号に対して、送信側で調整されたベルフィルタ特性の逆特性を与えるデジタルベルフィルタと、上記デジタルベルフィルタによりフィルタリングされた上記搬送色信号をデジタルＦＭ復調して、上記基準クロックでサンプリングされた色差信号を生成するＦＭ復調手段とを備える。
【００１２】
このクロマ信号復調装置では、ベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数の基準クロックで、搬送色信号をサンプリングしてデジタル化し、デジタルＦＭ復調処理によって上記搬送色信号から色差信号を復調する。
【００１３】
また、本発明にかかる映像信号処理装置は、色差信号がＦＭ変調されたコンポジット映像信号をデジタルのコンポーネント映像信号に変換する映像信号処理装置であって、所定の周波数のシステムクロックでサンプリングされたコンポジット映像信号のサンプリングポイントから、色飽和度に応じて上記搬送色信号の振幅を調整するベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数の基準クロックのタイミングに対応したサンプリングポイントを抽出し、抽出したサンプリングポイントに同期した第１のタイミング信号を生成する第１のタイミング信号生成手段と、上記システムクロックでサンプリングされたコンポジット映像信号の各サンプリングポイントの信号レベルから、上記基準クロックのサンプリングポイントにおける信号レベルを補間して、基準クロックでサンプリングされたコンポジット映像信号を生成し、この基準クロックでサンプリングされたコンポジット映像信号を上記第１のタイミング信号に同期させて出力する第１の補間手段と、上記基準クロックでサンプリングされたコンポジット映像信号を、基準クロックでサンプリングされた輝度信号と基準クロックでサンプリングされた搬送色信号とに分離するＹ／Ｃ分離手段と、上記基準クロックでサンプリングされた搬送色信号に対して送信側で調整されたベルフィルタ特性の逆特性を与えるデジタルベルフィルタと、上記デジタルベルフィルタによりフィルタリングされた上記搬送色信号をデジタルＦＭ復調して、上記基準クロックでサンプリングされた色差信号を生成するＦＭ復調手段と、上記第１のタイミング信号のサンプリングポイント中から、出力クロックのタイミングに対応したサンプリングポイントを抽出し、抽出したサンプリングポイントに同期した第２のタイミング信号を生成する第２のタイミング信号生成手段と、上記基準クロックでサンプリングされた輝度信号及び色差信号の各サンプリングポイントの信号レベルから、上記出力クロックのサンプリングポイントにおける信号レベルを補間して、出力クロックでサンプリングされた輝度信号及び色差信号を生成し、この出力クロックでサンプリングされた上記輝度信号及び色差信号を上記第２のタイミング信号に同期させて出力する第２の補間手段とを備える。
【００１４】
この映像信号処理装置では、任意の１つのシステムクロックに同期させたタイミング信号を生成し、任意の周波数のシステムクロックでサンプリングされた映像信号を基準クロックにサンプリングレート変換し、その結果を上記タイミング信号に同期させて出力する。このようにすることによって、Ｙ／Ｃ分離処理、クロマデコード処理、出力信号タイミングへの周波数変換処理を、１つのシステムクロックのみで行えるようになる。そして、この映像信号処理装置では、上記基準クロックの周波数を、ベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数とし、デジタルＦＭ復調処理によって上記搬送色信号から色差信号を復調する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したクロマデコーダについて説明をする。
【００１６】
本実施の形態のクロマデコーダは、ＳＥＣＡＭ方式のコンポジット映像信号を輝度信号及び色差信号に分離し、分離した輝度信号及び色差信号を、サンプリングクロックが１３．５ＭＨｚのＩＴＵ−Ｒ６０１勧告に基づくデジタル信号規格の映像信号にして出力する装置である。
【００１７】
図１に本発明の実施の形態のクロマデコーダ１のブロック図を示す。
【００１８】
クロマデコーダ１は、システムクロック発振器１１と、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１２と、アナログ／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）１３と、クランプ回路１４と、同期検出回路（ＳＹＮＣ回路）１５と、第１のタイミング発振器（ＤＴＯ）１６と、第１のサンプリングレートコンバータ（ＳＲＣ）１７と、輝度／クロマ分離回路（Ｙ／Ｃ分離回路）１８と、クロマ復調回路１９と、第２のタイミング発振器（ＤＴＯ）２０と、第２のサンプリングレートコンバータ（ＳＲＣ）２１と、視覚補正回路２２と、同期検出回路（ＳＹＮＣ回路）２３と、付加情報回路２４と、フォーマッタ２５と、ファーストイン／ファーストアウトメモリ（ＦＩＦＯ）２６とを備えている。
【００１９】
システムクロック発振器１１は、システムクロックＣｓを発生し、本クロマデコーダ１内の各回路に供給する。本クロマデコーダ１内の各回路は、このシステムクロックＣｓに基づき動作する。このシステムクロックＣｓの周波数は、ＳＥＣＡＭのベルフィルタの中心周波数の４倍（１７．１４ＭＨｚ）を基準として、この周波数の２倍以上の周波数に設定するのが好ましい。ここでは、例えば、システムクロックＣｓの周波数は、４０ＭＨｚとする。
【００２０】
ＤＳＰ１２は、本クロマデコーダ１内の各回路の制御を行う。
【００２１】
Ａ／Ｄコンバータ１３には、外部から供給されたアナログのコンポジット映像信号（ＣＶＢＳ）が入力される。Ａ／Ｄコンバータ１１は、入力されたコンポジット映像信号をシステムクロックＣｓでサンプリングして、デジタルデータに変換する。
【００２２】
クランプ回路１４は、入力されたコンポジット映像信号のペデスタルレベルが一定となるように、クランプ処理を行う。
【００２３】
ＳＹＮＣ回路１５は、入力されたコンポジット映像信号から同期信号を抽出して、垂直同期タイミング、水平同期タイミングを検出する。同期タイミングは、ＤＳＰ１２に供給される。
【００２４】
以上のように、クランプ処理がされ、さらに、システムクロックＣｓでサンプリングされたデジタルのコンポジット映像信号は、第１のＳＲＣ１７に供給される。
【００２５】
第１のＤＴＯ１６は、第１のタイミング信号Ｔ１を生成し、生成した第１のタイミング信号Ｔ１を第１のＳＲＣ１７に供給する。第１のタイミング信号Ｔ１は、システムクロックＣｓに同期した信号で、且つ、パルス発生周期を平均化したときに第１の仮想クロックＣｖ１の周期に一致する信号である。
【００２６】
ここで、第１の仮想クロックＣｖ１は、コンポジット映像信号からデジタル処理で輝度／色差分離をし、そののちデジタル処理でクロマ復調をするために必要となるサンプリングクロックである。この第１の仮想クロックＣｖ１の周波数は、ベルフィルタの中心周波数の４倍（１７．１４ＭＨｚ）のクロックである。
【００２７】
このような第１の仮想クロックＣｖ１に対して、第１のタイミング信号Ｔ１は、システムクロックＣｓと同期した信号である。第１の仮想クロックＣｖ１とシステムクロックＣｓとはなんら逓倍関係がない。そのため、第１の仮想クロックＣｖ１と第１のタイミング信号Ｔ１との間も、同期していない。従って、第１のタイミング信号Ｔ１は、パルス発生周期を平均化したときには第１の仮想クロックＣｖ１の周期に一致するが、つまり、長期的にサンプリング周波数を平均化すれば第１の仮想クロックＣｖ１の周波数に一致するが、各々のサンプリング間隔をみれば周期が一定でない不揃いな信号となる。
【００２８】
ＤＳＰ１２は、入力されたコンポジット映像信号に対して信号の判断処理を行い、判断した信号方式に応じて適宜第１の仮想クロックＣｖ１を設定し、第１のＤＴＯ１６をコントロールする。第１のＤＴＯ１６は、ＤＳＰ１２により設定された第１の仮想クロックＣｖ１の周波数に基づき、第１のタイミング信号Ｔ１を生成する。
【００２９】
なお、第１の仮想クロックＣｖ１の周波数は、ベルフィルタの中心周波数の４倍に限らず、ベルフィルタの中心周波数の逓倍であればよい。もっとも、システムクロックＣｓの１／２以下の周波数であることが望ましい。
【００３０】
第１のＳＲＣ１７は、アナログのコンポジット映像信号を第１の仮想クロックＣｖ１でサンプリングした場合における各サンプリングポイントの各信号レベルを、システムクロックＣｓでサンプリングされたコンポジット映像信号の各サンプリングポイントの信号レベルから補間することにより求める。すなわち、第１のＳＲＣ１７は、コンポジット映像信号のサンプリングレートを、システムクロックＣｓから第１の仮想クロックＣｖ１へ変換する、いわゆるサンプリングレート変換をする。そして、第１のＳＲＣ１７は、レート変換を行った後の各サンプル信号を、第１のＤＴＯ１６により生成された第１のタイミング信号Ｔ１に同期させて出力する。
【００３１】
従って、第１のＳＲＣ１７からは、データそのものは第１の仮想クロックＣｖ１のタイミングでサンプリングされた値の信号であるが、その出力タイミングがシステムクロックＣｓに同期した、サンプル周期が一定ではない不揃いの状態のコンポジット映像信号が出力される。
【００３２】
第１の仮想クロックＣｖ１へサンプリングレート変換がされたコンポジット映像信号は、Ｙ／Ｃ分離回路１８に供給される。
【００３３】
Ｙ／Ｃ分離回路１８は、第１の仮想クロックＣｖ１でサンプリングされたコンポジット映像信号を、輝度信号Ｙと搬送色信号Ｃ（色副搬送波に変調された状態の色差信号）とに分離する。このＹ／Ｃ分離回路１８は、コンポジット映像信号のサンプリングレートが第１の仮想クロックＣｖ１となっていることにより、デジタル的に合理的に処理することができる。この輝度信号Ｙは、第２のＳＲＣ２１に供給される。また、分離された搬送色信号Ｃは、クロマ復調回路１９に供給される。
【００３４】
クロマ復調回路１９は、第１の仮想クロックＣｖ１でサンプリングされた搬送色信号Ｃから色差信号（ＤＲ／ＤＢ）を復調する。このクロマ復調回路１９は、搬送色信号Ｃのサンプリングレートが第１の仮想クロックＣｖ１となっていることにより、デジタル的に合理的に処理することができる。復調された色差信号（ＤＲ／ＤＢ）は第２のＳＲＣ２１に供給される。このクロマ復調回路１９の構成についてはその詳細を後述する。
【００３５】
なお、Ｙ／Ｃ分離回路１８及びクロマ復調回路１９には、データサンプルが周期的に不揃いな状態で入力されるが、デジタル処理を行うので、問題なく処理を行うことができる。
【００３６】
第２のＤＴＯ２０は、第２のタイミング信号Ｔ２を生成し、生成した第２のタイミング信号Ｔ２を第２のＳＲＣ２１に供給する。第２のタイミング信号Ｔ２は、第１のタイミング信号Ｔ１に同期した信号で、且つ、パルス発生周期を平均化したときに第２の仮想クロックＣｖ２の周期に一致する信号である。
【００３７】
ここで、第２の仮想クロックＣｖ２は、本クロマデコーダ１から出力されるコンポーネント映像出力の出力クロックである。つまり、第２の仮想クロックは、ＩＴＵ−Ｒ６０１勧告に基づくデジタル信号規格の１３．５ＭＨｚのクロックである。
【００３８】
このような第２の仮想クロックＣｖ２に対して、第２のタイミング信号Ｔ２は、第１のタイミング信号Ｔ１に同期した信号、つまり、システムクロックＣｓに同期した信号である。第２の仮想クロックＣｖ２とシステムクロックＣｓとはなんら逓倍関係がない。そのため、第２の仮想クロックＣｖ２と第２のタイミング信号Ｔ２との間も、同期していない。従って、第２のタイミング信号Ｔ２は、パルス発生周期を平均化したときには第２の仮想クロックＣｖ２の周期に一致するが、つまり、長期的にサンプリング周波数を平均化すれば第２の仮想クロックＣｖ２の周波数に一致するが、各々のサンプリング間隔をみれば周期が一定でない不揃いな信号となる。
【００３９】
第２のＤＴＯ２０は、第２の仮想クロックＣｖ２の周波数に基づき、第２のタイミング信号Ｔ２を生成する。
【００４０】
第２のＳＲＣ２１は、アナログの輝度信号Ｙ及び色差信号（ＤＲ／ＤＢ）を第２の仮想クロックＣｖ２でサンプリングした場合における各サンプリングポイントの各信号レベルを、第１の仮想クロックＣｖ１でサンプリングされた輝度信号Ｙ及び色差信号（ＤＲ／ＤＢ）の各サンプリングポイントの信号レベルから補間することにより求める。すなわち、第２のＳＲＣ２１は、コンポジット映像信号のサンプリングレートを、第１の仮想クロックＣｖ１から第２の仮想クロックＣｖ２へ変換する、いわゆるサンプリングレート変換をする。そして、第２のＳＲＣ２１は、レート変換を行った後の各サンプル信号を、第２のＤＴＯ２０により生成された第２のタイミング信号Ｔ２に同期させて出力する。
【００４１】
従って、第２のＳＲＣ２１からは、データそのものは第２の仮想クロックＣｖ２のタイミングでサンプリングされた値の信号であるが、その出力タイミングがシステムクロックＣｓに同期した、サンプル周期が一定ではない不揃いの状態のコンポジット映像信号が出力される。
【００４２】
第２の仮想クロックＣｖ２へサンプリングレート変換がされた輝度信号Ｙは、視覚補正回路２２に供給される。また、第２の仮想クロックＣｖ２へサンプリングレート変換がされた色差信号（ＤＲ／ＤＢ）はフォーマッタ２５へ供給される。
【００４３】
視覚補正回路２２は、入力された輝度信号Ｙに対して階調補正を行って視覚補正を行う。視覚補正がされた輝度信号Ｙは、フォーマッタ２５に供給される。
【００４４】
ＳＹＮＣ回路２３は、輝度信号Ｙ成分から垂直同期信号（Ｖ）及び水平同期信号（Ｈ）を検出し、その同期タイミングをＤＳＰ１２に通知する。
【００４５】
付加情報検出回路２４は、ブランキング期間に含まれている情報を検出して、その内容をＤＳＰ１２に通知する。
【００４６】
フォーマッタ２５は、入力された輝度信号Ｙ及び色差信号（ＤＲ／ＤＢ）に、外部から入力されるＯＳＤ（On Screen Display）信号を合成する。フォーマッタ２５から出力された輝度信号Ｙ及び色差信号（ＤＲ／ＤＢ）は、ＦＩＦＯ２６に供給される。
【００４７】
ＦＩＦＯ２６は、第２のタイミング信号Ｔ２に同期して周期が不揃いな状態で入力される輝度信号Ｙ及び色差信号（ＤＲ／ＤＢ）を一旦記憶し、例えば外部から入力される１３．５ＭＨｚのクロックタイミングで読み出し、スムージングした状態でデータを出力する。
【００４８】
つぎに、上述した第１のＤＴＯ１６について詳細に説明をする。
【００４９】
図２に、第１のＤＴＯ１６の回路構成図を示す。
【００５０】
ＤＴＯ１６は、第１のアダー回路３１と、第２のアダー回路３２と、遅延素子３３とから構成されている。このＤＴＯ１６を構成する各回路は、システムクロックＣｓのタイミングで動作をする。
【００５１】
第１のアダー回路３１には、オフセット量Ａと、微調整量Ｂとが入力される。
このオフセット量Ａ及び微調整量Ｂは、ＤＳＰ１２から供給される。第１のアダー回路３１は、オフセット量Ａと微調整量Ｂとを加算して、傾き値（Ａ＋Ｂ）を出力する。
【００５２】
第２のアダー回路３２には、傾き値（Ａ＋Ｂ）と、遅延素子３３が格納している前サンプルにおける加算値Ｙとが入力される。第２のアダー回路３２は、傾き値（Ａ＋Ｂ）と前サンプル加算値Ｙと加算して、現サンプル加算値（（Ａ＋Ｂ）＋Ｙ）を出力する。この現サンプル加算値（（Ａ＋Ｂ）＋Ｙ）は、遅延素子３３に格納され、次のクロックタイミングで、遅延素子３３から第２のアダー回路３２に前サンプル加算値Ｙとしてフィードバックされる。すなわち、第２のアダー回路３２と遅延素子３３とで、各サンプル毎に傾き値（Ａ＋Ｂ）を累積加算していく。なお、この累積加算出力を、以下、アダー出力Ｙと呼ぶ。
【００５３】
また、この第２のアダー回路３２は、その出力がＮビットの範囲で表現されるようになっている。つまり、“Ｎ２”までしか出力できず、それ以上の値はオーバーフローとなる。第２のアダー回路３２は、もし、加算結果が“Ｎ２”を越えてオーバーフローした場合には、“Ｎ２”を越えたあまり値を０から折り返して出力する。すなわち、加算結果（（Ａ＋Ｂ）＋Ｙ）がＮ２を以上となった場合には、｛（（Ａ＋Ｂ）＋Ｙ）−Ｎ２｝が出力されることとなる。また、さらに、この第２のアダー回路３２は、オーバーフローする場合には、オーバーフローフラグが出力される。
【００５４】
第１のＤＴＯ１６は、図３に示すように、このオーバーフローフラグを第１のタイミング信号Ｔ１として出力する。
【００５５】
ここで、第１のタイミング信号Ｔ１の平均周期を、第１の仮想クロックＣｖ１の周期に一致するようにするためには、ＤＳＰ１２により傾き値（Ａ＋Ｂ）を以下のように設定すればよい。
【００５６】
Ａ＋Ｂ＝２Ｎ×（ｆｖ１／ｆｓ）
ここで、“ｆｓ”はシステムクロックＣｓの周波数であり、“ｆｖ１”は第１の仮想クロックＣｖ１の周波数である。
【００５７】
例えば、システムクロックＣｓの周波数が４０ＭＨｚであり、第２のアダー回路３２が８ビット出力（Ｎ＝８）である場合には、傾き値（Ａ＋Ｂ）は以下のように設定される。
A+B = 255*(17.14MHz/40MHz)=109.27
なお、傾き値（Ａ＋Ｂ）の値は、本来、整数値として与えられなければデジタル処理を行うことができない。そのため、ＤＳＰ１２からの実際の設定値は、少数点以下を切り上げるか切り下げて、整数値で設定しなければならない。しかしながら、小数点以下を丸めた場合、その丸め分が蓄積していって周波数誤差となってしまう。
【００５８】
そのため、ＤＳＰ１２は、小数点以上の値をオフセット値ＡとしてＤＳＰ１２から各サンプルタイミング毎固定で出力し、小数点以下の値を微調整値Ｂとして所定数のサンプルタイミング毎に適宜ＤＳＰ１２から出力して、周波数誤差が蓄積しないように調整する。
【００５９】
以上第１のＤＴＯ１６の回路構成例について説明したが、第２のＤＴＯ２０も、この第１のＤＴＯ１６の回路構成と同一である。
【００６０】
ただし、第２のＤＴＯ２０の場合、各回路が動作するクロックは、システムクロックＣｓではなく、第１のタイミング信号Ｔ１となる。また、第２のタイミングＴ２が、第２の仮想クロックＣｖ２の周期に一致するようにするためには、ＤＳＰ１２により傾き値（Ａ＋Ｂ）が以下のように設定される。
【００６１】
Ａ＋Ｂ＝２Ｎ×（ｆｖ２／ｆｖ１）
ここで、“ｆｖ１”は第１の仮想クロックＣｖ１の周波数であり、“ｆｖ２”は第２の仮想クロックＣｖ２の周波数である。
【００６２】
従って、第２の仮想クロックＣｖ２が１３．５ＭＨｚであり、第２のアダー回路３２が８ビット出力（Ｎ＝８）である場合には、傾き値（Ａ＋Ｂ）は以下のように設定される。
SECAM : A+B = 255*(13.5 MHz/17.14MHz)=200.85
（ＳＲＣ）
つぎに、上述した第１のＳＲＣ１７について詳細に説明をする。
【００６３】
第１のＳＲＣ１７は、例えば、図４に示すような、ＦＩＲフィルタを用いた補間フィルタにより構成することができる。ここでは、９タップのＦＩＲフィルタを用いた例を示す。
【００６４】
第１のＳＲＣ１７は、図４に示すように、第１から第８の遅延回路４１〜４８と、第１〜第９の乗算器５１〜５９と、加算器６０とにより、９タップのＦＩＲフィルタを構成している。
【００６５】
また、この第１のＳＲＣ１７は、各乗算器５１〜５９にタップ係数を与える係数ＲＯＭ６１と、加算器６０からのフィルタリング出力を第１のタイミング信号Ｔ１で取り込むレジスタ６２とを有している。
【００６６】
この第１のＳＲＣ１７では、各遅延素子をシステムクロックＣｓで動作させ、第１のタイミング信号で得られる補間結果のみレジスタ６２に取り込み、補間結果として出力している。
【００６７】
ここで、第１のＳＲＣ１７では、システムクロックＣｓでサンプリングされたコンポジット映像信号の各サンプリングポイントの信号レベルから、第１の仮想クロックＣｖ１でコンポジット映像信号をサンプリングしたときの各信号レベルを補間するのであるが、システムクロックＣｓと第１の仮想クロックＣｖ１とは周波数が異なっているため、システムクロックＣｓと第１の仮想クロックＣｖ１との位相ずれを考慮して、補間を行わなければならない。さらに、その位相ずれは各サンプル毎変動していくので、ＦＩＲフィルタのタップ係数を各サンプル毎変化させていかなければならない。
【００６８】
図５に、第１のＳＲＣ１７に関係する各信号のタイミングチャートを示す。
【００６９】
図５（Ａ）に示した信号は、入力されるコンポジット映像信号である。このコンポジット映像信号上に示した白丸及び黒丸は、システムクロックＣｓでのサンプリングポイントを示している。また、各点のうち黒丸で示している部分は、第１のタイミング信号Ｔ１に同期した位置のサンプル点である。図５（Ｂ）は、システムクロックＣｓを示している。図５（Ｃ）は、第１のタイミング信号Ｔ１を示している。また、図５（Ｄ）は、第１のＤＴＯ１６のアダー出力Ｙを示している。図５（Ｅ）は、第１の仮想クロックＣｖ１を示している。
【００７０】
ここで、システムクロックＣｓの所定のサンプリングポイントをＤ（０）とする。このＤ（０）は、第１のタイミング信号Ｔ１に同期したサンプリングポイントである。この所定のサンプリングポイントの信号Ｄ（０）から所定の位相差θをもった、第１の仮想クロックＣｖ１の所定のサンプリングポイントの信号Ｄｒｅａｌ（０）を、ＦＩＲフィルタにより補間して求めるとする。
【００７１】
まず、位相差θは、図５に示すように、Ｄ（０）出力時、つまり、第１のタイミング信号Ｔ１がアサートされたときにおける、アダー出力Ｙで表される。これは、アダー出力Ｙが、０からオーバーフローするまでの値が第１の仮想クロックＣｖ１の周期に対応するように、ＤＳＰ１２により傾き値（Ａ＋Ｂ）が予め設定されているからである。
【００７２】
そして、この位相差θは、図６に示すように、ＦＩＲフィルタのインパルス応答の遅延量Ｔに対応する。
【００７３】
すなわち、第１の仮想クロックＣｖ１の所定のサンプリングポイントの信号であるＤｒｅａｌ（０）は、ＦＩＲフィルタのインパルス応答に所定の窓関数をかけて得られる基本のタップ係数から、所定の時間Ｔの遅延量補正をかけたタップ係数（K'(-4),K'(-3),K'(-2),K'(-1),K'(0),K'(1),K'(2),K'(3),K'(4)）により以下のように求めることができる。
【００７４】
従って、位相遅延量θと、その遅延量θに対応したタップ係数群を予め係数ＲＯＭ６１に格納しておき、アダー出力Ｙをアドレスとしてそのタップ係数を読み出し、読み出したタップ係数を各乗算器５１〜５９に与えれば、適宜位相ずれを補正した補間処理を行うことができる。
【００７５】
以上第１のＳＲＣ１７の回路構成例について説明したが、第２のＳＲＣ２１も、この第１のＳＲＣ１７の回路構成と同一である。
【００７６】
ただし、第２のＳＲＣ２１の場合、各回路が動作するクロックは、システムクロックＣｓではなく、第１のタイミング信号Ｔ１となる。そのため、係数ＲＯＭ６１に格納される値も異なることとなる。また、レジスタ６２に取り込まれるタイミングは、第２のタイミング信号Ｔ２となる。
【００７７】
（クロマ復調回路）
つぎに、上述したクロマ復調回路１９について詳細に説明をする。
【００７８】
図７に、クロマ復調回路１９の回路構成図を示す。
【００７９】
クロマ復調回路１９は、ベルフィルタ７１と、ＦＭ復調回路７２と、オフセット調整回路７３と、ディエンファシスフィルタ７４とから構成されている。
【００８０】
ベルフィルタ７１には、Ｙ／Ｃ分離回路１８から出力された搬送色信号Ｃ（色副搬送波に変調された状態の色差信号）が入力される。ベルフィルタ７１は、送信側で与えられたベルフィルタ特性と逆の周波数特性を、入力された搬送色信号Ｃに与えて波形整形する。すなわち、図８に示した周波数特性とは逆に、中心周波数（ｆ０：４．２８６ＭＨｚ）でゲインが最大となり、この中心周波数から周波数が離れるにつれゲインが小さくなるように波形整形を行う。このベルフィルタ７１は、搬送色信号Ｃのサンプリング周波数（１７．１４ＭＨｚ）を考慮して係数が定められたデジタルＩＩＲフィルタで構成される。なお、搬送色信号Ｃのサンプリング周波数は、上述したように、このベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍となっているため、本ベルフィルタの回路構成を単純化することができる。
ベルフィルタ７１により波形整形された搬送色信号Ｃは、ＦＭ復調回路７２に供給される。
【００８１】
ＦＭ復調回路７２は、色副搬送波にＦＭ変調されている色差信号をデジタル復調する。そのＦＭ復調は、グッドラッチャ、ＲＯＭ、ＣＯＲＤＩＣなどにより構成されたデジタル回路で行われる。なお、ＳＥＣＡＭ方式の場合、ＤＲ信号とＤＢ信号とがそれぞれ異なる中心周波数の色副搬送波に変調されている。そのため、ＦＭ復調の際の基準信号の中心周波数の設定値と、キャリア周波数との差に応じたオフセット量が復調出力に加算される。つまり、復調時の基準周波数に応じて、ＤＲ信号、ＤＢ信号のいずれか一方、或いは、両者にオフセット量が加算された状態で復調出力が得られることとなる。ＦＭ復調されて得られた色差信号（ＤＲ／ＤＢ）は、オフセット調整回路７３に供給される。
【００８２】
オフセット調整回路７３は、入力された色差信号（ＤＲ／ＤＢ）に、所定のオフセット量をデジタル的に加算して、ＦＭ復調時に生じた復調出力からオフセットを取り除く処理を行う。ＦＭ復調後に生じるオフセット量は、その信号がＤＲ信号かＤＢ信号かによって異なる。ＳＥＣＡＭ方式ではＤＲ信号とＤＢ信号とがライン毎に交互に挿入されてため、オフセット調整回路７３は、そのラインがＤＲ信号かＤＢ信号かの判断に応じて、１ライン毎に異なるオフセット値を入力された色差信号に加算する。このＤＲ信号とＤＢ信号との判断、及び、加算するオフセット値の調整は、ＤＳＰ１２により例えば以下のように行われる。ＤＳＰ１２は、あるラインの水平同期区間内での復調レベルを検出し、前のラインの水平同期区間内の復調レベルと比較する。比較した結果、前のラインの復調レベルの方が大きければ例えばＤＲ信号と判断し、前のライン復調レベルの方が小さければ反対のＤＢ信号と判断する。そして、ＤＳＰ１２が、それぞれの信号に適応したオフセット値をオフセット調整回路７３に与えて補正が行われる。
【００８３】
このようにこのオフセット調整回路７３では、ＦＭ復調で生じるオフセットをデジタル的に簡単に調整することができる。そのため、例えば、従来外付け部品等により行っていた調整をＤＳＰ１２に内蔵されたソフトウェア等で行うことができ、コスト削減を行うことができる。
【００８４】
オフセット調整が行われた色差信号（ＤＲ／ＤＢ）は、ディエンファシスフィルタ７４に供給される。
【００８５】
ディエンファシスフィルタ７４は、入力された色差信号に対してディエンファシス処理を行う。ディエンファシス処理は、送信側で与えられるプリエンファシス処理と逆の周波数特性与えて波形整形をする処理である。プリエンファシスは、周波数が高くなるに従い出力信号のゲインが上昇する特性であり、ＦＭ変調の際のＳ／Ｎ特性が改善する。このディエンファシスフィルタは、色差信号のサンプリング周波数（１７．１４ＭＨｚ）を考慮して係数が定められたデジタルＩＩＲフィルタにより構成される。
【００８６】
そして、このディエンファシスフィルタ７４から出力された色差信号は、後段のＳＲＣ２１に供給される。
【００８７】
以上のように本発明の実施の形態のクロマデコーダ１では、任意の１つのシステムクロックＣｓに同期させたタイミング信号Ｔ１，Ｔ２を生成し、任意の周波数のシステムクロックＣｓでサンプリングされた映像信号を仮想クロックＣｖ１，Ｃｖ２にサンプリングレート変換し、その結果をタイミング信号Ｔ１，ｔ２に同期させて出力する。このようにすることによって、Ｙ／Ｃ分離処理、クロマデコード処理、出力信号タイミングへの周波数変換処理を、１つのシステムクロックのみで行えるようになる。
【００８８】
また、本発明の実施の形態のクロマデコーダ１では、ベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数のクロックで、搬送色信号Ｃをサンプリングしてデジタル化し、ＦＭ復調処理によって搬送色信号Ｃから色差信号（ＤＲ／ＤＢ）を復調している。
【００８９】
このため本発明の実施の形態のクロマデコーダ１では、ベルフィルタをＩＩＲフィルタで構成したときに、合理的な簡易な回路構成となる。また、デジタル処理によって色差信号の復調を行うことによって、ＦＭ復調したとき出力にオフセット差が生じたとしても、そのオフセットの補正を非常に簡単に行うことができる。
【００９０】
【発明の効果】
本発明にかかるクロマ信号復調装置では、ベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数の基準クロックで、搬送色信号をサンプリングしてデジタル化し、デジタルＦＭ復調処理によって上記搬送色信号から色差信号を復調する。
【００９１】
このため本クロマ信号復調装置では、ベルフィルタをＩＩＲフィルタで構成したときに、合理的な簡易な回路構成となる。また、デジタル処理によって色差信号の復調を行うことによって、ＳＥＣＡＭのように２つの色差信号を互いに異なる周波数の搬送波に変調されていて、ＦＭ復調したとき出力にオフセット差が生じたとしても、そのオフセットの補正を非常に簡単に行うことができる。
【００９２】
また、本発明にかかる映像信号処理装置では、任意の１つのシステムクロックに同期させたタイミング信号を生成し、任意の周波数のシステムクロックでサンプリングされた映像信号を基準クロックにサンプリングレート変換し、その結果を上記タイミング信号に同期させて出力する。このようにすることによって、Ｙ／Ｃ分離処理、クロマデコード処理、出力信号タイミングへの周波数変換処理を、１つのシステムクロックのみで行えるようになる。そして、この映像信号処理装置では、上記基準クロックの周波数を、ベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数とし、デジタルＦＭ復調処理によって上記搬送色信号から色差信号を復調する。
【００９３】
このため本映像信号処理装置では、ベルフィルタをＩＩＲフィルタで構成したときに、合理的な簡易な回路構成となる。また、デジタル処理によって色差信号の復調を行うことによって、ＳＥＣＡＭのように２つの色差信号を互いに異なる周波数の搬送波に変調されていて、ＦＭ復調したとき出力にオフセット差が生じたとしても、そのオフセットの補正を非常に簡単に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したクロマデコーダのブロック構成を示す図である。
【図２】上記クロマデコーダ内のＤＳＯの回路構成を示す図である。
【図３】上記ＤＳＯの出力信号のタイミングチャートである。
【図４】上記クロマデコーダ内のＳＲＣの回路構成を示す図である。
【図５】上記ＳＲＣに関する信号のタイミングチャートである。
【図６】ＦＩＲフィルタのインパルス応答を示す波形図である。
【図７】上記クロマデコーダ内のクロマ復調回路の回路構成を示す図である。
【図８】ベルフィルタの特性を示す図である。
【符号の説明】
１ クロマデコーダ、１１ システムクロック発振器、１２ デジタルシグナルプロセッサ、１３ アナログ／デジタルコンバータ、１４ 、１５，２３ 同期検出回路、１６ 第１のタイミング発振器、１７ 第１のサンプリングレートコンバータ、１８ 輝度／クロマ分離回路、１９ クロマ復調回路、２０ 第２のタイミング発振器、２１ 第２のサンプリングレートコンバータ、２２ 視覚補正回路、２４ 付加情報検出回路、２５ フォーマッタ、２６ ファーストイン／ファーストアウトメモリ、７１ ベルフィルタ、７２ ＦＭ復調回路、７３オフセット調整回路、７４ ディエンファシスフィルタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、クロマ復調処理を行うクロマ信号復調装置及びコンポジット映像信号をデジタルのコンポーネント映像信号に変換する映像信号処理装置に関し、特にＳＥＣＡＭ放送方式に対応したクロマ信号復調装置及び映像信号処理装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
テレビジョン放送の放送方式には、フランス，ロシア，東欧諸国で採用されているＳＥＣＡＭ方式がある。
【０００３】
ＳＥＣＡＭ方式と日本で用いられているＮＴＳＣ方式との大きな違いとして、ＮＴＣＳ方式では色差信号の変調方式が直交変調であるのに対して、ＳＥＣＡＭ方式の色差信号の変調方式は、ＦＭ変調であることがあげられる。
【０００４】
コンポジット映像信号を生成する際において色差信号の変調方式にＦＭ変調方式を採用すると、輝度信号と搬送色信号との間で周波数インタリーブ関係を作り出すことができず、また、ＦＭ変調後の搬送波の振幅は色飽和度に関係なく一定となってしまう。従って、このような映像信号の場合、色飽和度が小さい場合には輝度成分が目立ちやすくなってしまうという問題が生じる。そのため、ＳＥＣＡＭ方式では、色飽和度が大きければ搬送色信号の振幅を大きくし、色飽和度が小さければ搬送色信号の振幅を小さくするというように、搬送色信号の周波数特性を色飽和度に応じて変化させるフィルタを設けて、このような問題を解決している。このように搬送色信号の周波数特性を色飽和度に応じて変化させるフィルタのことをベルフィルタと呼ぶ。
【０００５】
具体的にＳＥＣＡＭ方式で規定されているベルフィルタの周波数特性は、図８に示すようになる。これを式で表すと、下式のようになる。
【０００６】
【数１】
すなわち、このベルフィルタは、中心周波数（ｆ０：４．２８６ＭＨｚ）でゲインが最小となり、この中心周波数から周波数が離れるにつれゲインが大きくなる周波数特性となっている。
【０００８】
また、ＳＥＣＡＭ方式では、２つの色差信号（ＤＲ信号，ＤＢ信号）を、それぞれ異なるキャリア周波数の搬送波にＦＭ変調し、それらを１水平ライン毎交互に伝送している。具体的には、ＤＲ信号を４４０６．２５ｋＨｚのキャリア周波数に変調し、ＤＢ信号を４２５０．００ｋＨｚのキャリア周波数に変調している。このため、２つの色差信号（ＤＲ信号，ＤＢ信号）間のクロストークが理論的に無くなる。しかしながら、ＦＭ復調をしたのちの２つの色差信号間には、キャリア周波数差に応じたオフセット差が生じてしまう。そのため、少なくともいずれか一方の色差信号には、必ずオフセットが存在してしまう。従って、ＳＥＣＡＭ方式の受信機では、このオフセットをうち消す調整回路が必要となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、以上のようなベルフィルタの実装や上記オフセットの調整には、十分な周波数特性を再現しようとすると、精度の高い調整回路が必要となり、コストがかかってしまっていた。
【００１０】
本発明は、このような実情を鑑みてなされたものであり、ＳＥＣＡＭ方式の搬送色信号及びコンポジット映像信号を復調する際に、各種調整を簡単に行うことができるクロマ信号復調装置及び映像信号処理装置を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明にかかるクロマ信号復調装置は、色差信号がＦＭ変調された搬送色信号から、当該色差信号を復調するクロマ信号復調装置であって、色飽和度に応じて上記搬送色信号の振幅を調整するベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数の基準クロックで、上記搬送色信号をサンプリングしてデジタル化するデジタル化手段と、上記搬送色信号に対して、送信側で調整されたベルフィルタ特性の逆特性を与えるデジタルベルフィルタと、上記デジタルベルフィルタによりフィルタリングされた上記搬送色信号をデジタルＦＭ復調して、上記基準クロックでサンプリングされた色差信号を生成するＦＭ復調手段とを備える。
【００１２】
このクロマ信号復調装置では、ベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数の基準クロックで、搬送色信号をサンプリングしてデジタル化し、デジタルＦＭ復調処理によって上記搬送色信号から色差信号を復調する。
【００１３】
また、本発明にかかる映像信号処理装置は、色差信号がＦＭ変調されたコンポジット映像信号をデジタルのコンポーネント映像信号に変換する映像信号処理装置であって、所定の周波数のシステムクロックでサンプリングされたコンポジット映像信号のサンプリングポイントから、色飽和度に応じて上記搬送色信号の振幅を調整するベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数の基準クロックのタイミングに対応したサンプリングポイントを抽出し、抽出したサンプリングポイントに同期した第１のタイミング信号を生成する第１のタイミング信号生成手段と、上記システムクロックでサンプリングされたコンポジット映像信号の各サンプリングポイントの信号レベルから、上記基準クロックのサンプリングポイントにおける信号レベルを補間して、基準クロックでサンプリングされたコンポジット映像信号を生成し、この基準クロックでサンプリングされたコンポジット映像信号を上記第１のタイミング信号に同期させて出力する第１の補間手段と、上記基準クロックでサンプリングされたコンポジット映像信号を、基準クロックでサンプリングされた輝度信号と基準クロックでサンプリングされた搬送色信号とに分離するＹ／Ｃ分離手段と、上記基準クロックでサンプリングされた搬送色信号に対して送信側で調整されたベルフィルタ特性の逆特性を与えるデジタルベルフィルタと、上記デジタルベルフィルタによりフィルタリングされた上記搬送色信号をデジタルＦＭ復調して、上記基準クロックでサンプリングされた色差信号を生成するＦＭ復調手段と、上記第１のタイミング信号のサンプリングポイント中から、出力クロックのタイミングに対応したサンプリングポイントを抽出し、抽出したサンプリングポイントに同期した第２のタイミング信号を生成する第２のタイミング信号生成手段と、上記基準クロックでサンプリングされた輝度信号及び色差信号の各サンプリングポイントの信号レベルから、上記出力クロックのサンプリングポイントにおける信号レベルを補間して、出力クロックでサンプリングされた輝度信号及び色差信号を生成し、この出力クロックでサンプリングされた上記輝度信号及び色差信号を上記第２のタイミング信号に同期させて出力する第２の補間手段とを備える。
【００１４】
この映像信号処理装置では、任意の１つのシステムクロックに同期させたタイミング信号を生成し、任意の周波数のシステムクロックでサンプリングされた映像信号を基準クロックにサンプリングレート変換し、その結果を上記タイミング信号に同期させて出力する。このようにすることによって、Ｙ／Ｃ分離処理、クロマデコード処理、出力信号タイミングへの周波数変換処理を、１つのシステムクロックのみで行えるようになる。そして、この映像信号処理装置では、上記基準クロックの周波数を、ベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数とし、デジタルＦＭ復調処理によって上記搬送色信号から色差信号を復調する。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態として、本発明を適用したクロマデコーダについて説明をする。
【００１６】
本実施の形態のクロマデコーダは、ＳＥＣＡＭ方式のコンポジット映像信号を輝度信号及び色差信号に分離し、分離した輝度信号及び色差信号を、サンプリングクロックが１３．５ＭＨｚのＩＴＵ−Ｒ６０１勧告に基づくデジタル信号規格の映像信号にして出力する装置である。
【００１７】
図１に本発明の実施の形態のクロマデコーダ１のブロック図を示す。
【００１８】
クロマデコーダ１は、システムクロック発振器１１と、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）１２と、アナログ／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）１３と、クランプ回路１４と、同期検出回路（ＳＹＮＣ回路）１５と、第１のタイミング発振器（ＤＴＯ）１６と、第１のサンプリングレートコンバータ（ＳＲＣ）１７と、輝度／クロマ分離回路（Ｙ／Ｃ分離回路）１８と、クロマ復調回路１９と、第２のタイミング発振器（ＤＴＯ）２０と、第２のサンプリングレートコンバータ（ＳＲＣ）２１と、視覚補正回路２２と、同期検出回路（ＳＹＮＣ回路）２３と、付加情報回路２４と、フォーマッタ２５と、ファーストイン／ファーストアウトメモリ（ＦＩＦＯ）２６とを備えている。
【００１９】
システムクロック発振器１１は、システムクロックＣｓを発生し、本クロマデコーダ１内の各回路に供給する。本クロマデコーダ１内の各回路は、このシステムクロックＣｓに基づき動作する。このシステムクロックＣｓの周波数は、ＳＥＣＡＭのベルフィルタの中心周波数の４倍（１７．１４ＭＨｚ）を基準として、この周波数の２倍以上の周波数に設定するのが好ましい。ここでは、例えば、システムクロックＣｓの周波数は、４０ＭＨｚとする。
【００２０】
ＤＳＰ１２は、本クロマデコーダ１内の各回路の制御を行う。
【００２１】
Ａ／Ｄコンバータ１３には、外部から供給されたアナログのコンポジット映像信号（ＣＶＢＳ）が入力される。Ａ／Ｄコンバータ１１は、入力されたコンポジット映像信号をシステムクロックＣｓでサンプリングして、デジタルデータに変換する。
【００２２】
クランプ回路１４は、入力されたコンポジット映像信号のペデスタルレベルが一定となるように、クランプ処理を行う。
【００２３】
ＳＹＮＣ回路１５は、入力されたコンポジット映像信号から同期信号を抽出して、垂直同期タイミング、水平同期タイミングを検出する。同期タイミングは、ＤＳＰ１２に供給される。
【００２４】
以上のように、クランプ処理がされ、さらに、システムクロックＣｓでサンプリングされたデジタルのコンポジット映像信号は、第１のＳＲＣ１７に供給される。
【００２５】
第１のＤＴＯ１６は、第１のタイミング信号Ｔ１を生成し、生成した第１のタイミング信号Ｔ１を第１のＳＲＣ１７に供給する。第１のタイミング信号Ｔ１は、システムクロックＣｓに同期した信号で、且つ、パルス発生周期を平均化したときに第１の仮想クロックＣｖ１の周期に一致する信号である。
【００２６】
ここで、第１の仮想クロックＣｖ１は、コンポジット映像信号からデジタル処理で輝度／色差分離をし、そののちデジタル処理でクロマ復調をするために必要となるサンプリングクロックである。この第１の仮想クロックＣｖ１の周波数は、ベルフィルタの中心周波数の４倍（１７．１４ＭＨｚ）のクロックである。
【００２７】
このような第１の仮想クロックＣｖ１に対して、第１のタイミング信号Ｔ１は、システムクロックＣｓと同期した信号である。第１の仮想クロックＣｖ１とシステムクロックＣｓとはなんら逓倍関係がない。そのため、第１の仮想クロックＣｖ１と第１のタイミング信号Ｔ１との間も、同期していない。従って、第１のタイミング信号Ｔ１は、パルス発生周期を平均化したときには第１の仮想クロックＣｖ１の周期に一致するが、つまり、長期的にサンプリング周波数を平均化すれば第１の仮想クロックＣｖ１の周波数に一致するが、各々のサンプリング間隔をみれば周期が一定でない不揃いな信号となる。
【００２８】
ＤＳＰ１２は、入力されたコンポジット映像信号に対して信号の判断処理を行い、判断した信号方式に応じて適宜第１の仮想クロックＣｖ１を設定し、第１のＤＴＯ１６をコントロールする。第１のＤＴＯ１６は、ＤＳＰ１２により設定された第１の仮想クロックＣｖ１の周波数に基づき、第１のタイミング信号Ｔ１を生成する。
【００２９】
なお、第１の仮想クロックＣｖ１の周波数は、ベルフィルタの中心周波数の４倍に限らず、ベルフィルタの中心周波数の逓倍であればよい。もっとも、システムクロックＣｓの１／２以下の周波数であることが望ましい。
【００３０】
第１のＳＲＣ１７は、アナログのコンポジット映像信号を第１の仮想クロックＣｖ１でサンプリングした場合における各サンプリングポイントの各信号レベルを、システムクロックＣｓでサンプリングされたコンポジット映像信号の各サンプリングポイントの信号レベルから補間することにより求める。すなわち、第１のＳＲＣ１７は、コンポジット映像信号のサンプリングレートを、システムクロックＣｓから第１の仮想クロックＣｖ１へ変換する、いわゆるサンプリングレート変換をする。そして、第１のＳＲＣ１７は、レート変換を行った後の各サンプル信号を、第１のＤＴＯ１６により生成された第１のタイミング信号Ｔ１に同期させて出力する。
【００３１】
従って、第１のＳＲＣ１７からは、データそのものは第１の仮想クロックＣｖ１のタイミングでサンプリングされた値の信号であるが、その出力タイミングがシステムクロックＣｓに同期した、サンプル周期が一定ではない不揃いの状態のコンポジット映像信号が出力される。
【００３２】
第１の仮想クロックＣｖ１へサンプリングレート変換がされたコンポジット映像信号は、Ｙ／Ｃ分離回路１８に供給される。
【００３３】
Ｙ／Ｃ分離回路１８は、第１の仮想クロックＣｖ１でサンプリングされたコンポジット映像信号を、輝度信号Ｙと搬送色信号Ｃ（色副搬送波に変調された状態の色差信号）とに分離する。このＹ／Ｃ分離回路１８は、コンポジット映像信号のサンプリングレートが第１の仮想クロックＣｖ１となっていることにより、デジタル的に合理的に処理することができる。この輝度信号Ｙは、第２のＳＲＣ２１に供給される。また、分離された搬送色信号Ｃは、クロマ復調回路１９に供給される。
【００３４】
クロマ復調回路１９は、第１の仮想クロックＣｖ１でサンプリングされた搬送色信号Ｃから色差信号（ＤＲ／ＤＢ）を復調する。このクロマ復調回路１９は、搬送色信号Ｃのサンプリングレートが第１の仮想クロックＣｖ１となっていることにより、デジタル的に合理的に処理することができる。復調された色差信号（ＤＲ／ＤＢ）は第２のＳＲＣ２１に供給される。このクロマ復調回路１９の構成についてはその詳細を後述する。
【００３５】
なお、Ｙ／Ｃ分離回路１８及びクロマ復調回路１９には、データサンプルが周期的に不揃いな状態で入力されるが、デジタル処理を行うので、問題なく処理を行うことができる。
【００３６】
第２のＤＴＯ２０は、第２のタイミング信号Ｔ２を生成し、生成した第２のタイミング信号Ｔ２を第２のＳＲＣ２１に供給する。第２のタイミング信号Ｔ２は、第１のタイミング信号Ｔ１に同期した信号で、且つ、パルス発生周期を平均化したときに第２の仮想クロックＣｖ２の周期に一致する信号である。
【００３７】
ここで、第２の仮想クロックＣｖ２は、本クロマデコーダ１から出力されるコンポーネント映像出力の出力クロックである。つまり、第２の仮想クロックは、ＩＴＵ−Ｒ６０１勧告に基づくデジタル信号規格の１３．５ＭＨｚのクロックである。
【００３８】
このような第２の仮想クロックＣｖ２に対して、第２のタイミング信号Ｔ２は、第１のタイミング信号Ｔ１に同期した信号、つまり、システムクロックＣｓに同期した信号である。第２の仮想クロックＣｖ２とシステムクロックＣｓとはなんら逓倍関係がない。そのため、第２の仮想クロックＣｖ２と第２のタイミング信号Ｔ２との間も、同期していない。従って、第２のタイミング信号Ｔ２は、パルス発生周期を平均化したときには第２の仮想クロックＣｖ２の周期に一致するが、つまり、長期的にサンプリング周波数を平均化すれば第２の仮想クロックＣｖ２の周波数に一致するが、各々のサンプリング間隔をみれば周期が一定でない不揃いな信号となる。
【００３９】
第２のＤＴＯ２０は、第２の仮想クロックＣｖ２の周波数に基づき、第２のタイミング信号Ｔ２を生成する。
【００４０】
第２のＳＲＣ２１は、アナログの輝度信号Ｙ及び色差信号（ＤＲ／ＤＢ）を第２の仮想クロックＣｖ２でサンプリングした場合における各サンプリングポイントの各信号レベルを、第１の仮想クロックＣｖ１でサンプリングされた輝度信号Ｙ及び色差信号（ＤＲ／ＤＢ）の各サンプリングポイントの信号レベルから補間することにより求める。すなわち、第２のＳＲＣ２１は、コンポジット映像信号のサンプリングレートを、第１の仮想クロックＣｖ１から第２の仮想クロックＣｖ２へ変換する、いわゆるサンプリングレート変換をする。そして、第２のＳＲＣ２１は、レート変換を行った後の各サンプル信号を、第２のＤＴＯ２０により生成された第２のタイミング信号Ｔ２に同期させて出力する。
【００４１】
従って、第２のＳＲＣ２１からは、データそのものは第２の仮想クロックＣｖ２のタイミングでサンプリングされた値の信号であるが、その出力タイミングがシステムクロックＣｓに同期した、サンプル周期が一定ではない不揃いの状態のコンポジット映像信号が出力される。
【００４２】
第２の仮想クロックＣｖ２へサンプリングレート変換がされた輝度信号Ｙは、視覚補正回路２２に供給される。また、第２の仮想クロックＣｖ２へサンプリングレート変換がされた色差信号（ＤＲ／ＤＢ）はフォーマッタ２５へ供給される。
【００４３】
視覚補正回路２２は、入力された輝度信号Ｙに対して階調補正を行って視覚補正を行う。視覚補正がされた輝度信号Ｙは、フォーマッタ２５に供給される。
【００４４】
ＳＹＮＣ回路２３は、輝度信号Ｙ成分から垂直同期信号（Ｖ）及び水平同期信号（Ｈ）を検出し、その同期タイミングをＤＳＰ１２に通知する。
【００４５】
付加情報検出回路２４は、ブランキング期間に含まれている情報を検出して、その内容をＤＳＰ１２に通知する。
【００４６】
フォーマッタ２５は、入力された輝度信号Ｙ及び色差信号（ＤＲ／ＤＢ）に、外部から入力されるＯＳＤ（On Screen Display）信号を合成する。フォーマッタ２５から出力された輝度信号Ｙ及び色差信号（ＤＲ／ＤＢ）は、ＦＩＦＯ２６に供給される。
【００４７】
ＦＩＦＯ２６は、第２のタイミング信号Ｔ２に同期して周期が不揃いな状態で入力される輝度信号Ｙ及び色差信号（ＤＲ／ＤＢ）を一旦記憶し、例えば外部から入力される１３．５ＭＨｚのクロックタイミングで読み出し、スムージングした状態でデータを出力する。
【００４８】
つぎに、上述した第１のＤＴＯ１６について詳細に説明をする。
【００４９】
図２に、第１のＤＴＯ１６の回路構成図を示す。
【００５０】
ＤＴＯ１６は、第１のアダー回路３１と、第２のアダー回路３２と、遅延素子３３とから構成されている。このＤＴＯ１６を構成する各回路は、システムクロックＣｓのタイミングで動作をする。
【００５１】
第１のアダー回路３１には、オフセット量Ａと、微調整量Ｂとが入力される。
このオフセット量Ａ及び微調整量Ｂは、ＤＳＰ１２から供給される。第１のアダー回路３１は、オフセット量Ａと微調整量Ｂとを加算して、傾き値（Ａ＋Ｂ）を出力する。
【００５２】
第２のアダー回路３２には、傾き値（Ａ＋Ｂ）と、遅延素子３３が格納している前サンプルにおける加算値Ｙとが入力される。第２のアダー回路３２は、傾き値（Ａ＋Ｂ）と前サンプル加算値Ｙと加算して、現サンプル加算値（（Ａ＋Ｂ）＋Ｙ）を出力する。この現サンプル加算値（（Ａ＋Ｂ）＋Ｙ）は、遅延素子３３に格納され、次のクロックタイミングで、遅延素子３３から第２のアダー回路３２に前サンプル加算値Ｙとしてフィードバックされる。すなわち、第２のアダー回路３２と遅延素子３３とで、各サンプル毎に傾き値（Ａ＋Ｂ）を累積加算していく。なお、この累積加算出力を、以下、アダー出力Ｙと呼ぶ。
【００５３】
また、この第２のアダー回路３２は、その出力がＮビットの範囲で表現されるようになっている。つまり、“Ｎ２”までしか出力できず、それ以上の値はオーバーフローとなる。第２のアダー回路３２は、もし、加算結果が“Ｎ２”を越えてオーバーフローした場合には、“Ｎ２”を越えたあまり値を０から折り返して出力する。すなわち、加算結果（（Ａ＋Ｂ）＋Ｙ）がＮ２を以上となった場合には、｛（（Ａ＋Ｂ）＋Ｙ）−Ｎ２｝が出力されることとなる。また、さらに、この第２のアダー回路３２は、オーバーフローする場合には、オーバーフローフラグが出力される。
【００５４】
第１のＤＴＯ１６は、図３に示すように、このオーバーフローフラグを第１のタイミング信号Ｔ１として出力する。
【００５５】
ここで、第１のタイミング信号Ｔ１の平均周期を、第１の仮想クロックＣｖ１の周期に一致するようにするためには、ＤＳＰ１２により傾き値（Ａ＋Ｂ）を以下のように設定すればよい。
【００５６】
Ａ＋Ｂ＝２Ｎ×（ｆｖ１／ｆｓ）
ここで、“ｆｓ”はシステムクロックＣｓの周波数であり、“ｆｖ１”は第１の仮想クロックＣｖ１の周波数である。
【００５７】
例えば、システムクロックＣｓの周波数が４０ＭＨｚであり、第２のアダー回路３２が８ビット出力（Ｎ＝８）である場合には、傾き値（Ａ＋Ｂ）は以下のように設定される。
A+B = 255*(17.14MHz/40MHz)=109.27
なお、傾き値（Ａ＋Ｂ）の値は、本来、整数値として与えられなければデジタル処理を行うことができない。そのため、ＤＳＰ１２からの実際の設定値は、少数点以下を切り上げるか切り下げて、整数値で設定しなければならない。しかしながら、小数点以下を丸めた場合、その丸め分が蓄積していって周波数誤差となってしまう。
【００５８】
そのため、ＤＳＰ１２は、小数点以上の値をオフセット値ＡとしてＤＳＰ１２から各サンプルタイミング毎固定で出力し、小数点以下の値を微調整値Ｂとして所定数のサンプルタイミング毎に適宜ＤＳＰ１２から出力して、周波数誤差が蓄積しないように調整する。
【００５９】
以上第１のＤＴＯ１６の回路構成例について説明したが、第２のＤＴＯ２０も、この第１のＤＴＯ１６の回路構成と同一である。
【００６０】
ただし、第２のＤＴＯ２０の場合、各回路が動作するクロックは、システムクロックＣｓではなく、第１のタイミング信号Ｔ１となる。また、第２のタイミングＴ２が、第２の仮想クロックＣｖ２の周期に一致するようにするためには、ＤＳＰ１２により傾き値（Ａ＋Ｂ）が以下のように設定される。
【００６１】
Ａ＋Ｂ＝２Ｎ×（ｆｖ２／ｆｖ１）
ここで、“ｆｖ１”は第１の仮想クロックＣｖ１の周波数であり、“ｆｖ２”は第２の仮想クロックＣｖ２の周波数である。
【００６２】
従って、第２の仮想クロックＣｖ２が１３．５ＭＨｚであり、第２のアダー回路３２が８ビット出力（Ｎ＝８）である場合には、傾き値（Ａ＋Ｂ）は以下のように設定される。
SECAM : A+B = 255*(13.5 MHz/17.14MHz)=200.85
（ＳＲＣ）
つぎに、上述した第１のＳＲＣ１７について詳細に説明をする。
【００６３】
第１のＳＲＣ１７は、例えば、図４に示すような、ＦＩＲフィルタを用いた補間フィルタにより構成することができる。ここでは、９タップのＦＩＲフィルタを用いた例を示す。
【００６４】
第１のＳＲＣ１７は、図４に示すように、第１から第８の遅延回路４１〜４８と、第１〜第９の乗算器５１〜５９と、加算器６０とにより、９タップのＦＩＲフィルタを構成している。
【００６５】
また、この第１のＳＲＣ１７は、各乗算器５１〜５９にタップ係数を与える係数ＲＯＭ６１と、加算器６０からのフィルタリング出力を第１のタイミング信号Ｔ１で取り込むレジスタ６２とを有している。
【００６６】
この第１のＳＲＣ１７では、各遅延素子をシステムクロックＣｓで動作させ、第１のタイミング信号で得られる補間結果のみレジスタ６２に取り込み、補間結果として出力している。
【００６７】
ここで、第１のＳＲＣ１７では、システムクロックＣｓでサンプリングされたコンポジット映像信号の各サンプリングポイントの信号レベルから、第１の仮想クロックＣｖ１でコンポジット映像信号をサンプリングしたときの各信号レベルを補間するのであるが、システムクロックＣｓと第１の仮想クロックＣｖ１とは周波数が異なっているため、システムクロックＣｓと第１の仮想クロックＣｖ１との位相ずれを考慮して、補間を行わなければならない。さらに、その位相ずれは各サンプル毎変動していくので、ＦＩＲフィルタのタップ係数を各サンプル毎変化させていかなければならない。
【００６８】
図５に、第１のＳＲＣ１７に関係する各信号のタイミングチャートを示す。
【００６９】
図５（Ａ）に示した信号は、入力されるコンポジット映像信号である。このコンポジット映像信号上に示した白丸及び黒丸は、システムクロックＣｓでのサンプリングポイントを示している。また、各点のうち黒丸で示している部分は、第１のタイミング信号Ｔ１に同期した位置のサンプル点である。図５（Ｂ）は、システムクロックＣｓを示している。図５（Ｃ）は、第１のタイミング信号Ｔ１を示している。また、図５（Ｄ）は、第１のＤＴＯ１６のアダー出力Ｙを示している。図５（Ｅ）は、第１の仮想クロックＣｖ１を示している。
【００７０】
ここで、システムクロックＣｓの所定のサンプリングポイントをＤ（０）とする。このＤ（０）は、第１のタイミング信号Ｔ１に同期したサンプリングポイントである。この所定のサンプリングポイントの信号Ｄ（０）から所定の位相差θをもった、第１の仮想クロックＣｖ１の所定のサンプリングポイントの信号Ｄｒｅａｌ（０）を、ＦＩＲフィルタにより補間して求めるとする。
【００７１】
まず、位相差θは、図５に示すように、Ｄ（０）出力時、つまり、第１のタイミング信号Ｔ１がアサートされたときにおける、アダー出力Ｙで表される。これは、アダー出力Ｙが、０からオーバーフローするまでの値が第１の仮想クロックＣｖ１の周期に対応するように、ＤＳＰ１２により傾き値（Ａ＋Ｂ）が予め設定されているからである。
【００７２】
そして、この位相差θは、図６に示すように、ＦＩＲフィルタのインパルス応答の遅延量Ｔに対応する。
【００７３】
すなわち、第１の仮想クロックＣｖ１の所定のサンプリングポイントの信号であるＤｒｅａｌ（０）は、ＦＩＲフィルタのインパルス応答に所定の窓関数をかけて得られる基本のタップ係数から、所定の時間Ｔの遅延量補正をかけたタップ係数（K'(-4),K'(-3),K'(-2),K'(-1),K'(0),K'(1),K'(2),K'(3),K'(4)）により以下のように求めることができる。
【００７４】
【００７５】
以上第１のＳＲＣ１７の回路構成例について説明したが、第２のＳＲＣ２１も、この第１のＳＲＣ１７の回路構成と同一である。
【００７６】
ただし、第２のＳＲＣ２１の場合、各回路が動作するクロックは、システムクロックＣｓではなく、第１のタイミング信号Ｔ１となる。そのため、係数ＲＯＭ６１に格納される値も異なることとなる。また、レジスタ６２に取り込まれるタイミングは、第２のタイミング信号Ｔ２となる。
【００７７】
（クロマ復調回路）
つぎに、上述したクロマ復調回路１９について詳細に説明をする。
【００７８】
図７に、クロマ復調回路１９の回路構成図を示す。
【００７９】
クロマ復調回路１９は、ベルフィルタ７１と、ＦＭ復調回路７２と、オフセット調整回路７３と、ディエンファシスフィルタ７４とから構成されている。
【００８０】
ベルフィルタ７１には、Ｙ／Ｃ分離回路１８から出力された搬送色信号Ｃ（色副搬送波に変調された状態の色差信号）が入力される。ベルフィルタ７１は、送信側で与えられたベルフィルタ特性と逆の周波数特性を、入力された搬送色信号Ｃに与えて波形整形する。すなわち、図８に示した周波数特性とは逆に、中心周波数（ｆ０：４．２８６ＭＨｚ）でゲインが最大となり、この中心周波数から周波数が離れるにつれゲインが小さくなるように波形整形を行う。このベルフィルタ７１は、搬送色信号Ｃのサンプリング周波数（１７．１４ＭＨｚ）を考慮して係数が定められたデジタルＩＩＲフィルタで構成される。なお、搬送色信号Ｃのサンプリング周波数は、上述したように、このベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍となっているため、本ベルフィルタの回路構成を単純化することができる。
ベルフィルタ７１により波形整形された搬送色信号Ｃは、ＦＭ復調回路７２に供給される。
【００８１】
ＦＭ復調回路７２は、色副搬送波にＦＭ変調されている色差信号をデジタル復調する。そのＦＭ復調は、グッドラッチャ、ＲＯＭ、ＣＯＲＤＩＣなどにより構成されたデジタル回路で行われる。なお、ＳＥＣＡＭ方式の場合、ＤＲ信号とＤＢ信号とがそれぞれ異なる中心周波数の色副搬送波に変調されている。そのため、ＦＭ復調の際の基準信号の中心周波数の設定値と、キャリア周波数との差に応じたオフセット量が復調出力に加算される。つまり、復調時の基準周波数に応じて、ＤＲ信号、ＤＢ信号のいずれか一方、或いは、両者にオフセット量が加算された状態で復調出力が得られることとなる。ＦＭ復調されて得られた色差信号（ＤＲ／ＤＢ）は、オフセット調整回路７３に供給される。
【００８２】
オフセット調整回路７３は、入力された色差信号（ＤＲ／ＤＢ）に、所定のオフセット量をデジタル的に加算して、ＦＭ復調時に生じた復調出力からオフセットを取り除く処理を行う。ＦＭ復調後に生じるオフセット量は、その信号がＤＲ信号かＤＢ信号かによって異なる。ＳＥＣＡＭ方式ではＤＲ信号とＤＢ信号とがライン毎に交互に挿入されてため、オフセット調整回路７３は、そのラインがＤＲ信号かＤＢ信号かの判断に応じて、１ライン毎に異なるオフセット値を入力された色差信号に加算する。このＤＲ信号とＤＢ信号との判断、及び、加算するオフセット値の調整は、ＤＳＰ１２により例えば以下のように行われる。ＤＳＰ１２は、あるラインの水平同期区間内での復調レベルを検出し、前のラインの水平同期区間内の復調レベルと比較する。比較した結果、前のラインの復調レベルの方が大きければ例えばＤＲ信号と判断し、前のライン復調レベルの方が小さければ反対のＤＢ信号と判断する。そして、ＤＳＰ１２が、それぞれの信号に適応したオフセット値をオフセット調整回路７３に与えて補正が行われる。
【００８３】
このようにこのオフセット調整回路７３では、ＦＭ復調で生じるオフセットをデジタル的に簡単に調整することができる。そのため、例えば、従来外付け部品等により行っていた調整をＤＳＰ１２に内蔵されたソフトウェア等で行うことができ、コスト削減を行うことができる。
【００８４】
オフセット調整が行われた色差信号（ＤＲ／ＤＢ）は、ディエンファシスフィルタ７４に供給される。
【００８５】
ディエンファシスフィルタ７４は、入力された色差信号に対してディエンファシス処理を行う。ディエンファシス処理は、送信側で与えられるプリエンファシス処理と逆の周波数特性与えて波形整形をする処理である。プリエンファシスは、周波数が高くなるに従い出力信号のゲインが上昇する特性であり、ＦＭ変調の際のＳ／Ｎ特性が改善する。このディエンファシスフィルタは、色差信号のサンプリング周波数（１７．１４ＭＨｚ）を考慮して係数が定められたデジタルＩＩＲフィルタにより構成される。
【００８６】
そして、このディエンファシスフィルタ７４から出力された色差信号は、後段のＳＲＣ２１に供給される。
【００８７】
以上のように本発明の実施の形態のクロマデコーダ１では、任意の１つのシステムクロックＣｓに同期させたタイミング信号Ｔ１，Ｔ２を生成し、任意の周波数のシステムクロックＣｓでサンプリングされた映像信号を仮想クロックＣｖ１，Ｃｖ２にサンプリングレート変換し、その結果をタイミング信号Ｔ１，ｔ２に同期させて出力する。このようにすることによって、Ｙ／Ｃ分離処理、クロマデコード処理、出力信号タイミングへの周波数変換処理を、１つのシステムクロックのみで行えるようになる。
【００８８】
また、本発明の実施の形態のクロマデコーダ１では、ベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数のクロックで、搬送色信号Ｃをサンプリングしてデジタル化し、ＦＭ復調処理によって搬送色信号Ｃから色差信号（ＤＲ／ＤＢ）を復調している。
【００８９】
このため本発明の実施の形態のクロマデコーダ１では、ベルフィルタをＩＩＲフィルタで構成したときに、合理的な簡易な回路構成となる。また、デジタル処理によって色差信号の復調を行うことによって、ＦＭ復調したとき出力にオフセット差が生じたとしても、そのオフセットの補正を非常に簡単に行うことができる。
【００９０】
【発明の効果】
本発明にかかるクロマ信号復調装置では、ベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数の基準クロックで、搬送色信号をサンプリングしてデジタル化し、デジタルＦＭ復調処理によって上記搬送色信号から色差信号を復調する。
【００９１】
このため本クロマ信号復調装置では、ベルフィルタをＩＩＲフィルタで構成したときに、合理的な簡易な回路構成となる。また、デジタル処理によって色差信号の復調を行うことによって、ＳＥＣＡＭのように２つの色差信号を互いに異なる周波数の搬送波に変調されていて、ＦＭ復調したとき出力にオフセット差が生じたとしても、そのオフセットの補正を非常に簡単に行うことができる。
【００９２】
また、本発明にかかる映像信号処理装置では、任意の１つのシステムクロックに同期させたタイミング信号を生成し、任意の周波数のシステムクロックでサンプリングされた映像信号を基準クロックにサンプリングレート変換し、その結果を上記タイミング信号に同期させて出力する。このようにすることによって、Ｙ／Ｃ分離処理、クロマデコード処理、出力信号タイミングへの周波数変換処理を、１つのシステムクロックのみで行えるようになる。そして、この映像信号処理装置では、上記基準クロックの周波数を、ベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数とし、デジタルＦＭ復調処理によって上記搬送色信号から色差信号を復調する。
【００９３】
このため本映像信号処理装置では、ベルフィルタをＩＩＲフィルタで構成したときに、合理的な簡易な回路構成となる。また、デジタル処理によって色差信号の復調を行うことによって、ＳＥＣＡＭのように２つの色差信号を互いに異なる周波数の搬送波に変調されていて、ＦＭ復調したとき出力にオフセット差が生じたとしても、そのオフセットの補正を非常に簡単に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したクロマデコーダのブロック構成を示す図である。
【図２】上記クロマデコーダ内のＤＳＯの回路構成を示す図である。
【図３】上記ＤＳＯの出力信号のタイミングチャートである。
【図４】上記クロマデコーダ内のＳＲＣの回路構成を示す図である。
【図５】上記ＳＲＣに関する信号のタイミングチャートである。
【図６】ＦＩＲフィルタのインパルス応答を示す波形図である。
【図７】上記クロマデコーダ内のクロマ復調回路の回路構成を示す図である。
【図８】ベルフィルタの特性を示す図である。
【符号の説明】
１ クロマデコーダ、１１ システムクロック発振器、１２ デジタルシグナルプロセッサ、１３ アナログ／デジタルコンバータ、１４ 、１５，２３ 同期検出回路、１６ 第１のタイミング発振器、１７ 第１のサンプリングレートコンバータ、１８ 輝度／クロマ分離回路、１９ クロマ復調回路、２０ 第２のタイミング発振器、２１ 第２のサンプリングレートコンバータ、２２ 視覚補正回路、２４ 付加情報検出回路、２５ フォーマッタ、２６ ファーストイン／ファーストアウトメモリ、７１ ベルフィルタ、７２ ＦＭ復調回路、７３オフセット調整回路、７４ ディエンファシスフィルタ
Claims (8)
- 色差信号によってＦＭ変調された搬送色信号から、当該色差信号を復調するクロマ信号復調装置において、
色飽和度に応じて上記搬送色信号の振幅を調整するベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数の基準クロックで、上記搬送色信号をサンプリングしてデジタル化するデジタル化手段と、
上記搬送色信号に対して、送信側で調整されたベルフィルタ特性の逆特性を与えるデジタルベルフィルタと、
上記デジタルベルフィルタによりフィルタリングされた上記搬送色信号をデジタルＦＭ復調して、上記基準クロックでサンプリングされた色差信号を生成するＦＭ復調手段と
を備えるクロマ信号復調装置。 - 上記デジタル化手段は、
アナログの搬送色信号を所定の周波数のシステムクロックでサンプリングしてデジタル化するアナログ／デジタル変換部と、
上記所定の周波数のシステムクロックでサンプリングされた搬送色信号のサンプリングポイントから、上記基準クロックに対応したサンプリングポイントを抽出し、抽出したサンプリングポイントに同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成部と、
上記システムクロックでサンプリングされた搬送色信号の各サンプリングポイントの信号レベルから、上記基準クロックのサンプリングポイントにおける信号レベルを補間して、基準クロックでサンプリングされた搬送色信号を生成し、この基準クロックでサンプリングされた搬送色信号を上記タイミング信号に同期させて出力する補間部とからなること
を特徴とする請求項１記載のクロマ信号復調装置。 - 上記搬送色信号は、ＳＥＣＡＭ方式のテレビジョン信号の搬送色信号であり、
上記基準クロックの周波数は、ＳＥＣＡＭ方式におけるベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数であること
を特徴とする請求項２記載のクロマ信号復調装置。 - 出力手段をさらに備え、
上記出力手段は、
上記基準クロックのサンプリングポイント中から、出力クロックのタイミングに対応したサンプリングポイントを抽出し、抽出したサンプリングポイントに同期したタイミング信号を生成するタイミング信号生成部と、
上記基準クロックでサンプリングされた上記色差信号の各サンプリングポイントの信号レベルから、上記出力クロックのサンプリングポイントにおける信号レベルを補間して、出力クロックでサンプリングされた色差信号を生成し、この出力クロックでサンプリングされた上記色差信号を上記タイミング信号に同期させて出力する補間部とからなること
を特徴とする請求項１記載のクロマ信号復調装置。 - 上記搬送色信号は、ＳＥＣＡＭ方式のテレビジョン信号の搬送色信号であり、
上記基準クロックの周波数は、ＳＥＣＡＭ方式におけるベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍であり、
上記出力クロックの周波数は、ＩＴＵ−Ｒ６０１勧告に基づくデジタル信号規格の周波数であること
を特徴とする請求項４記載のクロマ信号復調装置。 - 色差信号がＦＭ変調されているコンポジット映像信号をデジタルのコンポーネント映像信号に変換する映像信号処理装置において、
所定の周波数のシステムクロックでサンプリングされたコンポジット映像信号のサンプリングポイントから、色飽和度に応じて上記搬送色信号の振幅を調整するベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数の基準クロックのタイミングに対応したサンプリングポイントを抽出し、抽出したサンプリングポイントに同期した第１のタイミング信号を生成する第１のタイミング信号生成手段と、
上記システムクロックでサンプリングされたコンポジット映像信号の各サンプリングポイントの信号レベルから、上記基準クロックのサンプリングポイントにおける信号レベルを補間して、基準クロックでサンプリングされたコンポジット映像信号を生成し、この基準クロックでサンプリングされたコンポジット映像信号を上記第１のタイミング信号に同期させて出力する第１の補間手段と、
上記基準クロックでサンプリングされたコンポジット映像信号を、基準クロックでサンプリングされた輝度信号と基準クロックでサンプリングされた搬送色信号とに分離するＹ／Ｃ分離手段と、
上記基準クロックでサンプリングされた搬送色信号に対して送信側で調整されたベルフィルタ特性の逆特性を与えるデジタルベルフィルタと、
上記デジタルベルフィルタによりフィルタリングされた上記搬送色信号をデジタルＦＭ復調して、上記基準クロックでサンプリングされた色差信号を生成するＦＭ復調手段と、
上記第１のタイミング信号のサンプリングポイント中から、出力クロックのタイミングに対応したサンプリングポイントを抽出し、抽出したサンプリングポイントに同期した第２のタイミング信号を生成する第２のタイミング信号生成手段と、
上記基準クロックでサンプリングされた輝度信号及び色差信号の各サンプリングポイントの信号レベルから、上記出力クロックのサンプリングポイントにおける信号レベルを補間して、出力クロックでサンプリングされた輝度信号及び色差信号を生成し、この出力クロックでサンプリングされた上記輝度信号及び色差信号を上記第２のタイミング信号に同期させて出力する第２の補間手段と
を備える映像信号処理装置。 - 上記搬送色信号は、ＳＥＣＡＭ方式のテレビジョン信号の搬送色信号であり、
上記基準クロックの周波数は、ＳＥＣＡＭ方式におけるベルフィルタ特性の中心周波数の逓倍の周波数であること
を特徴とする請求項１記載の映像信号処理装置。 - 上記出力クロックの周波数は、ＩＴＵ−Ｒ６０１勧告に基づくデジタル信号規格の周波数であること
を特徴とする請求項２記載の映像信号処理装置。
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